JPH04125063A - 回生制御方式フォワード・コンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野コ この発明は、回生制御方式フォワード・コンバータに関
し、さらに詳しくは、繰り返し周波数を変化させないで
安定化することができる回生制御方式フォワード・コン
バータに関する。

［従来の技術］ 第５図は、特開平２−２３０６１号公報に開示されたＤ
Ｃ−ＤＣコンバータである。

このＤＣ−ＤＣコンバータ５１は、ＤＣ電源Ｅｂと変圧
器の一次巻線Ｎ１と一次側スイッチＱ１とを直列接続し
、変圧器の二次巻線Ｎ２と整流器Ｑ２とコンデンサＣ２
とを直列に接続し、そのコンデンサＣ２の両端からフィ
ルタＦを介して負荷ＲＬへＤＣ電圧を出力する基本構成
である。

−次側スイッチＱ１と整流器Ｑ２とは双方向導通性スイ
ッチ回路で構成されている。

これら双方向導通性スイッチ回路は、制御回路６０によ
りオンされた期間だけその実線矢印方向に導通し、その
他の期則は図の破線矢印方向に順方向電圧が加えられた
ときに破線矢印方向に導通する。

第６図は、上記ＤＣ−ＤＣコンバータ５１の各部のタイ
ムチャートである。

制御回路６０が出力する制御信号ｓ、　　ｓ’により双
方向導通性スイッチ回路Ｑｌ、Ｑ２は、同時にＴｏｎの
間だけオンされ、Ｔｏｆｆの間だけオフされる。

一次側スイッチＱ１の両端電圧ＶＱＩは、オン期間Ｔｏ
ｎ中は０であり、オフになると電源電圧のほぼ２倍の電
圧となり、その後は電源電圧となる。

整流器Ｑ２に流れる電流ＩＱ２は、コンデンサＣ２を充
電する電流Ｉ　Ｑ２Ｃが流れた後、逆方向に電流Ｉ　Ｑ
２Ｒが流れる。

他の関連する従来技術としては、「回生制御方式による
低ノイズ電源（Ｎ　ａｔｉｏｎａｌ　Ｔ　ｅｃｈｎｉｃ
ａｌＲｅｐｏｒｔ　Ｖｏｌ、３５．Ｎｏ、４　Ａｕｇ、
　１９８９）　Ｊに開示のＤＣ−ＤＣコンバータがある
。

［発明が解決しようとする課題］ 上記従来のＤＣ−ＤＣコンバータ５１においては、Ｔｏ
ｎの期間を共振周波数に合せて一定としており、オフ期
間Ｔｏｆｆの長さを調節して安定化の制御を行っている
。

また、上記文献に開示のＤＣ−ＤＣコンバータも同様に
、−次側スイッチのオン期間を一定とし、オフ期間の長
さを調節して安定化の制御を行っている。

しかし、上記方式だと、繰り返し周波数の変動幅が非常
に大きくなるため、最も低い周波数に合わせた特性でフ
ィルタＦを設計すると、フィルタＦの小型化が困難にな
る問題点がある。また、ノイズが増える問題点がある。

そこで、この発明の目的は、繰り返し周波数を変化させ
ずに安定化制御を行うことが出来ると共に一次側でのス
イッチング・ロスを少なくすることが出来る回生制御方
式フォワード・コンバータを提供することにある。

［課題を解決するための手段］ この発明の回生制御方式フォワード・コンバータは、Ｄ
Ｃ電源と変圧器の一次巻線と一次側スイッチとを直列接
続し、前記変圧器の二次巻線と整流器と第１のコンデン
サとを直列に接続し、前記第１のコンデンサの両端から
フィルタを介して負荷へＤＣ電圧を出力するフォワード
・コンバータにおいて、−次側スイッチを第１の双方向
導通性スイッチ回路で構成すると共に、第２の双方向導
通性スイッチ回路と第２のコンデンサの直列回路を変圧
器の二次巻線に並列に接続し、さらに、変圧器の一次側
から二次側への電力供給を行うべく前記第１の双方向導
通性スイッチ回路のオン・オフを制御し且つ前記第２の
コンデンサーの電力の蓄積と前記変圧器の一次側への電
力の回生とを行うべく前記第１の双方向導通性スイッチ
回路をオンする前の所定期間に前記第２の双方向導通性
スイッチ回路をオンする制御回路を具備したことを構成
上の特徴とするものである。

