JPH0337323B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はモノパルスアンテナ等に用いられるマ
ルチモードUHFソースに係る。

モノパルスアンテナにおいては、いくつかの空
中線指向性図が同時に用いられており、それら空
中線指向性図の形状が、モノパルスアンテナを用
いるレーダシステムの全体的性能に直接影響を及
ぼす。

振幅動作モードにおいては、標準となる偶数対
称指向性図または和チヤネルとアンテナの軸に関
して高低を与えかつ角度誤差測定信号を与える奇
数対称指向性図または差チヤネルとが区別され
る。

また、位相動作モードにおいて、角度誤差測定
信号は同一の振幅を有する二つの空中線指向性図
間の位相を比較することによつて得られる。

振幅及び位相動作モードにおいて用いられる空
中線指向性図は、数学的に直交関数により表わさ
れるので、直交関数が各々独立であり区分けされ
得るという公知の事実に基づき、それぞれの空中
線指向性図を対応する和チヤネル及び差チヤネル
に区分けすることができる。更に、結合システム
を用いて一つの動作モードから他の動作モードに
移行することが可能であるので、後記中では振幅
動作モードの場合を考察する。

空中線指向性図に示されている種々の放射パタ
ーン特性の間には、アンテナの構造に依存する相
互関係がある。

ここで放射パターン特性とは、和チヤネル及び
差チヤネルにおけるサイドローブの利得及びレベ
ルと、軸付近の傾斜と、差チヤネルにおける主ロ
ーブのレベルとを言う。これらの放射パターン特
性の相対的な重要性は、考慮するシステムにより
異なる。例えば、追尾レーダにおいては、最も重
要な放射パターン特性は、軸付近の傾斜であり、
他の放射パターン特性よりも優先的に最適化され
なければならない。しかし、従来のモノパルス技
術においては、考慮するシステムにおける放射パ
ターン特性の重要度に応じて、最適化を見出すこ
とに限界が有るという問題と、和チヤネル及び差
チヤネルを独立に制御できないという問題とが存
在しており、特に後者は対流圏における拡散を利
用した通信アンテナの構造並びに一次ソースに関
する電磁界分布形状の制御を利用した天文学及び
衛星通信用の低雑音アンテナの構造において重要
である。これらの問題を解決する手段として、モ
ノパルスによる和チヤネル及び差チヤネルを供給
するソースであつて、電磁波の基本モード（通常
TE10）に加えて高次モードも用いるマルチモー
ドUHFソースと呼ばれているソースが発達して
おり、マルチモードUHFアンテナにおいて用い
られている。

本明細書においてモーダとは、横方向の不連続
平面を有する導波管によつて形成されたマルチモ
ード構造を意味している。このモーダを少なくと
も１つ備えているマルチモードUHFソースは、
位相及び振幅を制御できる伝播モードをモーダに
よつて発生させることができ、和チヤネル及び差
チヤネルを独立に制御することによつて所望の電
磁界分布をマルチモードUHFソースの開口部に
得ることができる。またモーダは横方向の不連続
平面において一層高いモードを発生する。

このようなモーダについての研究はフランス国
特許第1290275号にみられ、そこに開示されてい
る先行技術は第１図の如きＥ平面モーダ及びＨ平
面モーダが結合されているモーダに係る。

このようなマルチモード構造のモーダはＥ平面
内及びＨ平面内における和チヤネル及び差チヤネ
ルの独立な制御を得ることを可能にするが、しか
しこの先行技術における制御はＥ平面内及びＨ平
面内で同時に行なわれるのではなく、Ｅ平面内及
びＨ平面内にて交互に行なわれる。

第１図のモーダは共通の鉛直な分割壁によつて
分離されており、並置されている二つのＥ平面モ
ーダME１，ME２から形成されている。これら
の各々のモーダME１，ME２は、モーダの一部
分でない二対の給電導波管１及び１０と２及び２
０とによつて励起され、これら二対の給電導波管
１及び１０と２及び２０は基本モードを受容し、
平面Ｐ０及びＰ１間の長さＬ１の主導波管３及び
３０に通じる。平面Ｐ０は横方向の不連続平面と
呼ばれるもので、この平面のレベルにおいて一層
高い伝播性または消失性のモードが形成され、主
導波管３及び３０の長さＬ１及び大きさは、所望
のモードのみ、例えば基本モードがTE１０であ
る場合には奇数モードTE１１及びTM１１と偶
数モードTE１２及びTE１２とを、Ｅ平面モーダ
の開口部、すなわち平面Ｐ１まで伝播するように
設定されている。

