JPH033192B2 - - Google Patents
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- JPH033192B2 JPH033192B2 JP52111459A JP11145977A JPH033192B2 JP H033192 B2 JPH033192 B2 JP H033192B2 JP 52111459 A JP52111459 A JP 52111459A JP 11145977 A JP11145977 A JP 11145977A JP H033192 B2 JPH033192 B2 JP H033192B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- output
- amplitude
- demodulating
- threshold
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
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-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
- G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
- G01S13/06—Systems determining position data of a target
- G01S13/42—Simultaneous measurement of distance and other co-ordinates
- G01S13/44—Monopulse radar, i.e. simultaneous lobing
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S7/00—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
- G01S7/02—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S13/00
- G01S7/28—Details of pulse systems
- G01S7/285—Receivers
- G01S7/34—Gain of receiver varied automatically during pulse-recurrence period, e.g. anti-clutter gain control
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Remote Sensing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はパルスレーダシステムにおいて特に１
つまたはそれ以上のエコーが存在する装置に関す
るものである。そのようなレーダーシステムにお
いては、パルスの発射に続いて、基本的にはパル
ス間隔に等しいレンジゲート間隔毎に分割される
受信期間が存在する。この受信期間内に受信器で
受信された信号は１つまたはそれ以上の有効なエ
コーを含んでいるかもしれないが、一方、雑音や
目標の周囲からの妨害エコーも含んでいる。これ
らの妨害エコーはクラツタ（clutter）として知
られている。問題は妨害信号の中から１つまたは
それ以上の有効信号を発見することである。第１
の案は受信した信号をスレツシユホールド値と比
較するものであり、スレツシユホールドは妨害信
号のレベルより高く設定されなくてはならない。
しかし、妨害信号は特に距離によつて相当変化す
るために、第１の案では十分とは言えない。それ
よりもレンジゲートの信号のレベルを、隣接ゲー
トのうち１つにおける信号のレベルまたは２つの
隣接ゲートにおける信号のレベルまたは２つの隣
接ゲートにおける信号のレベルの平均値と比較す
る方が好ましい。こうすればゲートにおいて受信
したエコーのパワーを検出目標の前及び／または
後のクラツタのパワーと比較することができる。
つまたはそれ以上のエコーが存在する装置に関す
るものである。そのようなレーダーシステムにお
いては、パルスの発射に続いて、基本的にはパル
ス間隔に等しいレンジゲート間隔毎に分割される
受信期間が存在する。この受信期間内に受信器で
受信された信号は１つまたはそれ以上の有効なエ
コーを含んでいるかもしれないが、一方、雑音や
目標の周囲からの妨害エコーも含んでいる。これ
らの妨害エコーはクラツタ（clutter）として知
られている。問題は妨害信号の中から１つまたは
それ以上の有効信号を発見することである。第１
の案は受信した信号をスレツシユホールド値と比
較するものであり、スレツシユホールドは妨害信
号のレベルより高く設定されなくてはならない。
しかし、妨害信号は特に距離によつて相当変化す
るために、第１の案では十分とは言えない。それ
よりもレンジゲートの信号のレベルを、隣接ゲー
トのうち１つにおける信号のレベルまたは２つの
隣接ゲートにおける信号のレベルまたは２つの隣
接ゲートにおける信号のレベルの平均値と比較す
る方が好ましい。こうすればゲートにおいて受信
したエコーのパワーを検出目標の前及び／または
後のクラツタのパワーと比較することができる。
前記の方法によればパワーに対して距離に反比
例した減衰を行なうことによる制限から逃げるこ
とができる。しかし振幅の比較はビデオ信号の段
階でしか行なうことができない。ビデオ信号を出
力する受信器のダイナミツクな瞬時振幅の変化範
囲は受信器に加えられる信号のそれよりも小さ
い。受信器には自動利得調整回路（AGC）が必
要である。
例した減衰を行なうことによる制限から逃げるこ
とができる。しかし振幅の比較はビデオ信号の段