［作用コ この発明の回生制御方式フォワード・コンバータでは、
変圧器の二次巻線から供給される電力の一部を第２のコ
ンデンサに蓄積し、これを変圧器の一次側に回生ずる。

そして、第２の双方向導通性回路のオン・オフ制御を行
うことで、前記蓄積と回生とを行う電力量を調整し、こ
れにより負荷側に送る電力量を制御して、安定化を行う
。

従って、−次側スイッチのオン・オフの繰り返し周波数
の大きな変化を要しないから、フィルタを小型に設計で
きると共に、ノイズが少なくなる。

また、−次側スイッチをオフからオンにする前に第２の
双方向導通性スイッチ回路をオンにして一次側に回生電
流を流すことにより、−次側スイッチの両端電圧をＯに
し、ゼロクロスを実現する。

このようにゼロクロスとするため、−次側スイッチでの
スイッチング・ロスを減少することが出来る。

［実施例］ 以下、図に示す実施例によりこの発明をさらに詳細に説
明する。なお、これによりこの発明が限定されるもので
はない。

第１図（ａ）（ｂ）はこの発明の第１実施例の回生制御
方式フォワード・コンバータ１を示すもので、（ａ）は
構成要素の符号を示し、（ｂ）は回路の各部における信
号の符号を示している。

この回生制御方式フォワード・コンバータ１は、ＤＣ電
源Ｅｂと変圧器の一次巻線Ｎ１と一次側スイッチＱ１と
を直列接続し、変圧器の二次巻線Ｎ２と整流器Ｄ２とコ
ンデンサＣ２と直列に接続し、コンデンサＣ２の両端か
らフィルタＦを介して負荷ＲＬへＤＣ電圧を出力する基
本構成である。

−次側スイッチＱ１は、双方向導通性スイッチ回路で構
成されている。

変圧器の２次巻線Ｎ２には、双方向導通性スイッチ回路
Ｑ３とコンデンサＣ３の直列回路が並列に接続されてい
る。

双方向導通性スイッチ回路は、制御回路３０からの制御
ｇｌ、ｇ３によりオンされたときは図の実線矢印の方向
に導通する。また、図の破線矢印方向に順方向電圧かか
けられたときは破線矢印方向に導通ずる。

制御回路３０は、負荷ＲＬ端の電圧変化または負荷ＲＬ
中の電流変化を検出し、第２図に示すように制御信号ｇ
ｌ、ｇ３を出力する。

すなわち、制御信号ｇ１により、−次側スイッチＱ１を
Ｔｉｎの期間だけオンとし、Ｔｌｆの期間だけオフとす
る。これらの期間はほぼ固定とする。

また、制御信号ｇ３により、前記−次側スイッチＱ１を
オンにする前のＴ３ｎの期間だけ双方向導通性スイッチ
回路Ｑ３をオンとする。

さて、−次側スイッチＱ１かオンになった時刻ｔ１の後
、−次側スイッチＱ１の両端電圧ＶＱＩは０であり、−
次側スイッチＱ１に流れる電流ＩＱＩは、徐々に増える
。このとき、コンデンサＣ２の両端電圧ＶＣ２はほぼＯ
であり、コンデンサＣ３の電圧ＶＣ３はある電圧たとえ
ばＥ３となっている。

電圧ＶＣ２がＯ近くであり、電圧ＶＣ３がある電圧Ｅ３
であると、ダイオードＤ２は順方向電圧がかかって導通
ずるが、双方向導通性スイッチ回路Ｑ３は順方向電圧が
かからず破線矢印方向には導通しない。このため、ダイ
オードＤ２にはコンデンサＣ２を充電する電流Ｉ　Ｄ２
Ｃが流れ、一方、双方向導通性スイッチ回路Ｑ３には電
流ＩＱ３が流れない。

