JPH03244201A - マイクロ波移相器 - Google Patents
マイクロ波移相器Info
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- JPH03244201A JPH03244201A JP4175190A JP4175190A JPH03244201A JP H03244201 A JPH03244201 A JP H03244201A JP 4175190 A JP4175190 A JP 4175190A JP 4175190 A JP4175190 A JP 4175190A JP H03244201 A JPH03244201 A JP H03244201A
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- JP
- Japan
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- phase shifter
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- 230000037431 insertion Effects 0.000 claims abstract description 26
- 238000003780 insertion Methods 0.000 claims abstract description 26
- 230000005669 field effect Effects 0.000 claims abstract description 4
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 claims description 12
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- JBRZTFJDHDCESZ-UHFFFAOYSA-N AsGa Chemical compound [As]#[Ga] JBRZTFJDHDCESZ-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 2
- 229910001218 Gallium arsenide Inorganic materials 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 1
- 230000002542 deteriorative effect Effects 0.000 description 1
- 101150079361 fet5 gene Proteins 0.000 description 1
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Waveguide Switches, Polarizers, And Phase Shifters (AREA)
- Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の目的〕
（産業上の利用分野）
本発明は性能向上を目ざしたマイクロ波移相器に関する
。
。
（従来の技術）
近年レーダシステムにおいて、ガリウム・ひ素（ＧａＡ
ｓ）等の電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を用いたマイ
クロ波移相器がフェーズド・アレイ・アンテナ等に広く
採用されアンテナ装置の小型化が実現されている。マイ
クロ波移相器に要求される性能として、■低移相誤差、
■低挿入損失、■小挿入損変動幅、■低ＶＳＷＲ，■小
型化等があげられ、中でも■の低移相誤差が重要視され
る。
ｓ）等の電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を用いたマイ
クロ波移相器がフェーズド・アレイ・アンテナ等に広く
採用されアンテナ装置の小型化が実現されている。マイ
クロ波移相器に要求される性能として、■低移相誤差、
■低挿入損失、■小挿入損変動幅、■低ＶＳＷＲ，■小
型化等があげられ、中でも■の低移相誤差が重要視され
る。
しかし、アレイ・アンテナのアンテナパターンを劣化さ
せないためには、移相器の挿入損変動幅を小さく抑える