階でしか行なうことができない。ビデオ信号を出
力する受信器のダイナミツクな瞬時振幅の変化範
囲は受信器に加えられる信号のそれよりも小さ
い。受信器には自動利得調整回路（AGC）が必
要である。
クラツタの周波数の範囲は一般に100（Hz）以下
であるので、AGC回路は原則として同程度の狭
帯域のものにすれば良い。従つて、AGC回路の
動作はかなり高いくり返し周波数で行なわれる。
しかし、このことにより現在のレーダシステムに
おいては多くの困難を生じさせる。例えば単一ゲ
ートアジヤイル周波数レーダシステムにおいて受
信器の利得はある送信周波数と他の周波数とでは
異なる。従つて、送信周波数と同じだけの数の
AGC回路を用いるか、あるいは多入力積分器を
持つ１個のAGC回路を用いるかしなければなら
ない。複数ゲートレーダにおいては１個の狭帯域
AGC回路だけですませることができる。周波数
帯域はゲート間隔と関係を持たせる必要がある。
AGC回路は瞬時値動作（IAGC）回路となるが、
これは複雑で高価な回路である。さらに、レーダ
システムが単パルス型の場合は角度測定回路には
IAGCをかけることができないので、有効なエコ
ーを検出するための受信器及びIAGC回路を含む
１個の完全な補助受信チヤネルをシステムに加え
る必要がある。
であるので、AGC回路は原則として同程度の狭
帯域のものにすれば良い。従つて、AGC回路の
動作はかなり高いくり返し周波数で行なわれる。
しかし、このことにより現在のレーダシステムに
おいては多くの困難を生じさせる。例えば単一ゲ
ートアジヤイル周波数レーダシステムにおいて受
信器の利得はある送信周波数と他の周波数とでは
異なる。従つて、送信周波数と同じだけの数の
AGC回路を用いるか、あるいは多入力積分器を
持つ１個のAGC回路を用いるかしなければなら
ない。複数ゲートレーダにおいては１個の狭帯域
AGC回路だけですませることができる。周波数
帯域はゲート間隔と関係を持たせる必要がある。
AGC回路は瞬時値動作（IAGC）回路となるが、
これは複雑で高価な回路である。さらに、レーダ
システムが単パルス型の場合は角度測定回路には
IAGCをかけることができないので、有効なエコ
ーを検出するための受信器及びIAGC回路を含む
１個の完全な補助受信チヤネルをシステムに加え
る必要がある。
上記の方法は複雑、高価であり、航空機やミサ
イルで使用されているレーダには適用できない。
イルで使用されているレーダには適用できない。
本発明による存在検出装置は以上の欠点を持た
ない。
ない。
本発明の第１の目的はAGC回路の使用を避け
ることである。
ることである。
本発明による装置は、少なくとも１個の隣接レ
ンジゲートにおいて受信された信号Ｂ→との関係か
らあるレンジゲートにおいて受信されたエコー信
号Ａ→の存在を検出するものであり、前記信号Ａ→及
びＢ→を入力して出力信号Ｓ→1＝Ａ→＋K1B及びＳ→2
＝
K2（Ａ→−K1Ｂ→）、（ただしK1及びK2は振幅と位相
とを含む複素係数でその実数部または虚数部がそ
れぞれ０となることも有り得る。）を生じる演算
回路と、前記信号S1、S2のうち一方を他方によつ
て復調する手段と、前記復調手段の出力に接続さ
れその出力信号をあらかじめ設定されたスレツシ
ユホールドと比較し前記レンジゲートにおけるエ
コー信号の存否を表示する論理信号を出力するた
めのサンプル及びフイルタ及び比較の手段とを含
んでいる。
ンジゲートにおいて受信された信号Ｂ→との関係か
らあるレンジゲートにおいて受信されたエコー信
号Ａ→の存在を検出するものであり、前記信号Ａ→及
びＢ→を入力して出力信号Ｓ→1＝Ａ→＋K1B及びＳ→2
＝
K2（Ａ→−K1Ｂ→）、（ただしK1及びK2は振幅と位相
とを含む複素係数でその実数部または虚数部がそ
れぞれ０となることも有り得る。）を生じる演算
回路と、前記信号S1、S2のうち一方を他方によつ
て復調する手段と、前記復調手段の出力に接続さ
れその出力信号をあらかじめ設定されたスレツシ
ユホールドと比較し前記レンジゲートにおけるエ
コー信号の存否を表示する論理信号を出力するた
めのサンプル及びフイルタ及び比較の手段とを含
んでいる。
信号がスレツシユホールド値をこえた場合、信
号Ａ→を含むレンジゲートにおいて有効なエコーが
存在することが表示される。
号Ａ→を含むレンジゲートにおいて有効なエコーが
存在することが表示される。
信号Ｂ→は、レンジゲートの間隔と等しい遅延を
持つ前のレンジゲートからの信号を出力する遅延
回路を用いて得られる。
持つ前のレンジゲートからの信号を出力する遅延
回路を用いて得られる。
信号Ｂ→は該当レンジゲートの前後のレンジゲー
トの２つまたはそれ以上からの信号の平均値を用
いて得ることもできる。
トの２つまたはそれ以上からの信号の平均値を用
いて得ることもできる。
本発明の装置によるエコー検出にはビデオ信号
を用いる必要がない。マイクロ波信号か中間周波
信号か便利なものを使うことができる。従つて信
号Ａ→及びＢ→の相対的な位相はあまり重要ではな
い。
を用いる必要がない。マイクロ波信号か中間周波
信号か便利なものを使うことができる。従つて信
号Ａ→及びＢ→の相対的な位相はあまり重要ではな
い。
本発明の第２の利点は、単パルス型のレーダシ
ステムにおいて角度差の測定回路をエコー検出に
用いることができる点である。その場合、システ
ムに追加される回路数はごく少数で済み、価格及
び大きさの両方を削減することができる。この利
点は航空機用システムの場合、等に重要である。
ステムにおいて角度差の測定回路をエコー検出に
用いることができる点である。その場合、システ
ムに追加される回路数はごく少数で済み、価格及
び大きさの両方を削減することができる。この利
点は航空機用システムの場合、等に重要である。
本発明の実施例について、以下図を用いて説明
する。
する。
第１図はパルスレーダにおいて受信信号を時間
