JPH0364210A - Multi-channel pulse width modulation signal generator - Google Patents

Multi-channel pulse width modulation signal generator

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JPH0364210A
JPH0364210A JP20166789A JP20166789A JPH0364210A JP H0364210 A JPH0364210 A JP H0364210A JP 20166789 A JP20166789 A JP 20166789A JP 20166789 A JP20166789 A JP 20166789A JP H0364210 A JPH0364210 A JP H0364210A
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register
counter
value
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Hiroaki Andou
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Abstract

PURPOSE:To decrease the number of composing elements and to reduce the hardware quantity by using an array of CAM cells serving as the storage elements which have the comparing functions and are addressable according to their contents to form each register and each comparator. CONSTITUTION:A comparing register block 150 consists of comparing registers 151-154 which have the comparing functions and map the memories to store the comparison values. A buffer circuit 130 is added to output the data to each comparing register together with a binary counter 200 which performs an increment action every two reference clocks and produces an overflow signal 201, and a buffer circuit 190 which outputs the count value of the counter 200 to the block 150. The registers 151-154 consist of the storage elements (CAM) which are addressable according to their contents. Thus plural comparing registers can be obtained. In such a constitution, both the circuit 190 and the counter 200 can be shared and therefore the hardware quantity is reduced.

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、パルス幅変調信号発生器に関し、特にシング
ルチップマイクロコンピュータに内蔵する多チャンネル
のパルス幅変調信号発生器に関する。
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Field of Industrial Application] The present invention relates to a pulse width modulation signal generator, and more particularly to a multi-channel pulse width modulation signal generator built into a single-chip microcomputer.

〔従来の技術〕[Conventional technology]

現在、多種類の家電製品において、システムコントルー
ラとして、シングルチップマイクロコンピュータが用い
られている。このシングルチップマイクロコンピュータ
は、VTR,CD、カセットデツキ等においてシステム
コントローラとして使用され、キー人力の判別、インジ
ケータの表示制御、動作シーケンスの制御に加えてモー
タ制御にも用いられている。
Currently, single-chip microcomputers are used as system controllers in many types of home appliances. This single-chip microcomputer is used as a system controller in VTRs, CDs, cassette decks, etc., and is used not only to determine manual key force, control indicator display, and control operation sequences, but also to control motors.

VTRでは、ヘッド回転用のシリンダモータ。In a VTR, a cylinder motor is used to rotate the head.

テープ送り用のキャプスタンモータとして小型軽量であ
るため、直流モータを使用しており、各モータの位相速
度制御を行なっている。加えて、ローディング用モータ
2 リモコンにより調整可能なボリューム用モータ等、
システムの機能拡大につれ1つのシステムで使用される
モータ数は増加する傾向にある。これらの直流モータの
位相速度制御は、マイクルコンピュータの制御出力であ
るディジタル値もしくは、アナログ値に変換してモータ
を駆動することにより成されている。
A DC motor is used as the tape feeding capstan motor because it is small and lightweight, and the phase speed of each motor is controlled. In addition, a loading motor 2, a volume motor that can be adjusted with a remote control, etc.
As the functionality of a system expands, the number of motors used in one system tends to increase. Phase speed control of these DC motors is accomplished by driving the motor by converting the control output of a microcomputer into a digital value or an analog value.

通常、民生用システムでは、コスト低減のため構成部品
の部品点数を最小限に抑える必要があり、制御対象とな
るモータを数多く含むシステムでは、多チャンネルのデ
ィジタルアナログ変換器を内蔵したシングルチップマイ
クロコンピュータが望まれている。
Normally, in consumer systems, it is necessary to minimize the number of component parts to reduce costs, and in systems that include many motors to be controlled, a single-chip microcomputer with a built-in multi-channel digital-to-analog converter is required. is desired.

従来、シングルチップマイクロコンピュータ内蔵のディ
ジタルアナログ変換器には、重み電圧・電流源方式、抵
抗ラダ一方式、パルス幅変調方式等があり、中でもパル
ス幅変調方式のディジタルアナログ変換器は、パルス幅
の分解能(量子化ビット数)により精度を規定できるた
め、所望の精度が得やすく、かつ簡単なディジタル同期
回路により構成でき、かつ低消費電力である等の理由か
らIC化に適しているので他の方式に比べ多用されてい
た。
Conventionally, digital-to-analog converters with built-in single-chip microcomputers include weighted voltage/current source methods, resistor ladder single methods, pulse width modulation methods, etc. Among them, digital-to-analog converters using pulse width modulation methods Since the accuracy can be defined by the resolution (quantization bit number), it is easy to obtain the desired accuracy, and it can be configured with a simple digital synchronization circuit, and it is suitable for IC implementation due to its low power consumption and other reasons. It was used more frequently than other methods.

代表的なパルス幅変調信号発生器(以下PWM信号発生
器という)として、パルス発生器と、2進カウンタと、
レジスタと、ナントゲートによる比較器と、RSフリッ
プフロップとにより構威し、RSフリップフロップをセ
ット後カウンタによる計数を開始し、レジスタに設定さ
れたディジタル値と、計数値が一致したことを比較器に
より検出するとRSフリップフロップをリセットするこ
とにより、PWM信号を発生するディジタル・アナログ
変換器が特公昭48−44823により知られている。
Typical pulse width modulation signal generators (hereinafter referred to as PWM signal generators) include a pulse generator, a binary counter,
It consists of a register, a comparator using a Nant gate, and an RS flip-flop. After setting the RS flip-flop, the counter starts counting, and the comparator detects that the digital value set in the register matches the counted value. A digital-to-analog converter is known from Japanese Patent Publication No. 48-44823, which generates a PWM signal by resetting an RS flip-flop when it is detected.

しかし、多チャンネルのPWM回路を構成する場合にお
いて、従来のPWM信号発生器は、カウンタ、レジスタ
等でランダム・ロジックにより構成されており、これを
単純に構成するのみでは、構成トランジスタ数が多く、
各トランジスタも大型であるためチップ内に占有するP
WM信号発生器の割合が増大する。即ちハードウェア量
が増加するため、コストが高くなるという問題を生じる
However, when configuring a multi-channel PWM circuit, conventional PWM signal generators are configured using random logic such as counters and registers, and simply configuring them requires a large number of transistors.
Since each transistor is also large, it occupies P in the chip.
The proportion of WM signal generators increases. That is, since the amount of hardware increases, a problem arises in that the cost increases.

一方、VTRのチューナ部では、選局動作をパルス幅変
調D−A変換器により行なっており、分解能12ビット
以上、繰り返し周波数20KHz以上の高精度PWM信
号発生器が要求されているが、通常のPWM信号発生器
では、この性能を実現できない。
On the other hand, in the tuner section of a VTR, the channel selection operation is performed by a pulse width modulation D-A converter, which requires a high-precision PWM signal generator with a resolution of 12 bits or more and a repetition frequency of 20 KHz or more. PWM signal generators cannot achieve this performance.

このような高精度PWM信号発生器としては、バイナリ
・レート・マルチプライヤ(以下BRMという)付きの
PWM信号発生器が必要である。
As such a high-precision PWM signal generator, a PWM signal generator with a binary rate multiplier (hereinafter referred to as BRM) is required.

このBRM付きBWM信号発生器は、従来の低分解能高
繰返し周波数のPWM信号発生器とBRM回路(所望の
アナログ信号をパルスの積算により発生する回路)を組
み合わせて、複数周期のPWMパルスの積算により高精
度を得るように構成したもので、特開昭51−1235
01.特開昭58−121827等により知られている
This BWM signal generator with BRM combines a conventional low-resolution, high-repetition-frequency PWM signal generator and a BRM circuit (a circuit that generates a desired analog signal by integrating pulses). It is constructed to obtain high precision, and is
01. It is known from Japanese Patent Application Laid-Open No. 58-121827.

このようなりWM付きPWM回路では、PWM信号発生
器に加えて更にレジスタ、カウンタ、エンコーダを付加
した構成となり、ハードウェアが増大するため、高精度
の多チャンネルPWM信号発生器を構成しようとすると
チップ面積がより増大し、コストアップの問題は更に大
きなものとなる。
In such a PWM circuit with WM, in addition to the PWM signal generator, registers, counters, and encoders are added, which increases the amount of hardware. As the area increases, the problem of increased costs becomes even more serious.

〔発明が解決しようとする課題〕[Problem to be solved by the invention]

上述した従来のPWM信号発生器は、2進カウンタ、コ
ンベアレジスタ、コンパレータ、RSフリップフμツブ
等のランダムロジックで構成されており、ランダムロジ
ック回路は、構成トランジスタ数も多く、各トランジス
タも大型であるため、集積回路化するとチップ上でかな
りの面積を占めるのでコストが高くなる。更に、ワンチ
ップ上に複数個のPWM信号発生器を杉皮しようとする
と、ハードウェア量が更に増大し、よりチップ面積が大
きくなるためコストが上がるという問題があった。
The conventional PWM signal generator described above is composed of random logic such as a binary counter, a conveyor register, a comparator, and an RS flip-flop.The random logic circuit has a large number of constituent transistors, and each transistor is large. Therefore, when it is integrated into an integrated circuit, it occupies a considerable area on a chip, which increases the cost. Furthermore, if a plurality of PWM signal generators were installed on one chip, the amount of hardware would further increase, and the chip area would become larger, resulting in higher costs.

本発明の目的は、このような問題を解決し、構或素子数
が少なく、ハードウェア量を少くした多チャンネルPW
M信号発生器を提供することにある。
The purpose of the present invention is to solve such problems and to provide a multi-channel PW with a small number of structural elements and a reduced amount of hardware.
An object of the present invention is to provide an M signal generator.

〔課題を解決するための手段〕[Means to solve the problem]

本発明の構成は、所定クロックを出力するパルス発生器
と、このパルス発生器の出力を計数する計数器と、パル
ス幅変調信号のパルス幅を規定する比較値を記憶するレ
ジスタと、これら複数のレジスタの記憶値と前記計数器
のカウント値を比較する比較器とを各チャンネルに備え
、複数のパルス幅変調信号を出力する多チャンネルのパ
ルス幅変調信号発生器において、前記各レジスタおよび
各比較器を、比較機能をもち内容によりアドレス可能な
記憶素子であるCAMセルの配列によって構成したこと
を特徴とする。
The configuration of the present invention includes a pulse generator that outputs a predetermined clock, a counter that counts the output of this pulse generator, a register that stores a comparison value that defines the pulse width of a pulse width modulation signal, and a plurality of these. In a multi-channel pulse width modulation signal generator that outputs a plurality of pulse width modulation signals, each channel includes a comparator that compares a stored value of a register with a count value of the counter, and each of the registers and each comparator is characterized in that it is constructed by an array of CAM cells, which are storage elements that have a comparison function and can be addressed depending on the contents.

また、本発明において、計数器のバッファ回路が、BR
Mエンコーダを含むこともできる。
Further, in the present invention, the buffer circuit of the counter is BR
It may also include an M encoder.

〔実施例〕〔Example〕

次に、本発明について図面を参照して説明する。 Next, the present invention will be explained with reference to the drawings.

第1図は本発明の第1の実施例を示すブロック図、第2
図、第3図は第1図に用いられるCMA記憶素子および
コンベアレジスタブロックの回路図、第4図は第1図の
動作を説明するタイムチャートである。第1の実施例の
PWM信号発生器は、プログラム処理を行なう中央処理
装置101(以下CPUという)に内部データバス10
0を介して接続されており、PWM信号発生器の動作及
びタイミングを制御する制御信号とレジスタの選択信号
とクロック信号を出力する動作制御部120と、比較機
能を有し、かつ比較値を記憶するメモリマツピングした
4個のコンベアレジスタ151〜154からなるコンベ
アレジスタブロック150と、内部データバス100上
のデータをバッファリングし、TAのタイミングにて各
コンベアレジスタに対してデータを出力する第1のバッ
ファ回路130と、2基準クロツク毎に1回インクリメ
ント動作し、オーバーフローによりオーバーフロー信号
201を発生する2進カウンタ200と、このカウンタ
200のカウント値をバッファリングし、TBのタイミ
ングにてコンベアレジスタブロック150に対し計数値
を出力する第2のバッファ回路190と、カウンタ20
0のオーバーフロー信号201によりセットされ各コン
ベアレジスタ151〜154の一致信号161〜164
によりリセットされ出力信号のPWM信号181〜18
4をそれぞれ出力するRSフリップフロップ171〜1
74とにより構成される。このコンベアレジスタ151
〜154は、内容によりアドレス可能な記憶素子(以下
CAMという)で構成される。
FIG. 1 is a block diagram showing a first embodiment of the present invention;
3 is a circuit diagram of the CMA storage element and conveyor register block used in FIG. 1, and FIG. 4 is a time chart explaining the operation of FIG. 1. The PWM signal generator of the first embodiment has an internal data bus 10 connected to a central processing unit 101 (hereinafter referred to as CPU) that performs program processing.
0, and outputs a control signal that controls the operation and timing of the PWM signal generator, a register selection signal, and a clock signal, and an operation control section 120 that has a comparison function and stores a comparison value. a conveyor register block 150 consisting of four conveyor registers 151 to 154 memory-mapped to a buffer circuit 130, a binary counter 200 that increments once every two reference clocks and generates an overflow signal 201 upon overflow, and a conveyor register block that buffers the count value of this counter 200 and transfers it to a conveyor register block at timing TB. a second buffer circuit 190 that outputs a count value for 150; and a counter 20;
The coincidence signals 161-164 of each conveyor register 151-154 are set by the overflow signal 201 of 0.
The output signal PWM signals 181 to 18 are reset by
RS flip-flops 171 to 1 that output 4, respectively.
74. This conveyor register 151
154 are comprised of memory elements (hereinafter referred to as CAM) that can be addressed depending on the content.