ことが最も重要なことである。スイッチング素子にＦＥ
Ｔを用いたマイクロ波移相器では、そのＦＥＴをオンの
状態あるいはオフの状態に切り換えることにより移相器
回路を基準状態あるいは移相状態に選択的に切り換え所
望の移相量を得るように構成される。
せないためには、移相器の挿入損変動幅を小さく抑える
ことが最も重要なことである。スイッチング素子にＦＥ
Ｔを用いたマイクロ波移相器では、そのＦＥＴをオンの
状態あるいはオフの状態に切り換えることにより移相器
回路を基準状態あるいは移相状態に選択的に切り換え所
望の移相量を得るように構成される。
第３図は従来のローデツドライン形移相器（４５度移相
器）と称するマイクロ波移相器の等価回路である。
器）と称するマイクロ波移相器の等価回路である。
即ち、マイクロ波の入出力端子１，２間には１７４波長
分布定数線路３が接続され、この１７４波長分布定数線
路３の両端にはそれぞれ整合用分布定数線路４１．４２
を介してＦＥＴ５１，５２が接続されている。またＦＥ
Ｔ５１，５２のゲート端子５１Ｇ、 ５２Ｇはそれぞれ
ゲート抵抗６１．６２を介してコントロール信号Ｑが供
給される制御入力端子７が共通される。
分布定数線路３が接続され、この１７４波長分布定数線
路３の両端にはそれぞれ整合用分布定数線路４１．４２
を介してＦＥＴ５１，５２が接続されている。またＦＥ
Ｔ５１，５２のゲート端子５１Ｇ、 ５２Ｇはそれぞれ
ゲート抵抗６１．６２を介してコントロール信号Ｑが供
給される制御入力端子７が共通される。
従って、この従来のマイクロ波移相器では、コントロー
ル信号ＱによりＦ、Ｅ Ｔ５１．５２がオンの状態とオ
フの状態に切り換えられることによって、移相器の通過
位相が切り換わり、これにより必要な通過位相差即ち移
相量が得られる。ところで、ＦＥＴ５１，５２のオン及
びオフ状態でのインピーダンスは等価的にそれぞれ第４
図（ａ）及び（ｂ）に示すように主にＦＥＴ５１，５２
のチャネルで決定されるソース端子（Ｓ）にドレイン端
子（Ｄ）間のオン抵抗Ｒｏｎ及びＦＥＴ５１，５２の空
乏層で決定される同じくオフ容量（Ｃｏｆｆ）で表され
る。従って例えば、ゲート幅ｖｇ＝３００ｔＩＪｎ、１
０ＧＨｚでのＦＥＴ５１，５２のソース（Ｓ）・ドレイ
ン（Ｄ）間インピーダンスは第５図に示すように、オフ
の状態でのインピーダンス（Ｚｏｆｆ）の反射係数の大
きさはほぼ１であるが、オンの状態でのインピーダンス
（Ｚｏｎ）の反射係数の大きさはオン抵抗Ｒｏｎの影響
により１よりも小さくなる。即ち、このＦＥＴ５１，５
２のオンの状態およびオフの状態での反射係数の大きさ
の差は移相器での挿入損変動幅に影響する。
ル信号ＱによりＦ、Ｅ Ｔ５１．５２がオンの状態とオ
フの状態に切り換えられることによって、移相器の通過
位相が切り換わり、これにより必要な通過位相差即ち移
相量が得られる。ところで、ＦＥＴ５１，５２のオン及
びオフ状態でのインピーダンスは等価的にそれぞれ第４
図（ａ）及び（ｂ）に示すように主にＦＥＴ５１，５２
のチャネルで決定されるソース端子（Ｓ）にドレイン端
子（Ｄ）間のオン抵抗Ｒｏｎ及びＦＥＴ５１，５２の空
乏層で決定される同じくオフ容量（Ｃｏｆｆ）で表され
る。従って例えば、ゲート幅ｖｇ＝３００ｔＩＪｎ、１
０ＧＨｚでのＦＥＴ５１，５２のソース（Ｓ）・ドレイ
ン（Ｄ）間インピーダンスは第５図に示すように、オフ
の状態でのインピーダンス（Ｚｏｆｆ）の反射係数の大
きさはほぼ１であるが、オンの状態でのインピーダンス
（Ｚｏｎ）の反射係数の大きさはオン抵抗Ｒｏｎの影響
により１よりも小さくなる。即ち、このＦＥＴ５１，５
２のオンの状態およびオフの状態での反射係数の大きさ
の差は移相器での挿入損変動幅に影響する。
一般に移相器の挿入損は回路のＱの値に依存する。第６
図は第３図に示したローデツドライン形移相器で、基準
状態での回路Ｑの値をＱｒｅｆ、移相状態でのＱの値を
Ｑｄ１ｆとしたときに、両者の比Ｑｃ（ミＱｄ１ｆ ／
Ｑｒｅｆ）に対する挿入損変動幅をｌ０Ｇ）Ｉｚにお
いて計算したもので、Ｑｃ＝１、即ちＱｄ１ｆ ＝ Ｑ
ｒｅｆのとき（符号Ａ）に挿入損変動幅が最小であるこ
とを示している。回路のＱの値は他の回路素子の損失を
無視すればＦＥＴ５１，５２のソース（Ｓ）、トレイン
（Ｄ）間インピーダンスの反射係数の大きさに比例する
が、移相器では上述のようにＦＥＴ５１゜５２がオンの
状態でのインピーダンスの反射係数の大きさは抵抗Ｒｏ
