JPH03159284A - パルス電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明はパルスガスレーザー、Ｘ線源などに利用される
緑返し周波数の高い高、電圧の短幅パルス発生用電源の
高安全性、高信頼性を達成し得る構成に関する。

［従来の技術］ 近年ウラン濃縮システムに用いられようとしている銅蒸
気レーザー用または高気圧炭酸ガスレーザー用の電源、
半導体のリソグラフィーで用いられようとしているエキ
シマレーザ−用の電源、更にはパルスガスレーザーの予
備電離用のＸ線源用の電源においては、高電圧、大電流
、高繰返し周波数の短幅パルスが要求されるが、これは
サイラトロンを使用した従来の容量移行型電源では不可
能な場合が多い。特にスイッチ素子としてサイラトロン
を使用した場合、装置の寿命がサイラトロンによって決
まってしまうという欠点がある。そこで、最近では同体
素子と磁気パルス圧縮回路を組み合わせたパルス電源の
開発が行われている（例えば、理研シンポジウム「レー
ザー科学（第１０回）Ｊ、４２頁、昭和６３年２月、「
磁気パルス圧縮電源を用いた高繰返しＴＥＡ　　Ｇｏ、
レーザーに関する研究」）、このような回路の従来例を
第６図に示す。

充電電源１と充電抵抗２と第１のコンデンサ４とトラン
ス５の１次側とが直列に接続され、充電電源１の充電抵
抗２と接続されていない側、およびトランス５の第１の
コンデンサ４と接続されていない側が基準電位に接続さ
れる。又、充電抵抗２と第１のコンデンサ４の接続点に
第１のスイッチ３の一端が接続され、その他端が前記基
準電位に接続される。

トランス５の２次側は片側が基準電位に接続されるとと
もに、その両端に第２のコンデンサ６が並列に接続され
る。そして、第２のコンデンサ６の基準電位ではない側
に３個の可飽和リアクトル７．９．１１が直列に接続さ
れる。第３の可飽和リアクトル１１と前記基準電位の間
には負荷１３が接続され、隣り合う可飽和リアクトル７
と９．９と１１の接続点と基準電位の間には２個のコン
デンサ８，１０がそれぞれ接続される。又、負荷１３に
並列に第４のコンデンサ１２が接続される。

３個の可飽和リアクトル７．９．１１の２次巻線３５．
３６．３７は直列に接続され、更にこれらに共通の電源
２８と抵抗２７とインダクタ２６が直列に接続され、１
つのリセット回路を構成している。そして、このリセッ
ト回路の電源２８の電圧は一定である。

この例は可飽和リアクトルを３個用いた３段の磁気パル
ス圧縮回路を用いているが、可飽和リアクトルとコンデ
ンサの組の数を増減させることにより磁気パルス圧縮回
路の段数を変えることができる。又１本回路では可飽和
リアクトルの飽和磁束密度を大きくするために前記リセ
ット回路が備え付けられ、可飽和リアクトルをトランス
５を介して印加される電圧による極性とは逆方向に磁化
している。

この回路の動作を以下に説明する。まずスイッチ３を開
いた状態で充電電源１により充電抵抗２とトランス５の
１次巻線を介して第１のコンデンサ４を充電する。次に
スイッチ３を閉じると、第１のコンデンサ４に充電され
た電圧はトランス５により昇圧され、トランス５の漏れ
インダクタンスと第１のコンデンサ４と第２のコンデン
サ６の容量とによって決まる時間で第２のコンデンサ６
に移送される。

ここで可飽和リアクトルの動作を説明する。第７図に可
飽和リアクトルの磁化曲線を示す。最初、第１の可飽和
リアクトル７は電源２８と抵抗２７とインダクタ２６と
２次巻線３５により構成されるリセット回路により点Ａ
の位置に磁化されているとする。コンデンサ６の電圧が
増大すると第１の可飽和リアクトル７の印加電圧の時間
積分値に比例して第１の可飽和リアクトル７中の磁束密
度が増大する。最初、第１の可飽和リアクトル７は。