平面Ｐ１から、Ｅ平面モーダME１及びME２
によつて鉛直面内に形成される電磁界分布を歪せ
ることなく水平面に所望の電磁界分布を打ち立て
ようとしているＨ平面モーダを見出す。金属板４
及び４０と５及び５０と６及び６０は主導波管３
及び３０を平面Ｐ１から平面Ｐ２に向けて延長す
る長さＬ２の導波管８及び８０中に水平に配置さ
れて、平面Ｐ１側に隣接した水平な導波管四対を
定める。これらの金属板による水平面は平面Ｐ２
を通り長さＬ３のホーン７に延長する。

平面Ｐ１および平面Ｐ３の間に配置されたアセ
ンブリはＨ平面モーダを重ね合わせた形状をして
おり、平面Ｐ２は更に高いモードが形成される横
方向の不連続平面である。アセンブリの開口部は
平面Ｐ３に位置しており、鉛直面及び水平面内で
得られる部分的な電磁界のそれぞれを統合して形
成された電磁波を放射する。

これまで述べてきた種類のマルチモードUHF
ソースはレーダアンテナ、特に追尾レーダに用い
られるが、これらのマルチモードUHFソースは
長手方向にかなりの空間を必要とするので、主に
通過周波数帯域の性能の増大が要求されるアンテ
ナにおいて、サーボ機構の作動に悪影響を及ぼす
重量の増大を引き起こすという欠点がある。

本発明の目的は、長手方向の大きさが縮小され
ており、主としてＨ平面内の通過周波数帯域を増
大するマルチモードUHFソースを提供すること
にある。

本発明によれば、本発明の前記目的は、Ｅ平面
に平行な１対の第１の側壁とＨ平面に平行な１対
の第２の側壁とによつて矩形断面の空洞を形成す
る主導波管と、各組が前記Ｈ平面に平行に延伸す
ると共に互いに離隔しており、一端が前記主導波
管の一方の開口部に連通しており、各組が前記Ｅ
平面に平行な隔壁に沿つて２つ１組で隣接する複
数の給電導波管と、前記主導波管の他方の開口部
に連通しており、当該開口部から外方向に発散し
た開口面を有するホーンと、前記主導波管の中心
軸線上に中心を有しており、前記第２の側壁に向
かつて対称に収束していると共に前記第１の側壁
に平行な断面を有しており、前記主導波管の前記
一方の開口部から前記他方の開口部に向かつて前
記空洞内に延出した輪郭を有する突起部とを備え
ているマルチモードUHFソースによつて達成さ
れる。本発明のマルチモードUHFソースにかか
る突起部の第１の側壁に平行な断面は、台形であ
つて、台形の大きい底面が一方の開口部内にあ
り、台形の小さい底面が一方の開口部に平行であ
り、一方の開口部から他方の開口部に向つて所定
の長さ離れた平面内にあるのがよい。

本発明のマルチモードUHFソースにかかる台
形の突起部の側面は、第２の側壁と50度の角度を
なすのがよい。

本発明のマルチモードUHFソースにかかる突
起部は、れんが状ブロツクであつて、第１の側壁
に平行な断面が凸状に湾曲した側面を有してお
り、湾曲は側面が一方の開口部から他方の開口部
に向かつて所定の長さ離れており、一方の開口部
に平行な平面にわたり延伸しているのがよい。

本発明のマルチモードUHFソースにかかるホ
ーンは、Ｅ平面に対して平行に第２の側壁の一方
から他方に延伸している複数の金属棒を備えてい
るのがよい。

以下、本発明を図面に示す実施例について説明
する。

第２図はこのようなモーダの図であつて、この
モーダにおいて通過周波数帯域の増大は、送られ
る電磁波の電界Ｅ→に平行に適宜に配置した金属棒
またはストリツプ１４及び１５と１４０及び１５
０とがホーン１３の開口部近傍に存在することに
よつて得られ、金属棒１４及び１５と１４０及び
１５０とを有するホーン１３は、Ｈ平面モーダを
形成する。

