JPH0422368B2 - - Google Patents
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- JPH0422368B2 JPH0422368B2 JP1918484A JP1918484A JPH0422368B2 JP H0422368 B2 JPH0422368 B2 JP H0422368B2 JP 1918484 A JP1918484 A JP 1918484A JP 1918484 A JP1918484 A JP 1918484A JP H0422368 B2 JPH0422368 B2 JP H0422368B2
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Description
【発明の詳細な説明】
この発明は磁気抵抗効果素子の信号処理回路に
関するもので、特にＳ／Ｎ比の改善及び安定度の
向上に関するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to a signal processing circuit for a magnetoresistive element, and particularly to improving the S/N ratio and stability.
従来この種の回路として第一図に示すものがあ
つた。 A conventional circuit of this type is shown in Figure 1.
図において１は電源、２はこの電源１に持続さ
れた磁気抵抗効果素子、３は磁気抵抗効果素子２
の正側の電源供給端子、４は磁気抵抗効果素子２
の出力端子、５は磁気抵抗効果素子２の負側の電
源供給端子、６，７は磁気抵抗効果素子２の内部
抵抗で外部磁界によりその抵抗値が変化するもの
である。８は誤差アンプでその反転入力が容量９
により磁気抵抗効果素子２の出力端子４に接続さ
れている。１０は誤差アンプ８の出力端子と反転
入力の間に挿入された抵抗である。１１は誤差ア
ンプ８の非反転入力と電源１の負側端子に接続さ
れた基準電源、１２は入力が誤差アンプ８の出力
に接続された波形成形回路で１３はその出力端子
である。 In the figure, 1 is a power supply, 2 is a magnetoresistive element sustained by this power supply 1, and 3 is a magnetoresistive element 2.
4 is the positive side power supply terminal of the magnetoresistive element 2
5 is a negative power supply terminal of the magnetoresistive element 2, and 6 and 7 are internal resistances of the magnetoresistive element 2, the resistance values of which change depending on an external magnetic field. 8 is an error amplifier whose inverting input is capacitor 9
is connected to the output terminal 4 of the magnetoresistive element 2. 10 is a resistor inserted between the output terminal and the inverting input of the error amplifier 8. 11 is a reference power supply connected to the non-inverting input of the error amplifier 8 and the negative terminal of the power supply 1; 12 is a waveform shaping circuit whose input is connected to the output of the error amplifier 8; and 13 is its output terminal.
次の動作について説明する。 The following operation will be explained.
磁気抵抗効果素子２の内部抵抗６（以下Ｒ６と
する）と７（以下Ｒ７とする。）は図示しない外
部磁界によりその比、即ち抵抗比R6／R7が変化す
る。その結果電源１の分圧点である出力端子４の
電圧が変化する。その電圧変化は容量９、抵抗１
０、基準電源１１、誤差アンプ８により構成され
る増巾器で増巾されその出力が波形成形回路１２
に入力されて、波形成形回路１２により波形成形
され出力１３に外部磁界に対応したパルスが得ら
れる。 The ratio of the internal resistances 6 (hereinafter referred to as R6) and 7 (hereinafter referred to as R7) of the magnetoresistive element 2, ie, the resistance ratio R6/R7, changes due to an external magnetic field (not shown). As a result, the voltage at the output terminal 4, which is the voltage dividing point of the power supply 1, changes. The voltage change is capacitance 9 and resistance 1
0, a reference power supply 11, and an amplifier composed of an error amplifier 8, and the output thereof is amplified by a waveform shaping circuit 12.
The signal is input to the waveform shaping circuit 12, and the waveform is shaped by the waveform shaping circuit 12, so that a pulse corresponding to the external magnetic field is obtained at the output 13.
