JPH0370380B2 - - Google Patents
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- JPH0370380B2 JPH0370380B2 JP19074882A JP19074882A JPH0370380B2 JP H0370380 B2 JPH0370380 B2 JP H0370380B2 JP 19074882 A JP19074882 A JP 19074882A JP 19074882 A JP19074882 A JP 19074882A JP H0370380 B2 JPH0370380 B2 JP H0370380B2
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- JBRZTFJDHDCESZ-UHFFFAOYSA-N AsGa Chemical compound [As]#[Ga] JBRZTFJDHDCESZ-UHFFFAOYSA-N 0.000 claims description 14
- 229910001218 Gallium arsenide Inorganic materials 0.000 claims description 13
- 230000005669 field effect Effects 0.000 claims description 9
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 2
- 101150015217 FET4 gene Proteins 0.000 description 16
- 238000003780 insertion Methods 0.000 description 14
- 230000037431 insertion Effects 0.000 description 14
- 238000002955 isolation Methods 0.000 description 13
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 11
- 239000008186 active pharmaceutical agent Substances 0.000 description 5
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 3
- 101100119059 Saccharomyces cerevisiae (strain ATCC 204508 / S288c) ERG25 gene Proteins 0.000 description 1
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 1
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 238000010295 mobile communication Methods 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
- H01L29/00—Semiconductor devices adapted for rectifying, amplifying, oscillating or switching, or capacitors or resistors with at least one potential-jump barrier or surface barrier, e.g. PN junction depletion layer or carrier concentration layer; Details of semiconductor bodies or of electrodes thereof ; Multistep manufacturing processes therefor
- H01L29/66—Types of semiconductor device ; Multistep manufacturing processes therefor
- H01L29/68—Types of semiconductor device ; Multistep manufacturing processes therefor controllable by only the electric current supplied, or only the electric potential applied, to an electrode which does not carry the current to be rectified, amplified or switched
- H01L29/76—Unipolar devices, e.g. field effect transistors
- H01L29/772—Field effect transistors
- H01L29/80—Field effect transistors with field effect produced by a PN or other rectifying junction gate, i.e. potential-jump barrier
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は電界効果トランジスタ(FET)を用
いて直流から数GHz程度の信号の経路を切替る電
子スイツチに関するものであり、特に、低消費電
力で動作しかつモノリシツクIC化が容易でしか
も広帯域にわたつて挿入損失及びアイソレーシヨ
ン特性に優れた構成に関するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to an electronic switch that uses field effect transistors (FETs) to switch signal paths from DC to several GHz. The present invention relates to a configuration that is easy to perform and has excellent insertion loss and isolation characteristics over a wide band.
無線通信の分野において、複数の高周波信号を
高速に選択又は切替するため、電子デバイスを用
いた高周波スイツチが使用される。従来、利得を
持たない高周波スイツチとして、(1)PINダイオー
ド又はシヨツトキーダイオードを用いたもの、(2)
FETアナログスイツチを用いたもの、等が考え
られている。このうち、(1)によれば高周波スイツ
チの重要な特性である挿入損失、アイソレーシヨ
ン等に良好な特性を得ることができるが、スイツ
チの制御信号として数mA〜数十mAのバイアス
電流を必要とし、消費電力が大きい。また、ダイ
オードは2端子素子なので高周波信号と制御信号
を分離する回路が必要であり、従来は高周波信号
は交流結合とし、かつバイアス電流はコイルを介
して供給することにより周波数的に2つの信号を
分離していた。このため、高周波信号はある下限
周波数で帯域が制限される。また制御信号の帯域
も制限されるので、切替速度の高速化にも限界が
あつた。さらに、コイルを必要とするのでモノリ
シツクIC化が困難であり、量産性に問題があつ
た。 In the field of wireless communications, high frequency switches using electronic devices are used to quickly select or switch between multiple high frequency signals. Conventionally, high frequency switches without gain include (1) those using PIN diodes or shot key diodes, (2)
One that uses a FET analog switch is being considered. Among these, according to (1), it is possible to obtain good characteristics in terms of insertion loss, isolation, etc., which are important characteristics of a high-frequency switch. high power consumption. In addition, since a diode is a two-terminal element, a circuit is required to separate the high-frequency signal and the control signal. Conventionally, the high-frequency signal is AC coupled, and the bias current is supplied via a coil to separate the two signals in terms of frequency. They were separated. Therefore, the band of the high frequency signal is limited to a certain lower limit frequency. Furthermore, since the band of the control signal is also limited, there is a limit to increasing the switching speed. Furthermore, since it requires a coil, it is difficult to make it into a monolithic IC, which poses a problem in mass production.