高次モードは平面π₂に生成され、金属棒１４及
び１５と１４０及び１５０とは金属棒間の距離の
関数としてモード比を変調する。

第３図及び第４図を参照すると、Ｅ平面モーダ
の構造及び動作は第２図の具体例中に表われた如
きものとして想起される。すなわち、このモーダ
は第３図の断面及び第４図の上面図に見られる上
部の給電導波管に対する隔壁としての壁１１及び
下部の給電導波管に対する隔壁としての壁１１０
に沿う対の四個の隣接する給電導波管９及び１０
と９０及び１００を含む。これらの給電導波管９
及び１０と９０及び１００は横方向の不連続平面
Ｐのレベルで、矩形断面を有する空洞を形成して
いる主導波管１２に連通している。主導波管１２
は、Ｅ平面に平行な１対の第１の側壁と、Ｈ平面
に平行な１対の第２の側壁とによつて規定されて
いる。主導波管１２の横方向の開口平面はＳで示
されている。寸法ａは電界Ｅ→に平行な給電導波管
９及び１０と９０及び１００の高さ、寸法ｂは主
導波管１２、すなわち想定されるＥ平面モーダの
高さ、寸法ＣはこのＥ平面モーダの幅を表わす。
四つの給電導波管９及び１０と９０及び１００を
伝播するモードは基本モードTE１０であつて、
四つの給電導波管９及び１０と９０及び１００に
供給された信号は同位相であり、横方向の不連続
平面ＰのレベルでモードTE１２及びモードTM
１２から合成されたより高い合成モードEM１２
が生じる。第５図には横方向の不連続平面Ｐ内の
基本モードTE１０及び合成モードEM１２のそ
れぞれの電磁界分布を示し、第６図には基本モー
ドTE１０及び合成モードEM１２を重ね合わせ
た結果生ずるモーダの開口平面Ｓ内における電磁
界分布を示す。

基本モードTE１０に対する合成モードEM１
２の比βの計算は公知であつて、この比は β＝２sin2πａ／ｂ／2πａ／ｂ (1) と表わされ、周波数に関して振幅のみならず位相
についても独立である。

想定されるＥ平面モーダの開口平面Ｓにおける
モード間の位相の計算もまた公知である。

すなわち Ｅ平面モーダの開口平面Ｓにおける、想定され
るモードを同相にすること、言い換えると整相
は、周波数の関数であることが認められる。先行
技術によれば、モーダの長さＬを調整することに
よつて、微分移相が通過周波数帯域の中央周波数
においてπに等しいように調整し得て、結果とし
て１つの周波数のみに対して厳密な整相が可能で
ある。

従つて比較的広い通過周波数帯域の全周波数に
対して整相を得ることは不可能である。なぜなら
ば、通過周波数帯域の中央周波数から遠ざかる
際、想定されるモードを形成しているマルチモー
ドUHFソースの位相中心は変化し、中央周波数
に対しておよそ点Ｇに位置するならば、前記の位
相中心はそこから減少する周波数に対しては横方
向の不連続平面Ｐに向つて開口平面Ｓの側に即ち
横方向の不連続平面Ｐと開口平面Ｓとの間に、増
加する周波数に対しては開口平面Ｓを越えた右手
側に夫々移行する。この位相中心の変化は、かな
りのサイドローブの出現と、増大する周波数に対
しては利得の損失を引き起す主ローブの巾の拡
大、また減少する周波数に対しては主ローブの幅
の縮小、換言すれば定められた方向（θ₀）に対し
て指向性図の幅が周波数に伴つて変化することに
従つて、開口部における不十分な電磁界分布の発
生と、マルチモードUHFソースの不十分な空中
線指向性図の発生とを引き起す。

第３図のマルチモードUHFソースのＥ平面に
おける空中指向性図に対して数学的表示が与えら
れ得る。すなわち、 D_E＝sin ｕ／ｕ・π²＋（β−１）u²／π²−u²(3
) ここでｕ＝πb／λsinθ、 θはマルチモードUHFソースに対する放射方
向の成す角である。この式は一次空中線指向性図
の決定を可能にしてマルチモードUHFソースに
よつて照射された反射器が、その空中線指向性図
と交差する場所における交叉放射レベルの決定を
可能にする。

前記から、本発明によればＥ平面モーダを形成
するマルチモードUHFソースが、先行技術の欠
点を示すことなく、増大した通過周波数帯域を有
するための条件が定められ得る。

通過周波数帯域を拡張するためには、角θ₀で放
射された電磁界分布の振幅は、周波数の関数とし
ての変化をあまり受けないことが必要である。関
係式(1)及び(3)においては、基本モードTE１０に
対する合成モードEM１２の比｜β｜が周波数に
伴つて増大しなければならないことを示してい
る。