関数として簡単化して示した図である。各周期毎
にパルスＰが発射される。各パルスＰの発射に続
く受信期間は、パルスＰの幅と基本的に等しい間
隔τを持つレンジゲートによつてレンジ間隔に分
割される。受信信号は例えばｎ番目のゲートに目
標からのエコーＡを含んでいるかもしれない。そ
れ以外の全てのゲートの信号はクラツタである。
クラツタの振幅はレンジに従つて減少し、信号Ａ
の振幅はｎ−１番目及びｎ＋１番目のゲートのク
ラツタの振幅よりも大きい。この振幅差によつて
エコー検出回路はエコーの存在を表示する。もち
ろん目標の存在は１回の反復サイクルだけではな
く多数の反復サイクルによつて表示されるのであ
り、連続した反復サイクルにおける各検出信号は
積分される。最終的に積分された信号をあらかじ
め設定された基準スレツシユホールドと比較して
実際にあるレンジゲートに検出目標が存在するか
（スレツシユホールドをこえる場合）存在しない
か（逆の場合）を表示する。
関数として簡単化して示した図である。各周期毎
にパルスＰが発射される。各パルスＰの発射に続
く受信期間は、パルスＰの幅と基本的に等しい間
隔τを持つレンジゲートによつてレンジ間隔に分
割される。受信信号は例えばｎ番目のゲートに目
標からのエコーＡを含んでいるかもしれない。そ
れ以外の全てのゲートの信号はクラツタである。
クラツタの振幅はレンジに従つて減少し、信号Ａ
の振幅はｎ−１番目及びｎ＋１番目のゲートのク
ラツタの振幅よりも大きい。この振幅差によつて
エコー検出回路はエコーの存在を表示する。もち
ろん目標の存在は１回の反復サイクルだけではな
く多数の反復サイクルによつて表示されるのであ
り、連続した反復サイクルにおける各検出信号は
積分される。最終的に積分された信号をあらかじ
め設定された基準スレツシユホールドと比較して
実際にあるレンジゲートに検出目標が存在するか
（スレツシユホールドをこえる場合）存在しない
か（逆の場合）を表示する。
エコー検出装置の回路は第２図に非常に一般的
な形として示されている。本発明に関係しない送
信器とアンテナと送受信信号分離との部分は除い
てあり、システムに受信された信号が入力端子１
に加えられるように図示してある。各反復サイク
ル毎にレンジゲートの信号は一つずつ進んで行
く。あるゲートからの信号Ａ→は比較回路２におい
て隣接ゲートからの信号Ｂと比較される。この信
号Ｂ→は手前のゲートからの信号か、次のゲートか
らの信号か、あるいは両方の隣接ゲートからの信
号を平均したものかのいずれかである。例えば第
２図は、ゲート間隔τだけ遅延された後のゲート
からの信号Ｂ→と次のゲートからの信号Ａ→との比較
を行なう装置を示したものである。信号Ａ→の方が
信号Ｂ→よりも振幅が大きい場合、目標は該当する
ゲートで検出され比較器２の出力５に論理信号が
出力される。信号Ｂ→の遅延は遅延回路６によつて
行なわれ、遅延回路６は可変利得回路７に接続さ
れて２チヤネル間、すなわち比較器２の入力端子
３に信号Ａ→を加える直接チヤネルと入力端子４に
信号Ｂ→を加える遅延チヤネルとの間の平衡を保
つ。
な形として示されている。本発明に関係しない送
信器とアンテナと送受信信号分離との部分は除い
てあり、システムに受信された信号が入力端子１
に加えられるように図示してある。各反復サイク
ル毎にレンジゲートの信号は一つずつ進んで行
く。あるゲートからの信号Ａ→は比較回路２におい
て隣接ゲートからの信号Ｂと比較される。この信
号Ｂ→は手前のゲートからの信号か、次のゲートか
らの信号か、あるいは両方の隣接ゲートからの信
号を平均したものかのいずれかである。例えば第
２図は、ゲート間隔τだけ遅延された後のゲート
からの信号Ｂ→と次のゲートからの信号Ａ→との比較
を行なう装置を示したものである。信号Ａ→の方が
信号Ｂ→よりも振幅が大きい場合、目標は該当する
ゲートで検出され比較器２の出力５に論理信号が
出力される。信号Ｂ→の遅延は遅延回路６によつて
行なわれ、遅延回路６は可変利得回路７に接続さ
れて２チヤネル間、すなわち比較器２の入力端子
３に信号Ａ→を加える直接チヤネルと入力端子４に
信号Ｂ→を加える遅延チヤネルとの間の平衡を保
つ。
第３図は本発明の主題である比較器２の構成例
を詳細に示したものである。信号Ａ→及びＢ→はすで
にビデオ信号ではなく、任意の瞬間における振幅
と位相とで表わされる搬送波上の信号であるの
で、普通のベクトルの形で示してある。要するに
２つの信号Ａ→及びＢ→は周波数は等しいが位相差を
持つ。この位相差はＡ→及びＢ→の振幅の比較には全
く影響せず本発明の重要な特徴であることは後述
する。
を詳細に示したものである。信号Ａ→及びＢ→はすで
にビデオ信号ではなく、任意の瞬間における振幅
と位相とで表わされる搬送波上の信号であるの
で、普通のベクトルの形で示してある。要するに
２つの信号Ａ→及びＢ→は周波数は等しいが位相差を
持つ。この位相差はＡ→及びＢ→の振幅の比較には全
く影響せず本発明の重要な特徴であることは後述
する。
演算回路１０は信号Ａを入力端子３から、信号
Ｂを入力端子４から入力する。演算回路１０は一
方の入力信号のベクトルを90゜回転し他方と加算
または減算して、ベクトルＡ→及びＢ→の一次結合を
行ない２つの信号、例えばＳ→1＝Ａ＋jB→、Ｓ→2＝Ａ
−jB→を出力する。これら２つの信号の振幅は振
幅制限増幅器１１及び１２で振幅制限される。信
号Ｓ→2は移相回路１３によつて位相90゜回転させら
れてから復調器１４に加えられる。他方の信号Ｓ→
１も同様に復調器に加えられる。復調器１４は信
号Ｓ→1の振幅及び位相を、jB→2を用いてＳ→1とjS→2
の
スカラ積に比例した信号を得ることによつて復調
する。
Ｂを入力端子４から入力する。演算回路１０は一
方の入力信号のベクトルを90゜回転し他方と加算
または減算して、ベクトルＡ→及びＢ→の一次結合を
行ない２つの信号、例えばＳ→1＝Ａ＋jB→、Ｓ→2＝Ａ