従来の装置は以上のように構成されているの
で、電源１にノイズが重畳された場合、磁気抵抗
効果素子の出力４にノイズ成分が重畳され、その
結果波形成形回路１２の出力にノイズにより誤差
信号が現われてしまうので電源１はノイズを出力
しない様にしなければならない。又、磁気抵抗効
果素子の出力が微小な場合、増巾器のゲインを大
きくしなければならない。この場合帰還抵抗１０
を大きな値に設定する事が必要である。 Since the conventional device is configured as described above, when noise is superimposed on the power supply 1, the noise component is superimposed on the output 4 of the magnetoresistive element, and as a result, an error occurs in the output of the waveform shaping circuit 12 due to the noise. Since the signal will appear, the power supply 1 must be made not to output noise. Furthermore, if the output of the magnetoresistive element is small, the gain of the amplifier must be increased. In this case, the feedback resistor is 10
It is necessary to set it to a large value.
従つて、電源が複雑になつてしまつたり、Ｉ・
Ｃ化が困難であるなどの欠点があつた。 Therefore, the power supply becomes complicated and the I.
It had drawbacks such as difficulty in converting it into C.
本考案は上記のような従来のものの欠点を除去
するために成されたもので、磁気抵抗効果素子に
重畳するNoise成分を打ち消し、かつ増巾器の帰
還抵抗を小いさくできるＩ・Ｃ化可能な信号処理
装置（回路）を提供することを目的としている。 The present invention was developed in order to eliminate the drawbacks of the conventional ones as described above, and is an I/C system that can cancel the noise component superimposed on the magnetoresistive element and reduce the feedback resistance of the amplifier. The purpose is to provide a signal processing device (circuit) that is possible.
以下、この発明の一実施例を図に基づいて説明
する。 Hereinafter, one embodiment of the present invention will be described based on the drawings.
第２図において、第１図と同一機能のものには
同一符号を用いた。２１は安定化電源、２２は誤
差アンプ８の反転入力と増巾器３１の出力の間に
挿入された抵抗、２３は基準ダイオード２９のア
ノードと誤差アンプ８の出力の間に挿入された抵
抗、２４は抵抗２５と２６の接続点と誤差アンプ
８の非反転入力との間に挿入された抵抗、２５は
基準ダイオード３０のカソードと抵抗２６の他端
との間に接続された抵抗、２６はダイオード３０
のアノードと抵抗２５の間に挿入された抵抗、２
９は増巾器３１の出力にカソードが、抵抗２３の
他端にアノードが接続された基準ダイオード、３
０は増巾器３１の出力にアノードが、基準ダイオ
ード２９のアノードにカソードが、接続された基
準ダイオード、３１は出力が、ダイオード２９の
カソードに接続され、自らの出力と反転入力が接
続された増巾器、２７は抵抗でその一端が安定化
電源の出力に、他端が抵抗２８の一端と増巾器３
１の非反転入力に接続されている。２８は一端が
抵抗２７の他端に、他端が電源２１の負側端子に
接続された抵抗である。 In FIG. 2, the same reference numerals are used for the same functions as those in FIG. 21 is a stabilized power supply; 22 is a resistor inserted between the inverting input of the error amplifier 8 and the output of the amplifier 31; 23 is a resistor inserted between the anode of the reference diode 29 and the output of the error amplifier 8; 24 is a resistor inserted between the connection point of resistors 25 and 26 and the non-inverting input of the error amplifier 8; 25 is a resistor connected between the cathode of the reference diode 30 and the other end of the resistor 26; diode 30
A resistor inserted between the anode and the resistor 25, 2
9 is a reference diode whose cathode is connected to the output of the amplifier 31 and whose anode is connected to the other end of the resistor 23;
0 is a reference diode whose anode is connected to the output of the amplifier 31, and its cathode is connected to the anode of the reference diode 29. 31 is the output connected to the cathode of the diode 29, and its own output and inverting input are connected. Amplifier 27 is a resistor, one end of which is connected to the output of the stabilized power supply, and the other end is connected to one end of resistor 28 and amplifier 3.
