JPH04263534A - Phase control circuit - Google Patents
Phase control circuitInfo
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- JPH04263534A JPH04263534A JP3045902A JP4590291A JPH04263534A JP H04263534 A JPH04263534 A JP H04263534A JP 3045902 A JP3045902 A JP 3045902A JP 4590291 A JP4590291 A JP 4590291A JP H04263534 A JPH04263534 A JP H04263534A
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- clock
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- 230000010363 phase shift Effects 0.000 claims description 16
- 230000008929 regeneration Effects 0.000 claims description 8
- 238000011069 regeneration method Methods 0.000 claims description 8
- 239000000284 extract Substances 0.000 claims 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
【0001】
【産業上の利用分野】この発明は、デジタル無線機のベ
ースバンド信号などの複数のデータ信号を位相制御処理
する位相制御回路に関するものである。
【0002】
【従来の技術】図4は従来の位相制御回路を示すブロッ
ク図であり、図において、1,2はリタイミング用のフ
リップロップ、3,4はデータ入力端子、5はリタイミ
ング用のクロック入力端子、6,7は直流増幅器、8,
9は低域ろ波器、10は移相器、11,12はデータ出
力端子、13は移相器の調整用端子である。
【0003】次に動作について説明する。まず、フリッ
プフロップ1,2では、データ入力端子3,4より入力
された2系統のベースバンド信号を、クロック入力端子
5より入力されたクロックでリタイミングする。直流増
幅器6,7ではこれらのリタイミングされたベースバン
ド信号の直流電位をオフセットし、直流電位をゼロボル
トとする。このように直流オフセットされたベースバン
ド信号は低域ろ波器8,9により帯域制限されて、デー
タ出力端子11,12より出力される。この場合におい
て、この2系統の出力ベースバンド信号の位相ずれを判
定するのは人であり、オシロスコープ上でその出力ベー
スバンド信号の波形をモニタし、その波形を見ながら位
相ずれが零になるように、移相器10の位相調整用端子
13に調整用の補正信号を人為的に入力している。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】従来の位相制御回路は
以上のように構成されているので、オシロスコープ上に
おいて人の目で位相ずれを判定し、手操作でその位相ず
れを補正しなければならず、精度の高い調整が行えない
ばかりか、外部環境の変化もに対応できず、また人の手
を煩わせなければならないなどの問題点があった。
【0005】この発明は上記のような問題点を解消する
ためになされたもので、人の手を煩わせることなくデー
タ信号の位相補正動作を行えるとともに、複数のデータ
信号の位相ずれを高精度に補正できる位相制御回路を得
ることを目的とする。
【0006】
【課題を解決するための手段】この発明に係る位相制御
回路は、クロック再生回路で再生した各クロック波形の
位相ずれを検出する位相比較器と、その位相ずれに比例
する制御電圧を出力するレベル変換器とを備えて、連続
可変移相器に、上記制御電圧によりデータ信号のリタイ
ミング用のクロック位相を補正させるようにしたもので
ある。
【0007】
【作用】この発明における位相制御回路は、データ信号
としてのベースバンド信号のクロックを再生し、その各
クロックの位相差の検出によりその位相差に比例した出
力を得て、その出力で連続可変移相器を制御する。これ
により、一方のベースバンド信号のリタイミング用のク
ロック位相を変えて、データ出力端子より得られる出力
ベースバンド信号の位相ずれを補正する。
【0008】
【実施例】以下、この発明の一実施例を図について説明
する。図1において、14,15は低域ろ波器8,9か
らの出力ベースバンド信号を整流してクロック成分を再
生するクロック再生回路としての全波整流回路、16,
17は整流出力を帯域制限してジッタを取り除く帯域ろ
波器、18は帯域制限した2つのクロックを位相比較す
る位相比較器、19は低域ろ波器、20は低域ろ波器1
9の出力信号をレベル変換して制御電圧を得るレベル変
換器、21はレベル変換出力にもとづき制御される連続
可変移相器である。なお、このほかの図4と同一のブロ
ックには同一符号を付して、その重複する説明を省略す
る。
【0009】次に動作について説明する。まず、フリッ
プフロップ1,2にてリタイミングされた2系統のベー
スバンド信号は、直流増幅器6,7,低域ろ波器8,9
をそれぞれ通過する。このとき、これらの回路の温度変
化や構成部品のばらつき等で特性にばらつきが生じるた
め、出力ベースバンド信号の位相にずれが生じる。そこ
で、これらの各出力ベースバンド信号を全波整流回路1
4,15を通しベースバンド信号のクロック成分を再生
する。次に、その再生されたクロックを帯域ろ波器16
,17を通すことによりジッタ成分のないクロックが再
生される。これらの低域ろ波器16,17を通過したク
ロックは位相比較器18へ入力され、この位相比較器1
8ではそれぞれのクロック波形の位相差を検出し、その
位相差に比例した出力を発生する。こうして得られた位
相比較器18の出力は低域ろ波器19を通過し、あるレ
ベルの直流電圧となる。この直流電圧は、レベル変換器
20にて連続可変移相器21を制御できるような制御電
圧にレベル変換される。この連続可変移相器21は図3
に示すような電圧−位相特性であり、レベル変換器20
が発生する制御電圧により、一方のベースバンド信号の
リタイミング位相を調整し、出力ベースバンド信号の位
相差がなくなるように制御される。
【0010】また、この発明の他の実施例を図2につい
て説明する。この実施例の図1との相違点は位相比較器
18,低域ろ波器19およびレベル変換器20の代わり
に、位相比較器22としてのイクスクルシブオアゲート
回路22,アンドゲート回路23,カウンタ回路25,
リセットカウンタ26,デジタル/アナログコンバータ
27を用いたことである。これによれば、まず、イクス
クルシブオアゲート回路22により、それぞれ帯域ろ波
器16,17からのクロックの位相差信号を検出し、こ
の位相差信号によりサンプルパルス入力端子34より入
力された高速のサンプルパルスを、アンドゲート回路2
3にてゲートをかける。これにより、アンドゲート回路
23は上記位相差信号のパルス幅の分だけサンプルパル
スを通過させる。カウンタ回路25では、通過してきた
サンプルパルスの数をカウントし、そのパルス数を出力
する。また、このカウンタ回路25はリセットカウンタ
26によりサンプルパルスのN倍のタイミングでリセッ
トされる。カウンタ回路25の出力であるパルス数によ
り位相差を定量的に判定する。この場合において、その
パルス数はデジタル量であり、制御可能なアナログ量に
変換する必要がある。そこで、デジタル/アナログコン
バータ27で上記パルス数をこれに比例したアナログ量
に変換し、さらにレベル変換器28へ入力する。レベル
変換器28ではそのアナログ信号を連続可変移相器21
への制御電圧に変換し、連続可変移相器21はその制御
電圧にもとづき、一方のベースバンド信号のリタイミン
グ用のクロック位相を調整し、結果として、各出力ベー
スバンド信号の位相差がなくなるように制御動作する。
【0011】
【発明の効果】以上のように、この発明によればクロッ