−jB→を出力する。これら２つの信号の振幅は振
幅制限増幅器１１及び１２で振幅制限される。信
号Ｓ→2は移相回路１３によつて位相90゜回転させら
れてから復調器１４に加えられる。他方の信号Ｓ→
１も同様に復調器に加えられる。復調器１４は信
号Ｓ→1の振幅及び位相を、jB→2を用いてＳ→1とjS→2
の
スカラ積に比例した信号を得ることによつて復調
する。
信号Ａ→の方がＢ→より振幅が大きい場合復調器か
らの信号は正であるが逆の場合は負であり、この
結果はＡ→とＢ→との間の位相差αには全く無関係で
あることは容易に示される。
らの信号は正であるが逆の場合は負であり、この
結果はＡ→とＢ→との間の位相差αには全く無関係で
あることは容易に示される。
回路１５は検出とフイルタと入力端子１６に加
えられる基準スレツシユホールドに対する比較と
を行なうが、復調器からの出力信号を入力し、前
述したように複数回の反復サイクルを考慮するた
めに信号を積分する。回路１５の構成の詳細を述
べないのは、循環信号を積分する方法として知ら
れているからである。最後に異なつたウインドウ
に対応する信号の積分は、ウインドウと同数の並
列のフイルターか、仏国特許2278204の優先権を
もつ米国特許3979752に述べられている多入力積
分器型の１個の多入力フイルタかを用いれば良
い。
えられる基準スレツシユホールドに対する比較と
を行なうが、復調器からの出力信号を入力し、前
述したように複数回の反復サイクルを考慮するた
めに信号を積分する。回路１５の構成の詳細を述
べないのは、循環信号を積分する方法として知ら
れているからである。最後に異なつたウインドウ
に対応する信号の積分は、ウインドウと同数の並
列のフイルターか、仏国特許2278204の優先権を
もつ米国特許3979752に述べられている多入力積
分器型の１個の多入力フイルタかを用いれば良
い。
演算回路１０も従来の技術と同様のものであ
り、特に単パルス型の受信器には必ず存在する。
ベクトルＡ→及びＢ→を演算する方法は第３図に示し
たものに限られるのではない。一般に信号Ｓ→1及
びＳ→2はＳ→1＝Ａ→＋K1B→及びＳ→2＝K2×（Ａ→−
K1B→）
の形で得られる。ただしK1、K2の値は±１また
は±ｊであり、ｊはπ／２の位相回転を示す。第４ 図、第５図、第６図は信号Ａ→及びＢ→の３通りの組
み合わせをベクトルで示したものである。信号Ａ→
Ｂ→間の位相差αは復調器出力には影響しない。第
４図は２つの信号Ａ→及びＢ→と２つの信号Ｓ→1＝Ａ
→
＋jB→及びＳ→2＝Ａ→−jB→とを示したものである（K
1
＝ｊ、K2＝１）。Ｓ→1とＳ→2とのスカラ積は、Ｓ→1
及
びＳ→2の各絶対値の積とＳ→1Ｓ→2間の角度の余弦
とで表わされる。cosの正負はＡ→及びＢ→の各々
の絶対値の平方の差の正負と同じである。
り、特に単パルス型の受信器には必ず存在する。
ベクトルＡ→及びＢ→を演算する方法は第３図に示し
たものに限られるのではない。一般に信号Ｓ→1及
びＳ→2はＳ→1＝Ａ→＋K1B→及びＳ→2＝K2×（Ａ→−
K1B→）
の形で得られる。ただしK1、K2の値は±１また
は±ｊであり、ｊはπ／２の位相回転を示す。第４ 図、第５図、第６図は信号Ａ→及びＢ→の３通りの組
み合わせをベクトルで示したものである。信号Ａ→
Ｂ→間の位相差αは復調器出力には影響しない。第
４図は２つの信号Ａ→及びＢ→と２つの信号Ｓ→1＝Ａ
→
＋jB→及びＳ→2＝Ａ→−jB→とを示したものである（K
1
＝ｊ、K2＝１）。Ｓ→1とＳ→2とのスカラ積は、Ｓ→1
及
びＳ→2の各絶対値の積とＳ→1Ｓ→2間の角度の余弦
とで表わされる。cosの正負はＡ→及びＢ→の各々
の絶対値の平方の差の正負と同じである。
第５図において、演算回路でつくられた信号は
S1＝Ａ＋jB及びS2＝jA＋Ｂである。復調前に90゜
シフトされたS1をもとに復調後sinを得るため
の値はA2−B2（K1＝＋ｊ、K2＝＋ｊ）と同じ符
号を持つ。
S1＝Ａ＋jB及びS2＝jA＋Ｂである。復調前に90゜
シフトされたS1をもとに復調後sinを得るため
の値はA2−B2（K1＝＋ｊ、K2＝＋ｊ）と同じ符
号を持つ。
第６図において、演算回路の出力はＳ→1＝Ａ→−
jB→及びＳ→2＝Ｂ→−jA→であり復調器はB2−A2（K1
＝
−ｊ、K2＝−ｊ）と同じ符号のcosを得る。
jB→及びＳ→2＝Ｂ→−jA→であり復調器はB2−A2（K1
＝
−ｊ、K2＝−ｊ）と同じ符号のcosを得る。
すなわち、
Ａ→＝ｘ＋jy (1)
Ｂ→＝kej〓Ａ→
（ｋは正の定数または０）とおくと
Ｂ→＝（kx cosα−ky sinα）
ｊ（ky cosα＋kx sinα） (2)
であり、そして
−ｊＢ→＝（ky cosα＋kx sinα）
−ｊ（kx cosα−ky sinα） (3)
となるから
S1＝Ａ→−jB→＝（ｘ＋ky cosα＋kx sinα）
＋ｊ（ｙ−kx cosα＋ky sinα） (4)
となる。一方、
−ｊＡ→＝ｖ−jx (5)
であるから
S2＝Ｂ→−ｊＡ→＝（ｙ＋kx cosα＋ky sinα）
＋ｊ（ky cosα＋kx sinα−Ｘ） (6)
となり、さらに
jS2＝（ｘ＋kx cosα＋ky sosα）
＋ｊ（ｙ＋kx cosα＋ky sinα） (7)
となる。(4)式と(7)式とから
S1jS2＝〔ｘ＋（ky cosα＋kx sinα）〕×〔ｘ−（ky
cosα＋kx sinα）〕 ＋〔ｙ＋（kx cosα−ky sinα）〕×〔ｙ−（kx cos
α−ky sinα）〕 ＝x2−（ky cosα＋kx sinα）2＋y2−（kx cosα−k
y sinα）2 ＝x2−k2y2cos2α−2k2xy sinα cosα＝k2x2sin2α
＋y2−k2x2cos2α ＋2k2xy sinα cosα−k2y2sin2α＝x2＋y2−k2x2（s