各コンベアレジスタ及びRSフリップフロップの機能は
同一であるので、コンベアレジスタ151とRSフリッ
プフロップ171について説明をする。
Since the functions of each conveyor register and RS flip-flop are the same, the conveyor register 151 and RS flip-flop 171 will be explained.

まず、PWM信号発生器を動作させるには、CPUl0
Iが実行するプログラム処理により内部データバス10
0を介して比較値と制御情報をコンベアレジスタブロッ
ク150のコンベアレジスタ151と動作制御部120
とに転送して各々設定する。動作制御部120は設定さ
れた動作指定情報を基に動作制御信号を発生し、カウン
タの動作及び入カクロック信号CLKの選択を行なう。
First, to operate the PWM signal generator, CPUl0
The internal data bus 10 is
0, the comparison value and control information are transferred to the conveyor register 151 of the conveyor register block 150 and the operation control unit 120.
and set them respectively. The operation control section 120 generates an operation control signal based on the set operation designation information, and operates the counter and selects the input clock signal CLK.

次に、このPWM信号発生動作を第5図のタイミング図
を参照して説明する。この図は、比較値n−1,n、n
+1をコンベアレジスタ151に設定して、カウンタ2
00をスタートさせた場合の動作を示し、特に比較動作
により比較値と計数値の一致を検出するカウントサイク
ルでの各信号が示されている。
Next, this PWM signal generation operation will be explained with reference to the timing diagram of FIG. This figure shows the comparison values n-1, n, n
+1 is set in the conveyor register 151, and the counter 2
00 is shown, and in particular, each signal in a count cycle in which a match between a comparison value and a count value is detected by a comparison operation is shown.

カウンタ200のカウント動作の基本タイミングは、1
回のカウントアツプ動作を2基準クロック時間(以下カ
ウントサイクルという)で行ない、このカウントサイク
ルを分割してカウンタ200の計数動作及び比較動作(
以下比較ステージという)とCPUl0Iのデータアク
セス(以下CPUステージという)として各々1基準ク
ロック時間を割当てている。すなわち、1カウントサイ
クルを2つのステージに分割し、比較ステージにおいて
1回のインクリメントを行なう。なお、基準クロック信
号を分周して、ハイレベル期間においてCPUステージ
を示すタイミング信号TAと比較ステージを示すタイミ
ング信号TBとを発生する。
The basic timing of the counting operation of the counter 200 is 1
The count-up operation is performed in two reference clock times (hereinafter referred to as a count cycle), and this count cycle is divided into counting and comparison operations of the counter 200 (
One reference clock time is allocated to each of the comparison stage (hereinafter referred to as comparison stage) and the data access of CPU10I (hereinafter referred to as CPU stage). That is, one count cycle is divided into two stages, and one increment is performed in the comparison stage. Note that the reference clock signal is frequency-divided to generate a timing signal TA indicating the CPU stage and a timing signal TB indicating the comparison stage during the high level period.

CPU 101が内部データバス100を介してコンベ
アレジスタ151に比較値を設定する動作はタイミング
信号TAのハイレベル期間中において、第1のバッファ
回路130を動作させかつ選択信号141をアクティブ
とすることによりコンベアレジスタ151を選択し、第
1のバッファ回路130の出力をラッチさせることによ
り行なう。
The CPU 101 sets a comparison value in the conveyor register 151 via the internal data bus 100 by operating the first buffer circuit 130 and activating the selection signal 141 during the high level period of the timing signal TA. This is done by selecting the conveyor register 151 and latching the output of the first buffer circuit 130.

カウンタ200の計数値とコンベアレジスタ151に設
定した比較値の比較動作は、タイミング信号TBのハイ
レベル期間中において、第2のバッファ回路190がバ
ッファリングしたカウンタ200の計数値をコンベアレ
ジスタブロック150に出力することにより行ない、一
致した場合、コンベアレジスタ151は一致信号161
をRSフリップフ0 ツブ171に対して出力する。
The operation of comparing the count value of the counter 200 and the comparison value set in the conveyor register 151 is performed by transferring the count value of the counter 200 buffered by the second buffer circuit 190 to the conveyor register block 150 during the high level period of the timing signal TB. When a match occurs, the conveyor register 151 outputs a match signal 161.
is output to the RS flip-flop 0 knob 171.

次に、コンベアレジスタ151に比較値(n −1)を
設定した場合の出力信号181について説明する。
Next, the output signal 181 when the comparison value (n - 1) is set in the conveyor register 151 will be explained.

ここでカウンタ200は説明の都合上、mビットのカウ
ンタであるとし、比較値と計数値の関係を2”>nとす
る。出力信号181は、オーバーフルー信号201の立
下がりエツジに同期してRSフリップフロップ171を
セットして、ノ)イレベルとなる。カウンタ200がカ
ウントアツプしてその計数値が(n−1)となった時の
比較ステージにおいて、コンベアレジスター51は計i
値と比較値が一致したことを検出し、一致信号[1を出
力する。出力信号181は、一致信号161の立下りエ
ツジに同期したRSフリップフロップ171のリセット
によりロウレベルとなる。
Here, for convenience of explanation, it is assumed that the counter 200 is an m-bit counter, and the relationship between the comparison value and the counted value is 2''>n. The RS flip-flop 171 is set to reach the n) level. In the comparison stage when the counter 200 counts up and its count value reaches (n-1), the conveyor register 51
It detects that the value and the comparison value match, and outputs a match signal [1]. The output signal 181 becomes low level due to the reset of the RS flip-flop 171 in synchronization with the falling edge of the match signal 161.

この動作を繰返すことにより、デユーティ−比((−’
=−) X 100) (%)のPWMパルスを出力信
号181として出力する。
By repeating this operation, the duty ratio ((-'
=-) x 100) (%) is output as the output signal 181.

コンベアレジスター51にn及び(n+1)を設定した
場合のPWM信号の基本的な発生動作は、(n−1)を
設定した場合と同様であり、一致信号161の出力タイ
ミングがカウンタ200の計数値n及び(n+1)の比
較ステージにシフトするだけである。従って、出力信号
181の立下りタイミングがシフトし、比較値にnを設
定した場合ではデユーティ−比((=) ×100 )
 (%)のPWM信号、(n+1)を設定した場合では
、デユーティ−比((−7−) X 100 ) (%
)のPwM信号が得られる。即ち、コンベアレジスター
51の設定値を変えることにより1/2”の分解能を有
する種々のPWM信号が出力可能である。
The basic generation operation of the PWM signal when n and (n+1) are set in the conveyor register 51 is the same as when (n-1) is set, and the output timing of the coincidence signal 161 is the count value of the counter 200. It only shifts to n and (n+1) comparison stages. Therefore, the falling timing of the output signal 181 is shifted, and when n is set as the comparison value, the duty ratio ((=) × 100)
(%) PWM signal, if (n+1) is set, the duty ratio ((-7-) x 100) (%
) is obtained. That is, by changing the set value of the conveyor register 51, various PWM signals having a resolution of 1/2'' can be output.

なお、この比較動作はコンベアレジスター51からコン
ベアレジスター54を構成するCAMセルの機能により
比較ステ、−ジにおいて4個のコンベアレジスタ同時に
比較可能であるため、各々異なるデユーティ比のPWM
信号を発生する多チャンネルのPWM信号発生器が構成
できる。
Note that this comparison operation is possible due to the function of the CAM cells forming the conveyor registers 51 to 54, so that four conveyor registers can be compared simultaneously in the comparison stage.
A multi-channel PWM signal generator that generates signals can be constructed.

次に、コンベアレジスタを構成する比較機能を有し、か
つ比較値を記憶する内容によりアドレス可能な記憶素子
(CAMセル)について、第2図に示す1ビツト(CA
Mセル)分のセルのトランジスタ構成図を参照して以下
に説明する。
Next, regarding the memory element (CAM cell) that has a comparison function and is addressable according to the content of storing the comparison value, which constitutes the conveyor register, the 1-bit (CA
This will be explained below with reference to the transistor configuration diagram of the cell (M cell).

CAMセルは、10個のトランジスタTl、T2、・・
・・・・T10で構成されており、1ビツトの情報を記
憶することができる。真値と否定値との人出力線り、D
及びセル選択信号線S、データ判別出力線Cを有してい
る。電源VD+)と接地との間に直列に接続されたトラ
ンジスタTI、T2.T3、T4は入力データに基づき
反転可能なフリップフロップ回路を構成しており、この
フリップフロップ回路の反転状態により1ビツトの情報
を記憶する。この構成のセルから記憶されている情報を
読出す場合にはセル選択信号をセル選択信号線Sに供給
してトランジスタT5.T6を導通状態にしてフリップ
フロップ回路に記憶されているデータをデータ入出力線
り、Dに読出す。
The CAM cell consists of 10 transistors Tl, T2,...
. . . It is composed of T10 and can store 1 bit of information. Human output line between true value and negative value, D
, a cell selection signal line S, and a data discrimination output line C. Transistors TI, T2 . T3 and T4 constitute a flip-flop circuit that can be inverted based on input data, and one bit of information is stored depending on the inverted state of this flip-flop circuit. When reading information stored in a cell with this configuration, a cell selection signal is supplied to the cell selection signal line S, and the transistors T5. T6 is made conductive and the data stored in the flip-flop circuit is read out to the data input/output line D.

これに対してセルに情報を書込む場合には、データ入出
力線り、Dに書込むべき情報の真値と否定値を供給し、
セル選択信号を発生し、これをセル選択信号線に供給し
、トランジスタT5.T6を導通させ、前述のように書
込むべきデータを供給してフリップフロップ回路の状態
を書込むべきデータに対応した状態に設定する。
On the other hand, when writing information to a cell, supply the true value and negative value of the information to be written to the data input/output line D,
A cell selection signal is generated and supplied to the cell selection signal line, and transistors T5. T6 is made conductive and the data to be written is supplied as described above to set the state of the flip-flop circuit to a state corresponding to the data to be written.

ここでセルに論理値1nを記憶させる場合には、トラン
ジスタTl、T2の接続点を高レベルに移行させ、トラ
ンジスタT3.T4の接続点を低レベルに移行させる。
If the cell is to store a logic value 1n, the connection point between the transistors Tl and T2 is shifted to a high level, and the transistors T3... Shift the connection point of T4 to low level.

一方、論理値“0″を記憶させる場合には、これとは逆
にトランジスタT1、T2の接続点を低レベルに、トラ
ンジスタT3、T4の接続点を高レベルに各々移行させ
る。
On the other hand, when storing the logical value "0", on the contrary, the connection point between the transistors T1 and T2 is shifted to a low level, and the connection point between the transistors T3 and T4 is shifted to a high level.

また、接地からデータ出力線Cへの間に直、並列に移設
された4個のトランジスタT7〜TIOは、セルの記憶
内容を判別するためのものであり、データ入出力線り、
D及びセルの記憶値に対応してオン、オフ状態が変化し
、この変化状態はデータ判別出力Cも含めて、次の第1
表に示される。
Furthermore, the four transistors T7 to TIO, which are moved in series and in parallel between the ground and the data output line C, are for determining the memory contents of the cell.
The on/off state changes depending on D and the memory value of the cell, and this changing state, including the data discrimination output C,
Shown in the table.

以下余白 第  1 表 ここでデータ判別出力Cの接地電位状態を論理値“0”
、導通なしの状態を論理値l”とすると、データ入出力
線り、Dに反転した論理値の信号を印加した場合には、
データ判別出力Cにデータ入出力信号りとセル記憶値と
の不一致を示す排他的論理和信号が得られ、比較を判定
させることができる。これらデータ入出力線り、Dにと
もに論理値“0″を印加した場合には、セル記憶値によ
ることなく、一致した時と等価な論理値“1”が得られ
、記憶内容との比較判定の対象から外すことができる。
Below is the blank space in Table 1. Here, the ground potential state of the data discrimination output C is set to the logic value "0".
, if the state of no conduction is the logical value l'', then when a signal with an inverted logical value is applied to the data input/output line D,
An exclusive OR signal indicating a mismatch between the data input/output signal and the cell storage value is obtained at the data discrimination output C, and the comparison can be determined. When a logic value "0" is applied to both of these data input/output lines D, a logic value "1" equivalent to a match is obtained regardless of the cell memory value, and a comparison judgment with the memory contents is obtained. can be excluded from the scope of

また、データ入出力線り、Dともに論理値“1”を印加
した場合には、セル記憶値によることなく論理値“0”
が得られ、無条件に不一致の判定結果を出力させること
ができる。
In addition, when a logic value "1" is applied to both the data input/output line and D, the logic value "0" is applied regardless of the cell memory value.
is obtained, and it is possible to unconditionally output a determination result of non-coincidence.

この第2図のCAMセルを行と列の構造に配置してデー
タ判別出力Cを並列出力することによって語として内容
判定が可能なコンベアレジスタ151〜154が実現さ
れる。
By arranging the CAM cells shown in FIG. 2 in a row and column structure and outputting data discrimination outputs C in parallel, conveyor registers 151 to 154 capable of content discrimination as words are realized.