関係式(2)においては、合成モードEM１２が生
成される平面が周波数の増大する場合には図の左
側に移動し、反対、即ち周波数の減少する場合に
は右側に移動するならば、前述の恒常性が得られ
ることを示す。また合成モードEM１２及び基本
モードTE１０の整相はモーダの開口部において
一定であり、想定されるすべての通過周波数帯域
で一定である。

第７図は本発明におけるマルチモードUHFソ
ースの断面図、第８図は上面図であり、上記の条
件を満たす手段を含むＥ平面モーダを有するマル
チモードUHFソースを示す。

第７図にはまた第３図を参照して記述した殆ん
どすべての要素がみられる。これらの要素に対す
る参照符号は従つて維持される。このことは第８
図についても同様である。

本発明のＥ平面モーダを有するマルチモード
UHFソースは開口部を開口平面Ｓ内に有する主
導波管１２を含み、開口平面Ｓの後にＨ平面モー
ダを置くことができて、Ｈ平面モーダはＥ平面モ
ーダと共にＥ平面、Ｈ平面を組み合わせたマルチ
モードUHFソースを形成し、この主導波管中に
は記述された例においては、四つの給電導波管９
及び１０と９０及び１００が通じており、これら
の給電導波管は上部の給電導波管９及び１０につ
いては壁１１、下部の給電導波管９０及び１００
については壁１１０に沿つて、対になつて隣接し
ている。しかしながら、先行技術においては給電
導波管９及び１０と９０及び１００から主導波管
１２へのモーダの通過は電界Ｅに平行な横方向の
不連続平面Ｐに沿つてなされるのに対し、本発明
によれば、上部及び下部の給電導波管９及び１０
と９０及び１００の間の横方向の不連続平面Ｐの
一部に障害体１７が配置されており、その障害体
１７の形状及び寸法は、障害体１７を有する部分
に生成されたモードと周波数とに依存する異なる
作用を決定する。

この形状は減少する断面を有する障害体１７が
主導波管１２の内部に突出するようなものであ
る。

第９図はモーダ内に導入された障害体１７の好
ましい形状を示す。本発明によれば、この障害体
１７は大きい底面１８が横方向の不連続平面Ｐ上
に位置する台形の断面を有するれんがの形状をし
ており、この横方向の不連続平面Ｐのレベルで障
害体１７の大きい底面１８は上部の給電導波管９
及び１０と下部の給電導波管９０及び１００との
間にある部分に通じている。小さい底面１９は主
導波管１２内の横方向の不連続平面Ｐから距離
ｌ、空洞の壁から距離ａのところに位置し、この
距離ａは電界Ｅに平行に測定される。この距離ａ
は小さい底面１９から大きい底面１８に移る際に
変化し得る。

障害体１７の大きい底面１８と小さい底面１９
の間にある稜は横方向の不連続平面Ｐに垂直な方
向Ｄと角αをなす。モーダの他の寸法は先行技術
についてと同様にｂ及びｃである。

本発明のＥ平面モーダを有するマルチモード
UHFソースの動作は次の如くで、第７図を参照
しながら追うことができる。

底面の一つが横方向の不連続平面Ｐ上に位置す
る障害体１７の形状を考えると、高次モード、主
として合成モードEM１２は横方向の不連続平面
Ｐのレベルでは創られず、動作している周波数に
依存する種々の短絡平面内で創られる。

低い周波数においては合成モードEM１２に対
する励起平面はP_Bにあつて、この平面P_Bが台形
の障害体１７の小さい底面１９の平面であること
がわかる。開口部においてモードを同相にするこ
と、即ち整相の為の主導波管における空間の長さ
はL_Bで、平面P_Bとモーダの開口平面Ｓとの間の
長さである。モード比の絶対値は次の式を有す
る。

｜β｜＝2sin2πa_B／ｂ／2πa_B／ｂ (4) 高い周波数においては、合成モードEM１２の
ための励起平面P_Hにあり、横方向の不連続平面
Ｐと平面P_Bの間の中間位置である。整相の為の、
主導波管における空間の長さL_Hで、平面P_Hと開
口平面Ｓとの間の長さである。モードの比の絶対
値は次の式を有する。