時刻ｔ２において、コンデンサＣ２が充電されて電圧Ｖ
Ｃ２が上昇し、電圧ＶＣ３に一致すると、それ以後は双
方向導通性スイッチ回路Ｑ３も順方向電圧がかかるため
破線矢印方向に導通し、双方向導通性スイッチ回路Ｑ３
に電流Ｉ　Ｑ３Ｃが流れて、コンデンサＣ３も充電され
る。すなわち、コンデンサＣ２とコンデンサＣ３が同時
に充電される。

但し、コンデンサＣ２に比べてコンデンサＣ３の容量が
大きいため、はとんどの電流はコンデンサＣ３に流れる
。

時刻ｔ３において、−次側スイッチＱ１がオフとなると
、−次側スイッチＱ１の両端電圧ＶＱＩは、最初は逆起
電力のために電源電圧Ｅｂの約２倍の電圧となるが、そ
の後は電源電圧Ｅｂになる。

一方、コンデンサＣ２の電圧ＶＣ２は負荷側に電力を供
給するため、０に向けて次第に下がる。

すると、双方向導通性スイッチ回路Ｑ３は、逆方向電圧
となるためオフとなり、コンデンサＣ３の電圧ＶＣ３は
充電後の電圧に保持される。

時刻ｔ５において、双方向導通性スイッチ回路Ｑ３がオ
ンになると、コンデンサＣ３から双方向導通性スイッチ
回路Ｑ３を介して変圧器の二次巻線Ｎ２に電流Ｉ　Ｑ３
Ｒが流れる。すると、−次巻線Ｎ１にＤＣ電源Ｅｂと逆
向きの電圧が発生するため、−次側スイッチは破線矢印
のように導通し、電圧ＶＱＩはＯになる。また、破線矢
印方向に回生電流Ｉ　ＱＩＲが流れる。このため、コン
デンサｃ３の電圧ＶＣ３は降下する。双方向導通性スイ
ッチ回路Ｑ３のオン時間Ｔ３ｎを長くすれば低い電圧ま
で降下し、短くすれば比較的高い電圧までしが降下しな
い。

結局のところ、負荷ＲＬ側に供給される電力は、コンデ
ンサＣ３の電圧ＶＣ３が高い値なら多くなり、低い値な
ら少なくなる。このようにして安定化が行われる。

ところで、−次側スイッチＱ１がオフからオンになる前
には、−次側スイッチＱ１を破線矢印方向に導通し、電
圧ＶＱＩをＯにするから、ゼロクロスが実現される。従
って、−次側スイッチＱ１におけるスイッチング・ロス
を少なくできる。

以上のように、この回生制御方式フォワード・コンバー
タ１によれば、−次側スイッチＱ１をオン・オフする繰
り返し周波数は固定のままでも、双方向導通性スイッチ
回路Ｑ３のオン時間を調節することで安定化を行うこと
が出来るようになる。

そこで、フィルタＦを小型且つ安価に製造できるように
なる。また、ノイズも少なくなる。さらに、−次側スイ
ッチＱ１におけるスイッチング・ロスも少なくなる。

次に、第３図（ａ）（ｂ）はこの発明の第２実施例の回
生制御方式フォワード・コンバータ１１を示すもので、
（ａ）は回路の各構成要素の符号を示し、（ｂ）は回路
の各部の信号の符号を示している。

この回生制御方式フォワード・コンバータ１１は、基本
的に前記第１実施例の回生制御方式フォワード・コンバ
ータ１と同じである。

但し、−次側スイッチＱｌ、双方向導通性スイッチ回路
Ｑ３は、パワーＭＯ８ＦＥＴにより構成されている。す
なわち、パワーＭＯ８ＦＥＴのドレン−ソース間のチャ
ネルによって第１図の実線矢印の導通が行われ、ソース
−ドレン間ダイオード（ボディ・ダイオードを用いるこ
とも出来る）によって第１図の破線矢印の導通が行われ
る。なお、ＣＱｌは、−次側スイッチＱ１として用いる
パワーＭＯＳＦＥＴのソース−ドレン間容量である。

