JPH04167010A - Current source circuit - Google Patents
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明は、電流源回路とくに温度比例型の基準電流源回
路に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Field of Industrial Application] The present invention relates to a current source circuit, and particularly to a temperature proportional reference current source circuit.
［従来の技術］
電源電圧に依存しない電流源回路は、アナログ回路にお
ける基準電流源回路として頻繁に使用される。[Prior Art] Current source circuits that are independent of power supply voltage are frequently used as reference current source circuits in analog circuits.
第５図は一般的な基準電流源回路を示す図である。第５
図のＱｌ、Ｑ２はＰＮＰＮＰＮ型バイポーラトランジス
タ下ＰＮＰトランジスタと略称する）であり、Ｑ３．Ｑ
４はＮＰＮ型バイポーラトランジスタ（以下ＮＰＮトラ
ンジスタと略称する）である。またＲは抵抗である。FIG. 5 is a diagram showing a general reference current source circuit. Fifth
In the figure, Ql and Q2 are PNPNPN type bipolar transistors (abbreviated as lower PNP transistors), and Q3. Q
4 is an NPN type bipolar transistor (hereinafter abbreviated as NPN transistor). Further, R is resistance.
上記の回路は次の様に作動する。ＮＰＮ）ランジスタＱ
３のコレクタ電流およびＰＮＰ ｌ−ランジスタＱ２の
コレクタ電流を共に１５とする。そうすると、ＮＰＮ
）ランジスタＱ３．Ｑ４のベース電位ＶＢは次式で表さ
れる。The above circuit operates as follows. NPN) transistor Q
3 and the collector current of PNP l-transistor Q2 are both 15. Then, NPN
) Lan resistor Q3. The base potential VB of Q4 is expressed by the following equation.
ＶＢ −ＶＴ （ｌ ｎ １５ ／ Ｉｓ
−（１）ただし、
ＶＴ：ｋＴ／ｇ
ＩＳ ：逆方向飽和電流
Ｔ ：絶対温度
ｋ ：ボルツマン定数
ｇ ：電子の電荷
またｖＢは次式の様にも表せる。VB -VT (l n 15 / Is
-(1) However, VT: kT/g IS: Reverse saturation current T: Absolute temperature k: Boltzmann constant g: Electron charge or vB can also be expressed as in the following equation.
ＶＢ−（ＶＴＮｎ １５／ｎ１ｓ） ＋Ｒ−１５・・
（２）
ただし上記ｎは、ＮＰＮ トランジスタＱ３のエリアフ
ァクタである。前記（１）（２）式より、基準電流Ｉ５
は次式の様になる。VB-(VTNn 15/n1s) +R-15...
(2) However, the above n is the area factor of the NPN transistor Q3. From equations (1) and (2) above, the reference current I5
is as shown in the following formula.
１５−ＶＴＩｎ −ｎ／Ｒ−（３）
上記（３）式より、基準電流■５は抵抗ＲとＮＰＮトラ
ンジスタＱ３とのエリアファクタｎによって決定される
。15-VTIn-n/R-(3) From the above equation (3), the reference current 5 is determined by the area factor n of the resistor R and the NPN transistor Q3.
［発明か解決しようとする課題］
第５図に示す回路を集積回路（以下ＩＣと略称する）化
した場合、抵抗Ｒの値やＮＰＮ ）ランジスタＱ３のエ
リアファクタｎは固定される。このため上記（３）式に
より決定される基準電流Ｉ５を、必要に応じて変更する
ことができないという不具合がある。また電流値を変更
するには回路を再設計する必要かあり、それに要する時
間や費用が増大する。[Problems to be Solved by the Invention] When the circuit shown in FIG. 5 is made into an integrated circuit (hereinafter abbreviated as IC), the value of the resistor R and the area factor n of the NPN transistor Q3 are fixed. Therefore, there is a problem that the reference current I5 determined by the above equation (3) cannot be changed as necessary. Furthermore, changing the current value requires redesigning the circuit, which increases time and cost.
本発明の目的は、基準電流源の電流値を必要に応して任
意に変更設定することがｉ＋Ｊ能な電流源回路を提供す
ることにある。An object of the present invention is to provide a current source circuit capable of arbitrarily changing and setting the current value of a reference current source as needed.
［課題を解決するための手段］
上記課題を解決し目的を達成するために、本発明では次
のような手段を講じた。[Means for Solving the Problems] In order to solve the above problems and achieve the objectives, the present invention takes the following measures.
基準電流の設定値を変更可能にするために、抵抗に電流
を注入し、かつ基準電流と相関のある電流源と、上記電
流源の電流を最低電位端子にバイパスするためのスイッ
チと、このスイッチが閉じた状態のとき、電流を逆流さ
せないためのダイオードとを備えるようにした。In order to make it possible to change the set value of the reference current, a current source that injects a current into a resistor and has a correlation with the reference current, a switch for bypassing the current of the current source to the lowest potential terminal, and this switch. It is equipped with a diode to prevent current from flowing backwards when it is in a closed state.