in2α＋cos2α） ＝k2y2（sin2α＋cos2α）S1・jS2＝（１−k2）（x2
＋y2）(8) なる。これは復調器１４の出力信号である。
cosα＋kx sinα）〕 ＋〔ｙ＋（kx cosα−ky sinα）〕×〔ｙ−（kx cos
α−ky sinα）〕 ＝x2−（ky cosα＋kx sinα）2＋y2−（kx cosα−k
y sinα）2 ＝x2−k2y2cos2α−2k2xy sinα cosα＝k2x2sin2α
＋y2−k2x2cos2α ＋2k2xy sinα cosα−k2y2sin2α＝x2＋y2−k2x2（s
in2α＋cos2α） ＝k2y2（sin2α＋cos2α）S1・jS2＝（１−k2）（x2
＋y2）(8) なる。これは復調器１４の出力信号である。
もしＡ→の大きさがＢ→より大きい、すなわちｋ＜
１であるときは(8)式の値は正となる。
１であるときは(8)式の値は正となる。
また、Ａ→の大きさがＢ→の大きさと同じ、すなわ
ちｋ＝１であるとき(8)式の値は０となる。
ちｋ＝１であるとき(8)式の値は０となる。
さらにＡ→の大きさがＢ→の大きさより小さい、す
なわちｋ＞１であるとき、(8)式の値は負となる。
なわちｋ＞１であるとき、(8)式の値は負となる。
そして式(8)の値はＡ→とＢ→間の位相差αには依存
しない。
しない。
第９図に各種の場合を図示した。これによれば
もし｜Ａ→｜＝｜Ｂ→｜であればＡ→とＢ→の位相がど
の
ようであれ、S1とjS2（＝Ａ→＋ｊＢ→）は直角とな
り、｜Ａ→｜＞｜Ｂ→｜でS1・jS2＞０であるときは鋭
角となり、｜Ａ｜＜｜Ｂ｜でS1・jS2＜０であると
きは鈍角となることがわかる。
もし｜Ａ→｜＝｜Ｂ→｜であればＡ→とＢ→の位相がど
の
ようであれ、S1とjS2（＝Ａ→＋ｊＢ→）は直角とな
り、｜Ａ→｜＞｜Ｂ→｜でS1・jS2＞０であるときは鋭
角となり、｜Ａ｜＜｜Ｂ｜でS1・jS2＜０であると
きは鈍角となることがわかる。
第５図の場合には復調前に信号S1の位相を90゜
ずらす回路が必要であり、第６図では信号S2を
90゜ずらす回路が必要であるが、第４図の場合に
はエコー検出回路には移送回路が必要ないことに
注意する必要がある。K1及びK2に他の値を採用
した場合にも移送回路が必要か否か、またどの位
置に必要かについては同様にして決定できる。
ずらす回路が必要であり、第６図では信号S2を
90゜ずらす回路が必要であるが、第４図の場合に
はエコー検出回路には移送回路が必要ないことに
注意する必要がある。K1及びK2に他の値を採用
した場合にも移送回路が必要か否か、またどの位
置に必要かについては同様にして決定できる。
第７図は前記の実施例を改良したものであり、
エコーが本物の目標からのものか妨害源からのも
のかを判定することができる。本装置はエコー検
出装置２２の入力チヤネルのうち片方に切り換え
スイツチが挿入されている。被験ゲートからの信
号Ａ→が入力端子２０に加えられ、Ａ→と比較される
信号Ｂ→は入力端子２１に加えられる。エコーの存
在の検出はスイツチ２３が側にある場合に行な
われる。スイツチ２３が側に切り換えられた場
合には比較器２２の入力には信号Ｂ→ではなく発振
器２４からの基準信号が加えられる。エコー検出
と同様な方法で比較され、信号Ａ→の方が基準信号
よりも大きい場合には妨害源であることを意味す
る。
エコーが本物の目標からのものか妨害源からのも
のかを判定することができる。本装置はエコー検
出装置２２の入力チヤネルのうち片方に切り換え
スイツチが挿入されている。被験ゲートからの信
号Ａ→が入力端子２０に加えられ、Ａ→と比較される
信号Ｂ→は入力端子２１に加えられる。エコーの存
在の検出はスイツチ２３が側にある場合に行な
われる。スイツチ２３が側に切り換えられた場
合には比較器２２の入力には信号Ｂ→ではなく発振
器２４からの基準信号が加えられる。エコー検出
と同様な方法で比較され、信号Ａ→の方が基準信号
よりも大きい場合には妨害源であることを意味す
る。
第８図はより全体的なレーダシステムであり、
単パルスのアンテナ（図示していない）を持つた
ものである。このアンテナから和信号Σと仰角差
信号△Ｓと方位角差信号△Ｇとが得られる。
単パルスのアンテナ（図示していない）を持つた
ものである。このアンテナから和信号Σと仰角差
信号△Ｓと方位角差信号△Ｇとが得られる。
通常は角度Ｓ及びＧを測定するのに用いられる
回路には演算回路４０が含まれている。それに続
いて２つの振幅制限器４１，４２があつて復調器
４３に信号を供給し、復調器４３はＳ及びＧの角
度測定に用いられる。位相調整回路５４及び５５
が△Ｇ及び△Ｓの各チヤネルに挿入されている。
本発明の利点は、角度測定用の回路やエコー検出
用の回路を共用できることである。
回路には演算回路４０が含まれている。それに続
いて２つの振幅制限器４１，４２があつて復調器
４３に信号を供給し、復調器４３はＳ及びＧの角
度測定に用いられる。位相調整回路５４及び５５
が△Ｇ及び△Ｓの各チヤネルに挿入されている。
本発明の利点は、角度測定用の回路やエコー検出
用の回路を共用できることである。
従つて、振幅比較回路に時分割法を用いて異な
つた信号を与えるために４接点のスイツチ３６が
必要となる。
つた信号を与えるために４接点のスイツチ３６が
必要となる。
一方、角度測定の際に基準として用いられレン
ジゲートからの信号を含む和信号πは、入力端子
３０から直接に演算回路４０に加えられる。
ジゲートからの信号を含む和信号πは、入力端子
３０から直接に演算回路４０に加えられる。
遅延回路３３とそれに続く増幅回路３４とは、
検出目標の存在を調べるためスイツチ３６の端子
K1に遅延信号Ｂ→を加える。
検出目標の存在を調べるためスイツチ３６の端子
K1に遅延信号Ｂ→を加える。
発振器３５からの基準信号はスイツチ３６の端
子K2に加えられる。
子K2に加えられる。
入力端子３１及び３２から各々加えられた信号