第3図は第1図のコンベアレジスタブロック150にお
ける素子配列と第1のバッファ回路130と第2のバッ
ファ回路190の構成を示す回路図である。このレジス
タブロックでは、CAMセル配列の1行をコンベアレジ
スタ1本分に対応させている。一致信号1.61−16
4は、第1図と同一の信号である。
FIG. 3 is a circuit diagram showing the arrangement of elements in the conveyor register block 150 of FIG. 1 and the configurations of the first buffer circuit 130 and the second buffer circuit 190. In this register block, one row of the CAM cell array corresponds to one conveyor register. Match signal 1.61-16
4 is the same signal as in FIG.

4個のトランジスタT31〜T34は、並列に接続され
る各データ記憶セルのデータ判別出力Cの負荷であり、
対応するデータのすべてのセルにおける判別出力Cが導
通なし状態の時に論理値“1”を一致信号161〜16
4として発生させる。従っていずれかのセルで不一致の
判定がなされ、判別出力に接地電位が出力されれば論理
値0″は、一致信号161〜164のいずれかに発生す
る。
The four transistors T31 to T34 are loads for the data discrimination output C of each data storage cell connected in parallel,
When the discrimination output C in all the cells of the corresponding data is in a non-conductive state, the logic value "1" is set as the coincidence signal 161 to 16.
Generate as 4. Therefore, if a mismatch is determined in any of the cells and a ground potential is output to the discrimination output, a logic value of 0'' is generated in any of the match signals 161 to 164.

第1のバッファ回路130は、CPUl0Iがデータを
書込んで設定する時、タイミングTAのハイレベル期間
で動作し、記憶セルの1列につき2本のデータ入出力線
を介して書込みデータの転送を行なう。第1のバッファ
回路130は、10個のインバータエ、〜工、。と10
個のトランジスタTll〜T20により構成する。イン
バータエ、〜工、の出力は各ビットに対応するCAMセ
ルに入力データバー信号口として印加する信号を作成し
、インバータエ、〜11゜の出力は、インバータエ、〜
工、の出力を入力信号として再び反転し、入力データ信
号りとして各CAMセルに印加する。また、トランジス
タTllからトランジスタT20は、入力データをCA
Mセルに印加するタイミングの制御ゲートであり、タイ
ミング信号TAのノ1イレベル期間オンし、入力データ
信号りと入力データ・バー信号rを各CAMセルに印加
する。
The first buffer circuit 130 operates during the high level period of timing TA when the CPUl0I writes and sets data, and transfers the write data via two data input/output lines per column of memory cells. Let's do it. The first buffer circuit 130 includes ten inverters. and 10
It is composed of transistors Tll to T20. The output of the inverter E, ~ creates a signal to be applied as an input data bar signal port to the CAM cell corresponding to each bit, and the output of the inverter E, ~11° is the output of the inverter E, ~
The output of the process is used as an input signal, inverted again, and applied to each CAM cell as an input data signal. In addition, the transistors Tll to T20 transmit input data to CA.
This is a control gate for the timing applied to the M cells, and is turned on during the 1 level period of the timing signal TA to apply the input data signal r and the input data bar signal r to each CAM cell.

同様に、バッファ回路190は記憶値と計数値を比較す
る時カウンタ200の計数値をバッファリングし、タイ
ミング信号TBのハイレベル期間で動作し、記憶セルの
1列につき2本のデータ入出力線に対し計数値を出力す
る。
Similarly, the buffer circuit 190 buffers the count value of the counter 200 when comparing the stored value and the count value, operates during the high level period of the timing signal TB, and has two data input/output lines per column of memory cells. Outputs the count value for.

第2のバッファ回路190は、l0個のインバータI1
1〜■2゜とl0個のトランジスタテ21〜T30とに
より構成され、インバータLa〜工2゜の出力は、各ビ
ットに対応するカウンタ200のカウント信号を反転し
、各CAMセルに入力データ・バ、−信号iとして印加
する。インバータL+〜Lsは、インバータIll〜I
2゜によって反転した計数値を再び反転し、入力データ
信号りとして各CAMセルに印加する。トランジスタテ
21〜T30はカウント値をCAMセルに印加するタイ
ミングの制御ゲートであり、タイミング信号TBのハイ
レベル期間オンし計数値を入力データ信号りとして、ま
た計数値の反転値を入力データ・バー信号百として各C
AMセルに印加する。
The second buffer circuit 190 includes l0 inverters I1
The output of the inverters La to T2 degrees inverts the count signal of the counter 200 corresponding to each bit and sends the input data to each CAM cell. - applied as signal i. Inverters L+~Ls are inverters Ill~I
The count value inverted by 2° is inverted again and applied to each CAM cell as an input data signal. Transistors T21 to T30 are control gates for the timing of applying the count value to the CAM cells, and are turned on during the high level period of the timing signal TB to use the count value as the input data signal and to use the inverted value of the count value as the input data signal. Each C as a signal hundred
Apply to AM cell.

従って、タイミング信号TAのハイレベル期間中は、C
PUl0Iがコンベアレジスタに対してデータアクセス
を行なうCPUステージとなり、マタタイミング信号T
Bのハイレベル期間中は、カウンタ200の計数値とコ
ンベアレジスタに記憶した比較値を比較する比較ステー
ジとして規定される。
Therefore, during the high level period of the timing signal TA, C
PUl0I becomes the CPU stage that performs data access to the conveyor register, and the master timing signal T
The high level period of B is defined as a comparison stage in which the count value of the counter 200 and the comparison value stored in the conveyor register are compared.

また、前述したようにコンベアレジスタブロック150
は複数のCAMセルにマトリクス構造の配置によること
から、比較ステージにおいて各コンベアレジスタに設定
した比較値とカウンタ200の計数値の比較動作を同時
に行うことが可能となる。
Additionally, as described above, the conveyor register block 150
Since this is arranged in a matrix structure in a plurality of CAM cells, it is possible to simultaneously perform a comparison operation between the comparison value set in each conveyor register and the count value of the counter 200 in the comparison stage.

以上、PWM信号発生器において、比較機能を有し、か
つ比較値を記憶する記憶素子(CAMセル)をマトリク
ス構造に配置することにより、複数のコンベアレジスタ
が形成可能となる。従って、バッファ回路とカウンタの
共有により、ハードウェア量を抑えた多チャンネルPW
M信号発生器が構成できる。
As described above, in the PWM signal generator, a plurality of conveyor registers can be formed by arranging memory elements (CAM cells) having a comparison function and storing comparison values in a matrix structure. Therefore, by sharing buffer circuits and counters, a multi-channel PW that reduces the amount of hardware
M signal generator can be configured.

第5図は本発明の第2の実施例を示すブロック図である
。本実施例は、多チャンネルのBRM付きPWM信号発
生器であり、第1の実施例に対して第3のバッファ回路
210と第2のコンベアレジスタブロック220とBR
Mエンコーダ260と第2のカウンタ270とパルス制
御回路240とを付加した構成となっている。
FIG. 5 is a block diagram showing a second embodiment of the present invention. This embodiment is a multi-channel PWM signal generator with BRM.
The configuration includes an M encoder 260, a second counter 270, and a pulse control circuit 240.

第2のコンベアレジスタブロック220は、第1のフン
ペアレジスタブロック150の設定値により発生するP
WM信号に対しBRMパルスを付加するための設定値を
記憶するレジスタアレイであり、メモリマツピングした
各々コンベアレジスタの下位221〜224から構成さ
れる。このコンベアレジスタ151 yり220も第1
のコンベアレジスタブロック150と同様に、CAMセ
ルにより構成されている。
The second conveyor register block 220 generates a P
This is a register array that stores setting values for adding a BRM pulse to a WM signal, and is composed of the lower parts 221 to 224 of each conveyor register that are memory mapped. This conveyor register 151 and 220 are also the first
Like the conveyor register block 150, it is composed of CAM cells.

第2のカウンタ270は、カウンタ200のオーバーフ
ロー信号に同期して計数動作を行なう2進カウンタであ
り、ERMエンコーダ260は、カウンタ270の計数
値をエンコードし、比較ステージの時コンベアレジスタ
ブロック220に対して出力する。
The second counter 270 is a binary counter that performs a counting operation in synchronization with the overflow signal of the counter 200, and the ERM encoder 260 encodes the count value of the counter 270 and outputs it to the conveyor register block 220 during the comparison stage. and output it.

パルス制御回路240は、コンベアレジスタブロック1
50の各コンベアレジスタの一致信号161〜164と
コンベアレジスタブロック220の各コンベアレジスタ
の一致信号221〜224とカウンタ200のオーバー
フロー信号201とを入力とし、PWM信号の生成なら
びにパルス幅の引伸ばし制御を行ない、出力信号251
〜254を発生する。
The pulse control circuit 240 is connected to the conveyor register block 1
The coincidence signals 161 to 164 of each of the conveyor registers 50, the coincidence signals 221 to 224 of each conveyor register of the conveyor register block 220, and the overflow signal 201 of the counter 200 are input, and the generation of the PWM signal and the expansion control of the pulse width are performed. output signal 251
~254 is generated.

各コンベアレジスタの機能及びパルス制御回路中の各信
号に対する制御は第1図と同一であるので、コンベアレ
ジスタの下位221に着目してビット数が4の場合の説
明をする。
Since the functions of each conveyor register and the control for each signal in the pulse control circuit are the same as those in FIG. 1, the explanation will be given for the case where the number of bits is 4, focusing on the lower order 221 of the conveyor register.

なお、第1のERM付きPWM信号発生器を動作させる
ための制御データの設定動作及び動作制御信号の発生に
ついては第1の実施例と同様であす、従ってコンベアレ
ジスタ151及びコンベアレジスタ221に対する比較
値の設定は、前述の動作制御信号に基づき両レジスタの
ビット幅の和に等しいバス幅の内部データバス100を
介して同タイミングで行なう。
Note that the operation of setting control data for operating the first PWM signal generator with ERM and the generation of operation control signals are the same as in the first embodiment. Therefore, the comparison values for the conveyor register 151 and the conveyor register 221 These settings are performed at the same timing via the internal data bus 100, which has a bus width equal to the sum of the bit widths of both registers, based on the aforementioned operation control signal.

ERMエンコーダ260は、カウンタ270の計数値に
対応してコンベアレジスタの下位221を構成するCA
Mセルの入力データ信号り及び入カデータバー信号百と
して印加する信号を発生しており、そのエンフード信号
の対応表は、第2表に示すとおりである。
The ERM encoder 260 configures the lower part 221 of the conveyor register in accordance with the count value of the counter 270.
Signals to be applied as the input data signal and the input data bar signal of the M cell are generated, and the correspondence table of the enriched signals is as shown in Table 2.

以下余白 第  2 表 この表では、カウンタ270のカウント値を最下位ビッ
トからGO+ C1l C21Cssコンベアレジスタ
の下位221の各ビットを最下位ビットからBe、 E
3t、 Bt、 Bsで表現している。
Table 2 with blank space below In this table, the count value of the counter 270 is expressed from the least significant bit by GO+ C1l C21Css Each bit of the lower 221 of the conveyor register is expressed from the least significant bit by Be, E
It is expressed as 3t, Bt, and Bs.

コンベアレジスタの下位221を構成する各CAMセル
は、第2図に示した様に、入力データ信号りに“1″を
、入力データノく一信号百に0″を印加することにより
、各ビット毎に“1”が記憶されていることを判定でき
る。また、入力データ信号り及び入カデータノく一信号
iとも1こ“1”を印加することによりCAMセルに記
憶したデータを比較の対象外とすることができる。
As shown in FIG. 2, each CAM cell constituting the lower 221 of the conveyor register is operated for each bit by applying "1" to the input data signal and "0" to the input data signal. It can be determined that "1" is stored in the CAM cell.Also, by applying "1" to both the input data signal and the input data signal i, the data stored in the CAM cell can be excluded from comparison. can do.

従ってコンベアレジスタの下位221の第3ピツ)B3
はカウンタ270の計数値1,3,5゜7.9,11,
13,15の時比較され、第2ピツ)B2は計数値2,
6,10.14の時比較され、第1ピツ)Blは計数値
4,12の時比較され、第0ビツトBoは計数値8の時
比較される。
Therefore, the third pit (lower 221) of the conveyor register) B3
is the count value of the counter 270 1, 3, 5° 7.9, 11,
13 and 15, the second pitch) B2 is the count value 2,
The first bit (Bl) is compared when the count value is 4, 12, and the 0th bit Bo is compared when the count value is 8.

つまり第にビット目は2に回比較されるタイミングが存
在することになる。また、該当ビットのセルに1″が記
憶されていたならば、その比較タイミングで一致信号が
出力されることになる。
In other words, there is a timing at which the first bit is compared twice. Furthermore, if 1'' is stored in the cell of the corresponding bit, a match signal will be output at the comparison timing.

例えば、コンベアレジスタの下位221ンこ比較値とし
゛て100OB(以下2進数の表現であることをBで示
す)、0100B、0OIOB、0001Bを設定した
場合の第2のカウンタ270の計数値と一致信号231
Aの対応関係を表すタイミング図は、第6図に示すよう
になる。
For example, when 100OB (hereinafter B indicates binary representation), 0100B, 0OIOB, and 0001B are set as the comparison value for the lower 221 bits of the conveyor register, the count value of the second counter 270 and the coincidence signal 231
A timing diagram showing the correspondence relationship of A is shown in FIG.

このタイミング図の一致信号231を発生する論理は以
下の論理式で示される。
The logic for generating the coincidence signal 231 in this timing diagram is shown by the following logical equation.

一致信号231 ” G o・B s + Cr・C0・B2+C2・C
Match signal 231 ” Go・B s + Cr・C0・B2+C2・C
.