ｎのためｌより小さくなることから、Ｑｄ１ｆ ＝ Ｑ
ｒｅｆとはならす、Ｑｒｅｆ＜Ｑｄ１ｆ （またはＱｒ
ｅｆ ＞ Ｑｄ１ｆ ）となる。つまり回路のＱの値は
ＦＥＴ５１．５２がオンの状態のときがオフの状態のと
きより小さくなり、回路の挿入損はオンの状態の方がオ
フの状態より大きくなる。
図は第３図に示したローデツドライン形移相器で、基準
状態での回路Ｑの値をＱｒｅｆ、移相状態でのＱの値を
Ｑｄ１ｆとしたときに、両者の比Ｑｃ（ミＱｄ１ｆ ／
Ｑｒｅｆ）に対する挿入損変動幅をｌ０Ｇ）Ｉｚにお
いて計算したもので、Ｑｃ＝１、即ちＱｄ１ｆ ＝ Ｑ
ｒｅｆのとき（符号Ａ）に挿入損変動幅が最小であるこ
とを示している。回路のＱの値は他の回路素子の損失を
無視すればＦＥＴ５１，５２のソース（Ｓ）、トレイン
（Ｄ）間インピーダンスの反射係数の大きさに比例する
が、移相器では上述のようにＦＥＴ５１゜５２がオンの
状態でのインピーダンスの反射係数の大きさは抵抗Ｒｏ
ｎのためｌより小さくなることから、Ｑｄ１ｆ ＝ Ｑ
ｒｅｆとはならす、Ｑｒｅｆ＜Ｑｄ１ｆ （またはＱｒ
ｅｆ ＞ Ｑｄ１ｆ ）となる。つまり回路のＱの値は
ＦＥＴ５１．５２がオンの状態のときがオフの状態のと
きより小さくなり、回路の挿入損はオンの状態の方がオ
フの状態より大きくなる。
このように従来のマイクロ波移相器ではスイッチング動
作に伴う挿入損変動幅は大きなものとなり、第６図に実
際の値を符号Ｂで示すように単位移相器における挿入損
変動幅は約０．７ｄＢであった。
作に伴う挿入損変動幅は大きなものとなり、第６図に実
際の値を符号Ｂで示すように単位移相器における挿入損
変動幅は約０．７ｄＢであった。
従ってこのような単位移相器で例えば４ｂｉｔ移相器を
構成した場合には全挿入損変動幅は約２．８ｄＢとなり
、さらにフェーズド・アレイ・アンテナを構成した場合
にはアンテナ開口面でのビーム波の合成効率が低下しア
ンテナパターンが大きく劣化するという欠点があった。
構成した場合には全挿入損変動幅は約２．８ｄＢとなり
、さらにフェーズド・アレイ・アンテナを構成した場合
にはアンテナ開口面でのビーム波の合成効率が低下しア
ンテナパターンが大きく劣化するという欠点があった。
（発明が解決しようとする課題）
従来のマイクロ波移相器では、ＦＥＴのオン抵抗の存在
により移相器の基準状態と移相状態とで回路のＱの値が
異なり、このことが移相器の挿入損変動幅を大とし、平
面アンテナの実効アンテナパターンを劣化させていた。
により移相器の基準状態と移相状態とで回路のＱの値が
異なり、このことが移相器の挿入損変動幅を大とし、平
面アンテナの実効アンテナパターンを劣化させていた。
そこで本発明は上記従来の欠点を除去するもので挿入損
変動幅を小さくし、アンテナパターンの劣化を防止した
マイクロ波移相器を提供することを目的とする。
変動幅を小さくし、アンテナパターンの劣化を防止した
マイクロ波移相器を提供することを目的とする。
（課題を解決するための手段）
上記目的を達成するために本発明は、ＦＥＴをスイッチ
ング素子として構成したマイクロ波移相器において、Ｆ
ＥＴのソース端子とトレイン端子との間に、基準状態と
移相状態とでの挿入損が略等しくなるように抵抗を接続
したことを特徴とする。
ング素子として構成したマイクロ波移相器において、Ｆ
ＥＴのソース端子とトレイン端子との間に、基準状態と
移相状態とでの挿入損が略等しくなるように抵抗を接続
したことを特徴とする。
（作用）
本発明のマイクロ波移相器では、ＦＥＴのソース端子と
ドレイン端子との間に接続された抵抗により、ＦＥＴが
オフの状態での回路のＱ値が下がり、オンの状態でのＱ
の値との差が小さくなるので挿入損変動幅は小さなもの
となる。
ドレイン端子との間に接続された抵抗により、ＦＥＴが
オフの状態での回路のＱ値が下がり、オンの状態でのＱ
の値との差が小さくなるので挿入損変動幅は小さなもの
となる。
（実施例）
以下、本発明によるマイクロ波移相器の一実施例を図面
を参照して説明する。なお、第３図ないし第６図に示し
た従来の構成と同一構成には同一符号を付して説明する
。
を参照して説明する。なお、第３図ないし第６図に示し
た従来の構成と同一構成には同一符号を付して説明する
。
第１図は本発明によるマイクロ波移相器の−実流側を示
す回路図で、Ｘ帯、４５度ローデツドライン形移相器を