ク再生回路で再生した各クロック波形の位相ずれを検出
する位相比較器と、その位相ずれに比例する制御電圧を
出力するレベル変換器とを備えて、連続可変移相器に、
上記制御電圧によりデータ信号のリタイミング用のクロ
ック位相を補正させるように構成したので、人の手を煩
わせることなく、複数の出力データ信号の位相ずれを補
正でき、この位相ずれの補正を高精度にて実施できるも
のが得られる効果がある。Description: BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a phase control circuit that performs phase control processing on a plurality of data signals such as baseband signals of digital radio equipment. [0002] FIG. 4 is a block diagram showing a conventional phase control circuit. In the figure, 1 and 2 are flip-flops for retiming, 3 and 4 are data input terminals, and 5 is a retiming flip-flop. clock input terminals, 6 and 7 are DC amplifiers, 8,
9 is a low-pass filter, 10 is a phase shifter, 11 and 12 are data output terminals, and 13 is a phase shifter adjustment terminal. Next, the operation will be explained. First, the flip-flops 1 and 2 retime the two systems of baseband signals input from the data input terminals 3 and 4 using the clock input from the clock input terminal 5. The DC amplifiers 6 and 7 offset the DC potential of these retimed baseband signals to bring the DC potential to zero volts. The baseband signal thus subjected to DC offset is band-limited by low-pass filters 8 and 9 and output from data output terminals 11 and 12. In this case, it is the person who determines the phase shift between the output baseband signals of these two systems, who monitors the waveform of the output baseband signal on an oscilloscope and makes sure that the phase shift becomes zero while looking at the waveform. In addition, a correction signal for adjustment is artificially input to the phase adjustment terminal 13 of the phase shifter 10. [0004] Since the conventional phase control circuit is configured as described above, the phase shift can be determined by the human eye on an oscilloscope, and the phase shift can be corrected manually. This poses problems, such as not only not being able to perform highly accurate adjustments, but also not being able to respond to changes in the external environment, and requiring human intervention. The present invention was made to solve the above-mentioned problems, and it is possible to perform a phase correction operation of a data signal without the need for human intervention, and also to adjust the phase shift of a plurality of data signals with high precision. The purpose of this invention is to obtain a phase control circuit that can compensate for [Means for Solving the Problems] A phase control circuit according to the present invention includes a phase comparator that detects a phase shift of each clock waveform reproduced by a clock regeneration circuit, and a control voltage proportional to the phase shift. The continuously variable phase shifter is configured to correct the clock phase for retiming the data signal using the control voltage. [Operation] The phase control circuit according to the present invention regenerates the clock of the baseband signal as a data signal, detects the phase difference between the respective clocks, obtains an output proportional to the phase difference, and uses the output to obtain an output proportional to the phase difference. Control a continuously variable phase shifter. Thereby, the clock phase for retiming of one baseband signal is changed to correct the phase shift of the output baseband signal obtained from the data output terminal. [Embodiment] An embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings. In FIG. 1, 14 and 15 are full-wave rectifier circuits as clock regeneration circuits that rectify the output baseband signals from the low-pass filters 8 and 9 to regenerate clock components;