・C0・B 1+ C3・C2・C1・C0・B0従っ
て、比較値の複数ビットが論理値“1”である場合は、
前述の論理式の様に各一致信号の論理和がとられた一致
信号231が出力される。
・C0・B 1+ C3・C2・C1・C0・B0 Therefore, if multiple bits of the comparison value are logical “1”,
A coincidence signal 231 is outputted by taking the logical sum of the coincidence signals as in the above-mentioned logical formula.

第7図はBRMエンコーダ260の回路を示すブロック
図である。このBRMエンコーダ260は、4個のイン
バータ21〜23と、3個のナントゲート24〜26と
8個のトランジスタT40〜T47で構成される。ここ
で各信号り。〜D3はCAMセルの入力データ信号り線
に接続され、信号Do〜Dsは入カデータバー信号r線
に接続される信号を表している。インバータ21は、第
2のカウンタ270の第0ビツトの出力信号を反転しD
3信号として出力する。ナントゲート24は第0ビツト
の反転信号と第1ビツトの出力信号を入力とし論理積を
取り反転した信号をi丁信号として出力し、インバータ
22は第1ビツトの出力信号を反転する。ナントゲート
25は、第Oビットの反転信号と第1ビツトの反転信号
と第2ビツトの出力信号を入力とし、論理積を取り反転
した信号をDI倍信号して出力する。インバータ23は
第2ビツトの出力信号を反転する。ナントゲート26は
、第0ビツトの反転信号と第1ビツトの反転信号と第2
ビツトの反転信号と第3ビツトの出力信号を入力とし、
論理積を取り反転した信号をDO信号として出力する。
FIG. 7 is a block diagram showing the circuit of BRM encoder 260. This BRM encoder 260 is composed of four inverters 21-23, three Nant gates 24-26, and eight transistors T40-T47. Each signal is here. ~D3 are connected to the input data signal line of the CAM cell, and signals Do~Ds represent signals connected to the input data bar signal r line. The inverter 21 inverts the output signal of the 0th bit of the second counter 270 and D
Output as 3 signals. The Nant gate 24 inputs the inverted signal of the 0th bit and the output signal of the 1st bit, performs an AND operation, and outputs the inverted signal as an i-th signal, and the inverter 22 inverts the output signal of the 1st bit. The Nant gate 25 inputs the inverted signal of the O-th bit, the inverted signal of the first bit, and the output signal of the second bit, performs a logical product, and outputs the inverted signal as a DI multiplied signal. Inverter 23 inverts the second bit output signal. The Nant gate 26 receives the inverted signal of the 0th bit, the inverted signal of the 1st bit, and the inverted signal of the 2nd bit.
Inputs the inverted bit signal and the output signal of the third bit,
The ANDed and inverted signal is output as a DO signal.

ここで、Do〜D3信号は、CAMセルにおいて“1″
を判定させるため、常にハイレベルとなるように電源V
DDに接続している。
Here, the Do to D3 signals are “1” in the CAM cell.
In order to judge the voltage, the power supply voltage V
Connected to DD.

このような回路により、第2表に示した各エンコード信
号を発生している。
Such a circuit generates each encode signal shown in Table 2.

また、トランジスタT40〜T47は、第2のカウンタ
270の計数値に対応するエンコード信号を各CAMセ
ルの入力データ信号り線及び入力データバー信号r線に
対して印加するタイミングを制御するゲートであり、タ
イミング信号TBのハイレベル期間中オンし、各CAM
セルに対してエンコード信号を出力する。
Further, the transistors T40 to T47 are gates that control the timing of applying an encode signal corresponding to the count value of the second counter 270 to the input data signal line and the input data bar signal r line of each CAM cell. , is on during the high level period of the timing signal TB, and each CAM
Outputs an encoded signal to the cell.

第8図は第5図のパルス制御回路240のブロック図で
ある。このパルス制御回路240は、RSフリップフロ
ップ30〜33と、アンドゲート34〜37と、Dフリ
ップフロップ38〜41と、オアゲート42〜45によ
り構成される。
FIG. 8 is a block diagram of the pulse control circuit 240 of FIG. 5. This pulse control circuit 240 is composed of RS flip-flops 30-33, AND gates 34-37, D flip-flops 38-41, and OR gates 42-45.

RSフリップフロップ30〜33は、カウンタ200の
オーバーフロー信号201によりタイミング信号TBの
立下がりエツジに同期して各々セットされ、コンベアレ
ジスタ151〜154の一致信号161〜164により
タイミング信号TBの立下りエツジに同期して各々リセ
ットされる。
The RS flip-flops 30-33 are each set in synchronization with the falling edge of the timing signal TB by the overflow signal 201 of the counter 200, and are set in synchronization with the falling edge of the timing signal TB by the coincidence signals 161-164 of the conveyor registers 151-154. Each is reset synchronously.

アンドゲート34〜37は、RSフリップフロップ30
〜33の出力信号と、コンベアレジスタの下位221〜
224の一致信号231〜234を各々入力として各論
理積をとりDフリ、プフロ。
AND gates 34 to 37 are RS flip-flops 30
~33 output signals and the lower 221 of the conveyor register ~
The coincidence signals 231 to 234 of 224 are inputted, and each logical product is calculated.

ブ38〜41に対して各々出力する。The signals are output to blocks 38 to 41, respectively.

Dフリップフロップ38〜41は、アンドゲート34〜
37の出力信号を各々入力とし、タイミング信号TBの
立下りエツジでD入力の前状態をラッチし次の立ち下が
りエツジまで保持する。オアゲート42〜45は、RS
フリップフロップ30〜33の出力信号とDフリップフ
ロップ38〜41の出力信号を各々入力とし、その論理
和を取り、出力信号251〜254を各々出力する。
D flip-flops 38-41 are AND gates 34-
The output signals of 37 are respectively input, and the previous state of the D input is latched at the falling edge of the timing signal TB and held until the next falling edge. OR gates 42-45 are RS
The output signals of the flip-flops 30 to 33 and the output signals of the D flip-flops 38 to 41 are respectively inputted, and the logical OR thereof is taken to output the output signals 251 to 254, respectively.

次に、第9図のタイミング図を参照してBRMつtPW
M信号発生器の動作について、コンベアレジスタ151
の設定値がn1コンベアレジスタの下位221の設定値
が1000Bの場合を説明する。
Next, refer to the timing diagram of FIG.
Regarding the operation of the M signal generator, the conveyor register 151
A case will be explained in which the setting value of the lower 221 of the n1 conveyor register is 1000B.

カウンタ200は、比較ステージを示すタイミング信号
TBの立下りエツジに同期して計数値のインクリメント
動作を行ない、第2のカウンタ270は、カウンタ20
0のオーバーフロー信号201の立下りエツジに同期し
て計数値のインクリメント動作を行なう。
The counter 200 increments the count value in synchronization with the falling edge of the timing signal TB indicating the comparison stage.
The count value is incremented in synchronization with the falling edge of the overflow signal 201 of 0.

なお、第9図サイクルの項目におけるハツチングは比較
ステージであることを示している。
Note that the hatching in the cycle item in FIG. 9 indicates the comparison stage.

カウンタ200がnを計数した時の比較ステージにおい
て、コンベアレジスタの設定値と計数値の一致を検出し
、タイミング信号TBのハイレベル期間中一致信号16
1を出力する。
In the comparison stage when the counter 200 counts n, a match between the set value of the conveyor register and the counted value is detected, and during the high level period of the timing signal TB, a match signal 16 is detected.
Outputs 1.

第2のカウンタ270の計数値が“0″の時、出力信号
251はオーバーフロー信号201の立下りエツジに同
期してハイレベルとなり、一致信号161の立下りエツ
ジに同期してロウレベルとなり、デユーティ−比((=
) X l 00) (%)のPWM信号を出力する。
When the count value of the second counter 270 is "0", the output signal 251 becomes high level in synchronization with the falling edge of the overflow signal 201, becomes low level in synchronization with the falling edge of the match signal 161, and the output signal 251 becomes a low level in synchronization with the falling edge of the match signal 161, and the ratio ((=
) X l 00) Outputs a PWM signal of (%).

次に第2のカウンタ270が“1″を計数し、かつカウ
ンタ200の計数値が“0”の比較ステージにおいて、
コンベアレジスタの下位221の設定値と第2のカウン
タ270の計数値の一致を検出すると、タイミング信号
THのハイレベル期間(比較ステージ)中、一致信号A
を出力し、カウンタ200がオーバーフローするまでの
各比較ステージ毎に出力する。
Next, in the comparison stage where the second counter 270 counts "1" and the count value of the counter 200 is "0",
When a match is detected between the set value of the lower 221 of the conveyor register and the count value of the second counter 270, a match signal A is generated during the high level period (comparison stage) of the timing signal TH.
is output at each comparison stage until the counter 200 overflows.

カウンタ200の計数値n”の比較ステージにおいてコ
ンベアレジスタ160Aの設定値ト計数値の一致の検出
による一致信号161が立下る時、一致信号231によ
り出力信号251のパルス幅の引伸し制御が行なわれる
When the coincidence signal 161 falls due to detection of coincidence between the set value and the count value of the conveyor register 160A in the comparison stage of the count value n'' of the counter 200, the pulse width of the output signal 251 is controlled to be expanded by the coincidence signal 231.

第9図に示した様に一致信号231がハイレベルでかつ
RSフリップフロップ30の出力信号Qがハイレベルの
時、アンドゲート34の出力はハイレベルとなり、Dフ
リップフロップ38はタイミング信号TBの立下りエツ
ジに同期してD入力の前状態をラッチし、次の立下りエ
ツジまで保持し、Q信号として出力する。
As shown in FIG. 9, when the match signal 231 is at a high level and the output signal Q of the RS flip-flop 30 is at a high level, the output of the AND gate 34 is at a high level, and the D flip-flop 38 is activated at the rising edge of the timing signal TB. The previous state of the D input is latched in synchronization with the falling edge, held until the next falling edge, and output as a Q signal.

従って、前述の状態において一致信号161がタイミン
グ信号TBの立下りエツジに同期してハイレベルからロ
ウレベルに立下ると、RSフリップフロップ30はリセ
ットされ、Q信号はロウレベルとなり、そのため7ンド
ゲート34の出力信号がロウレベルとなる。この時、D
フリップフロップ38はD入力の前状態ハイレベルなう
、チし次りTEの立下りエツジまで(出力信号251に
おいてハツチングで示す時間)保持し、Q信号として出
力する。
Therefore, in the above-mentioned state, when the match signal 161 falls from a high level to a low level in synchronization with the falling edge of the timing signal TB, the RS flip-flop 30 is reset and the Q signal becomes a low level, so that the output of the seventh gate 34 The signal becomes low level. At this time, D
The flip-flop 38 holds the previous state of the D input at a high level until the next falling edge of TE (time indicated by hatching in the output signal 251) and outputs it as a Q signal.

従って、一致信号231がハイレベルで、かつ一致信号
161がハイレベルからロウレベルニ変化する時、出力
信号251は、タイミング信号TBの1クロック分ハイ
レベル期間が引伸ばされる。
Therefore, when the match signal 231 is at a high level and the match signal 161 changes from a high level to a low level, the high level period of the output signal 251 is extended by one clock of the timing signal TB.

従って、BRMエンコーダ260により決定されるタイ
ミング毎に該当ビットの記憶値が“1″であれば、出力
信号は引伸ばされることになる。カウンタ200がmビ
ット、第1のコンベアレジスタ値がn、第2のカウンタ
270が2ビツト、第2のコンベアレジスタ値がkの場
合、デユーティ比((−)+(コー了))X100(%
)の信号2          2 ×2 を出力信号として発生するのと同じ効果をもつ。
Therefore, if the stored value of the corresponding bit is "1" at each timing determined by the BRM encoder 260, the output signal will be expanded. When the counter 200 is m bits, the first conveyor register value is n, the second counter 270 is 2 bits, and the second conveyor register value is k, the duty ratio ((-) + (call completed)) x 100 (%
) has the same effect as generating the signal 2 2 ×2 as the output signal.

本実施例の多チャンネルBRM付きPWM信号発生器は
、コンパレータとレジスタを比較機能を有するCAMセ
ルにより構成するコンベアレジスタプロ、りとすること
により、カウンタ及びエン:f −/ヲ各1ユニ、ト付
加するだけで、多チャンネルかつ高精度のPWM信号発
生器が構成できる。
The PWM signal generator with multi-channel BRM of this embodiment uses a conveyor register pro which consists of a comparator and a register by a CAM cell having a comparison function. A multi-channel, high-precision PWM signal generator can be configured by simply adding the elements.

従って、チップ面積の増大によるコストアップの問題を
最小限に抑えた形で多チャンネルのBRM付きPWM信
号発生器を形成することが可能となる。
Therefore, it is possible to form a multi-channel PWM signal generator with BRM while minimizing the problem of increased costs due to increased chip area.

第10図は本発明の第3の実施例を示すブロック図であ
る。本実施例の多チャンネルのBRM付きPWM信号発
生器は、第1図、第5図に対して選択回路320とモー
ドレジスタ300とを付加L、CAMセルアレイより戊
る単一のコンベアレジスタブロック150aとパルス制
御回路310が異なっている。
FIG. 10 is a block diagram showing a third embodiment of the present invention. The multi-channel PWM signal generator with BRM of this embodiment has a selection circuit 320 and a mode register 300 added to FIGS. 1 and 5, and a single conveyor register block 150a removed from the CAM cell array. The pulse control circuit 310 is different.