一方、(2)の構成によれば、FETは電圧制御素
子であるためゲート電圧を変えるだけで容易にオ
ン・オフ制御ができ、しかしFETを受動素子と
して使用するのでドレインバイアスが不要であ
る。従つて、消費電力はほぼ零にできる。また、
FETは3端子素子であるため、高周波信号と制
御信号は予め分離されており、両信号の帯域を制
限する必要がない。このため、高周波信号の広帯
域化と切替速度の向上が可能である。さらに、バ
イアス回路にコイルが不要であるため、モノリシ
ツクIC化が容易であり、多数のスイツチを1チ
ツプ上に構成することも可能である。これに使用
するFETには、オン抵抗が小さくかつ電極間容
量が小さいことが要求されるが、特にガリウム・
ひ素FET(GaAs FET)はこの点で有利であり、
広帯域の高周波スイツチを実現することができ
る。 On the other hand, according to configuration (2), since the FET is a voltage controlled element, it can be easily controlled on and off by simply changing the gate voltage, but since the FET is used as a passive element, no drain bias is required. Therefore, power consumption can be reduced to almost zero. Also,
Since the FET is a three-terminal element, the high frequency signal and the control signal are separated in advance, and there is no need to limit the bands of both signals. Therefore, it is possible to widen the band of high-frequency signals and improve switching speed. Furthermore, since the bias circuit does not require a coil, it is easy to make it into a monolithic IC, and it is also possible to configure many switches on one chip. The FET used for this is required to have low on-resistance and low interelectrode capacitance, but in particular gallium
Arsenic FETs (GaAs FETs) have an advantage in this respect,
A broadband high frequency switch can be realized.
しかしながら、FETを用いたスイツチでは高
い周波数におけるアイソレーシヨン及び挿入損失
が(1)の構成に比べてやや劣るといつた欠点があつ
た。この点を以下で説明する。第1図aはGaAs
FETを用いた高周波スイツチの従来の構成例で、
同図bはその等価回路を示したものである。同図
において、1は第1の高周波信号入出力端子(ポ
ート1)、2は第2の高周波信号入力端子(ポー
ト2)、3は制御電圧入力端子、4はノーマリ・
オン形GaAs FETを用いたスイツチFETである。
スイツチFET4のドレインDは端子1と接続さ
れ、ソースSは端子2と接続され、ゲートGはバ
イアス抵抗RGを介して制御電圧入力端子3と接
続されている。なおDDSはFETのドレイン・ソー
ス間容量、CDGはドレイン・ゲート間容量、CGSは
ゲート・ソース間容量、オン抵抗RONはFETがオ
ン状態でのドレイン・ソース間抵抗(チヤネル抵
抗)である。また、スイツチFET4のゲート幅
Wgは線路インピーダンスが50Ωの場合、500μm
〜2000μm程度に選ばれる。さらに、端子1,2
の直流電位は零とする。この構成で端子3を接地
すると、FET4は零バイアスとなつてドレイ
ン・ソース間が導通状態となり、スイツチはオン
となる。また、端子3にFETのしきい値電圧よ
り低い電圧(逆バイアス)を加えるとオフとな
る。オフのときのスイツチは同図bの等価回路で
表わされ、ポート1とポート2の間は直流的に遮
断されるが、交流的には容量CDSとCDG及びCGSの
直列容量によつて結合している。すなわち、ポー
ト1とポート2の間の見かけ容量CTは、
CT=CDS+CDG・CGS/(CDG+CGS) (1)
となる。周波数が高くなるにつれてCTのインピ
ーダンスは低くなるので、ポート間のアイソレー
シヨンが劣化する。このため使用できる帯域が狭
いという欠点があつた。 However, switches using FETs had the disadvantage that isolation and insertion loss at high frequencies were slightly inferior to configuration (1). This point will be explained below. Figure 1a is GaAs
A conventional configuration example of a high frequency switch using FET,
Figure b shows the equivalent circuit. In the figure, 1 is the first high frequency signal input/output terminal (port 1), 2 is the second high frequency signal input terminal (port 2), 3 is the control voltage input terminal, and 4 is the normal
This is a switch FET using an on-type GaAs FET.