第１図は本発明の概念図である。第１図において、第５
図と同一部分には同一符号を付しである。FIG. 1 is a conceptual diagram of the present invention. In Figure 1, the fifth
The same parts as in the figures are given the same reference numerals.
Ｑｌ、Ｑ２はＰＮＰトランジスタてあり、Ｑ３゜Ｑ４は
ＮＰＮ）ランジスタであり、Ｒは抵抗であり、ｎはＮＰ
Ｎ ）ランジスタＱ３のエリアファクタである。上記各
素子Ｑｌ、Ｑ２．Ｑ３．Ｑ４゜Ｒにより、基本的な基準
電流源回路１０が構成される。またＤｌは逆流阻止用の
ダイオードであり、ＳＷＩはスイッチであり、１１は前
記基４電流Ｉとの相関のある電流１１を流す電流源であ
る。Ql and Q2 are PNP transistors, Q3゜Q4 are NPN) transistors, R is a resistor, and n is an NP transistor.
N) Area factor of transistor Q3. Each of the above elements Ql, Q2. Q3. Q4°R constitutes a basic reference current source circuit 10. Further, Dl is a diode for blocking reverse current, SWI is a switch, and 11 is a current source that flows a current 11 having a correlation with the base 4 current I.
本発明では上記基準電流源回路１０のＮＰＮ トランジ
スタＱ３のエミッタとダイオードＤ１のカソードとを接
続点３で接続している。また、ダイオードＤ１のアノー
ドと電流源１１の一端とスイッチＳＷＩの片方の端子と
を接続点４で接続している。スイッチＳＷ１のもう一方
の端子はＧＮＤ端子２と接続されている。In the present invention, the emitter of the NPN transistor Q3 of the reference current source circuit 10 and the cathode of the diode D1 are connected at a connection point 3. Further, the anode of the diode D1, one end of the current source 11, and one terminal of the switch SWI are connected at a connection point 4. The other terminal of the switch SW1 is connected to the GND terminal 2.
次に上記のように接続された回路における基準電流Ｉに
ついて説明する。Next, the reference current I in the circuit connected as described above will be explained.
（ａ）スイッチＳＷＩが閉じた状態の場合電流Ｉｆはす
べてＧＮＤ端子２へ流れるので、第１図の回路は基準電
流源回路１ｏのみの場合と等価になる。したがってこの
場合の基準電流Ｉは（３）式より
１−ＶＴ ＩＩ ｎ −ｎ／Ｒ−（４）となる。(a) When the switch SWI is in the closed state, all the current If flows to the GND terminal 2, so the circuit of FIG. 1 is equivalent to the case of only the reference current source circuit 1o. Therefore, the reference current I in this case becomes 1-VT II n -n/R- (4) from equation (3).
（ｂ）スイッチＳＷＩが開いた状態の場合ＮＰＮ ）ラ
ンジスタＱ３及びＱ４のヘース電位をＶＢＢとすると、
ＶＢＢは次のように表せる。(b) NPN when switch SWI is open)) If the Hess potential of transistors Q3 and Q4 is VBB, then
VBB can be expressed as follows.
ＶＢＢ−ＶＴＩ） ｎ ・ １／Ｉｓ
−（５）またＶＢＢは次のように
も表せる。VBB-VTI) n ・ 1/Is
-(5) VBB can also be expressed as follows.
ＶＢＢ−（ＶＴＮｎ ・ＩＩＩｓ ） 十Ｒ（１＋ＩＩ
）・・・（６）
ここで
１１ −ｍｌ
・・・ （７）とすると、（５）（６）（７）式よ
り、基準電流工は次式で表される。VBB-(VTNn ・IIIs) 10R(1+II
)...(6) Here 11 -ml
... If (7) is used, then from equations (5), (6), and (7), the standard electric current is expressed by the following equation.
１−ＶＴ Ｉ ｎ −ｎ／ （ｍ＋１） Ｒ−（８）［
作用］
上記手段を講じたことにより次のような作用が生じる。1-VT I n -n/ (m+1) R-(8) [
Effects] By taking the above measures, the following effects occur.
電流源１１から抵抗ＲとＮＰＮ ）ランジスタＱ３のエ
ミッタとの接続点３に電流を注入するようにしたので、
基準電流１の設定値を変更することが可能となる。Since current is injected from the current source 11 to the connection point 3 between the resistor R and the emitter of the NPN transistor Q3,
It becomes possible to change the set value of the reference current 1.
［実施例］ （第１実施例） 第２図は本発明の第１実施例を示す図である。[Example] (First example) FIG. 2 is a diagram showing a first embodiment of the present invention.