本実施例は、CPU101に対してメモリ102ト同様
にバス幅8ビツトの内部データバス100が接続され、
動作制御部110と動作制御レジスタ111を含むモー
ドレジスタ300と、バッファ回路130と、コンベア
レジスタ150と、パルス制御回路310と、選択回路
320と、バッファ回路190と、BRM’エンコーダ
260と、2進カウンタ200,270とにより構成さ
れる。
In this embodiment, an internal data bus 100 with a bus width of 8 bits is connected to the CPU 101 as well as the memory 102.
A mode register 300 including an operation control unit 110 and an operation control register 111, a buffer circuit 130, a conveyor register 150, a pulse control circuit 310, a selection circuit 320, a buffer circuit 190, a BRM' encoder 260, and a binary It is composed of counters 200 and 270.

CPUl0Iは、メモリ102に格納した命令を内部バ
ス100を介してフェッチし、フェッチした命令をデコ
ードし実行することにより、設定データを内部バス10
0を介して動作制御レジスタ111とモードレジスタ3
00に対して転送し設定する。動作制御部110は、こ
の内部に含まれる動作制御レジスタ111の設定データ
に基づいてPWM信号発生器の動作及びタイミングを制
御するクリア信号と基準クロ、り信号127と、この基
準クロック信号127を2分周したCPUステージ信号
128(以下TAという)と、CPUステージ信号信号
12艮0 テージ信号129(以下TBという)と6本のレジスタ
選択信号121〜126とを出方する。
The CPU 10I fetches the instructions stored in the memory 102 via the internal bus 100, decodes and executes the fetched instructions, and transfers the setting data to the internal bus 100.
0 to the operation control register 111 and mode register 3.
Transfer and set to 00. The operation control section 110 generates a clear signal and a reference clock signal 127 that control the operation and timing of the PWM signal generator based on the setting data of the operation control register 111 included therein. A frequency-divided CPU stage signal 128 (hereinafter referred to as TA), a CPU stage signal 129 (hereinafter referred to as TB), and six register selection signals 121 to 126 are output.

モードレジスタ300は3ビツト構成のレジスタであり
、PWM信号(以下BRMパルスを付加しないPWM信
号をPWM信号という)及びBRM。
The mode register 300 is a register with a 3-bit configuration, and is configured to receive a PWM signal (hereinafter, a PWM signal to which no BRM pulse is added will be referred to as a PWM signal) and a BRM signal.

パルス付加PWM信号の出力を指定し、第2ビツトに対
応した制御信号301から2goビットに対応した制御
信号303をパルス制御回路310に対して出力する。
The output of the pulse-added PWM signal is designated, and the control signal 301 corresponding to the second bit to the control signal 303 corresponding to the 2go bit is output to the pulse control circuit 310.

バッファ回路130’+!、CPU101が命令実行に
より内部データバス100上にのせた設定データをTA
のハイレベルのタイミングでバッファリングし、コンベ
アレジスタブロック150aに対して出力し、コンベア
レジスタブロック150aはメモリマツピングしたCA
Mセル構成の6個のコンベアレジスタ151からコンベ
アレジスタ156によす或す、コンベアレジスタ151
〜156は比較値を記憶し、記憶した比較値と入力デー
タとの比較を行ないデータの一致によって一致信号16
1〜166を出力する。
Buffer circuit 130'+! , the setting data placed on the internal data bus 100 by the CPU 101 by executing instructions is TA
is buffered and output to the conveyor register block 150a at the high level timing, and the conveyor register block 150a memory-mapped CA
A conveyor register 151 is connected to a conveyor register 156 from six conveyor registers 151 in an M cell configuration.
~156 stores comparison values, compares the stored comparison values with input data, and generates a match signal 16 when the data match.
Outputs 1 to 166.

カウンタ200はクリア信号120によりカウント値“
0″にクリアされ、基準クロック信号127の2クロツ
ク毎に1回のインクリメント動作を行なう(以下カウン
トサイクル)。mビット構成の2進カウンタであり、”
2”−1″の計数値を格納している期間中にハイレベル
となるタイミング信号211を発生する。
The counter 200 receives the count value "
It is cleared to 0'' and performs one increment operation every two clocks of the reference clock signal 127 (hereinafter referred to as a count cycle).It is a binary counter with an m-bit configuration.
A timing signal 211 that becomes high level is generated during a period in which a count value of 2''-1'' is stored.

カウンタ270は、クリア信号120によりカウント値
“0″にクリアされ、カウンタ200のオーバーフロー
に同期して1回のインクリメント動作を行なうmビット
構成の2進カウンタであり、バッファ回路190は、T
Bのハイレベルのタイミングでカウンタ200の計数値
をバッファリングして選択回路180に対して出力する
The counter 270 is an m-bit binary counter that is cleared to a count value "0" by the clear signal 120 and performs one increment operation in synchronization with the overflow of the counter 200.
The count value of the counter 200 is buffered and output to the selection circuit 180 at the timing of the high level of the signal B.

BRMエンコーダ260は、TBのハイレベルのタイミ
ングでカウンタ270の計数値をエンコードし、選択回
路320に対してmビットのエンコード信号を出力し、
選択回路320はタイミング信号211がロウレベルの
期間中バッファ回路190の出力値を選択し、ハイレベ
ルの期間中BRMエンフーダ260の出力値を選択して
コンベアレジスタブロック150に出力する。
The BRM encoder 260 encodes the count value of the counter 270 at the high level timing of TB, and outputs an m-bit encoded signal to the selection circuit 320.
The selection circuit 320 selects the output value of the buffer circuit 190 while the timing signal 211 is at a low level, and selects the output value of the BRM enhancer 260 while the timing signal 211 is at a high level and outputs it to the conveyor register block 150.

次に本実施例の動作説明の前に、出力可能なPWM信号
及びBRMパルス付加PWM信号の出力チャンネル数の
組合せについて、第11図の対応図により説明する。
Next, before explaining the operation of this embodiment, combinations of the number of output channels of the PWM signal and the BRM pulse-added PWM signal that can be outputted will be explained with reference to the corresponding diagram in FIG.

PWM信号及びBRMパルス付加PWM信号の出力チャ
ンネル数の指定は、モードレジスタ300の設定により
行う。PWM信号は、1本のコンベアレジスタが出力す
る一致信号により生成され、BRMパルス付加PWM信
号は2本のコンベアレジスタが出力する一致信号により
生成される。
The number of output channels for the PWM signal and the BRM pulse added PWM signal is specified by setting the mode register 300. The PWM signal is generated by a coincidence signal output from one conveyor register, and the BRM pulse-added PWM signal is generated by a coincidence signal output from two conveyor registers.

第11図において、本実施例のコンベアレジスタブロッ
ク150中の2本のコンベアレジスタが出力する一致信
号対毎に、モードレジスタ300の各ビット設定値と出
力チャンネル数の組合せが示されている。
In FIG. 11, a combination of each bit setting value of the mode register 300 and the number of output channels is shown for each match signal pair output by the two conveyor registers in the conveyor register block 150 of this embodiment.

第11図に示したようにモードレジスタ300に“00
0″を設定することにより最大6チヤンネルのPWM信
号が得られ、′111”を設定することにより最大3チ
ヤンネルのBRMパルス付加PWM信号が得られる。ま
た、任意の2ビツトを“1″に設定することにより2チ
ヤンネルのPWM信号と2チヤンネルのBRMパルス付
加PWM信号が得られ、任意の1ビツトを“1″に設定
することにより、4チヤンネルのPWM信号と、1チヤ
ンネルのBRMパルス付加PWM信号が得られる。
As shown in FIG.
By setting 0'', a maximum of 6 channels of PWM signals can be obtained, and by setting ``111'', a maximum of 3 channels of BRM pulse-added PWM signals can be obtained. Also, by setting any 2 bits to "1", 2 channels of PWM signals and 2 channels of BRM pulse-added PWM signals can be obtained, and by setting any 1 bit to "1", 4 channels of PWM signals can be obtained. A PWM signal and a PWM signal with one channel of BRM pulse added are obtained.

従って、モードレジスタ300の設定により、PWM信
号と高分解能なりRMパルス付加PWM信号の出力チャ
ンネル数を任意の組合せとして指定できるため、多チャ
ンネルのBRM付きPWM信号発生器の応用において汎
用性が高まる。
Therefore, by setting the mode register 300, the number of output channels of the PWM signal and the high-resolution or RM pulse-added PWM signal can be specified as an arbitrary combination, increasing versatility in the application of a multi-channel PWM signal generator with BRM.

本実施例のCAMセルは、第2図と同じであり、このC
AMセルを行と列の構造に配置してデータ判別出力Cを
並列出力することに依って語として内容判定が可能なコ
ンベアレジスタ151からコンベアレジスタ156が実
現される。
The CAM cell of this embodiment is the same as that shown in FIG.
By arranging AM cells in a row and column structure and outputting data discrimination outputs C in parallel, a conveyor register 151 to a conveyor register 156 capable of determining content as a word is realized.

第12図は第10図のコンベアレジスタブロック150
aにおける素子配列図である。ここでB。かうB sは
コンベアレジスタの第Oビットから第3ビツトに対応し
ており、各コンベアレジスタが4ビツト構成である場合
を示す。このレジスタブロックではCAMセル配列の1
行をコンベアレジスタ1本分に対応させ、一致信号16
1〜166は第10図と同一の信号を示し、6個のトラ
ンジスタT31〜T36を用いたものである。
FIG. 12 shows the conveyor register block 150 of FIG.
It is an element arrangement diagram in a. B here. Bs corresponds to the Oth bit to the third bit of the conveyor register, and each conveyor register has a 4-bit configuration. In this register block, 1 of the CAM cell array
A row corresponds to one conveyor register, and a match signal of 16
1 to 166 indicate the same signals as in FIG. 10, and six transistors T31 to T36 are used.

次に、PWM信号及びBRMパルス付加PWM信号生成
のための回路構成及び動作については、モードレジスタ
300の各ビット毎に対応して同一であるため、第0ビ
ツトに“0”と“1″を設定した場合について説明する
Next, since the circuit configuration and operation for generating the PWM signal and the BRM pulse-added PWM signal are the same for each bit of the mode register 300, "0" and "1" are set in the 0th bit. The case where this is set will be explained.

まず、パルス制御回路310の回路構成について第13
図を用いて説明する。このパルス制御回路310は、パ
ルス制御ブロック311〜316とタイミング制御信号
生成ブロック317とで構成する。タイミング制御信号
生成ブロック317はタイミング信号201により全て
のパルス制御ブμツクに共通なPWM信号の主パルスの
セット及びリセットのタイミングを制御する信号を生威
し出力する。タイミング制御信号生成ブロック317は
、Dフリップフロップ75.76と、インバータ55と
からなり、Dフリップフロップ75はタイミング信号2
01を入力しTBの立上りエツジで入力信号をラッチし
Dフリ、プフロップ76に対して出力し1インバータ5
5は、Dフリップフロップ750反転信号を全パルス制
御ブロック311〜316に対して出力し、Dフリップ
フロップ76はTAの立上りエツジで入力信号をラッチ
し全パルス制御ブロックに対して出力する。
First, the circuit configuration of the pulse control circuit 310 will be explained in the 13th section.
This will be explained using figures. This pulse control circuit 310 is composed of pulse control blocks 311 to 316 and a timing control signal generation block 317. The timing control signal generation block 317 uses the timing signal 201 to generate and output a signal that controls the timing of setting and resetting the main pulse of the PWM signal common to all pulse control blocks. The timing control signal generation block 317 consists of D flip-flops 75 and 76 and an inverter 55, and the D flip-flop 75 receives the timing signal 2.
01 is input, the input signal is latched at the rising edge of TB, and outputted to D-flip and flip-flop 76.
5, the D flip-flop 750 outputs an inverted signal to all pulse control blocks 311 to 316, and the D flip-flop 76 latches the input signal at the rising edge of TA and outputs it to all pulse control blocks.

パルス制御ブロック311〜313は、PWM信号又は
BRMパルス付加PWM信号を生成する同一構成の回路
ブロックであり、インバータ51〜53と、ORアゲ−
61,62と、NANDゲート64.65と、ANDゲ
ート59と、Dフリップフロップ71.72とから構成
される。
The pulse control blocks 311 to 313 are circuit blocks with the same configuration that generate a PWM signal or a BRM pulse added PWM signal, and are connected to the inverters 51 to 53 and an OR game.
61, 62, NAND gates 64, 65, AND gate 59, and D flip-flops 71, 72.

インバータ51は、一致信号161を入力して反転信号
をNANDゲート64に対して出力し、ORゲート61
はDフリップフロップ72の出力とDフリ、ブフロップ
76の出力を入力とし、論理和信号をNANDゲート6
4に対して出力する。
The inverter 51 inputs the coincidence signal 161 and outputs an inverted signal to the NAND gate 64, and the OR gate 61
inputs the output of the D flip-flop 72 and the output of the D flip-flop 76, and sends the OR signal to the NAND gate 6.
Output for 4.