比較的インダクタンスの小さい点Ａから点Ｂまでの領域
にあるが、更にその磁束密度が増大すると、インダクタ
ンスが非常に大きい点Ｂから点Ｃの間の領域に進む。こ
のため、第１の可飽和リアクトル７に流れる電流が非常
に小さいので、第１のコンデンサ４の電荷はその殆どが
第２のコンデンサ６に移る。更に磁束密度が増大すると
第１の可飽和リアクトル７中の磁束密度は飽和し、第７
図の磁化曲線上で点Ｃの更に右側に移動するので、第１
の可飽和リアクトル７のインダクタンスは非常に小さく
なる。このようにして第１の可飽和リアクトル７が飽和
状態になると、第２のコンデンサ６からの電圧、電流パ
ルスは、第１の可飽和リアクトル７の飽和インダクタン
スと第２のコンデンサ６と第３のコンデンサ８の容量と
によって決まるパルス幅に圧縮されながら第３のコンデ
ンサ８に移送される。第２の可飽和リアクトル９と第３
の可飽和リアクトル１１も第１の可飽和リアクトル７と
全く同様な動作をするので、第１の可飽和リアクトル７
から第３の可飽和リアクトル１１まで順に飽和インダク
タンスの値を小さくすることによって、電圧、電流パル
スは３段の磁気パルス圧縮回路により圧縮され、負荷１
３に移送される。

この種の回路に要求される重要な点は、ジッターを低減
することと、急俊な高電圧パルス波形を得ることと、高
い繰返し周波数で動作することである。（ジッターとは
、前記スイッチ３の開閉時刻と負荷１３に所定電圧がか
かる時刻とが一定関係にならない現象、つまり、スイッ
チ３を閉じてから負荷１３に一定電圧がかかるまでの時
間が一定にならない現象をいう。） ［発明が解決しようとする課題］ しかし上記従来技術はジッターの低減という点で十分な
配慮がなされておらず、充電電源１の微小な変動によっ
て生じるジッターを除去できなかった。すなわち、充電
電源１の電圧が所定の値よりも大きい場合、可飽和リア
クトルは所定の時刻よりも早く飽和し、逆に充電電源１
の電圧が所定の値よりも小さい場合、可飽和リアクトル
は所定の時刻よりも遅く飽和する。したがって、充電電
源１の電圧変動はジッターを引き起こす。又、このジッ
ターを抑制するためにリセット電源の電圧を変化させ、
可飽和リアクトル中の磁束密度を変化させても、すべて
の可飽和リアクトルが１つのリセット回路を共有してい
るために、各可飽和リアクトル中の磁束密度が同時に変
化し、かつ各コンデンサに漏洩電流による電荷或いは残
留電荷が蓄積されてしまうので制御が複雑になる。又、
繰返し周波数を大きくすると、可飽和リアクトルが第７
図の点Ａに再びリセットされる前にスイッチ３が閉じら
れてしまう結果、飽和磁束密度が小さくなる。つまり可
飽和リアクトル７が飽和に至る前のインダクタンスの大
きい領域で動作することになるので、負荷１３に移送さ
れる電圧の最大値（ピーク値）が下がってしまう。更に
、可飽和リアクトルは製造時の個々の製品の性能の差が
大きい。このため、可飽和リアクトルのパルス入力側と
基ｉ？！電位との間に接続される第６図のコンデンサ６
．８．及びコンデンサ１ｏの印加電圧がそれぞれ最大の
とき、対応する可飽和リアクトル７゜９．１１がそれぞ
れ飽和し、第１のコンデンサ４から負荷１３に電圧の最
大値を保ちながらエネルギーを移送するように設計する
ことが難しい。前記コンデンサの容量を変化させること
ができれば電圧の最大値を保ちながらエネルギーの移送
を行えるが、本装置は数十ｋＶ以上の電圧で使用される
ため、このような高電圧で使用できる可変コンデンサは
ない。