示している。即ち、入出力端子１゜２間の１／４波長分
布定数線路３には、 その両端にそれぞれ整合用分布定
数線路４１．４２を介してＦＥＴ５１．５２が対応して
接続されている。そして各ＦＥＴ５１，５２はゲート抵
抗６１．６２を介して共通に制御入力端子７に接続され
るとともに、各ＦＥＴ５１゜５２のソース（Ｓ）・ドレ
イン（Ｄ）間には抵抗８１．８２が接続されている。
す回路図で、Ｘ帯、４５度ローデツドライン形移相器を
示している。即ち、入出力端子１゜２間の１／４波長分
布定数線路３には、 その両端にそれぞれ整合用分布定
数線路４１．４２を介してＦＥＴ５１．５２が対応して
接続されている。そして各ＦＥＴ５１，５２はゲート抵
抗６１．６２を介して共通に制御入力端子７に接続され
るとともに、各ＦＥＴ５１゜５２のソース（Ｓ）・ドレ
イン（Ｄ）間には抵抗８１．８２が接続されている。
第２図は第１図で示したＦ Ｅ Ｔ５１．５２がいずれ
もゲート幅３００μｓで周波数１０ＧＨｚにおけるソー
ス（Ｓ）・ドレイン（Ｄ）間のインピーダンスを示した
ものである。第２図においてＺｏｎ ’はＦＥＴ５１゜
５２がオンの状態でのインピーダンス、Ｚｏｆｆ’はオ
フの状態でのインピーダンスをそれぞれ示したもので、
いずれも抵抗８１．８２が接続された状態のものである
が、Ｚｏｆｆは第１図で抵抗８１．８２が接続されてい
ないときのオフの状態でのインピーダンスを示す。ここ
で抵抗８１．８２をＦ Ｅ Ｔ５１．５２のオン抵抗に
比べ充分大きい値例えば１．５にΩに選べば、ＦＥＴ５
１，５２のソース（Ｓ）端子とドレイン（Ｄ）端子との
間のオフ時の値は、殆んど抵抗８１．８２によって決ま
るから、その抵抗値を選択することによってオフの状態
での反射係数の大きさを任意に動かすことができる。
もゲート幅３００μｓで周波数１０ＧＨｚにおけるソー
ス（Ｓ）・ドレイン（Ｄ）間のインピーダンスを示した
ものである。第２図においてＺｏｎ ’はＦＥＴ５１゜
５２がオンの状態でのインピーダンス、Ｚｏｆｆ’はオ
フの状態でのインピーダンスをそれぞれ示したもので、
いずれも抵抗８１．８２が接続された状態のものである
が、Ｚｏｆｆは第１図で抵抗８１．８２が接続されてい
ないときのオフの状態でのインピーダンスを示す。ここ
で抵抗８１．８２をＦ Ｅ Ｔ５１．５２のオン抵抗に
比べ充分大きい値例えば１．５にΩに選べば、ＦＥＴ５
１，５２のソース（Ｓ）端子とドレイン（Ｄ）端子との
間のオフ時の値は、殆んど抵抗８１．８２によって決ま
るから、その抵抗値を選択することによってオフの状態
での反射係数の大きさを任意に動かすことができる。
一方１回路のＱの値は他の回路素子の損失を無視すれば
ＦＥＴ５１，５２のソース（Ｓ）・ドレイン（Ｄ）間イ
ンピーダンスの反射係数の大きさに比例するので・、抵
抗８１．８２の値を適当に選択することにより、Ｆ Ｅ
Ｔ５１．５２がオンの状態のときの回路のＱの値だけ
を小さくしてＱｄ１ｆとＱｒｅｆとを近付けあるいは等
しくすることができる。
ＦＥＴ５１，５２のソース（Ｓ）・ドレイン（Ｄ）間イ
ンピーダンスの反射係数の大きさに比例するので・、抵
抗８１．８２の値を適当に選択することにより、Ｆ Ｅ
Ｔ５１．５２がオンの状態のときの回路のＱの値だけ
を小さくしてＱｄ１ｆとＱｒｅｆとを近付けあるいは等
しくすることができる。
このように本発明によるマイクロ波移相器では、Ｆ Ｅ
Ｔ５１．５２のソース（Ｓ）・ドレイン（Ｄ）間に抵
抗８１．８２を接続することにより、移相器のオンの状
態でのＱの値とオフの状態でのＱの値を略等しくするこ
とができるから、移相器としての挿入損変動幅は小さく
なる。つまり、第１図に示した回路図において、抵抗値
１．５にΩの抵抗８１．８２をＦＥＴ５１．５２のソー
ス（Ｓ）・ドレイン（Ｄ）間に接続した結果、第６図に
示すように、基準状態での回路のＱの値（Ｑｒｅｆ）と
移相状態でのＱの値（Ｑｄｉｔ）との比Ｑｃは符号Ａで
示すように略１となり移相器の挿入損変動幅を大幅に改
善できることを示している。しかも抵抗８１．８２はＦ
Ｅ Ｔ５１．５２がオフの状態の時のＱの値のみを制
御しオンの状態の時のＱの値への影響は無視できるから
、抵抗８１．８２を付加したことによる移相器としての
挿入損の増加はない。
Ｔ５１．５２のソース（Ｓ）・ドレイン（Ｄ）間に抵
抗８１．８２を接続することにより、移相器のオンの状
態でのＱの値とオフの状態でのＱの値を略等しくするこ