NANDゲート64はORゲート61の出力信号とイン
バータ51の出力信号とインバータ55の出力信号を入
力とし、論理積信号の反転信号をNANDゲート65に
対して出力する。ANDゲート59は、一致信号164
とモードレジスタ300の第Oビットの出力信号を入力
とし、論理積信号をインバータ52に対して出力し、イ
ンバータ52はANDゲート59の出力信号を入力し、
反転信号をORゲート62に対して出力し、ORゲート
62はインバータ52の出力信号とインバータ55の出
力信号を入力し、論理和信号をNANDゲート65−に
対して出力する。NANDゲート65はNANDゲート
64の出力とORゲート62の出力を入力とし、論理積
信号の反転信号をDフリップフロップ71に対して出力
する。
The NAND gate 64 inputs the output signal of the OR gate 61, the output signal of the inverter 51, and the output signal of the inverter 55, and outputs an inverted signal of the AND signal to the NAND gate 65. AND gate 59 receives match signal 164
and the output signal of the O-th bit of the mode register 300, and outputs an AND signal to the inverter 52, which inputs the output signal of the AND gate 59,
The inverted signal is output to the OR gate 62, the OR gate 62 inputs the output signal of the inverter 52 and the output signal of the inverter 55, and outputs a logical sum signal to the NAND gate 65-. The NAND gate 65 receives the output of the NAND gate 64 and the output of the OR gate 62, and outputs an inverted signal of the AND signal to the D flip-flop 71.

Dフリップフロップ75は、NANDゲート65の出力
信号を入力し、TBの立上りエツジで入力信号をラッチ
し、Dフリップフロップ72に対して出力する。Dフリ
ップフロップ72は、Dフリップフロップ71の出力信
号を入力とし、TAの立上りエツジで入力信号をラッチ
し、ORゲート61に対して出力する。
The D flip-flop 75 receives the output signal of the NAND gate 65, latches the input signal at the rising edge of TB, and outputs it to the D flip-flop 72. The D flip-flop 72 receives the output signal of the D flip-flop 71, latches the input signal at the rising edge of TA, and outputs it to the OR gate 61.

インバータ53は、そ−ドレジスタ300の第0ビツト
の出力信号を入力とし、反転信号をパルス制御ブロック
314に対して出力する。またパルス制御ブロック31
4〜316はPWM信号を生成する回路ブロックであり
、同一の回路構成である。パルス制御ブロック314は
、インバータ54.56と、ORゲート63と、NAN
Dゲート66と、Dフリップフロップ73.74とによ
り構成される。
The inverter 53 receives the output signal of the 0th bit of the address register 300 and outputs an inverted signal to the pulse control block 314. Also, the pulse control block 31
4 to 316 are circuit blocks that generate PWM signals, and have the same circuit configuration. The pulse control block 314 includes an inverter 54, 56, an OR gate 63, and a NAN
It is composed of a D gate 66 and D flip-flops 73 and 74.

インバータ54は、一致信号164を入力し、その反転
信号をNANDゲート66に対して出力し、オアゲート
63はDフリップフロップ74の出力と、Dフリップフ
ロップ76の出力を入力し論理和信号をNANDゲート
66に対して′出力する。NANDゲート66はORゲ
ート63の出力信号とインバータ54の出力信号とイン
バータ55の出力信号を入力し、論理積信号の反転信号
をインバータ56に対して出力し、インバータ56はN
ANDゲート66の出力信号を入力し、反転信号なりフ
リップフロ、デフ3に対して出力する。
The inverter 54 inputs the match signal 164 and outputs its inverted signal to the NAND gate 66, and the OR gate 63 inputs the output of the D flip-flop 74 and the output of the D flip-flop 76, and outputs the logical sum signal to the NAND gate. 66. The NAND gate 66 inputs the output signal of the OR gate 63, the output signal of the inverter 54, and the output signal of the inverter 55, and outputs an inverted signal of the AND signal to the inverter 56.
The output signal of the AND gate 66 is inputted, and an inverted signal is outputted to the flip-flop and differential 3.

Dフリップフロップ73はインバータ56の出力信号を
入力し、TBの立上りエツジで入力信号をラッチし、D
フリップフロップ74に対して出力する。Dフリップフ
ロ、デフ4は、Dフリップフロップ73の出力信号を入
力し、TAの立上りエツジで入力信号をラッチしORゲ
ート63に対して出力する。
The D flip-flop 73 inputs the output signal of the inverter 56, latches the input signal at the rising edge of TB, and outputs the D flip-flop 73.
It is output to the flip-flop 74. The D flip-flop, differential 4, inputs the output signal of the D flip-flop 73, latches the input signal at the rising edge of TA, and outputs it to the OR gate 63.

次にPWM信号についてパルス制御回路310の動作を
中心に第14図のタイミング図を参照して説明する。こ
のタイミング図では、モード−ジス300の第Oビヅト
を“O”に設定し、コンベアレジスタ151に各々“O
″   n”2″′−1”を設定した場合のPWM信号
の出力動作を示すタイミングチャートであり、第13図
のパルス制御回路310の各信号も合せて示している。
Next, the PWM signal will be explained with reference to the timing diagram of FIG. 14, focusing on the operation of the pulse control circuit 310. In this timing diagram, the Oth bit of the mode register 300 is set to "O", and the conveyor register 151 is set to "O".
13 is a timing chart showing the output operation of the PWM signal when "n"2"'-1" is set, and also shows each signal of the pulse control circuit 310 of FIG. 13.

特に、CAMセルにより構成したコンベアレジスタ15
1の比較動作により比較値とカウンタ200の計数値の
一致を検出するカウントサイクルについて示している。
In particular, the conveyor register 15 configured by CAM cells
1 shows a count cycle in which a match between a comparison value and a count value of the counter 200 is detected by a comparison operation of No. 1.

本実施例の多チャンネルのBRM付きPWM信号発生器
を動作させるには、まずCPUl0Lが予めメモリ10
2に格納した命令をフェッチし、デコードして実行する
ことにより、比較値と制御情報と設定値を内部データバ
ス100を介してコンベアレジスタ151と動作制御レ
ジスタ111とモードレジスタ300とに転送して各々
データを設定する。動作制御レジスタ111とモードレ
ジスタ300に対するデータの設定動作は、CPU10
1の命令実行によりTAのハイレベルのタイミングでC
PU 101が内部データバス100を介して各々のデ
ータを書込むことにより行なう。
In order to operate the multi-channel PWM signal generator with BRM of this embodiment, first, the CPU10L is set to the memory 10 in advance.
By fetching, decoding, and executing the instruction stored in 2, the comparison value, control information, and set value are transferred to the conveyor register 151, operation control register 111, and mode register 300 via the internal data bus 100. Set each data. Data setting operations for the operation control register 111 and mode register 300 are performed by the CPU 10.
C at the high level timing of TA by executing instruction 1.
This is done by the PU 101 writing each data via the internal data bus 100.

コンベアレジスタ151に対する比較値の設定動作は、
CPUl0Iの命令実行によりCPU101が内部デー
タバス100にのせた比較値をTAのハイレベルのタイ
ミングでバッファ回路130を動作させて取り込むと同
時に、動作制御部110が出力する選択信号121をア
クティブトスることにより、コンベアレジスタ151を
選択し、バッファ回路130の出力をラッチさせること
により行なう。
The operation of setting the comparison value for the conveyor register 151 is as follows:
The CPU 101 operates the buffer circuit 130 at the high level timing of TA to take in the comparison value placed on the internal data bus 100 by executing the instruction of the CPU10I, and at the same time actively tosses the selection signal 121 outputted by the operation control unit 110. This is done by selecting the conveyor register 151 and latching the output of the buffer circuit 130.

動作制御部110は、動作制御レジスタ111の動作指
定情報を基にカウンタの動作及び基準クロック信号12
7の選択を行ない、動作制御信号を発生すると同時にク
リア信号120によってカウンタ200,270をクリ
アした後カウンタ200の計数動作を開始させる。
The operation control unit 110 controls the operation of the counter and the reference clock signal 12 based on the operation designation information of the operation control register 111.
7 is selected, an operation control signal is generated, and at the same time, the counters 200 and 270 are cleared by the clear signal 120, and then the counting operation of the counter 200 is started.

カウンタ200の計数値とコンベアレジスタ151の設
定値との比較動作は、タイミング信号201がロウレベ
ルの期間において選択回路320にバッファ回路190
の出力値を選択させ、TBがハイレベルのタイミングに
おいてバッファ回路190がバッファリングしたカウン
タ200の計数値をコンベアレジスタブロック150に
対して出力することにより行なう。これらが一致した場
ム コンベアレジスタ151は、 一致信号161をパ
ルス制御回路310に対して出力する。
The comparison operation between the counted value of the counter 200 and the set value of the conveyor register 151 is performed when the selection circuit 320 selects the buffer circuit 190 while the timing signal 201 is at a low level.
This is done by selecting the output value of , and outputting the count value of the counter 200 buffered by the buffer circuit 190 to the conveyor register block 150 at the timing when TB is at high level. If these match, the conveyor register 151 outputs a match signal 161 to the pulse control circuit 310.

即ち、本実施例の多チャンネルのBRMパルス付きPW
M信号発生器は、カウンタ200のカウントサイクルを
分割したCPUステージ信号128と比較ステージ信号
129の各ノ・イレベル期間において、各々CPU 1
01のデータ設定動作及びカウンタ200の計数動作と
比較動作を時分割に行なっている。
That is, the multi-channel BRM pulsed PW of this embodiment
The M signal generator generates a signal from the CPU 1 during each level period of the CPU stage signal 128 and comparison stage signal 129, which are obtained by dividing the count cycle of the counter 200.
The data setting operation of 01 and the counting operation and comparison operation of the counter 200 are performed in a time-division manner.

コンベアレジスタ151に比較値“n”を設定した場合
の出力信号171について説明する。ここでn″の値は
、0<n<2”−1であるとする。モードレジスタ30
0の第Oビットが“0”に設定されているため、制御信
号303はロウレベルであり、従ってORゲート631
の出力はハイレベル固定である。カウンタ200の格納
値が“23−1”の時、タイミング信号201はTHの
立上りエツジ同期してハイレベルとなる。タイミング信
号201が立下ると、インバータ55の出力はTBの立
上りエツジに同期してハイレベルとなる。
The output signal 171 when the comparison value "n" is set in the conveyor register 151 will be explained. Here, the value of n'' is assumed to be 0<n<2''-1. mode register 30
Since the Oth bit of 0 is set to “0”, the control signal 303 is at a low level, and therefore the OR gate 631
The output is fixed at high level. When the stored value of the counter 200 is "23-1", the timing signal 201 becomes high level in synchronization with the rising edge of TH. When the timing signal 201 falls, the output of the inverter 55 goes high in synchronization with the rising edge of TB.

また、Dフリップフロップ76の出力信号は、第14図
に示したTlの比較ステージにおいてハイレベルである
ため、ORゲー)81の出力がハイレベルとなる。ここ
でDフリップフロッフ75の出力信号はロウレベルであ
るため、インバータ55の出力信号はハイレベル、かつ
一致信号161がロウレベルであるため、NANDゲー
ト64の出力はロウレベルとなり、第14図中に示した
Tlの比較ステージにおいてNANDゲート65の出力
はハイレベルとなる。従って、次段のDフリップフロッ
プ71は、第14図中に示したT1の比較ステージのT
Bの立上りエツジでノ・イレベルなラッチし、従って出
力信号17は第14図中に示したT1のTBの立上がり
エツジに同期してハイレベルとなる。
Further, since the output signal of the D flip-flop 76 is at a high level in the Tl comparison stage shown in FIG. 14, the output of the OR gate 81 is at a high level. Here, since the output signal of the D flip-flop 75 is low level, the output signal of the inverter 55 is high level, and the match signal 161 is low level, so the output of the NAND gate 64 is low level, as shown in FIG. At the comparison stage of Tl, the output of the NAND gate 65 becomes high level. Therefore, the D flip-flop 71 in the next stage is the T of the comparison stage T1 shown in FIG.
The output signal 17 is latched to a low level at the rising edge of B, and therefore the output signal 17 becomes high level in synchronization with the rising edge of TB of T1 shown in FIG.

次に、カウンタ200がカウントアツプしn″を計数し
て格納している時、第14図中に示したT2の比較ステ
ージのTBの立上りエツジに同期して一致信号161は
ノ)イレベルとなる。
Next, when the counter 200 counts up and stores n'', the coincidence signal 161 goes to a low level in synchronization with the rising edge of TB in the comparison stage T2 shown in FIG. .

従って、第13図のインバータ51の出力がロウレベル
となり、NANDゲート64の出力がノ)イレベルとな
るため、NANDゲート65の出力はロウレベルとなる
。Dフリップフロップ71は第14図中に示したT2の
TBの立上りエツジに同期してロウレベルをラッチする
。従って出力信号171は第14図中に示したTDのT
Bの立上りに同期してロウレベルとなる。この動作を繰
返すことにより、デユティ−比((’−)X100)(
%)のPWMパルスを出力信号171として出力する。
Therefore, the output of inverter 51 in FIG. 13 becomes low level, and the output of NAND gate 64 becomes low level, so that the output of NAND gate 65 becomes low level. The D flip-flop 71 latches a low level in synchronization with the rising edge of TB at T2 shown in FIG. Therefore, the output signal 171 is T of TD shown in FIG.
It becomes low level in synchronization with the rise of B. By repeating this operation, the duty ratio (('-)X100)(
%) is output as the output signal 171.

次に、コンベアレジスタ151に0″を設定した場合に
ついて説明する。この場合、第14図中に示したT1の
TBの立上りエツジに同期してタイミング信号201が
立下ると、同タイミングで一致信号161はハイレベル
となるため第13図中に示したNANDゲート64の出
力は、ハイレベルに固定される。ここでORゲート62
の出力はハイレベル固定であるためNANDゲート65
の出力はロウレベルとなり、Dフリップフロップ71は
第14図中にしたT1のTBの立上りエツジに同期して
ロウレベルをラッチする。
Next, a case will be explained in which 0'' is set in the conveyor register 151. In this case, when the timing signal 201 falls in synchronization with the rising edge of TB of T1 shown in FIG. 161 is at a high level, the output of the NAND gate 64 shown in FIG. 13 is fixed at a high level.
Since the output of is fixed at high level, NAND gate 65
The output becomes low level, and the D flip-flop 71 latches the low level in synchronization with the rising edge of TB of T1 shown in FIG.