The drain D of the switch FET 4 is connected to the terminal 1, the source S is connected to the terminal 2, and the gate G is connected to the control voltage input terminal 3 via a bias resistor RG . Note that D DS is the drain-source capacitance of the FET, C DG is the drain-gate capacitance, C GS is the gate-source capacitance, and on-resistance R ON is the drain-source resistance (channel resistance) when the FET is on. It is. Also, the gate width of switch FET4
W g is 500μm when line impedance is 50Ω
~2000μm is selected. Furthermore, terminals 1 and 2
The DC potential of is assumed to be zero. In this configuration, when the terminal 3 is grounded, the FET 4 becomes zero bias, the drain and source become conductive, and the switch is turned on. Furthermore, when a voltage lower than the threshold voltage of the FET (reverse bias) is applied to terminal 3, the FET is turned off. When the switch is off, it is represented by the equivalent circuit shown in figure b. In terms of direct current, ports 1 and 2 are cut off, but in terms of alternating current, the series capacitances of CDS , CDG , and CGS are connected. It is tied together. That is, the apparent capacitance C T between port 1 and port 2 is C T = C DS + C DG ·C GS / (C DG + C GS ) (1). As the frequency increases, the impedance of C T decreases, so isolation between ports deteriorates. For this reason, there was a drawback that the usable band was narrow.
アイソレーシヨンを改善するためには、CTを
小さくすればよい。そこで、FETのゲート幅Wg
を狭くして電極間容量を減らし、CTを小さくす
る構成が考えられる。しかしながら、Wgを狭く
するとチヤネル抵抗RONが大きくなるので、挿入
損失が増加する。挿入損失を1dB以下にするため
に必要なゲート幅は、伝送線路インピーダンス
R0が50Ωのとき500μm〜2000μm程度であり、こ
れ以下では急激に損失が増加する。従つてWgを
狭くしてCTを小さくする構成には限界がある。 In order to improve isolation, CT can be made smaller. Therefore, the FET gate width W g
A conceivable configuration is to reduce the interelectrode capacitance by narrowing C T . However, if W g is narrowed, the channel resistance R ON increases, so insertion loss increases. The gate width required to reduce insertion loss to 1 dB or less is the transmission line impedance.
When R 0 is 50Ω, it is about 500 μm to 2000 μm, and below this value, the loss increases rapidly. Therefore, there is a limit to the configuration in which C T is reduced by narrowing W g .
次に、第1図の高周波スイツチでは、オフ状態
のときポート1とポート2が開放となるため、入
力波が反射して不都合となる場合がある。従来、
このような場合には、第2図aに示す終端形スイ
ツチが用いられてきた。この構成は第1図aの構
成に2つの終端抵抗R0、終端制御FET6及び7、
終端制御電圧入力端子5及びバイアス抵抗RG2を
付加したものである。このスイツチをオフにする
ときには、端子3に逆バイアスを加え端子5を接
地してFET6及び7をオン状態にする。これに
より、ポート1及びポート2はR0のインピーダ
ンスで終端され、反射を抑えることができる。ま
た、スイツチをオンにするときには、端子3を接
地し、端子5に逆バイアスを加える。このとき、
FET4はオン、FET6及び7はオフとなり、同
図bの等価回路で表される。ただし、容量CT,
CT2,CT3はそれぞれFET4、FET6、FET7の
ソース・ドレイン間の見かけの容量である。これ
らのFETは、いずれもオン抵抗RONを線路インピ
ーダンスR0に比べて十分小さくするためにゲー
ト幅が500μm〜2000μm程度に選ばれる。従つて、
この構成ではCT,CT2,CT3がかなり大きく、
RONとCTの並列インピーダンス、CT2とROの直
列インピーダンス、CT3とR0の直列インピーダ
ンスの3部分から成るπ形ネツトワークによつ
て、周波数が高くなると挿入損失が増加するとい
う欠点があつた。 Next, in the high frequency switch shown in FIG. 1, since ports 1 and 2 are open when in the off state, input waves may be reflected, which may be inconvenient. Conventionally,
In such cases, a terminal type switch as shown in FIG. 2a has been used. This configuration has two terminating resistors R 0 , terminating control FETs 6 and 7,
It has an additional termination control voltage input terminal 5 and bias resistor R G2 . When turning off this switch, a reverse bias is applied to terminal 3, terminal 5 is grounded, and FETs 6 and 7 are turned on. As a result, port 1 and port 2 are terminated with an impedance of R 0 and reflection can be suppressed. Furthermore, when turning on the switch, terminal 3 is grounded and reverse bias is applied to terminal 5. At this time,
FET4 is turned on, and FETs 6 and 7 are turned off, as shown in the equivalent circuit shown in FIG. However, the capacity C T ,
C T2 and C T3 are the apparent capacitances between the sources and drains of FET4, FET6, and FET7, respectively. The gate width of each of these FETs is selected to be approximately 500 μm to 2000 μm in order to make the on-resistance R ON sufficiently smaller than the line impedance R 0 . Therefore,
In this configuration, C T , C T2 , and C T3 are quite large;
The disadvantage is that the insertion loss increases as the frequency increases due to the π-shaped network consisting of three parts: the parallel impedance of R ON and CT , the series impedance of CT2 and R O , and the series impedance of CT3 and R 0. It was hot.