｜β｜＝2sin2πa_H／ｂ／２πa_H／ｂ(5) モーダが広い通過周波数帯域で動作して、モー
ド比｜β｜が周波数と共に増大するように、また
周波数が増大する場合には合成モードEM１２の
励起平面の移動が、横方向の不連続平面Ｐの有る
方すなわちソースの有る方向に行なわれて、L_H
がL_Bより大きいことが満足される。

前の条件が非常に広い通過周波数帯域で実現さ
れるように角αの最適値を計算によつて決定する
ことができて、この角αは理論上は０と90°との
間で変化し得る。このために、横方向の不連続平
面Ｐのレベルにおける基本モードに対する高次モ
ードの比を表わす表現βの絶対値及び偏角を計算
する。

第１１図はこの計算がいかに行われるかという
ことの理解を助ける。この第１１図は第７図のモ
ーダの長手方向の軸zz上の上部において第７図に
対応している。障害体１７は明らかに部分的にの
み表わされており、そのプロフイルは文字
CBAO′によつて表される。

障害体１７から、障害体１７が導入されている
モーダの壁までの、横方向の不連続平面Ｐにおけ
る距離はa₀で示され、一方区間AOによつて表わ
される平面P_Bにおける距離a_Bで示される。

平面P_Bにおける基本モードの位相の特性を示
す既知数δはＯ点とＡ点との間を通過する波面と
Ｏ点との、壁における距離を表わす。

提出された計算中では、平面P_B及び横方向の
不連続平面Ｐ内の、不連続的に出現し消滅する更
に高次のモードEM１４、EM１６等を無視する。

平面P_BのレベルにおけるマルチモードUHFソ
ースの種々の伝播モードの電界の移行を表わす式
を以下に示す。

第１１図において平面OO′すなわち平面P_Bの左
手側における電界はモードTE１０に対して、式
としてe^ik〓を有する。ただし、 δ＝a_{B tao}α／２ ｋ＝2π／λｇ また、λｇは誘導される波長であつて 同様に、平面OO′の右手側における電界は基本
モードTE１０及び合成モードEM１２すなわち
基本モードTE１０＋合成モードEM１２の式と
してＡ（１＋βcosxπ／ｂ）を有する。ただし、Ａは 標準化係数、βは複素数の形のモード比である。

電界の式を平面OO′すなわち平面P_Bにおいて積
分すると、 ∫^aB ₀e^ik〓dx ＝∫^b/2 ₀Ａ（１＋β cosxπ／ｂ）dx すなわち、第１１図に示した装置の半分のみを
考慮して書かれた式であり、そしてβは概算式と
して、 β＝2∫^aB／₀e^ik〓cosxπ／ｂdx／∫^aB／₀e^ik〓d
x(6) を有する。但しβは基本モードに対する更に高い
モードの比を表わす。βは｜β｜e^j〓の形である。

式(6)から、｜β｜の絶対値が周波数と共に増大
すること、位相が周波数と共に変化すること、そ
してもしモーダが、開口平面Ｓにおいて種々のモ
ードが同位相となるように適切な長さを有するな
らりば、位相は、通過周波数帯域中で合成モード
EM１２と基本モードTE１０との間の微分移相
の変化を減少することが推察される。

次表は従来のモーダ及び本発明のモーダに対し
て得られた結果を与える。

第表は第一列に交叉放射レベルNRを、第二
列に順次高い周波数F_H、中央の周波数F_H及び低
い周波数F_Bに対するモード間の微分移相△を
与え、これは従来のモーダに対しては10％の相対
通過周波数帯域と、3.3と3.7の間の値を示すｕ＝
πb／λsinθ₀（ここでθ₀はアンテナの反射器における 交叉放射角度）と、β0.8とを有する。

NR △ FH −12.3dB −17° 第表 FM −10.5dB 0° FB − 9 dB ＋23° 第表は本発明のモーダについて得られた結果
を示し、このモーダは広周波数帯域を有するマル
チモードUHFソースを形成する。

NR △ FH −10.3dB −7° 第表 FM − 9.5dB 0° FB − 9 dB ＋9° これらの表から、従来のモーダについては（第
表）、交叉放射レベルNRの変化は、通過周波
数帯域の高い周波数から低い周波数への通過の際
10％の相対通過周波数帯域に対して、3.3dB程度
であり、一方本発明によるモーダについては（第
表）、交叉放射レベルNRの変化は1.3dBに下げ
られることが認められ、相対通過周波数帯域は増
大することが示される。同様に、微分移相は従来
のモーダについての40°から本発明のモーダにつ
いての16°になり、事実、相対通過周波数帯域は
この場合少くとも15％程度であり、相対通過周波
数帯域が増加している。このことから、0.8と
8.88の間に含まれたモード比の絶対値｜β｜の値
に対して、角αの最適値は±10％の範囲内で約
50°である。