従って、出力信号171はロウレベルのまま変化せず、
デユーティ比0%のPWM信号を出力する。
Therefore, the output signal 171 remains at a low level and does not change.
Outputs a PWM signal with a duty ratio of 0%.

次に、コンベアレジスタ151に“21−1″を設定し
た場合について説明する。第14図中に示したTIの比
較ステージにおける出力信号1710セット動作につい
ては、コンベアレジスタ151に“n”を設定した場合
と同様であるため説明を省略する。
Next, a case where "21-1" is set in the conveyor register 151 will be described. The operation of setting the output signal 1710 in the comparison stage of the TI shown in FIG. 14 is the same as when "n" is set in the conveyor register 151, so a description thereof will be omitted.

第14図中に示したT3の比較ステージにおけるTBの
立上りエツジに同期して、一致信号181とタイミング
信号201は同時にノ)イレベルとなり第13図中に示
したNANDゲート64の出力はハイレベルとなる。こ
こでORゲート62の出力はハイレベル固定であるため
、NANDゲート65の出力はロウレベルとなり、Dフ
リップフロップ71は第14図中に示したT3のTBの
立上がりエツジに同期してロウレベルをラッチし、従っ
て出力信号171は、ロウレベルとなる。
In synchronization with the rising edge of TB in the comparison stage T3 shown in FIG. 14, the match signal 181 and timing signal 201 simultaneously go to a low level, and the output of the NAND gate 64 shown in FIG. 13 goes to a high level. Become. Here, since the output of the OR gate 62 is fixed at a high level, the output of the NAND gate 65 becomes a low level, and the D flip-flop 71 latches the low level in synchronization with the rising edge of TB of T3 shown in FIG. Therefore, the output signal 171 becomes low level.

この動作を繰返すことにより、デユーティ比((−L−
L)X100)(%)のPWMパルスを出力信号171
として出力する。
By repeating this operation, the duty ratio ((-L-
L)X100)(%) PWM pulse output signal 171
Output as .

以上示した様に、コンベアレジスター51に設定する比
較値を変える事により、1の分解能で種々のデユーティ
比を有するPWM信号が出力可能である。
As shown above, by changing the comparison value set in the conveyor register 51, it is possible to output PWM signals having various duty ratios with a resolution of 1.

また第13図中に示したパルス制御ブロック311のO
Rゲート62の出力は、モードレジスタ300の第Oビ
ットが“0″で制御信号303がロウレベルであること
よりハイレベル固定である。
Also, O of the pulse control block 311 shown in FIG.
The output of the R gate 62 is fixed at a high level because the Oth bit of the mode register 300 is "0" and the control signal 303 is at a low level.

従って、パルス制御ブロック314のインバータ56は
、パルス制御ブマック311のNANDゲート65と論
理的に同一の動作となる。即ち制御信号303がロウレ
ベルであり、ANDゲート60の一方の入力が常にハイ
レベルとなるため、Dフリップフpツブ73の出力が出
力信号254として出力される。従って、パルス制御回
路314は、一致信号164によりパルス制御回路31
1と同様に動作しPWMパルスを出力信号254として
出力する。
Therefore, the inverter 56 of the pulse control block 314 operates logically the same as the NAND gate 65 of the pulse control block 311. That is, since the control signal 303 is at a low level and one input of the AND gate 60 is always at a high level, the output of the D flip-flop 73 is outputted as the output signal 254. Therefore, the pulse control circuit 314 is activated by the coincidence signal 164.
1, and outputs a PWM pulse as an output signal 254.

なお、パルス制御回路311の比較動作は、全てのパル
ス制御回路において同様であり、かつコンベアレジスタ
ブロック150の6個のコンベアレジスタは、CAMセ
ル構成であることより比較ステージで同時に比較するこ
とが可能である。
Note that the comparison operation of the pulse control circuit 311 is the same for all pulse control circuits, and since the six conveyor registers of the conveyor register block 150 have a CAM cell configuration, they can be compared simultaneously at the comparison stage. It is.

従って、モードレジスタ300に“000B″を設定シ
、各々のコンベアレジスタに異なる比較値を設定するこ
とにより、異なるデユーティ比のPWM信号を同時に最
大6チヤンネル出力することが可能である。
Therefore, by setting "000B" in the mode register 300 and setting different comparison values in each conveyor register, it is possible to simultaneously output up to six channels of PWM signals with different duty ratios.

次に、モードレジスタ300の第0ビツトを“1”に設
定して、BRMパルス付加PWM信号の出力動作につい
て説明する。
Next, the operation of outputting the BRM pulse-added PWM signal by setting the 0th bit of the mode register 300 to "1" will be described.

まf、BRMエンコーダ260が、コンベアレジスタ1
54に対して出力するエンコード信号とカウンタ200
の計数値との対応表は第2表と同じである。この場合、
コンベアレジスタの下位221をコンベアレジスタ15
4とし、一致信号231を一致信号164とすればよく
、コンベアレジスタ154の各ビットを最下位ビットか
らBQ。
Maf, the BRM encoder 260 is connected to the conveyor register 1
Encode signal output to 54 and counter 200
The correspondence table with the counted values is the same as Table 2. in this case,
Lower 221 of conveyor register is conveyor register 15
4, the match signal 231 may be set as the match signal 164, and each bit of the conveyor register 154 is BQ from the least significant bit.

Bay B2.Bsで表現している。酊、酊、酊。Bay B2. It is expressed in Bs. Drunkenness, drunkenness, drunkenness.

不はB6と同値もしくは反転値であり、CAMセルに記
憶したデータに対して比較動作を行なわせる入力信号で
ある。これらの入力値の組合せによりコンベアレジスタ
154の各ビットに対する比較が可能となる。この表の
様に“Ba  1丁ン(0≦n≦3)が“1″  “1
″の時、コンベアレジスタ154に記憶したデータを比
較の対象外とし、′1”0”の時、コンベアレジスタ1
54の第nビットの記憶データが“l”であるか、どう
かを比較する。
B6 is the same value or an inverted value, and is an input signal for performing a comparison operation on the data stored in the CAM cell. A combination of these input values allows comparison of each bit of the conveyor register 154. As shown in this table, “Ba 1 ton (0≦n≦3) is “1” “1”
'', the data stored in the conveyor register 154 is excluded from the comparison, and when the value is ``0'', the data stored in the conveyor register 154 is
It is compared whether the stored data of the n-th bit of No. 54 is "l" or not.

従って、コンベアレジスタ154に設定した比較値の複
数ビットが論理値“1″である場合は、前述の論理式に
おいても示されるように各一致信号の論理和がとられた
一致信号164が出力される。次にBRMパルス付加P
WM信号発生時の、PWM信号主パルスのセット、リセ
ット判定のタイミングとB’RMパルスを付加するか否
かの判定を行なうタイミングについての説明をする。
Therefore, if multiple bits of the comparison value set in the conveyor register 154 have a logical value of "1", a match signal 164 is output, which is the logical sum of each match signal, as shown in the above-mentioned logical formula. Ru. Next, BRM pulse addition P
The timing for setting and resetting the PWM signal main pulse and the timing for determining whether to add a B'RM pulse when the WM signal is generated will be explained.

第15図は第10図の選択回路320の回路図であり、
最下位ビットからB。〜B、で表す4ビツト構成として
示している。この選択回路320は、インバータ57と
ANDゲートA1〜A 1.7の16個のANDゲート
とORゲートA20〜A27の8個のORゲートにより
構成される。
FIG. 15 is a circuit diagram of the selection circuit 320 in FIG. 10,
B from the least significant bit. It is shown as a 4-bit configuration represented by ~B. This selection circuit 320 is composed of an inverter 57, 16 AND gates A1 to A1.7, and eight OR gates A20 to A27.

インバータ57は、タイミング信号201を入力とし反
転信号を出力する。ANDゲー)A10〜A17の8個
のANDゲートは、BRMエンコーダ260の出力とタ
イミング信号201とを入力とし、各ビット毎の論理積
信号をORゲー)ADO〜A27の8個のORゲートに
対して出力する。8個のANDゲートA1〜AIH−!
、、バッファ回路190の出力とタイミング信号201
0反伝信号を入力とし、各ビット毎の論理積信号を8個
のORゲートA20〜A27に対して出力する。
The inverter 57 receives the timing signal 201 and outputs an inverted signal. The eight AND gates (AND game) A10 to A17 input the output of the BRM encoder 260 and the timing signal 201, and send the AND signal for each bit to the eight OR gates (OR game) ADO to A27. and output it. 8 AND gates A1~AIH-!
,, the output of the buffer circuit 190 and the timing signal 201
A 0-reverse signal is input, and an AND signal for each bit is output to eight OR gates A20 to A27.

次に、選択回路320の選択タイミングについて説明す
る。
Next, the selection timing of the selection circuit 320 will be explained.

ここで、各ビット毎の動作は同一であるため、ANDゲ
ー)AIとANDゲートA10とORゲートA20によ
る第3ビツトを構成する2入力値号の内のB3にのみ着
目して説明をする。タイミング信号201がハイレベル
でかつTBがハイレベルの時ANDゲー)AIOの出力
はBRMエンコーダ260の出力値となる。
Here, since the operation for each bit is the same, the explanation will focus only on B3 of the two input values forming the third bit formed by the AND gate AI, AND gate A10, and OR gate A20. When the timing signal 201 is at a high level and TB is at a high level, the output of the AND game) AIO becomes the output value of the BRM encoder 260.

この時、ANDゲー)AIの出力値は、タイミング信号
201の反転信号を入力としているためロウレベルとな
り、従ってORゲートA20の出力には、BRMエンコ
ーダ260の出力値が出力される。
At this time, the output value of the AND gate (AI) becomes a low level because the inverted signal of the timing signal 201 is input, and therefore, the output value of the BRM encoder 260 is outputted as the output of the OR gate A20.

タイミング信号201がロウレベルでかつTBがハイレ
ベルの時同様な動作によりオアゲート20の出力には、
バッファ回路190の出力値が出力される。従って、以
上に示したタイミングにより選択回路320は、BRM
エンコーダ260の出力値かバッファ回路190の出力
値を選択し、時分割にコンベアレジスタブロック150
に対して供給する。即ち、カウンタ200がonから“
2′″−2”まで計数する期間の比較ステージ毎にPW
M信号主パルスの判定を行ない、カウンタ200が“2
”−1”の計数値を格納する比較ステージにおいて、B
RMパルスを付加するが否かの付加パルス判定を行なう
。このことによりPWM信号の主パルスに対するBRM
パルスの付加制御が可能となる。
When the timing signal 201 is at a low level and TB is at a high level, the output of the OR gate 20 will be:
The output value of buffer circuit 190 is output. Therefore, according to the timing shown above, the selection circuit 320 selects the BRM
The output value of the encoder 260 or the output value of the buffer circuit 190 is selected, and the output value is transferred to the conveyor register block 150 in a time-sharing manner.
supply for. That is, the counter 200 changes from “on” to “
PW for each comparison stage during the counting period up to 2'''-2''
The M signal main pulse is determined and the counter 200 is “2”.
In the comparison stage that stores the count value of "-1", B
An additional pulse determination is made as to whether or not to add an RM pulse. As a result, the BRM for the main pulse of the PWM signal
Addition control of pulses becomes possible.

次にモードレジスタ300の第0ビツトを“1″に、ま
たコンベアレジスタ151の比較値として“2”−3”
を設定し、かつコンベアレジスタ154の比較値を”0
OOOB”と“100OB”に設定した場合のBRMパ
ルス付加PWM信号の動作を説明する。
Next, the 0th bit of the mode register 300 is set to “1”, and the comparison value of the conveyor register 151 is set to “2”-3.
and set the comparison value of the conveyor register 154 to "0".
The operation of the BRM pulse-added PWM signal when set to "OOOB" and "100OB" will be explained.

第16図は、PWM信号主パルスに対する81Mパルス
の付加動作について示すタイミング図で、カウンタ27
0の計数値が“5”及び“6”の時の主パルス判定のタ
イミングと付加パルス判定のタイミングにおける各信号
を示している。
FIG. 16 is a timing diagram showing the operation of adding 81M pulses to the PWM signal main pulse, and shows the operation of adding 81M pulses to the PWM signal main pulse.
Each signal is shown at the main pulse determination timing and the additional pulse determination timing when the count value of 0 is "5" and "6".

PWMM号の主パルス判定についてはモードレジスタ3
00の第Oビットに“0”を設定した場合の説明をした
ので、以下BRMパルスの付加制御を中心に説明する。
Mode register 3 is used to determine the main pulse of PWMM.
Since the case where the Oth bit of 00 is set to "0" has been explained, the following will mainly explain the addition control of the BRM pulse.

ここでBRMパルス付加PWM信号は、第10図中のモ
ードレジスタ300の第Oビットが1″1″に設定され
、制御信号303がハイレベルであることによりパルス
制御ブロック311の出力信号171として得られる。
Here, the BRM pulse-added PWM signal is obtained as the output signal 171 of the pulse control block 311 because the O-th bit of the mode register 300 in FIG. 10 is set to 1"1" and the control signal 303 is at a high level. It will be done.

この時、パルス制御ブロック314の出力信号174は
ロウレベル固定となりPWM信号の出力が禁止されてい
る。
At this time, the output signal 174 of the pulse control block 314 is fixed at a low level, and output of the PWM signal is prohibited.