△Ｓ及び△Ｇは位相調整後スイツチ３６の端子
K3及びK4に各々加えられる。スイツチ３６の共
通端子は演算回路４０の第２の入力に接続され
る。
△Ｓ及び△Ｇは位相調整後スイツチ３６の端子
K3及びK4に各々加えられる。スイツチ３６の共
通端子は演算回路４０の第２の入力に接続され
る。
２個の振幅制限器４１，４２と復調器４３とは
スイツチ３６がK3またはK4の位置にある場合に
は角度測定用の基本信号ＳまたはＧを各々出力す
る。これらの信号は別々に単パルスゲートにおけ
る専門家に知られる回路４４で各々フイルタされ
る。
スイツチ３６がK3またはK4の位置にある場合に
は角度測定用の基本信号ＳまたはＧを各々出力す
る。これらの信号は別々に単パルスゲートにおけ
る専門家に知られる回路４４で各々フイルタされ
る。
移送回路４５は振幅制限器４１及び復調器４６
に接続されており、復調器４６は移相回路４５及
び振幅制限器４２から信号を加えられてスイツチ
３６がK1またはK2に位置している場合に各々目
標検出または妨害検出のための信号を出力する。
第３図に示したような場合、回路４７及び４８は
検出信号の検出、サンプリング、フイルタリング
及び比較を行なう。出力端子５１と５２とは、本
物の目標の存在と妨害源の存在とを各々示す論理
信号を出力する。
に接続されており、復調器４６は移相回路４５及
び振幅制限器４２から信号を加えられてスイツチ
３６がK1またはK2に位置している場合に各々目
標検出または妨害検出のための信号を出力する。
第３図に示したような場合、回路４７及び４８は
検出信号の検出、サンプリング、フイルタリング
及び比較を行なう。出力端子５１と５２とは、本
物の目標の存在と妨害源の存在とを各々示す論理
信号を出力する。
前記のように90゜の位相推移回路４５の位置あ
るいは必要性は演算回路４０によるベクトル結合
方法による。復調器４６からの出力信号がベクト
ルS1及びS2のなす角の余弦に比例する必要があ
り、復調器４３の出力信号は同じ角の正弦に比例
しなくてはならないのである。その解決法は例示
したものに限られるものではない。
るいは必要性は演算回路４０によるベクトル結合
方法による。復調器４６からの出力信号がベクト
ルS1及びS2のなす角の余弦に比例する必要があ
り、復調器４３の出力信号は同じ角の正弦に比例
しなくてはならないのである。その解決法は例示
したものに限られるものではない。
第８図に示したシステムは本発明の基本的な利
点を説明するものである。つまり必要な回路を相
当節約することができ、従つてレーダシステムの
総コスト及び寸法もかなり小さくできる。
点を説明するものである。つまり必要な回路を相
当節約することができ、従つてレーダシステムの
総コスト及び寸法もかなり小さくできる。
本発明は主に航空機レーダに応用できるが、そ
れ以外の全てのパルスレーダにも応用可能であ
る。
れ以外の全てのパルスレーダにも応用可能であ
る。
もちろん本発明は図示した実施例だけに限られ
るものではない。
るものではない。
第１図はパルスレーダにおける受信信号の振幅
を時間を横軸として示す図、第２図は有効なエコ
ーの存在を検出する装置のブロツク図、第３図は
本発明によるエコー検出装置のブロツク図、第４
図、第５図、第６図は隣接したゲートからの信号
Ａ→及びＢ→のベクトル図、第７図はエコーと妨害と
を判別するシステムのブロツク図、第８図は多機
能のシステムの一般的なブロツク図、第９図はＡ
およびＢと角度との関係を示す図である。 １……入力端子、２……比較回路、３，４……
入力端子、５……出力端子、６……遅延回路、７
……可変利得回路、１０……演算回路、１１，１
２……振幅制限回路、１３……移相回路、１４…
…復調器、１５……回路、１６……入力端子、２
０，２１……入力端子、２２……比較器、２３…
…スイツチ、２４……発信器、３０，３１，３２
……入力端子、３３……遅延回路、３４……増幅
回路、３５……発振器、３６……スイツチ、４０
……演算回路、４１，４２……振幅制限器、４
３，４６……復調器、４４……回路、４５……移
相回路、４７，４８……回路、４９，５０，５
１，５２……出力端子。
を時間を横軸として示す図、第２図は有効なエコ
ーの存在を検出する装置のブロツク図、第３図は
本発明によるエコー検出装置のブロツク図、第４
図、第５図、第６図は隣接したゲートからの信号
Ａ→及びＢ→のベクトル図、第７図はエコーと妨害と
を判別するシステムのブロツク図、第８図は多機
能のシステムの一般的なブロツク図、第９図はＡ
およびＢと角度との関係を示す図である。 １……入力端子、２……比較回路、３，４……
入力端子、５……出力端子、６……遅延回路、７
……可変利得回路、１０……演算回路、１１，１
２……振幅制限回路、１３……移相回路、１４…
…復調器、１５……回路、１６……入力端子、２
０，２１……入力端子、２２……比較器、２３…
…スイツチ、２４……発信器、３０，３１，３２
……入力端子、３３……遅延回路、３４……増幅
回路、３５……発振器、３６……スイツチ、４０
……演算回路、４１，４２……振幅制限器、４
３，４６……復調器、４４……回路、４５……移
相回路、４７，４８……回路、４９，５０，５
１，５２……出力端子。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ レーダエコー検出装置であつて、レーダシス
テムにおいて、あるレンジゲートで受信されたエ
コー信号Ａ→の存在を少なくとも１個の隣接レンジ
ゲートで受信された信号Ｂとの関係から検出を行
ない、前記信号Ａ→及びＢ→を入力としＳ→1＝Ａ→＋K
1
Ｂ→及びＳ→2＝K2（Ａ→−K1Ｂ→）を出力とする（た
だ
しK1、K2は振幅及び位相に関する複素係数）演
算回路と、前記信号Ｓ→1及びS2のうち一方を他方
によつて復調する復調手段と、前記復調手段の出
力信号をサンプリングフイルタリングし、あらか