1 non-inverting input. A resistor 28 has one end connected to the other end of the resistor 27 and the other end connected to the negative terminal of the power supply 21.
次にこの発明の作用について説明する。 Next, the operation of this invention will be explained.
まず増巾器３１の出力には抵抗２７（Ｒ２７）
と２８（Ｒ２８）の分圧点に等しい電圧が発生し
ている。誤差アンプ８の出力が高電位側に飽和し
ていると、ダイオード２９が抵抗Ｒ２３により順
方向にバイアスされている。 First, a resistor 27 (R27) is connected to the output of the amplifier 31.
An equal voltage is generated at the voltage dividing point of and 28 (R28). When the output of the error amplifier 8 is saturated to the high potential side, the diode 29 is forward biased by the resistor R23.
ここで安定化電源２１の出力電圧をVS、ダイ
オード２９，３０の順方向降下電圧をVFとする
と増巾器３１の出力電圧Ｖ３１は
V31＝R28／R27＋R28VS＝KVS ……(1)
で与えられる。 Here, if the output voltage of the stabilized power supply 21 is V S and the forward voltage drop of the diodes 29 and 30 is V F , the output voltage V31 of the amplifier 31 is V31=R28/R27+R28V S =KV S ...(1) is given by
（ここで Ｋ＝R28／R27＋R28 ……(2)）
従つて誤差アンプ８の非反転入力の電圧Ｖ（＋）
は
Ｖ（＋）＝V31＋R26／R25＋R26VF＝V31＋α・VF
……(3)
（α＝R26／R25＋R26）
で与えられる。一方誤差アンプ８の反転入力の電
圧Ｖ（−）は磁気抵抗効果素子２の出力端子４の
電圧が変化していない時
Ｖ（−）＝V31 ……(4)
で与えられる。(Here, K=R28/R27+R28...(2)) Therefore, the voltage of the non-inverting input of the error amplifier 8 V(+)
is given by V(+)=V31+R26/R25+R26V F =V31+α・V F ...(3) (α=R26/R25+R26). On the other hand, the voltage V(-) at the inverting input of the error amplifier 8 is given by V(-)=V31 (4) when the voltage at the output terminal 4 of the magnetoresistive element 2 is not changing.
ここで図示しない外部磁界の変化により磁気抵
抗効果素子２の出力端子４の電圧が正方向へ変化
して誤差アンプ８の反転入力電圧Ｖ（−）が非反
転入力電圧Ｖ（＋）を越えると第３図のｂのＢで
示す様に誤差アンプ８の出力が「Ｌ」レベルに変
化する。その結果ダイオード２９はOFF状態と
なり、ダイオード３０は順方向にバイアスされて
ON状態となり誤差アンプ８の非反転入力電圧Ｖ
（＋）は
Ｖ（＋）＝V31＋R26／R25＋R26VF＝V31＋α・VF
……(5)
に変化する。 Here, if the voltage at the output terminal 4 of the magnetoresistive element 2 changes in the positive direction due to a change in the external magnetic field (not shown), and the inverting input voltage V(-) of the error amplifier 8 exceeds the non-inverting input voltage V(+). As shown by B in FIG. 3B, the output of the error amplifier 8 changes to the "L" level. As a result, diode 29 becomes OFF, and diode 30 becomes forward biased.
ON state and non-inverting input voltage V of error amplifier 8
(+) changes to V(+)=V31+R26/R25+R26V F =V31+α・V F (5).