本発明は、これらの欠点を解決するため、(1)ス
イツチFETがオフのときのみゲートを高周波的
に接地する回路を設けることによりオン状態のと
きの挿入損失を増加することなくアイソレーシヨ
ンを改善すると共に、(2)終端形スイツチにおいて
終端抵抗及び終端制御FETの代りにオン抵抗が
終端抵抗に等しい値をもつ終端FETを用いるこ
とによつて高い周波数での挿入損失の増加を抑え
た高周波スイツチを提供するものである。 The present invention solves these drawbacks by (1) providing a circuit that grounds the gate at high frequency only when the switch FET is off, thereby achieving isolation without increasing insertion loss when the switch FET is on; (2) In the termination type switch, instead of the termination resistor and termination control FET, a termination FET whose on-resistance is equal to the termination resistance is used to suppress the increase in insertion loss at high frequencies. It provides a switch.
以下本発明を詳細に説明する。 The present invention will be explained in detail below.
第3図aは本発明の第1の実施例であつて、
1,2,3,4については第1図aと同一であ
る。また、8はゲートスイツチ制御電圧入力端
子、9はゲートスイツチFETであり、FET9の
ドレインDは容量CGを介してFET4のゲートG
に接続され、ソースSは接地され、ゲートGは端
子8に接続される。また、CG≫CDG、CGSとする。 FIG. 3a shows a first embodiment of the present invention, in which
1, 2, 3, and 4 are the same as in FIG. 1a. Further, 8 is a gate switch control voltage input terminal, 9 is a gate switch FET, and the drain D of FET9 is connected to the gate G of FET4 via a capacitor C G.
The source S is grounded, and the gate G is connected to the terminal 8. Furthermore, it is assumed that C G ≫C DG and C GS .
この回路は、第1図aの回路において、スイツ
チFET4がオフのときのみゲートを容量CGを介
して高周波的に接地する回路を付加したものであ
る。このスイツチをオフにするときには、端子3
に逆バイアスを加え端子8を接地とする。このと
きFET4はオフ、FET9はオンとなり、スイツ
チの等価回路は同図bのようになる。なお、CG
のインピーダンスは十分小さいので省略した。ま
た、FET9のオン抵抗についても、FET9のゲ
ート幅をFET4のゲート幅の10分の1程度とす
ることにより、CDG,CGSのインピーダンスに対し
て十分小さくできるので省略した。この等価回路
からポート1,2間の見かけの容量CT′はCT′=
CDSとなり、第1図aの回路のCTと比べてCDGと
CGSの直列容量がない分だけ小さくなる。従つて
この構成によりアイソレーシヨンを数dB〜10dB
程度改善することができる。一方、このスイツチ
をオンにするときには、端子3を接地とし、端子
8に逆バイアスを加える。このときFET4はオ
ン、FET9はオフとなり、スイツチの等価回路
は同図cのように書ける。ただし、CT4はFET9
のドレイン・ソース間の見かけの容量である。
今、FET9のゲート幅をFET4のゲート幅の10
分の1程度にしても十分アイソレーシヨン改善効
果があるので、CT4はFET4のCDG,CGSの10分の
1程度にできる。従つて、CT4の影響は小さく、
オンのときには第1図aの構成とほぼ等価にな
り、同等の特性が得られる。このようにして、第
3図aの構成により高い周波数でもアイソレーシ
ヨンの良好な高周波スイツチを提供することがで
きる。 This circuit is obtained by adding a circuit to the circuit shown in FIG. 1A to ground the gate at high frequency only when the switch FET 4 is off. When turning off this switch, use terminal 3.