本発明は上記の問題点を解決し、ジッターを低減した高
信頼性レーザー電源を提供することを目的としている。

［課題を解決するための手段］ 上記目的を達成するためには本発明は以下の手段を講じ
た。ジッターの低減を行うために、各可飽和リアクトル
のリセット回路を独立にし、かつリセット回路の電源電
圧を可変にした。充電電源の電圧変動を検出する手段を
設け、その検出電圧に応じて第１のスイッチを閉じる時
刻を制御し、および／又はリセット回路の電源電圧を調
整する制御装置を設けた。

ジッターの低減と高い繰返し周波数動作に対応するため
各コンデンサを基準電位と接続するためのスイッチを設
けた。

又１個々の可飽和リアクトルの製造時の性能差により生
ずる電圧の最大値の降下を抑えるためにコンデンサの温
度検出装置と温度制御装置を設け。

温度を変えることによりコンデンサの容量を調整できる
ようにした。

［作　　　用］ 充電電圧測定器により、充電電源の電圧の変動を測定す
る。その変動に応じて制御装置によりリセット回路の電
源電圧を変えること、及び／又はトランスの１次側のス
イッチを閉じる時刻を変えることによって、充電電源の
電圧変動により生ずるジッターを抑制する。このとき各
コンデンサに並列に接続されたスイッチを閉じ、各リセ
ット回路の電源電圧を変化させることによりジッターの
低減は更に速やかに行われる。

又、前記１次側のスイッチを閉じる前に各コンデンサに
許容範囲以上の電圧が残る場合、各コンデンサに並列に
接続された各スイッチを閉じることにより、各コンデン
サの残留電荷を短時間で放出し、各可飽和リアクトルの
リセットを速やかに行う、同時にそれぞれのリセット電
源電圧を独立して設定・制御でき１例えば第７図におけ
る点Ｂのような可飽和リアクトルのインダクタンスの大
きい位置に可飽和リアクトルをリセットすることにより
、第７図の点Ａから点Ｂまでのインダクタンスの小さい
領域での動作を防止し、漏れ電流を抑制する。

又、前記各コンデンサの容量を温度を変えて調整するこ
とにより、前記各可飽和リアクトルの入力部と基準電位
の間に接続される前記各コンデンサに印加される電圧が
所定以上のとき、前記各可飽和リアクトルが飽和するよ
うにして、電圧を下げることなく、電圧、電流パルスを
圧縮し、負荷に送ることができる。

［実　施　例コ 第１図に本発明の一実施例を示す。第１図の主回路部分
は第６図と同一である。したがって、以下に第６図と異
なる点を中心に詳しく説明する。

第２のコンデンサ６に直列に接続された３個の可飽和リ
アクトル７．９．１１には、飽和磁束密度を大きくする
ためにそれぞれ２次巻線３５゜３Ｇ、３７が巻かれてお
り、それぞれ電源２８゜３１．３４と抵抗２７，３０．
３３とインダクタ２６．２９．３２が可飽和リアクトル
の２次巻線３５．３６．３７にそれぞれ直列に接続され
る。

このように、各可飽和リアク１−ルに対し、リセット回
路がそれぞれ個別に接続される。又、前記各リセット回
路の電源の電圧は時間的に変化させることができる。更
に、充電電源１の電圧測定器３９が充電電源１と並列に
接続され、この電圧測定器３９からの信号を判定して第
１のスイッチ３が閉じる時刻と前記各リセット回路の電
源電圧を制御する制御装置３８を有する。ここでは３段
の磁気パルス圧縮回路の例を示したが、可飽和リアクト
ルとコンデンサの数を変えることにより磁気パルス圧縮
回路の段数を変化させることができる。

本発明の動作を以下に示す。前記充電電源１の充電電圧
Ｖｃが、第２図に示すように、ある一定の電圧Ｖｓの上
下に変動しているとする。充電電圧の変動の周期をΔＴ
とする。ΔＴはスイッチ３を閉じた場合の第１のコンデ
ンサ４の放電時間と比較して十分に長く、放電時間程度
では充電電源１の充電電圧は一定とみなせるものとする
。スイッチ３を時刻ｔ工に閉じるとし、この時の充電電
圧をｖｃｌとする。