第９図に示されるＥ平面モーダ内に配置された
障害体１７は、第１０図に示すような凸型の湾曲
した輪郭２０を有しており、その輪郭２０が指数
関数で示されるような曲線であつてもよい。

以上説明したように、本発明の装置は、縦軸上
に中心が置かれており、送り出される放射の位相
中心を開口平面において広周波数帯域にわたつて
実質的に安定させるように、Ｈ平面に向かつて対
称に収束しているＥ平面の断面を有しており、不
連続平面から開口平面に向かつて空洞の全長の一
部分にわたつて延出した輪郭を有する障害体を備
えている。

従つて、本発明によれば、電磁界の高次モード
の励起面が障害体内に生起され、安定した位相中
心を有する広周波数帯域の電磁波を放射し、かつ
障害体が設置されたことにより空洞の大きさ、特
に長さが短かく全体として寸法の小さいマルチモ
ードUHFソースが得られるという効果を得るこ
とができるのである。

【図面の簡単な説明】

第１図は先行技術の組合せマルチモード構造の
モーダの説明図、第２図はＥ平面及びＨ平面モー
ダに対する組合せモーダの説明図で、Ｈ平面にお
ける通過周波数帯域を増大するための手段を示す
説明図、第３図は従来のＥ平面モーダの断面図、
第４図は第３図のＥ平面モーダの上面図、第５図
はモーダの給電導波管の出力において現われる電
磁界分布を表わす曲線、第６図はモーダの開口平
面内の電磁界分布、第７図は本発明のＥ平面モー
ダの断面図、第８図は第７図のモーダの上面図、
第９図は本発明のＥ平面モーダの斜視図、第１０
図は本発明による障害体の具体例、第１１図はモ
ーダ内に挿入された障害体の最適角の計算の理解
を助けるための線図である。 ３，３０，８，８０……導波管、９，１０，９
０，１００……給電導波管、１１……壁、１２…
…主導波管、１７……障害体、１８……障害体の
大きい底面、１９……障害体の小さい底面。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ Ｅ平面に平行な１対の第１の側壁とＨ平面に
   平行な１対の第２の側壁とによつて矩形断面の空
   洞を形成する主導波管と、各組が前記Ｈ平面に平
   行に延伸すると共に互いに離隔しており、一端が
   前記主導波管の一方の開口部に連通しており、各
   組が前記Ｅ平面に平行な隔壁に沿つて２つ１組で
   隣接する複数の給電導波管と、前記主導波管の他
   方の開口部に連通しており、当該開口部から外方
   向に発散した開口面を有するホーンと、前記主導
   波管の中心軸線上に中心を有しており、前記第２
   の側壁に向かつて対称に収束していると共に前記
   第１の側壁に平行な断面を有しており、前記主導
   波管の前記一方の開口部から前記他方の開口部に
   向かつて前記空洞内に延出した輪郭を有する突起
   部とを備えているマルチモードUHFソース。 ２ 前記突起部の前記第１の側壁に平行な断面が
   台形であつて、該台形の大きい底面は前記一方の
   開口部内にあり、該台形の小さい底面は該一方の
   開口部に平行であり、当該一方の開口部から前記
   他方の開口部に向かつて所定の長さ離れた平面内
   にある特許請求の範囲第１項に記載のマルチモー
   ドUHFソース。 ３ 前記台形の突起部の側面が前記第２の側壁と
   50度の角度をなす特許請求の範囲第２項に記載の
   マルチモードUHFソース。 ４ 前記突起部がれんが状ブロツクであつて、前
   記第１の側壁に平行な断面が凸状に湾曲した側面
   を有しており、該湾曲は側面が当該一方の開口部
   から前記他方の開口部に向かつて所定の長さ離れ
   ており、該一方の開口部に平行な平面にわたり延
   伸している特許請求の範囲第１項に記載のマルチ
   モードUHFソース。 ５ 前記ホーンが前記Ｅ平面に対して平行に前記
   第２の側壁の一方から他方に延伸している複数の
   金属棒を備えている特許請求の範囲第１項から第
   ４項のいずれか一項に記載のマルチモードUHF
   ソース。