また、変圧器にはリセット巻線Ｎ３が設けられ、リセッ
トダイオードＤｐが接続されている。

さらに、フィルタＦは、チョークコイルＬＰと。

コンデンサＣＦと、転流ダイオードＤＦとから構成され
ている。

この回生制御方式フォワード・コンバータ１１では、−
次側スイッチＱ１がオンからオフになる時（時刻ｔ３）
、コンデンサＣＱＩの充電のために電圧ＶＱＩの立上が
りが遅れ、−次側スイッチＱ１はゼロクロスに近くなる
。従って、−次側スイッチＱ１におけるスイッチング・
ロスがより少なくなる。

第４図は、第３図の回路の各部の信号波形図である。

図中に「共振」とあるのは、−次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ
２間のリーケージインダクタンスとコンデンサＣ２によ
る共振であり、この共振サイクルの１／４期間は、−次
側スイッチＱ１のオン期間より短くされている。

他の実施例としては、双方向導通性スイッチ回路を、バ
イポーラトランシタとダイオードの並列回路により構成
したものが挙げられる。この場合、バイポーラトランジ
スタのコレクタにダイオードのアノードを接続し、エミ
ッタにカソードを接続する。

なお、変圧器の二次巻線Ｎ２と直列に共振コイルを設け
てもよい。

また、−次側スイッチＱ１と並列にコンデンサを接続し
てもよい。

［発明の効果］ この発明の回生制御方式ＤＣ−ＤＣコンバータによれば
、次のような効果が得られる。

■−次側スイッチのオン・オフの繰り返し周波数がほと
んど変化しないので、フィルタ等を小型安価に構成でき
る。また、ノイズが少なくなる。

■余分なエネルギーを電源に回生ずるため、効率がよい
。

■繰り返し周波数が低くならないため、小型トランスを
使用できる。

■ゼロクロスを実現できるため、スイッチング・ロスが
減少し、効率がよくなる。また、スイッチング・ロスが
少なくなることで、高周波化できるため、トランス等を
小型化、薄型化できるようになる。

【図面の簡単な説明】 第１図（ａ）（ｂ）はこの発明の第１実施例の模式的回
路図、第２図は第１図に示す実施例回路の各部の信号の
模式的タイムチャート、第３図（ａ）（ｂ）はこの発明
の第２実施例の模式的回略図、第４図は第３図の実施例
回路の各部の信号の模式的タイムチャート、第５図は従
来のＤＣ−ＤＣコンバータの模式的回路図、第６図は第
５図に示す従来回路の各部の信号の模式的タイムチャー
トである。 （符号の説明） Ｅｂ・・・直流電源 Ｎ１・・・変圧器の一次巻線 Ｑｌ・・・−次側スイッチ Ｎ２・・・変圧器の二次巻線 Ｄ２・・・整流器 Ｃ２・・・コンデンサ Ｑ３・・・双方向導通性スイッチ回路 Ｃ３・・・コンデンサ ３０・・・制御回路 Ｆ・・・フィルタ ＲＬ・・・負荷。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、ＤＣ電源と変圧器の一次巻線と一次側スイッチとを
   直列接続し、前記変圧器の二次巻線と整流器と第１のコ
   ンデンサとを直列に接続し、前記第１のコンデンサの両
   端からフィルタを介して負荷へＤＣ電圧を出力するフォ
   ワード・コンバータにおいて、 一次側スイッチを第１の双方向導通性スイ ッチ回路で構成すると共に、第２の双方向導通性スイッ
   チ回路と第２のコンデンサの直列回路を変圧器の二次巻
   線に並列に接続し、さらに、変圧器の一次側から二次側
   への電力供給を行うべく前記第１の双方向導通性スイッ
   チ回路のオン・オフを制御し且つ前記第２のコンデンサ
   ーの電力の蓄積と前記変圧器の一次側への電力の回生と
   を行うべく前記第１の双方向導通性スイッチ回路をオン
   する前の所定期間に前記第２の双方向導通性スイッチ回
   路をオンする制御回路を具備したことを特徴とする回生
   制御方式フォワード・コンバータ。