第１のコンデンサ４の容量をＣい第２のコンデンサ６の
容量をＣい　トランス５の漏れインダクンスをＬとする
。又、簡単のためトランス５の１次側と２次側の巻線の
巻数比を１とする。時刻ｔｌでスイッチ３を閉じると、
第２のコンデンサ６の印加電圧Ｖは可飽和リアクトル７
が飽和するまで、次式で与えられるように時間的に変化
する。

Ｖ＝Ｖｃｍ（１−ｃｏｓω（ｔ−ｔｌ））　　・・・（
１）ただし。

ｔ≧ｔ１ ω＝（（Ｃ工＋６２）／ＬＣ０Ｃ２）”″である。

次に第１の可飽和リアクトル７の飽和磁束密度をＢｓ、
飽和時の磁束をΦＳ１巻線数をＭ、スイッチ３を閉じて
から第２のコンデンサ６の印加電圧が最大値に至るまで
の時間をτとし、充電電圧がＶｓで且つスイッチ３を閉
じてからτだけ時間を経たとき第１の可飽和リアクトル
７は飽和するものとすれば、ΦＳとての関係は次式で表
わされる。

Ｍ　　　　　　ω したがって充電電圧がＶｃｍのとき時刻ｔｉにスイッチ
３を閉じてから可飽和リアクトル７が飽和するまでの時
間τ□は次式で与えられる。

Ｍ　　　　　　　ω 但し、ここで であり、Δτ、＝τ−τ、と記すとΔτ１程度の時間で
は充電電源１の充電電圧の変動は無視できるとした。

以上からΔτ、は、充電電源１の電圧Ｖｃの変動により
生じる、スイッチ３の閉成時刻ｔ１からの可飽和リアク
トル７の飽和到達時刻とコンデンサ６の電圧のピーク到
達時刻のずれになるので、前記充電電圧測定器３９の信
号により制御装置３８を動作させ、Δτ、たけ時刻をず
らしてスイッチ３を閉じれば、充電電源の電圧変動によ
って生ずる時間のジッターを抑制できる。

この充電電源１の電圧変動によって生ずる時間のジッタ
ーは、リセット回路の電源の電圧を変化させ、可飽和リ
アクトル中の磁束密度を変化させることによっても抑制
できる。すなわち、（３）式でΦＳの値を適当に変化さ
せることにより、τ＝τ、とすることができる。例えば
１時刻ｔ□でＶｃユ＜Ｖｓであったとする。前記リセッ
ト回路の電源２８の電圧の絶対値を小さくすることによ
り飽和磁束密度をΦＳからΦｓｘ　（ΦＳ〉Φｓｔ）に
することができる、したがって、スイッチ３を閉じてか
ら飽和リアクトル７中の磁束密度がΦＳ□になる時刻を
τ′とすると（３）式から ここでτ′＝τ、とすれば（２）式と（５）式からとな
る。したがって、前記リセット回路の電源２８の電圧を
（６）式を満足するように変化させることによりジッタ
ーを抑制できる。特に本発明においては各可飽和リアク
トルのリセット回路が独立に構成されているので、第１
の可飽和リアクトル７のリセット回路の電源電圧を変動
させれば簡単にジッターを抑制できる。従来例のように
各可飽和リアクトルが１つのリセット回路を共有してい
る場合は、全ての可飽和リアクトル中の磁束密度が変動
してしまうので制御が複雑になる。

又、リセット回路の電源の電圧の調整のみ、又はスイッ
チ３を閉じる時刻の調整のみでジッターの抑制を行なう
必要は無い。リセット回路の電源の電圧の調整のみでは
不足する時間をスイッチ３の調整で補うなど、スイッチ
３とリセット回路の電源の電圧の制御を組合せてジッタ
ーの抑制を行なうことも可能である。