次に磁気抵抗効果素子２の出力が外部磁界の変
化により負方向に変化してＶ（＋）以下になると、
出力３２は第３図ｂに示す様に「Ｈ」レベルに変
化してＶ（＋）はVHになる。従つて、第３図ａに
示す様に誤差アンプ８の非反転入力の電圧は反転
入力に応じてVHとVLの２つの値の間を変化して
電圧巾2αVFのヒステリシス電圧を発生する。 Next, when the output of the magnetoresistive element 2 changes in the negative direction due to a change in the external magnetic field and becomes less than V(+),
The output 32 changes to the "H" level as shown in FIG. 3b, and V(+) becomes VH . Therefore, as shown in Figure 3a, the voltage at the non-inverting input of the error amplifier 8 varies between two values, V H and V L , depending on the inverting input, generating a hysteresis voltage with a voltage width of 2αV F. do.
ここで抵抗Ｒ２７とＲ２８の比を磁気抵抗効果
素子の内部抵抗Ｒ６とＲ７の比に等しく設定す
る。即ち、
R27／R28＝R6／R7＝Ｃ ……(6)
定電圧源２１の出力にノイズ電圧VNが重畳さ
れると、磁気抵抗効果素子２の出力端子４には抵
抗Ｒ６とＲ７で分圧された電圧VNI、即ち
VNI＝R7／R6＋R7VN ……(7)
が現われる。電圧VNIは容量９を通して誤差アン
プ８の反転入力に加えられる。 Here, the ratio of resistors R27 and R28 is set equal to the ratio of internal resistances R6 and R7 of the magnetoresistive element. That is, R27/R28=R6/R7=C (6) When the noise voltage V N is superimposed on the output of the constant voltage source 21, the output terminal 4 of the magnetoresistive element 2 has a voltage divided by the resistors R6 and R7. An increased voltage V NI , that is, V NI =R7/R6+R7V N (7) appears. Voltage V NI is applied to the inverting input of error amplifier 8 through capacitor 9 .
一方、増巾器３１の非反転入力にはＲ２７とＲ
２８で分圧された電圧VNR、即ち
VNR＝R28／R27＋R28VN ……(8)
が加えられる。そして増巾器３１はボルテージ・
フオロワー構成となつている為、増巾器３１の出
力には同一電圧VNRが出力される。ここで抵抗Ｒ
２５，２６とＲ２３のを
R23≫R25，R26
の関係となる様に設定すると、抵抗Ｒ２５とＲ２
６の分圧点の電圧もVNRに等しくなる。従つて誤
差アンプ８の非反転入力にはVNRが加えられる事
になる。ここで式(6)の関係よりVNI＝VNRが成立
するから、結局、誤差アンプ８の非反転入力と反
転入力には同一レベル、かつ同相のノイズ電圧が
加えられる事となり、ノイズ成分は増巾されない
事になる。 On the other hand, R27 and R
A voltage V NR divided by 28, that is, V NR =R28/R27+R28V N (8) is applied. And the amplifier 31 is a voltage
Since the amplifier 31 has a follower configuration, the same voltage V NR is outputted from the amplifier 31 . Here resistance R
If 25, 26 and R23 are set in a relationship such that R23≫R25, R26, the resistances R25 and R2
The voltage at the voltage dividing point 6 is also equal to V NR . Therefore, V NR is applied to the non-inverting input of the error amplifier 8. Since V NI = V NR holds from the relationship in equation (6), the same level and in-phase noise voltage is applied to the non-inverting input and inverting input of the error amplifier 8, and the noise component is The width will not be increased.
尚、抵抗Ｒ２２は誤差アンプ８の反転入力へバ
イアス電圧を与える為に必要である。又、容量９
とＲ２２によりバイパスフイルタの役目も同時に
はたしている。従つて特に大きな値を必要としな
い。 Note that the resistor R22 is necessary to apply a bias voltage to the inverting input of the error amplifier 8. Also, capacity 9
and R22 simultaneously serve as a bypass filter. Therefore, a particularly large value is not required.
なお、上記実施例ではダイオード２９，３０の
バイアス用に抵抗Ｒ２３を設けたものを用いたが
第４図に示す様に電流源４０を設けてもよい。 In the above embodiment, a resistor R23 was used for biasing the diodes 29 and 30, but a current source 40 may be provided as shown in FIG.