17 is a bandpass filter that band-limits the rectified output to remove jitter; 18 is a phase comparator that compares the phases of two band-limited clocks; 19 is a low-pass filter; and 20 is a low-pass filter 1.
A level converter 9 converts the level of the output signal to obtain a control voltage, and 21 is a continuously variable phase shifter that is controlled based on the level converted output. Note that other blocks that are the same as those in FIG. 4 are given the same reference numerals, and redundant explanation thereof will be omitted. Next, the operation will be explained. First, the two systems of baseband signals retimed by flip-flops 1 and 2 are sent to DC amplifiers 6 and 7 and low-pass filters 8 and 9.
pass through each. At this time, variations in characteristics occur due to temperature changes in these circuits, variations in component parts, etc., resulting in a phase shift of the output baseband signal. Therefore, each of these output baseband signals is converted into a full-wave rectifier circuit 1.
4 and 15 to reproduce the clock component of the baseband signal. Next, the recovered clock is passed through a bandpass filter 16.
, 17, a jitter-free clock is regenerated. The clock that has passed through these low-pass filters 16 and 17 is input to the phase comparator 18.
8 detects the phase difference between the respective clock waveforms and generates an output proportional to the phase difference. The output of the phase comparator 18 thus obtained passes through a low-pass filter 19 and becomes a DC voltage at a certain level. This DC voltage is level-converted by a level converter 20 into a control voltage that can control the continuously variable phase shifter 21 . This continuously variable phase shifter 21 is shown in FIG.
The voltage-phase characteristic is as shown in the level converter 20.
The retiming phase of one of the baseband signals is adjusted by the control voltage generated by the output baseband signal, so that the phase difference between the output baseband signals is eliminated. Another embodiment of the invention will be described with reference to FIG. The difference between this embodiment and FIG. 1 is that instead of the phase comparator 18, low-pass filter 19, and level converter 20, an exclusive OR gate circuit 22, an AND gate circuit 23, and a counter are used as the phase comparator 22. circuit 25,
This is because a reset counter 26 and a digital/analog converter 27 are used. According to this, first, the exclusive OR gate circuit 22 detects the phase difference signals of the clocks from the bandpass filters 16 and 17, respectively, and the high-speed signal input from the sample pulse input terminal 34 is detected by this phase difference signal. Sample pulse, AND gate circuit 2
Gate at 3. As a result, the AND gate circuit 23 passes the sample pulse by the pulse width of the phase difference signal. The counter circuit 25 counts the number of sample pulses that have passed through and outputs the number of pulses. Further, this counter circuit 25 is reset by a reset counter 26 at a timing N times the sample pulse. The phase difference is quantitatively determined based on the number of pulses output from the counter circuit 25. In this case, the number of pulses is a digital quantity and needs to be converted into a controllable analog quantity. Therefore, the digital/analog converter 27 converts the number of pulses into an analog quantity proportional to this, and further inputs it to the level converter 28. The level converter 28 transfers the analog signal to the continuously variable phase shifter 21.