以上まとめると、充電電源１の電圧変動によって生ずる
ジッターΔτ□を、スイッチ３を閉じる時刻ｔ□を変化
させるか、又はリセット回路の電源の電圧を変化させる
か、又はこの両方を併用することにより、制御すること
が本発明の特徴である。

第３図に本発明の他の一実施例を示す、第３図は概ね第
１図と同一である。以下に゛第１図と異なる点について
詳しく説明する。この実施例では抵抗１５，１８，２１
，２４とインダクタ１４゜１７，２０．２３とスイッチ
１６，１９，２２゜２５の直列接続体が第１のコンデン
サ４を除く他のコンデンサ６．８，１０．１２にそれぞ
れ並列に接続されていることを特徴とする。

本実施例の動作を以下に示す。第６図の従来例において
はスイッチ３を閉じる時点で第１のコンデンサ４を除く
他の各コンデンサに電荷が残っており、その結果、前記
可飽和リアクトルが飽和に遭するまでの磁束密度が小さ
くなる可能性がある。

しかしながら、本発明を適用すれば前記第１のスイッチ
を除く前記各スイッチを閉じることにより前記各コンデ
ンサに蓄えられた電荷を基準電位に速やかに放出できる
ので前記各可飽和リアクトルが飽和に達するまでの磁束
密度が減らない、したがって電圧の最大値を下げずに負
荷にエネルギーを移送できる。同時に前記リセット回路
の電源電圧を変化させて、前記可飽和リアクトル中の磁
束密度を第７図の点Ａから点Ｂまで増加した状態で前記
スイッチ３を閉じれば、点Ａから点Ｂまでのインダクタ
ンスのホさい領域を通らないので、漏れ電流を小さくで
き、急使な短幅のパルス電圧が得られる。

第４図に本発明の更に他の一実施例を示す。第４図は概
ね第１図と同一である。第１図と異なる点は、各コンデ
ンサ６．８，１０．１２の温度検出装置４０と温度制御
装置！４１を有し、これら各コンデンサの温度を変化さ
せることにより、各コンデンサの容量を適当な値に変化
させることができることである。

本実施例の動作を以下に示す、コンデンサの容量は、例
えば第５図に示すような温度依存性を示す、したがって
、（１）式から、各コンデンサ６゜８．１０．１２の容
量を変化させることにより、これら各コンデンサの印加
電圧が最大になる時刻を変化させることができる。これ
に対応して。

各可飽和リアクトル中の磁束密度の時間変化を変えるこ
とができる。すなわち、可飽和リアクトルの飽和磁束が
設計値よりも小さくなってしまっても、その可飽和リア
クトルの入力側に接続されるコンデンサの温度を変化さ
せてその容量を所望値まで小さくし、このコンデンサの
印加電圧の立上り時間を早くすることにより、このコン
デンサの印加電圧が所定の電圧以上になる時刻に前記可
飽和リアクトルを飽和させることができる。すなわち、
各コンデンサの最大電圧を小さくせずに第１のコンデン
サ４から負荷にエネルギーを移送できる。

［発明の効果］ 以上説明したように１本発明によれば、リセット回路を
分離し、リセット回路の電源の電圧と第１のスイッチ３
を閉じる時刻の制御装置および充電電圧測定器を設ける
という簡単な手段により。

パルス電源装置のジッターの低減が可能になる。

又、コンデンサに並列にスイッチを設けるという簡単な
手段によりパルスの高繰返し化が可能になる。更に、温
度制御によりコンデンサの容量を制御する方法により、
個々の可飽和リアクトルの製造時の性能の差の影響を小
さくすることができる。