じめ設定されたスレツシユホールドと比較して、
前記レンジゲート内にエコー信号が存在するか否
かを表示する論理信号を出力するためのサンプリ
ング−フイルタリング−比較手段とを含むことを
特徴とするレーダエコー検出装置。 ２ 前記サンプリング−フイルタリング−比較手
段が第１のスレツシユホールドと比較するための
第１の手段と、前記第１の手段に接続され第２の
スレツシユホールドとの比較を行なつて、前記レ
ンジゲート内にエコー信号が存在するか否かを表
示する論理信号を出力するための第２の手段とを
含むことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載
のレーダエコー検出装置。 ３ 前記復調手段が前記演算の出力に接続された
90゜の移送手段と、前記演算回路の別の出力と前
記移相手段の出力とに接続された前記信号Ｓ→1及
びＳ→2の一方を他方を用いてクオードラチヤー方
式で復調する復調器とを含むことを特徴とする特
許請求の範囲第１項記載のレーダエコー検出装
置。 ４ 前記復調手段が前記演算回路出力に接続され
た90゜の移送手段と、前記演算回路の別の出力と
前記移相手段の出力とに接続され前記信号Ｓ→1及
びＳ→2の一方を他方を用いてクオードラチヤー方
式で復調する復調器とを含み、前記サンプリング
−フイルタリング−比較手段が前記復調手段の出
力信号をサンプリングフイルタリングし第１のス
レツシユホールドと比較するための第１の手段
と、前記第１の手段に接続され第２のスレツシユ
ホールドとの比較を行なつて前記レンジゲート内
にエコー信号が存在するか否かを表示する論理信
号を出力するための第２の手段とを含むことを特
徴とする特許請求の範囲第１項記載のレーダエコ
ー検出装置。 ５ 前記演算回路がその両出力に各々接続された
２個の振幅制限増幅器を含み、前記復調手段が前
記振幅制限増幅器の出力に接続されていることを
特徴とする特許請求の範囲第１項記載のレーダエ
コー検出装置。 ６ 前記演算回路がその両出力に各々接続された
２個の振幅制限増幅器を含み、前記復調手段が前
記振幅制限増幅器の出力に接続された90゜の移相
手段と、前記演算回路の別の出力と前記移相手段
の出力とに接続され前記信号Ｓ→1及びＳ→2の一方を
他方に用いてクオードラチヤー方式で復調する復
調器とを含むことを特徴とする特許請求の範囲第
１項記載のレーダエコー検出装置。 ７ 前記演算回路がその両出力に各々接続された
２個の振幅制限増幅器を含み、前記復調手段が前
記振幅制限増幅器の出力に接続され前記信号Ｓ→1
及びＳ→2の一方を他方によつて復調するための復
調器を含み、前記サンプリング−フイルタリング
−比較手段が前記復調手段の出力信号をサンプリ
ングフイルタリングし第１のスレツシユホールド
と比較するための第１の手段と、前記第１の手段
に接続され第２のスレツシユホールドとの比較を
行なつて前記レンジゲート内にエコー信号が存在
するか否かを表示する論理信号を出力するための
第２の手段とを含むことを特徴とする特許請求の
範囲第１項記載のレーダエコー検出装置。 ８ 前記演算回路がその両出力に各々接続された
２個の振幅制限増幅器を含み、前記復調手段が前
記振幅制限増幅器のうち一方の出力に接続された
90゜の移相手段と、前記振幅制限増幅器のうち他
方の出力と前記移相手段とに接続され前記信号Ｓ→
１及びＳ→2の一方を他方を用いてクオードラチヤー
方式で復調する復調器を含み、前記サンプリング
−フイルタリング−比較手段が前記復調手段の出
力信号をサンプリングフイルタリングし第１のス
レツシユホールドと比較するための第１の手段
と、前記第１の手段に接続され第２のスレツシユ
ホールドとの比較を行なつて前記レンジゲート内
にエコー信号を存在するか否かを表示する論理信
号が出力するための第２の手段とを含むことを特
徴とする特許請求の範囲第１項記載のレーダエコ
ー検出装置。
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR7628022A FR2365131A1 (fr) | 1976-09-17 | 1976-09-17 | Dispositif de detection de presence d'echos radar, et systeme radar a impulsions comportant un tel dispositif |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5338289A JPS5338289A (en) | 1978-04-08 |
| JPH033192B2 true JPH033192B2 (ja) | 1991-01-17 |
Family
ID=9177798
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11145977A Granted JPS5338289A (en) | 1976-09-17 | 1977-09-16 | Radar echo detector |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4139850A (ja) |
| JP (1) | JPS5338289A (ja) |
| DE (1) | DE2741847C3 (ja) |
| FR (1) | FR2365131A1 (ja) |
| GB (1) | GB1588923A (ja) |
| IT (1) | IT1090326B (ja) |
| SE (1) | SE439382B (ja) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE2823419A1 (de) * | 1978-05-29 | 1979-12-06 | Siemens Ag | Schaltungsanordnung zur unterdrueckung von stoersignalen in puls-doppler-radarempfaengern |