A reverse bias is applied to the terminal 8 and the terminal 8 is grounded. At this time, FET4 is turned off and FET9 is turned on, and the equivalent circuit of the switch becomes as shown in FIG. In addition, C G
The impedance of is omitted because it is sufficiently small. Further, the on-resistance of FET9 is also omitted because it can be made sufficiently smaller than the impedance of C DG and C GS by making the gate width of FET9 about one-tenth of the gate width of FET4. From this equivalent circuit, the apparent capacitance C T ′ between ports 1 and 2 is calculated as C T ′=
C DS , and compared to C T in the circuit of Figure 1a, C DG and
It becomes smaller because there is no series capacitance of C GS . Therefore, this configuration reduces isolation by several dB to 10 dB.
It can be improved to some extent. On the other hand, when turning on this switch, terminal 3 is grounded and reverse bias is applied to terminal 8. At this time, FET4 is turned on and FET9 is turned off, and the equivalent circuit of the switch can be written as shown in figure c. However, C T4 is FET9
is the apparent capacitance between the drain and source of
Now, set the gate width of FET9 to 10 of the gate width of FET4.
Even if it is reduced to about one-fold, there is a sufficient effect of improving isolation, so C T4 can be made about one-tenth of C DG and C GS of FET4. Therefore, the influence of CT4 is small,
When it is on, the configuration is almost equivalent to that of FIG. 1a, and equivalent characteristics can be obtained. In this way, the configuration of FIG. 3a makes it possible to provide a high frequency switch with good isolation even at high frequencies.
第4図aは本発明の第2の実施例であり、終端
形スイツチの構成を示している。図中の1,2,
3,4,5については第2図aと同一であり、1
0及び11はオン抵抗が終端抵抗R0に等しい値
を持つ終端FETである。一般にFETのオン抵抗
はゲート幅に反比例するので、ゲート幅を変える
ことによつて任意のオン抵抗を得ることができ
る。例として、RON=R0=50ΩとなるGaAs FET
のゲート幅は50μm〜200μm程度である。 FIG. 4a shows a second embodiment of the present invention, showing the construction of a terminal type switch. 1, 2, in the diagram
3, 4, and 5 are the same as in Figure 2 a, and 1
0 and 11 are termination FETs whose on-resistance is equal to the termination resistance R 0 . Generally, the on-resistance of a FET is inversely proportional to the gate width, so any desired on-resistance can be obtained by changing the gate width. As an example, a GaAs FET with R ON = R 0 = 50Ω
The gate width is about 50 μm to 200 μm.
この終端形スイツチをオフにするときには、端
子3に逆バイアスを加え、端子5を接地する。こ
れにより、FET4はオフ、FET10及び11は
オンとなるので、ポート1及びポート2はFET
6及び7のオン抵抗R0によつて終端され、反射
を抑えることができる。また、このスイツチをオ
ンにするときには、端子3を接地、端子5に逆バ
イアスを加える。このときFET4はオン、FET
10及び11はオフとなり、同図bの等価回路で
表わせる。ただし、容量CT,CT2′,CT3′はそれぞ
れFET4、FET10、FET11のソース・ドレ
イン間の見かけの容量であり、CTは前述の式(1)
で表わせる。この等価回路から、終端形スイツチ
がオンのときには、RONとCTの並列インピーダ
ンス、CT2′、CT3′の3部分がπ形ネツトワー
クを構成し、周波数が高くなると挿入損失が増加
することがわかる。しかしながら、CT2′,CT3′は
FET4、FET10、FET11のゲート幅をそれ
ぞれWg1,Wg2,Wg2とすると
CT2′=CT3′=(Wg2/Wg1)・CT (2)
と表わせ、今Wg1は500μm〜2000μm、Wg2は
50μm〜200μm程度に選ばれるから、CT2′及び
CT3′はCTの10分の1程度になる。一方、第2図b
の等価回路におけるCT2及びCT3は前述したように
CTとほぼ同じ値であつたから、CT2′,CT3′はCT2,
CT3の10分の1程度となり、π形ネツトワークに
よつて生ずる挿入損失の増加を抑えることができ
る。 When turning off this termination type switch, reverse bias is applied to terminal 3 and terminal 5 is grounded. As a result, FET4 is turned off and FET10 and 11 are turned on, so port 1 and port 2 are
It is terminated by on-resistances R 0 of 6 and 7, and reflection can be suppressed. Further, when turning on this switch, terminal 3 is grounded and terminal 5 is applied with a reverse bias. At this time, FET4 is on, FET
10 and 11 are turned off, which can be expressed by the equivalent circuit shown in FIG. However, capacitances C T , C T2 ′, and C T3 ′ are the apparent capacitances between the sources and drains of FET4, FET10, and FET11, respectively, and C T is calculated from the above equation (1).