とができるから、移相器としての挿入損変動幅は小さく
なる。つまり、第１図に示した回路図において、抵抗値
１．５にΩの抵抗８１．８２をＦＥＴ５１．５２のソー
ス（Ｓ）・ドレイン（Ｄ）間に接続した結果、第６図に
示すように、基準状態での回路のＱの値（Ｑｒｅｆ）と
移相状態でのＱの値（Ｑｄｉｔ）との比Ｑｃは符号Ａで
示すように略１となり移相器の挿入損変動幅を大幅に改
善できることを示している。しかも抵抗８１．８２はＦ
Ｅ Ｔ５１．５２がオフの状態の時のＱの値のみを制
御しオンの状態の時のＱの値への影響は無視できるから
、抵抗８１．８２を付加したことによる移相器としての
挿入損の増加はない。
従って１本発明によるマイクロ波移相器でフェーズド・
アレイ・アンテナを構成した場合、挿入損の変動に問題
があるとすれば単位移相器間の不整合による挿入損変動
幅だけとなり、本発明の移相器で４ ｂｉｔ移相器を構
成した場合、単位移相器のＶＳＷＲを１．２とすると、
挿入損変動幅は０．３ｄＢ程度となるに過ぎない。この
程度の変動幅であればアンテナパターンの劣化は起らず
、良好なアンテナを構成することができる。
アレイ・アンテナを構成した場合、挿入損の変動に問題
があるとすれば単位移相器間の不整合による挿入損変動
幅だけとなり、本発明の移相器で４ ｂｉｔ移相器を構
成した場合、単位移相器のＶＳＷＲを１．２とすると、
挿入損変動幅は０．３ｄＢ程度となるに過ぎない。この
程度の変動幅であればアンテナパターンの劣化は起らず
、良好なアンテナを構成することができる。
なお、上記実施例ではローデツドライン形移相器を例に
説明したが、ソース（Ｓ）端子とドレイン（Ｄ）端子の
間に移相器の基準状態での回路のＱの値が等しくなるよ
うに、あらかじめ値を設定した抵抗が接続されれば良い
ので、ローデツドライン形移相器に限らず、他の構成の
移相器にも適用できるものである。
説明したが、ソース（Ｓ）端子とドレイン（Ｄ）端子の
間に移相器の基準状態での回路のＱの値が等しくなるよ
うに、あらかじめ値を設定した抵抗が接続されれば良い
ので、ローデツドライン形移相器に限らず、他の構成の
移相器にも適用できるものである。
以上述べたように本発明によるマイクロ波移相器はソー
ス端子とドレイン端子との間に移相器の基準状態と移相
状態で移相器の回路のＱの値が等しくなるように抵抗を
接続するという簡単な構成で、挿入損変動幅を小さくし
得たものであり、フェーズ・アレイ・アンテナに適用し
て顕著な効果が得られるものである。
ス端子とドレイン端子との間に移相器の基準状態と移相
状態で移相器の回路のＱの値が等しくなるように抵抗を
接続するという簡単な構成で、挿入損変動幅を小さくし
得たものであり、フェーズ・アレイ・アンテナに適用し
て顕著な効果が得られるものである。
第１図は本発明によるマイクロ波移相器の一実施例を示
す回路図、第２図は第１図に示した回路のＦＥＴのイン
ピーダンス特性を示すスミスチャート図、第３図は従来
のマイクロ波移相器を示す回路図、第４図（ａ）及び第
４図（ｂ）は第３図に示す回路のＦＥＴの等価回路図、
第５図は第３図に示した回路のＦＥＴのインピーダンス
特性を示すスミスチャート図、第６図は第３図に示す回
路の挿入変動幅を示す特性図である。 １・・・入力端子 ２・・・出力端子３・・・
１７４波長分布定数線路 ４１、４２・・・整合用分布定数回路 ５１、５２・・・ＦＥＴ ７・・・制御入力端
子８１、８２・・・抵抗 １：入力４す ２；弘１１４）
す回路図、第２図は第１図に示した回路のＦＥＴのイン
ピーダンス特性を示すスミスチャート図、第３図は従来
のマイクロ波移相器を示す回路図、第４図（ａ）及び第
４図（ｂ）は第３図に示す回路のＦＥＴの等価回路図、
第５図は第３図に示した回路のＦＥＴのインピーダンス
特性を示すスミスチャート図、第６図は第３図に示す回
路の挿入変動幅を示す特性図である。 １・・・入力端子 ２・・・出力端子３・・・
１７４波長分布定数線路 ４１、４２・・・整合用分布定数回路 ５１、５２・・・ＦＥＴ ７・・・制御入力端
子８１、８２・・・抵抗 １：入力４す ２；弘１１４）
Claims (1)
- 電界効果トランジスタをスイッチング素子として構成
したマイクロ波移相器において、前記電界効果トランジ
スタのソース端子とドレイン端子との間に、基準状態と
移相状態とでの挿入損が略等しくなるように抵抗を接続