第２図において、Ｑｌ、Ｑ２．Ｑ５はＰＮＰ トランジ
スタてあり、Ｑ３．Ｑ４．Ｑ６はＮＰＮ トランジスタ
である。Ｄｌはダイオードてあり、Ｒは抵抗てあり、ｍ
は上記ＰＮＰトランジスタＱ５のエリアファクタであり
、ｎはＮＰＮトランジスタＱ３のエリアファクタである
。Ｑｌ、Ｑ２．Ｑ３゜Ｑ４．Ｈにより基本的な基準電流
源回路１０を構成している。基準電流Ｉに相関をもつ第
１図に示した電流源１１は、上記ＰＮＰ ）ランジスタ
Ｑｌ。In FIG. 2, Ql, Q2. Q5 is a PNP transistor, Q3. Q4. Q6 is an NPN transistor. Dl is a diode, R is a resistor, m
is the area factor of the PNP transistor Q5, and n is the area factor of the NPN transistor Q3. Ql, Q2. Q3゜Q4. H constitutes a basic reference current source circuit 10. The current source 11 shown in FIG. 1 having a correlation with the reference current I is the PNP transistor Ql.
Ｑ２．Ｑ５により構成されるカレントミラー回路で実現
されており、（７）式の関係が成立する。Q2. It is realized by a current mirror circuit formed by Q5, and the relationship of equation (7) holds true.
また第１図に示した電流値変更用のスイッチＳＷ１はス
イッチング用のＮＰＮ ）ランジスタＱ６で実現されて
いる。そして上記トランジスタＱ６のベースに設けたコ
ントロール端子５に制御信号を人力することにより、上
記接続点３へ電流１１−ｍｌを適時供給するものとなっ
ている。これにより、
（Ａ）ＮＰＮＩ−ランジスタＱ６かＯＮ状態ならばＩ
＝ＶＴ Ｉ ｎ −ｎ／Ｒ
（Ｂ）ＮＰＮ）ランシスタＱ６がＯＦＦ状態ならば
Ｉ −ＶＴ （ｌ ｎ−ｎ／ Ｃｒｎ＋ １
） Ｒとなる。Further, the switch SW1 for changing the current value shown in FIG. 1 is realized by a switching NPN transistor Q6. By manually inputting a control signal to the control terminal 5 provided at the base of the transistor Q6, a current of 11-ml is supplied to the connection point 3 at an appropriate time. As a result, (A) NPNI-If transistor Q6 is in the ON state, I
=VT I n -n/R (B) NPN) If the run transistor Q6 is in the OFF state, then I - VT (l n-n/ Crn+ 1
) becomes R.
（第２実施例）
第３図は本発明の第２実施例を示す回路図である。第２
図と同一部分には同一符号を付し、説明を省略する。図
示のごとく本実施例は第２図に示した回路のスイッチン
グ用のＮＰＮトランジスタＱ６をＮチャネル型のＭＯＳ
ＦＥＴＭＩに置き換えた例である。その他の個所は
第２図と同じである。本実施例においても第１実施例と
同様の作用効果を奏する。(Second Embodiment) FIG. 3 is a circuit diagram showing a second embodiment of the present invention. Second
Components that are the same as those in the figures are given the same reference numerals and explanations will be omitted. As shown in the figure, this embodiment replaces the switching NPN transistor Q6 of the circuit shown in FIG. 2 with an N-channel type MOS.
This is an example of replacing it with FETMI. Other parts are the same as in Figure 2. This embodiment also provides the same effects as the first embodiment.
（第３実施例）
第４図は本発明の第３実施例を示す回路図である。第２
図と同一部分には同一符号を付し、説明を省略する。図
示のごとく本実施例は第２図に示した回路のＰＮＰ ）
ランジスタＱ５．ダイオードＤ１．スイッチング用のト
ランジスタＱ６を複数個並列的に設けた例である。本実
施例においては第１実施例と同様の作用効果を奏する上
、コントロール端子７，８．９に制御信号を選択的に入
力することにより、スイッチング用のＮＰＮ トランジ
スタＱＩＯ，Ｑｌｌ、 Ｑｌ２を０Ｎ−ＯＦＦさせ、そ
の結果、基準電流■を表−１のように設定できる利点が
ある。(Third Embodiment) FIG. 4 is a circuit diagram showing a third embodiment of the present invention. Second
Components that are the same as those in the figures are given the same reference numerals and explanations will be omitted. As shown in the figure, this example is a PNP circuit of the circuit shown in Fig. 2).
Ransistor Q5. Diode D1. This is an example in which a plurality of switching transistors Q6 are provided in parallel. In this embodiment, the same effects as in the first embodiment are achieved, and by selectively inputting control signals to the control terminals 7, 8.9, the switching NPN transistors QIO, Qll, Ql2 are set to 0N- There is an advantage that the reference current (2) can be set as shown in Table 1.