| FR2599858B1 (fr) * | 1979-05-02 | 1988-10-14 | Thomson Csf | Recepteur hyperfrequence effectuant des mesures d'ecartometrie, plus particulierement associe a un radar secondaire aeroporte, et radar secondaire le comportant |
| US5402130A (en) * | 1981-05-28 | 1995-03-28 | Martin Marietta Corporation | Monopulse processor |
| US4926184A (en) * | 1985-10-29 | 1990-05-15 | Selenia Industrie Elettroniche Associate S.P.A. | Angle measurement device for amplitude monopulse receivers |
| US4789861A (en) * | 1987-02-09 | 1988-12-06 | Hughes Aircraft Company | Method and apparatus for detecting an out of beam condition in a monopulse radar receiver |
| US4911788A (en) * | 1988-06-23 | 1990-03-27 | The Celotex Corporation | Method of wet-forming mineral fiberboard with formation of fiber nodules |
| RU2204148C2 (ru) * | 2000-10-11 | 2003-05-10 | Военный университет ВПВО ВС РФ | Способ измерения параметров радиолокационных сигналов на фоне шумовых гауссовских помех |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR1330770A (fr) * | 1962-05-03 | 1963-06-28 | Csf | Discriminateur de durée de trains d'oscillations |
| FR1354852A (fr) * | 1962-12-07 | 1964-03-13 | Thomson Houston Comp Francaise | Perfectionnements aux récepteurs de radiodétection |
| FR1558535A (ja) * | 1968-01-09 | 1969-02-28 | ||
| JPS482510U (ja) * | 1971-05-24 | 1973-01-12 | ||
| FR2241792B1 (ja) * | 1973-08-24 | 1976-05-07 | Thomson Csf | |
| FR2315703A1 (fr) * | 1975-06-24 | 1977-01-21 | Thomson Csf | Systeme radar a vision laterale |
-
1976
- 1976-09-17 FR FR7628022A patent/FR2365131A1/fr active Granted
-
1977
- 1977-09-13 US US05/832,951 patent/US4139850A/en not_active Expired - Lifetime
- 1977-09-14 SE SE7710311A patent/SE439382B/xx not_active IP Right Cessation
- 1977-09-14 GB GB38431/77A patent/GB1588923A/en not_active Expired
- 1977-09-15 IT IT51025/77A patent/IT1090326B/it active
- 1977-09-16 JP JP11145977A patent/JPS5338289A/ja active Granted
- 1977-09-16 DE DE2741847A patent/DE2741847C3/de not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| SE7710311L (sv) | 1978-03-18 |
| JPS5338289A (en) | 1978-04-08 |
| DE2741847B2 (de) | 1981-07-16 |
| FR2365131A1 (fr) | 1978-04-14 |
| GB1588923A (en) | 1981-04-29 |
| IT1090326B (it) | 1985-06-26 |
| DE2741847C3 (de) | 1982-04-08 |
| US4139850A (en) | 1979-02-13 |
| DE2741847A1 (de) | 1978-03-23 |
| SE439382B (sv) | 1985-06-10 |
| FR2365131B1 (ja) | 1979-01-12 |
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