したことを特徴とするマイクロ波移相器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2041751A JPH0758841B2 (ja) | 1990-02-22 | 1990-02-22 | マイクロ波移相器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2041751A JPH0758841B2 (ja) | 1990-02-22 | 1990-02-22 | マイクロ波移相器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03244201A true JPH03244201A (ja) | 1991-10-31 |
| JPH0758841B2 JPH0758841B2 (ja) | 1995-06-21 |
Family
ID=12617126
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2041751A Expired - Lifetime JPH0758841B2 (ja) | 1990-02-22 | 1990-02-22 | マイクロ波移相器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0758841B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5379007A (en) * | 1993-05-31 | 1995-01-03 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Reflection phase shifter and multiple bit phase shifter |
| US5382926A (en) * | 1992-06-19 | 1995-01-17 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Multiple bit loaded line phase shifter |
| JP2014179727A (ja) * | 2013-03-14 | 2014-09-25 | Japan Radio Co Ltd | 可変インピーダンス回路および減衰器 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6480101A (en) * | 1987-08-10 | 1989-03-27 | Mikuronabu Ltd | Phase shifter |
-
1990
- 1990-02-22 JP JP2041751A patent/JPH0758841B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6480101A (en) * | 1987-08-10 | 1989-03-27 | Mikuronabu Ltd | Phase shifter |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5382926A (en) * | 1992-06-19 | 1995-01-17 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Multiple bit loaded line phase shifter |
| US5379007A (en) * | 1993-05-31 | 1995-01-03 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Reflection phase shifter and multiple bit phase shifter |
| JP2014179727A (ja) * | 2013-03-14 | 2014-09-25 | Japan Radio Co Ltd | 可変インピーダンス回路および減衰器 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0758841B2 (ja) | 1995-06-21 |
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