このように、本発明を用いれば、ジッターの低減と高繰
返し周波数化と高電圧化に対し、非常に優れた高繰返し
パルス電源を提供できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例を示す回路図、第２図は充電電
源の電圧変動と１次側のスイッチを閉じる時刻を示すグ
ラフ、第３図と第４図はそれぞれ本発明の他の二実施例
を示す回路図、第５図はコンデンサの容量の温度依存性
を示すグラフ、第６図は磁気パルス圧縮回路を含む従来
のパルス電源回路の図、第７ｗＩは可飽和リアクトルの
磁心の磁化曲線を示すグラフである。 １・・・充電電源　　　　２・・・充電抵抗。 ３、１６．１９．２２．２５・・・スイッチ、４、６．
８．１０．１２・・・コンデンサ。 １５、１ｇ、　２１．２４．２７．３０．３３・・・抵
抗、１４、１７．２０．２３．２６．２９．３２・・・
インダクタ。 １３・・・負荷　　　　　７．９．１１・・・可飽和リ
アクトル３５、３６．３７・・・可飽和リアクトルの２
次巻線５・・・トランス ２８、３１．３４・・・リセット回路用電源３８・・・
スイッチ３を閉じる時刻およびリセッ２８．３１．３４
の制御装置 ３９・・・充電電圧測定器　　４０・・・温度測定装置
４１・・・温度制御装置 ト電源 （他１名） 第 図 ６ ９ 第 図 １：充電電源 ２：充電抵抗 ３：スイッチ ４．６．８．ＩＯ，１２：コンデンサ ５・　トランス ７．９．１１：　ａＪ飽和リアクトル ３：負荷 ２６．２９．３２：インダクタ ２７、３０．３３：抵抗 ３８： ３９： スイッチ３を閉じる時刻及び ’Ｊセットｔｉｆ１２８．３１．３４ の制ｔＳ装置 充電電圧測定器 第 図 第 図 温度（’Ｃ）

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １　充電電源と充電抵抗と第１のコンデンサとトランス
   の１次側が直列に接続され、前記充電電源と前記トラン
   スの１次側の接続点が基準電位に接続され、前記充電抵
   抗と前記第１のコンデンサの接続点に第１のスイッチの
   一方の端子が接続され、該第１のスイッチの他方の端子
   が前記基準電位に接続され、前記トランスの２次側は片
   側が基準電位に接続され、前記トランスの２次側に第２
   のコンデンサが並列に接続され、該第２のコンデンサと
   基準電位ではない側に直列にＮ（Ｎは１以上の整数）個
   の可飽和リアクトルが接続され、Ｎ番目の上記可飽和リ
   アクトルと前記基準電位間に直列に負荷が接続され、前
   記の隣り合う可飽和リアクトルの接続点と基準電位間に
   Ｎ−１個のコンデンサが接続され、前記負荷に並列にＮ
   ＋１番目のコンデンサが接続されてなるパルス電源装置
   において、前記各飽和リアクトルにそれぞれ２次巻線が
   巻かれ、これらの２次巻線のそれぞれに電源と抵抗とイ
   ンダクタンスが直列に接続されてなるリセット回路が備
   え付けられたことを特徴とするパルス電源装置。 ２　前記充電電源の充電電圧を検出する充電電圧測定器
   と該充電電圧測定器からの測定値に応じて前記リセット
   回路の電源電圧を変化させる制御装置とを有することを
   特徴とする請求項１記載のパルス電源装置。 ３　前記充電電源の充電電圧を検出する充電電圧測定器
   と該充電電圧測定器からの測定値に応じて前記第１のス
   イッチを閉じる時刻を制御する制御装置とを有すること
   を特徴とする請求項１記載のパルス電源装置。 ４　前記充電電源の充電電圧を検出する充電電圧測定器
   と該充電電圧測定器からの測定値に応じて前記リセット
   回路の電源電圧を変化させると共に、前記第１のスイッ
   チを閉じる時刻を制御する制御装置とを有することを特
   徴とする請求項１記載のパルス電源装置。 ５　インダクタと抵抗スイッチを直列接続したものを２
   番目からＮ＋１番目までの前記コンデンサにそれぞれ並
   列に接続したことを特徴とする請求項１乃至４のいずれ
   かに記載のパルス電源。 ６　前記各コンデンサの温度を検出する温度検出装置と
   温度制御装置を備え、前記各コンデンサの温度を変化さ
   せることによりその容量を調整可能としたことを特徴と
   する請求項１乃至５のいずれかに記載のパルス電源。