It can be expressed as From this equivalent circuit, when the termination type switch is on, the parallel impedance of R ON and C T , C T2 ′, and C T3 ′ form a π-type network, and as the frequency increases, the insertion loss increases. I understand that. However, C T2 ′ and C T3 ′ are
Letting the gate widths of FET4, FET10, and FET11 be W g1 , W g2 , and W g2 respectively, it can be expressed as C T2 ′=C T3 ′=(W g2 /W g1 )・C T (2), and now W g1 is 500 μm~ 2000μm, W g2
C T2 ′ and
C T3 ′ is about 1/10 of C T. On the other hand, Fig. 2b
As mentioned above, C T2 and C T3 in the equivalent circuit of
Since they were almost the same value as C T , C T2 ′ and C T3 ′ are C T2 ,
It is about one-tenth of C T3 , and it is possible to suppress the increase in insertion loss caused by the π-type network.
このようにして第4図aの構成により、高い周
波数でも挿入損失の少い終端形スイツチを提供す
ることができる。 In this way, the configuration shown in FIG. 4a makes it possible to provide a terminated switch with low insertion loss even at high frequencies.
以上の2つの実施例はそれぞれ異なる構成によ
つて高周波スイツチの特性を改善した例である
が、この2つの構成を併用するように変形するこ
とも可能である。第5図aは単極双投の終端形切
換スイツチに本発明による2つの構成を適用した
実施例である。同図において、1はポート1、2
はポート2、4及び15はスイツチFET、9及
び16はゲートスイツチFET、10及び17は
終端FET、12は第3の高周波信号入出力端子
(ポート3)、13及び14は制御電圧入力端子で
ある。また、スイツチFET4及び15のゲート
幅は500μm〜2000μm程度、ゲートスイツチFET
9及び16のゲート幅は50μm〜200μm程度、終
端FET10及び17のゲート幅はオン抵抗が終
端抵抗の値に等しくなるように50μm〜200μm程
度に選ぶ。 The above two embodiments are examples in which the characteristics of the high frequency switch are improved by using different configurations, but it is also possible to modify the two configurations so that they are used in combination. FIG. 5a shows an embodiment in which two configurations according to the present invention are applied to a single-pole, double-throw termination type changeover switch. In the same figure, 1 indicates ports 1 and 2.
Ports 2, 4 and 15 are switch FETs, 9 and 16 are gate switch FETs, 10 and 17 are termination FETs, 12 is the third high frequency signal input/output terminal (port 3), and 13 and 14 are control voltage input terminals. be. In addition, the gate width of switch FETs 4 and 15 is about 500 μm to 2000 μm,
The gate widths of FETs 9 and 16 are selected to be approximately 50 μm to 200 μm, and the gate widths of termination FETs 10 and 17 are selected to be approximately 50 μm to 200 μm so that the on-resistance is equal to the value of the termination resistance.