The continuously variable phase shifter 21 adjusts the clock phase for retiming of one baseband signal based on the control voltage, and as a result, the phase difference between the output baseband signals disappears. control to operate. As described above, according to the present invention, there is provided a phase comparator that detects the phase shift of each clock waveform reproduced by a clock regeneration circuit, and a level that outputs a control voltage proportional to the phase shift. converter and a continuously variable phase shifter,
Since the above control voltage is configured to correct the clock phase for data signal retiming, it is possible to correct the phase shift of multiple output data signals without human intervention, and this phase shift correction can be performed with high efficiency. This has the effect of being able to be implemented with precision.
【図1】この発明の一実施例による位相制御回路を示す
ブロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing a phase control circuit according to an embodiment of the present invention.
【図2】この発明の他の実施例を示す位相制御回路のブ
ロック図である。FIG. 2 is a block diagram of a phase control circuit showing another embodiment of the invention.
【図3】図1における連続可変移相器の電圧−位相特性
を示す特性図である。FIG. 3 is a characteristic diagram showing voltage-phase characteristics of the continuously variable phase shifter in FIG. 1;
【図4】従来の位相制御回路を示すブロック図である。FIG. 4 is a block diagram showing a conventional phase control circuit.
14 クロック再生回路 15 クロック再生回路 18 位相比較器 20 レベル変換器 21 連続可変移相器 14 Clock regeneration circuit 15 Clock regeneration circuit 18 Phase comparator 20 Level converter 21 Continuously variable phase shifter
Claims (1)
成分を抽出するクロック再生回路と、該クロック再生回
路で再生された各クロック波形の位相ずれを検出する位
相比較器と、該位相比較器で検出した位相ずれに比例す
る制御電圧を出力するレベル変換器と、該レベル変換器
からの制御電圧により上記データ信号のリタイミング用
のクロック位相を補正する連続可変移相器とを備えた位
相制御回路。1. A clock regeneration circuit that extracts clock components from two or more systems of data signals, a phase comparator that detects a phase shift of each clock waveform regenerated by the clock regeneration circuit, and a phase comparator that detects the phase shift of each clock waveform reproduced by the clock regeneration circuit. a phase control circuit comprising: a level converter that outputs a control voltage proportional to the phase shift; and a continuously variable phase shifter that uses the control voltage from the level converter to correct a clock phase for retiming the data signal. .
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP3045902A JPH04263534A (en) | 1991-02-18 | 1991-02-18 | Phase control circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP3045902A JPH04263534A (en) | 1991-02-18 | 1991-02-18 | Phase control circuit |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH04263534A true JPH04263534A (en) | 1992-09-18 |
Family
ID=12732175
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP3045902A Pending JPH04263534A (en) | 1991-02-18 | 1991-02-18 | Phase control circuit |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH04263534A (en) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2010278661A (en) * | 2009-05-27 | 2010-12-09 | Fujitsu Ltd | Parallel-serial converter |
JP2011066821A (en) * | 2009-09-18 | 2011-03-31 | Fujitsu Ltd | Parallel-serial converter, and parallel data output unit |
-
1991
- 1991-02-18 JP JP3045902A patent/JPH04263534A/en active Pending
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2010278661A (en) * | 2009-05-27 | 2010-12-09 | Fujitsu Ltd | Parallel-serial converter |
JP2011066821A (en) * | 2009-09-18 | 2011-03-31 | Fujitsu Ltd | Parallel-serial converter, and parallel data output unit |
US8169347B2 (en) | 2009-09-18 | 2012-05-01 | Fujitsu Limited | Parallel-to-serial converter and parallel data output device |
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