すなわち、誤差アンプ８とダイオード２９，３
０との間にPNPトランジスタ４１，４２及び
NPNトランジスタ４３，４４から構成される１
対のカレントミラーを対称に設け、誤差アンプ８
の出力と各カレントミラーのダイオード接続のト
ランジスタ４１，４３のコレクタベース間に抵抗
４６，４５を接続したものである。 That is, the error amplifier 8 and the diodes 29, 3
PNP transistors 41, 42 and
1 consisting of NPN transistors 43 and 44
A pair of current mirrors is installed symmetrically, and the error amplifier 8
Resistors 46 and 45 are connected between the output of the current mirror and the collector base of diode-connected transistors 41 and 43 of each current mirror.
また、上記各実施例ではヒステリシス電圧の発
生用基準電源に各１つのダイオード２９，３０を
設けたものを用いたが、それぞれ複数個直列に接
続してもよい。 Further, in each of the above embodiments, one diode 29, 30 is provided in the reference power source for generating the hysteresis voltage, but a plurality of diodes 29 and 30 may be connected in series.
また、上記実施例では磁気抵抗効果素子の出力
と誤差アンプ８の反転入力間に容量９を設けた
が、磁気抵抗効果素子の出力が充分大きき場合は
抵抗を設けてもよく、上記実施例と同様の効果を
奏する。 Further, in the above embodiment, a capacitor 9 is provided between the output of the magnetoresistive element and the inverting input of the error amplifier 8, but if the output of the magnetoresistive element is sufficiently large, a resistor may be provided. It has the same effect as.
以上のように、この発明によれば磁気抵抗素子
の電源端子に重畳されるノイズを抵抗分割により
検出して誤差アンプの反転入力に加えられるノイ
ズと同相、同レベルになる様に誤差アンプの非反
転入力に加える様に構成したので、信号処理回路
の誤動作が防止でき、Ｓ／Ｎの良い信号処理回路
を提供する事ができる。従つて電源に複雑な安定
化回路を特に必要としない。 As described above, according to the present invention, the noise superimposed on the power supply terminal of the magnetoresistive element is detected by resistor division, and the error amplifier's noise is in phase and at the same level as the noise applied to the inverting input of the error amplifier. Since the signal is configured to be applied to the inverting input, malfunction of the signal processing circuit can be prevented, and a signal processing circuit with a good S/N ratio can be provided. Therefore, a complicated stabilization circuit is not particularly required for the power supply.
又、ヒステリシス電圧はダイオードの順方向電
圧を抵抗により分圧して得る様にしているので、
微少な入力信号に対しても小さなヒステリシス電
圧を精度よく設定できる。従つてＩ・Ｃ化も容易
となる。 Also, the hysteresis voltage is obtained by dividing the forward voltage of the diode using a resistor, so
A small hysteresis voltage can be set accurately even for small input signals. Therefore, it becomes easy to convert it into an I/C.
第１図は従来の回路を示す図、第２図は本発明
に係る実施例を示す図、第３図は第２図の動作を
説明するための波形図、第４図は本発明の他の実
施例を示す図である。
１……電源、２……磁気抵抗効果素子、３……
磁気電源供給端子、４……磁気出力端子、５……
磁気電源供給端子、６……抵抗体、７……抵抗
体、８……誤差アンプ、９……容量、１０……抵
抗、１１……基準電源、１２……波形成形回路、
１３……同上出力端子、２１……安定化電源、２
２〜２８……抵抗、２９……基準ダイオード、３
０……基準ダイオード、３１……増巾器、３２…
…出力、４０……定電流回路、４１……PNPト
ランジスタ、４２……PNPトランジスタ、４３
……NPNトランジスタ、４４……NPNトランジ
スタ、４５……抵抗、４６……抵抗。
FIG. 1 is a diagram showing a conventional circuit, FIG. 2 is a diagram showing an embodiment according to the present invention, FIG. 3 is a waveform diagram for explaining the operation of FIG. 2, and FIG. It is a figure showing an example of. 1... Power supply, 2... Magnetoresistive element, 3...