この切替スイツチはポート1とポート3のどち
らか一方を選択してポート2と接続し、残りのポ
ートを終端する機能を有する。まず、ポート1と
ポート2を接続するときには、端子13を接地
し、端子14に逆バイアスを加える。これによ
り、FET4、FET16、FET17はオンとな
り、FET9、FET10、FET15はオフとなる
ので、ポート1とポート2の間はFET4によつ
て導通し、ポート3とポート2の間は開放とな
る。さらに、FET15のゲートGはCG及びFET
16を介して接地され、ポート3はFET17に
よつて終端される。このときの等価回路は第5図
bのように表わせる。ただし、ゲートスイツチ
FET9及び16と終端FET10及び17のドレ
イン・ソース間の見かけの容量については、これ
までに説明したように、スイツチFET4及び1
5の容量に対して十分小さいので省略した。この
等価回路から、ポート1とポート2はFET4の
RON及びCDS,CDG,CGSを介して低インピーダンス
で接続されるので、高い周波数まで挿入損失が少
く、かつ、ポート3とポート2はFET15のCDS
のみによつて結合しているので高いアイソレーシ
ヨンが得られることがわかる。 This changeover switch has the function of selecting either port 1 or port 3, connecting it to port 2, and terminating the remaining ports. First, when connecting port 1 and port 2, terminal 13 is grounded and reverse bias is applied to terminal 14. As a result, FET4, FET16, and FET17 are turned on, and FET9, FET10, and FET15 are turned off, so that ports 1 and 2 are electrically connected by FET4, and ports 3 and 2 are opened. Furthermore, the gate G of FET15 is C G and FET
16 to ground, and port 3 is terminated by FET 17. The equivalent circuit at this time can be expressed as shown in FIG. 5b. However, the gate switch
Regarding the apparent capacitance between the drain and source of FETs 9 and 16 and termination FETs 10 and 17, as explained above, switch FETs 4 and 1
It is omitted because it is sufficiently small compared to the capacity of 5. From this equivalent circuit, port 1 and port 2 are of FET4.
Since they are connected at low impedance through R ON and C DS , C DG , and C GS , insertion loss is low up to high frequencies, and ports 3 and 2 are connected to C DS of FET15.
It can be seen that high isolation can be obtained because the bond is made only by
このようにして第5図aの構成により、高い周
波数まで挿入損失が少くアイソレーシヨンの良好
な単極双投の終端形切替スイツチを提供すること
ができる。 In this way, with the configuration shown in FIG. 5a, it is possible to provide a single-pole, double-throw termination type changeover switch with low insertion loss and good isolation up to high frequencies.
さらに、入出力のポート数を増加し、一般的に
nポート×mポートの切替スイツチを構成する場
合にも、本発明による2つの構成及び上記変形は
有効であり、その場合でも高い周波数まで挿入損
失が少くアイソレーシヨンの良好な高周波スイツ
チを提供することができる。 Furthermore, even when increasing the number of input/output ports and generally configuring a changeover switch of n ports x m ports, the two configurations according to the present invention and the above modification are effective, and even in that case, even high frequencies can be inserted. A high frequency switch with low loss and good isolation can be provided.
以上述べたように、本発明によれば広帯域にわ
たつて挿入損失が小さくかつアイソレーシヨン特
性に優れた高周波スイツチを極めて低消費電力の
GaAsモノリシツクICで実現できるので、特に移
動通信におけるダイバーシチ用切替スイツチや衛
星通信におけるSS−TDMA(Satellite−
Switched Time−Division−Multiple−Access)
用の切替スイツチを初め、広く無線通信機に適用
することによつて機器の小形化・低消費電力化・
経済化に大きく寄与することができる。 As described above, the present invention provides a high frequency switch with low insertion loss and excellent isolation characteristics over a wide band with extremely low power consumption.
Since it can be realized with a GaAs monolithic IC, it can be used especially for diversity switching in mobile communications and SS-TDMA (Satellite-TDMA) in satellite communications.
Switched Time-Division-Multiple-Access)
By applying it to a wide range of wireless communication equipment, including switching switches for
It can greatly contribute to economicization.
第1図aはGaAs FETを用いた高周波スイツ
チの従来の構成例を示す回路図、同図bはその等
価回路図、第2図aは終端形スイツチの従来の構
成例を示す回路図、同図bはその等価回路図、第
3図aは本発明の第1の実施例を示す回路図、同
図bはその等価回路図、第4図aは本発明の第2
の実施例を示す回路図、同図bはその等価回路
図、第5図aは本発明を単極双投の終端形切替ス
イツチに実施した構成例を示す回路図、同図bは
その等価回路図である。
1…第1の高周波信号入出力端子(ポート1)、
2…第2の高周波信号入出力端子(ポート2)、
3…制御電圧入力端子、4及び15…スイツチ
FET、5…終端制御電圧入力端子、6及び7…
終端制御FET、8…ゲートスイツチ制御電圧入
力端子、9及び16…ゲートスイツチFET、1
0,11及び17…終端FET、12…第3の高
周波信号入出力端子(ポート3)、13及び14
…制御電圧入力端子。
Figure 1a is a circuit diagram showing a conventional configuration example of a high frequency switch using GaAs FET, Figure 1b is its equivalent circuit diagram, and Figure 2a is a circuit diagram showing a conventional configuration example of a termination type switch. FIG. 3a is a circuit diagram showing the first embodiment of the present invention, FIG. 4b is an equivalent circuit diagram thereof, and FIG. 4a is a circuit diagram showing the second embodiment of the present invention.