上記の表−１の中のｒｌＪはＮＰＮ ）ランジスタＱＩ
Ｏ，Ｑｌｌ、 Ｑ１２ノＯＮ状態を示し、ｒＯＪはＮＰ
Ｎ トランシフ、夕ＱｌＯ，Ｑｌｌ、 Ｑｌ２（７）Ｏ
Ｆ Ｆ状態を示している。またＩ ｒｅｒはＶＴｇｎ−
ｎ／Ｒである。rlJ in Table-1 above is NPN) transistor QI
O, Qll, Q12 indicates ON state, rOJ is NP
N Transif, evening QlO, Qll, Ql2(7)O
Indicates FF state. Also, Irer is VTgn-
n/R.
なお本発明は上記した各実施例に限定されるものではな
い。例えば、ダイオードＤ１の代オ〕りにダイオードと
等価な動作をする半導体素子からなるダイオード類を接
続するようにしてもよい。このほか本発明の要旨を逸脱
しない範囲で種々変形実施可能である。Note that the present invention is not limited to the embodiments described above. For example, instead of the diode D1, a diode made of a semiconductor element that operates equivalent to a diode may be connected. In addition, various modifications can be made without departing from the gist of the present invention.
［発明の効果］
以上説明したように、本発明によれば、回路設計段階で
電流値の設定を変更可能な回路構成にしであるので、基
準電流源の電流値を必要に応じて変更設定することので
きる電流源回路を提供できる。[Effects of the Invention] As explained above, according to the present invention, since the circuit configuration is such that the current value setting can be changed at the circuit design stage, the current value of the reference current source can be changed and set as necessary. It is possible to provide a current source circuit that can perform
第１図は本発明の概念図、第２図は本発明の第１実施例
を示す回路図、第３図は本発明の第２実施例を示す回路
図、第４図は本発明の第３実施例を示す回路図である。
第５図は従来技術を示す回路図である。
１・・・電源端子、２・・ＧＮＤ端子、Ｑｌ、Ｑ２゜Ｑ
３・・・ＰＮＰトランジスタ、Ｑ３．Ｑ４．Ｑ６・・Ｎ
ＰＮ ｈランジスタ、Ｄｌ・・ダイオード、Ｒ・・抵抗
、ＳＷＩ・・スイッチ。
出願人代理人 弁理士 坪井 浮
彫３図
第４図
第１図
ｆｉｎｎ
第５図Fig. 1 is a conceptual diagram of the present invention, Fig. 2 is a circuit diagram showing a first embodiment of the invention, Fig. 3 is a circuit diagram showing a second embodiment of the invention, and Fig. 4 is a circuit diagram showing a second embodiment of the invention. FIG. 3 is a circuit diagram showing a third embodiment. FIG. 5 is a circuit diagram showing the prior art. 1...Power terminal, 2...GND terminal, Ql, Q2゜Q
3...PNP transistor, Q3. Q4. Q6...N
PN h transistor, Dl... diode, R... resistor, SWI... switch. Applicant's agent Patent attorney Tsuboi Relief Figure 3 Figure 4 Figure 1 Finn Figure 5
Claims (1)
れ、上記第１のトランジスタのベースと第２のトランジ
スタのベースとが接続され、上記抵抗の他端と上記第２
のトランジスタのエミッタとが接続される型式の電流源
回路において、上記第１のトランジスタのエミッタと抵
抗との接続点にダイオードまたはダイオードと等価な動
作をする半導体素子からなるダイオード類のカソードが
接続され、上記ダイオード類のアノードに電流源が接続
され、上記ダイオード類のアノードと最低電位点との間
にスイッチが接続されたことを特徴とする電流源回路。The emitter of the first transistor is connected to one end of the resistor, the base of the first transistor is connected to the base of the second transistor, and the other end of the resistor is connected to the second end of the resistor.
In a current source circuit of the type in which the emitter of the first transistor is connected to the emitter of the first transistor, a cathode of a diode or a diode made of a semiconductor element that operates equivalent to a diode is connected to the connection point between the emitter of the first transistor and the resistor. . A current source circuit, characterized in that a current source is connected to the anode of the diodes, and a switch is connected between the anode of the diodes and the lowest potential point.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2293923A JPH04167010A (en) | 1990-10-31 | 1990-10-31 | Current source circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2293923A JPH04167010A (en) | 1990-10-31 | 1990-10-31 | Current source circuit |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04167010A true JPH04167010A (en) | 1992-06-15 |
Family
ID=17800913
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2293923A Pending JPH04167010A (en) | 1990-10-31 | 1990-10-31 | Current source circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH04167010A (en) |
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- 1990-10-31 JP JP2293923A patent/JPH04167010A/en active Pending
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