Magnetic power supply terminal, 4... Magnetic output terminal, 5...
Magnetic power supply terminal, 6...Resistor, 7...Resistor, 8...Error amplifier, 9...Capacitance, 10...Resistor, 11...Reference power supply, 12...Waveform shaping circuit,
13... Output terminal same as above, 21... Stabilized power supply, 2
2 to 28...Resistor, 29...Reference diode, 3
0... Reference diode, 31... Amplifier, 32...
...output, 40...constant current circuit, 41...PNP transistor, 42...PNP transistor, 43
...NPN transistor, 44...NPN transistor, 45...resistor, 46...resistor.
Claims (1)
び出力端子と負側給電端子間に第２の抵抗を備え
た磁気抵抗効果素子と、前記磁気抵抗効果素子の
正側の給電端子と負側の給電端子間を分圧する第
１の分圧手段と、前記分圧手段の分圧点のインピ
ーダンスを低インピーダンスに変換する電圧フオ
ロワー手段と、前記電圧フオロワー手段の出力端
子にカソードが接続された第１のダイオードと、
前記電圧フオロワー手段の出力端子にアノードが
接続された第２のダイオードと、前記第１のダイ
オードのアノードと第２のダイオードのカソード
と電圧フオロワー手段の出力端子間を分圧する第
２の分圧手段と、反転入力と非反転入力を備えた
演算増巾器と、前記磁気抵抗効果素子の出力端子
と演算増巾器の反転入力の間に接続された第１の
インピーダンス手段と、前記反転入力と電圧フオ
ロワー手段の出力端子を結合する抵抗手段と、前
記演算増巾器の非反転入力端子と第２の分圧手段
の分圧点とを接続する接続手段と、前記演算増巾
器の出力により第１、第２のダイオードを順バイ
アスするバイアス手段とを備えた磁気抵抗効果素
子信号処理回路。1. A magnetoresistive element including a first resistor between a positive power supply terminal and an output terminal and a second resistor between the output terminal and a negative power supply terminal, and a positive power supply terminal of the magnetoresistive element. a first voltage dividing means for dividing voltage between negative side power supply terminals; a voltage follower means for converting impedance at a voltage dividing point of the voltage dividing means into a low impedance; and a cathode connected to an output terminal of the voltage follower means. a first diode,
a second diode having an anode connected to the output terminal of the voltage follower means; and second voltage dividing means for dividing the voltage between the anode of the first diode, the cathode of the second diode, and the output terminal of the voltage follower means. an operational amplifier having an inverting input and a non-inverting input; a first impedance means connected between the output terminal of the magnetoresistive element and the inverting input of the operational amplifier; resistance means for coupling the output terminal of the voltage follower means; connection means for connecting the non-inverting input terminal of the operational amplifier and a voltage dividing point of the second voltage dividing means; A magnetoresistive effect element signal processing circuit comprising bias means for forward biasing the first and second diodes.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1918484A JPS60162312A (en) | 1984-02-02 | 1984-02-02 | Signal processing circuit for magneto-resistance effect element |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1918484A JPS60162312A (en) | 1984-02-02 | 1984-02-02 | Signal processing circuit for magneto-resistance effect element |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60162312A JPS60162312A (en) | 1985-08-24 |
| JPH0422368B2 true JPH0422368B2 (en) | 1992-04-16 |
Family
ID=11992248
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1918484A Granted JPS60162312A (en) | 1984-02-02 | 1984-02-02 | Signal processing circuit for magneto-resistance effect element |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60162312A (en) |
-
1984
- 1984-02-02 JP JP1918484A patent/JPS60162312A/en active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60162312A (en) | 1985-08-24 |
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