第16図中に示したT1の主パルス判定期間において、
出力信号171は、カウンタ200の計数値“O″の格
納時にノ・イレベルとなり、812 y−3″格納時に
出力する一致信号161の立上りエツジに同期して、ロ
ウレベルとなる。第16図中に示したT2の付加パルス
判定期間において、第13図に示したインバータ55の
出力がロウレベルであるため、NANDゲート64の出
力はハイレベルである。この時制御信号303がロウレ
ベル、一致信号164がロウレベルであることにより、
インバータ52の出力はハイレベルとなる。
In the main pulse determination period of T1 shown in FIG.
The output signal 171 becomes a low level when the count value "O" of the counter 200 is stored, and becomes a low level in synchronization with the rising edge of the coincidence signal 161 output when the count value "812y-3" is stored. During the additional pulse determination period of T2 shown in FIG. 13, the output of the inverter 55 shown in FIG. By being
The output of the inverter 52 becomes high level.

従って、ORゲート62の出力はハイレベルとなり、N
ANDゲート65の出力はロウレベルとなる。Dフリッ
プフロップ71は、第16図中に示したT2の期間中ロ
ウレベルをラッチして出力するので、出力信号171は
付加パルス判定期間中もロウレベルを継続する。
Therefore, the output of the OR gate 62 becomes high level, and N
The output of AND gate 65 becomes low level. Since the D flip-flop 71 latches and outputs a low level during the period T2 shown in FIG. 16, the output signal 171 continues to be low level during the additional pulse determination period.

次に、コンベアレジスタ154に“1000B”を設定
した場合について説明する。T1の主パルス判定期間に
おける出力信号251の動作については、0000B″
を設定した場合と同一である。T2の付加パルス判定期
間の前半(比較ステージ)において一致信号164がハ
イレベルとなる。この時第13図のインバータ55の出
力がロウレベルであることによりNANDゲート64の
出力はハイレベルであり、また制御信号303がハイレ
ベルであることよりORゲート62の出力はロウレベル
となるため、NANDゲート65の出力はハイレベルと
なる。従ってDフリップフロップ71は、第16図中に
示したT2の期間中、ハイレベルをラッチし、出力信号
171はハイレベルとなる。すなわち、81Mパルスを
付加するタイミング(カウンタ270のカウント値が“
5”)の次のタイミングに出力するPWM信号の先頭の
部分に対して、カウンタ200の1力ウントサイクル分
の81Mパルスを付加することによりPWM信号の引き
伸ばし制御を行なう。従って、BRMエンコーダ260
により決定されるタイミング毎にコンベアレジスタ15
4に設定した比較値の該当ビットが“1″であれば、出
力信号251は引伸ばされることになる。
Next, a case where "1000B" is set in the conveyor register 154 will be explained. Regarding the operation of the output signal 251 during the main pulse determination period of T1, 0000B''
This is the same as setting . In the first half (comparison stage) of the additional pulse determination period T2, the coincidence signal 164 becomes high level. At this time, since the output of the inverter 55 in FIG. 13 is at a low level, the output of the NAND gate 64 is at a high level, and since the control signal 303 is at a high level, the output of the OR gate 62 is at a low level. The output of gate 65 becomes high level. Therefore, the D flip-flop 71 latches a high level during the period T2 shown in FIG. 16, and the output signal 171 becomes a high level. In other words, the timing of adding 81M pulses (when the count value of the counter 270 is “
The PWM signal is stretched by adding 81M pulses corresponding to one output cycle of the counter 200 to the first part of the PWM signal output at the next timing (5"). Therefore, the BRM encoder 260
Conveyor register 15 at each timing determined by
If the corresponding bit of the comparison value set to 4 is "1", the output signal 251 will be expanded.

カウンタ200がmビット、カウンタ270が2ビツト
、コンベアレジスタ151の設定値がn。
The counter 200 has m bits, the counter 270 has 2 bits, and the set value of the conveyor register 151 is n.

コンベアレジスタ154の設定値がkの場合、デユーテ
ィ比((−)+(−J)) X1002       
    2 × 2 (%)のPWM信号を発生するのと同様の効果を有する
When the set value of the conveyor register 154 is k, the duty ratio ((-) + (-J)) X1002
It has the same effect as generating a 2×2 (%) PWM signal.

なお、モードレジスタ300に“111”を設定するこ
とにより、最大3チヤンネルのBRMパルス付加PWM
信号、即ち高精度のPWM信号を出力することができる
。従って、モードレジスタ300に設定する値に基づき
、PWM信号及び81Mパルスを付加した高精度のPW
M信号を任意のチャンネル数出力することが可能となる
By setting "111" in the mode register 300, up to 3 channels of BRM pulse added PWM
It is possible to output a signal, that is, a highly accurate PWM signal. Therefore, based on the value set in the mode register 300, a high-precision PWM signal and 81M pulses are added.
It becomes possible to output the M signal on any number of channels.

本実施例の多チャンネルのBRMパルス付きPWM信号
発生器は、コンベアレジスタブロックを構成する単一の
CAMセルアレイと選択回路を有し選択回路が81Mパ
ルスの付加判定のタイミングでBRMエンコーダの出力
を選択し、単一のCAMセルアレイに供給することによ
り分解能の異なる複数のPWM信号を同時にかつ、任意
のチャンネル数構酸で出力できる汎用性の高い多チャン
ネルのBRMパルス付きPWM信号発生器を形成するこ
とが可能となる。
The multi-channel PWM signal generator with BRM pulses of this embodiment has a single CAM cell array constituting a conveyor register block and a selection circuit, and the selection circuit selects the output of the BRM encoder at the timing of determining the addition of 81M pulses. To form a highly versatile multi-channel PWM signal generator with BRM pulses that can simultaneously output a plurality of PWM signals with different resolutions and with any number of channels by supplying them to a single CAM cell array. becomes possible.

〔発明の効果〕〔Effect of the invention〕

以上説明したように本発明は、PWM信号信号発生コノ
コンパレータコンベアレジスタを比較機能を有した記憶
素子(CAMセル)の配列体として構成するコンベアレ
ジスタアレイとすることにより、ワンチップ上に構成素
子数を少なくし、ハードウェア量を抑え、コストを低く
抑えた多チャンネル型PWM信号発生器が得られるとい
う効果がある。
As explained above, the present invention provides a conveyor register array in which a PWM signal generating cono comparator conveyor register is configured as an array of memory elements (CAM cells) having a comparison function, thereby increasing the number of constituent elements on one chip. This has the advantage that a multi-channel PWM signal generator can be obtained which reduces the amount of hardware, reduces the amount of hardware, and keeps costs low.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of drawings]

第1図は本発明の第1の実施例のブロック図、第2図は
第1図のコンベアレジスタを構成するCAMセルの回路
図、第3図は第1図の第1のバッファ回路130と第2
のバッファ回路190を含むコンベアレジスタブロック
150の素子配列図、第4図は第1図の実施例の動作タ
イミング図、第5図は本発明の第2の実施例のブロック
図、第6図は第5図のコンベアレジスタブロックの一致
信号の出力動作タイミング図、第7図は第5図のBRM
エンコーダの回路図、第8図は第5図のパルス制御回路
6300回路図、第9図は第5図の実施例の動作タイミ
ング図、第10図は本発明の第3の実施例のブロック図
、第11図は第10図のモードレジスタ130の設定値
の本実施例の多チャンネルのBRM付きPWM信号発生
器の出力チャンネル数対応図、第12図は第10図のコ
ンベアレジスタブロック150の素子配列図、第13図
は第10図のパルス制御回路170の回路図、第14図
は第10図のPWM信号の発生動作を示すタイミング図
、第15図は第10図の選択回路180の回路図、第1
6図は第10図のBRMパルス付加PWM信号の発生動
作を示すタイミング図である。 ■、〜工、。、21〜23.51〜56.57・−・・
・・インバータ、T11〜T47・・・・・・トランジ
スタ、24〜26.64〜66・・・・・・ナントゲー
ト、30〜33・・・・・・RSラッチ、34〜37,
59,60゜A1へA17・・・・・・アンドゲート、
38〜41゜71〜76・・・・・・Dフリップフ□ツ
ブ、42〜45゜61〜63.A20〜A27・・・・
・・オアゲート、100・・・・・・内部データバス、
101・・・・・・中央処理装置、102・・・・・・
メモリ、110・・・・・・動作制御部、111・・・
・・・動作制御レジスタ、120・・・・・・クリア信
号、121〜126・・・・・・選択信号、127・・
・・・・基準クロック信号、128・・・・・・CPU
ステージ信号、129・・・・・・比較ステージ信号、
130,190゜210・・・・・・バッファ回路、1
41〜144・・・・・・選択信号、150,220・
・・・・・コンベアレジスタブロック、151〜156
・・・・・・コンベアレジスタ、161〜166.23
1〜234・・・・・・一致信号、171〜174・・
・・・・RSSフリップフロラフ、181〜184,2
51〜256・・・・・・出力信号、200゜270・
・・・・・カウンタ、201・・・・・・オーバーフロ
ー信号、221〜224・・・・・・コンベアレジスタ
(下位)、240,310・・・・・・パルス制御回路
、260・・・・・・BRMエンコーダ、300・・・
・・・モードレジスタ、301〜303・・・・・・制
御信号、320・・・・・・選択回路、311〜316
・・・・・・パルス制御ブロック、317・・・・・・
タイミング制御信号ブロック。
FIG. 1 is a block diagram of the first embodiment of the present invention, FIG. 2 is a circuit diagram of a CAM cell configuring the conveyor register of FIG. 1, and FIG. 3 is a circuit diagram of the first buffer circuit 130 of FIG. Second
4 is an operation timing diagram of the embodiment of FIG. 1, FIG. 5 is a block diagram of the second embodiment of the present invention, and FIG. Fig. 5 is a timing diagram of the match signal output operation of the conveyor register block, and Fig. 7 is the BRM shown in Fig. 5.
A circuit diagram of the encoder, FIG. 8 is a circuit diagram of the pulse control circuit 6300 of FIG. 5, FIG. 9 is an operation timing diagram of the embodiment of FIG. 5, and FIG. 10 is a block diagram of the third embodiment of the present invention. , FIG. 11 is a diagram showing how the setting values of the mode register 130 in FIG. 10 correspond to the number of output channels of the multi-channel BRM equipped PWM signal generator of this embodiment, and FIG. 12 shows the elements of the conveyor register block 150 in FIG. 10. 13 is a circuit diagram of the pulse control circuit 170 in FIG. 10, FIG. 14 is a timing diagram showing the PWM signal generation operation in FIG. 10, and FIG. 15 is a circuit diagram of the selection circuit 180 in FIG. 10. Figure, 1st
FIG. 6 is a timing diagram showing the generation operation of the BRM pulse-added PWM signal of FIG. 10. ■, ~Eng. , 21~23.51~56.57...
...Inverter, T11-T47...Transistor, 24-26.64-66...Nands gate, 30-33...RS latch, 34-37,
59,60°A1 to A17...and gate,
38~41°71~76...D flip □tub, 42~45°61~63. A20-A27...
...OR gate, 100...Internal data bus,
101...Central processing unit, 102...
Memory, 110... Operation control unit, 111...
...Operation control register, 120...Clear signal, 121-126...Selection signal, 127...
...Reference clock signal, 128...CPU
Stage signal, 129... Comparison stage signal,
130,190°210...Buffer circuit, 1
41-144...Selection signal, 150,220.
...Conveyor register block, 151-156
...Conveyor register, 161-166.23
1-234... Match signal, 171-174...
...RSS flip flow rough, 181-184,2
51~256... Output signal, 200°270.
... Counter, 201 ... Overflow signal, 221 to 224 ... Conveyor register (lower), 240, 310 ... Pulse control circuit, 260 ... ...BRM encoder, 300...
...Mode register, 301-303...Control signal, 320...Selection circuit, 311-316
...Pulse control block, 317...
Timing control signal block.

Claims (2)

【特許請求の範囲】[Claims] (1)所定クロックを出力するパルス発生器と、このパ
ルス発生器の出力を計数する計数器と、パルス幅変調信
号のパルス幅を規定する比較値を記憶するレジスタと、
これら複数のレジスタの記憶値と前記計数器のカウント
値を比較する比較器とを各チャンネルに備え、複数のパ
ルス幅変調信号を出力する多チャンネルのパルス幅変調
信号発生器において、前記各レジスタおよび各比較器を
、比較機能をもち内容によりアドレス可能な記憶素子で
あるCAMセルの配列によって構成したことを特徴とす
る多チャンネルパルス幅変調信号発生器。
(1) A pulse generator that outputs a predetermined clock, a counter that counts the output of the pulse generator, and a register that stores a comparison value that defines the pulse width of the pulse width modulation signal;
In a multi-channel pulse width modulation signal generator that outputs a plurality of pulse width modulation signals, each channel is provided with a comparator that compares the stored values of the plurality of registers and the count value of the counter, and A multi-channel pulse width modulation signal generator, characterized in that each comparator is constituted by an array of CAM cells which are memory elements having a comparison function and which are addressable according to their contents.
(2)計数器のバッファ回路が、複数周期のパルス積算
を行うバイナリ・レート・マルチプライヤ・エンコーダ
を含むものである請求項(1)記載の多チャンネルパル
ス幅変調信号発生器。
(2) The multi-channel pulse width modulation signal generator according to claim (1), wherein the buffer circuit of the counter includes a binary rate multiplier encoder that performs pulse integration of multiple periods.
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