Fig. 5b is an equivalent circuit diagram; Fig. 5a is a circuit diagram showing a configuration example in which the present invention is implemented in a single-pole double-throw termination type changeover switch; Fig. 5b is an equivalent circuit diagram thereof. It is a circuit diagram. 1...first high frequency signal input/output terminal (port 1),
2...Second high frequency signal input/output terminal (port 2),
3...Control voltage input terminal, 4 and 15...Switch
FET, 5... Termination control voltage input terminal, 6 and 7...
Termination control FET, 8...Gate switch control voltage input terminal, 9 and 16...Gate switch FET, 1
0, 11 and 17... Termination FET, 12... Third high frequency signal input/output terminal (port 3), 13 and 14
...Control voltage input terminal.
Claims (1)
ネル抵抗がゲートに加えられた電圧によつて変化
することを利用して複数の入出力ポート間の接続
切替を1個以上のガリウム・ひ素電界効果トラン
ジスタを用いて行なうように構成するとともに、
前記ガリウム・ひ素電界効果トランジスタがオフ
状態にあるときのみ該ガリウム・ひ素電界効果ト
ランジスタのゲートを高周波的に接地する回路手
段を備えた高周波スイツチ。 2 ガリウム・ひ素電界効果トランジスタのチヤ
ネル抵抗がゲートに加えられた電圧によつて変化
することを利用して複数の入出力ポート間の接続
切替を1個以上のガリウム・ひ素電界効果トラン
ジスタを用いて行なうように構成するとともに、
他のポートと接続されていない開放ポートが、該
開放ポートにドレイン電極が接続されソーース電
極が接地されかつチヤネル抵抗が前記開放ポート
側の伝送線路のインピーダンスとほぼ等しいガリ
ウム・ひ素電界効果トランジスタを用いて終端さ
れた高周波スイツチ。[Claims] 1. Switching connections between a plurality of input/output ports using one or more gallium arsenide field effect transistors by utilizing the fact that the channel resistance of a gallium arsenide field effect transistor changes depending on the voltage applied to the gate. The method is configured to use a field effect transistor, and
A high frequency switch comprising circuit means for high frequency grounding of a gate of the gallium arsenide field effect transistor only when the gallium arsenide field effect transistor is in an off state. 2 Using the fact that the channel resistance of a gallium arsenide field effect transistor changes depending on the voltage applied to the gate, connection switching between multiple input/output ports can be performed using one or more gallium arsenide field effect transistors. and configure it to do so.
An open port that is not connected to other ports uses a gallium arsenide field effect transistor whose drain electrode is connected to the open port, whose source electrode is grounded, and whose channel resistance is approximately equal to the impedance of the transmission line on the open port side. High frequency switch terminated with
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP19074882A JPS5980974A (en) | 1982-11-01 | 1982-11-01 | High frequency switch |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP19074882A JPS5980974A (en) | 1982-11-01 | 1982-11-01 | High frequency switch |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS5980974A JPS5980974A (en) | 1984-05-10 |
JPH0370380B2 true JPH0370380B2 (en) | 1991-11-07 |
Family
ID=16263085
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP19074882A Granted JPS5980974A (en) | 1982-11-01 | 1982-11-01 | High frequency switch |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS5980974A (en) |
Families Citing this family (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH07118666B2 (en) * | 1993-04-28 | 1995-12-18 | 日本電気株式会社 | Portable wireless device |
CN100405739C (en) * | 2002-12-17 | 2008-07-23 | M/A-Com公司 | Series/shunt switch and method of operation |
US7250804B2 (en) * | 2002-12-17 | 2007-07-31 | M/A -Com, Inc. | Series/shunt switch and method of control |
-
1982
- 1982-11-01 JP JP19074882A patent/JPS5980974A/en active Granted
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS5980974A (en) | 1984-05-10 |
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