JPH03119819A - デュアルゲート電界効果トランジスタ型減衰器 - Google Patents
デュアルゲート電界効果トランジスタ型減衰器Info
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- JPH03119819A JPH03119819A JP2256766A JP25676690A JPH03119819A JP H03119819 A JPH03119819 A JP H03119819A JP 2256766 A JP2256766 A JP 2256766A JP 25676690 A JP25676690 A JP 25676690A JP H03119819 A JPH03119819 A JP H03119819A
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- UGVTYCQVZPDYRZ-ZHACJKMWSA-N 4-[(E)-[hydroxymethyl(methyl)amino]diazenyl]-1H-imidazole-5-carboxamide Chemical compound CN(CO)\N=N\C1=C(N=CN1)C(N)=O UGVTYCQVZPDYRZ-ZHACJKMWSA-N 0.000 description 1
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H11/00—Networks using active elements
- H03H11/02—Multiple-port networks
- H03H11/24—Frequency-independent attenuators
- H03H11/245—Frequency-independent attenuators using field-effect transistor
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G1/00—Details of arrangements for controlling amplification
- H03G1/0005—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal
- H03G1/0035—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal using continuously variable impedance elements
- H03G1/007—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal using continuously variable impedance elements using FET type devices
Landscapes
- Networks Using Active Elements (AREA)
- Non-Reversible Transmitting Devices (AREA)
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、デュアルゲート電界効果トランジスタを用い
る減衰器に係わる。
る減衰器に係わる。
減衰器の製造方法は幾つか存在するが、特にGaAsを
基板とするMMIC(モノリシックMrC,Nonol
i−thic Microwave Integrat
ed C1rcuits)技術を用いる方法は良く知ら
れている。この技術は2つの主要タイプに分けられる。
基板とするMMIC(モノリシックMrC,Nonol
i−thic Microwave Integrat
ed C1rcuits)技術を用いる方法は良く知ら
れている。この技術は2つの主要タイプに分けられる。
即ち、零ドレイン−ソース電圧(Vcls=O)でバイ
アスされる単一ゲート電界効果トランジスタ(FET)
を使用するもの、又はデュアルゲート電界効果トランジ
スタ(FET)を使用するものである。
アスされる単一ゲート電界効果トランジスタ(FET)
を使用するもの、又はデュアルゲート電界効果トランジ
スタ(FET)を使用するものである。
ハイブリッド技術で製造されるPINダイオード形減衰
器は、GaAs基板上でのPINダイオードの形成が難
しいために、モノリシック技術に簡単に転用することは
できない。
器は、GaAs基板上でのPINダイオードの形成が難
しいために、モノリシック技術に簡単に転用することは
できない。
Vd5=Oでバイアスされる単一ゲー) FETをベー
スとする文献に記載の減衰器は、減衰範囲に応じた挿入
位相の変化に関しては、性能が余り高くない。
スとする文献に記載の減衰器は、減衰範囲に応じた挿入
位相の変化に関しては、性能が余り高くない。
一方、デュアルゲートFETをベースとする減衰器の分
野では、所期の目的を達成すべく様々な実験が行われて
きた。ft近行われた最も新しい研究は、デュアルゲー
トFETを用いるセグメント化減衰器に係わるものであ
る。これについては、下記の2つの論文が発表されてい
る。
野では、所期の目的を達成すべく様々な実験が行われて
きた。ft近行われた最も新しい研究は、デュアルゲー
トFETを用いるセグメント化減衰器に係わるものであ
る。これについては、下記の2つの論文が発表されてい
る。
Y、C,H貼NG、D、TEMME、Y、に、CHEN
及びR,J、NASTER著“^Microwave
Phase and Ga1n Controller
withSegmenLed Dual−gate
MESFET’s in GaAs HHIC”(rE
EE −Microwave and 請m−wave
MonolithicCircuits Sympo
sium −1984年5月、1〜5ページ)には、複
数のデュアルゲートFETからなる新規の回路であって
、ゲート幅の比を適切に選択することにより広いマイク
ロ波帯にわたって正確な利得制御を行う回路が開示され
ている。この正確なマイクロ波利得制御回路は、超広帯
域マイクロ波減衰器又はマイクロ波能動移相器とし、て
使用することができる。
及びR,J、NASTER著“^Microwave
Phase and Ga1n Controller
withSegmenLed Dual−gate
MESFET’s in GaAs HHIC”(rE
EE −Microwave and 請m−wave
MonolithicCircuits Sympo
sium −1984年5月、1〜5ページ)には、複
数のデュアルゲートFETからなる新規の回路であって
、ゲート幅の比を適切に選択することにより広いマイク
ロ波帯にわたって正確な利得制御を行う回路が開示され
ている。この正確なマイクロ波利得制御回路は、超広帯
域マイクロ波減衰器又はマイクロ波能動移相器とし、て
使用することができる。
K、H,5N(V、J、J、KO旧八へ及びり、^、B
ATES著″Segsented DuaトGate
MESFET’s for Variable
Gain and Power Amplifiers
in CaAs HMIC”(IEEE−tr
ans、on MTT、Vol、NTT−36,No、
12.1988年12月1976〜1985ページ)に
は、デュアルゲートFET回路を使用する可変出力及び
可変利得型のGaAs MMIC増幅回路が開示されて
いる。
ATES著″Segsented DuaトGate
MESFET’s for Variable
Gain and Power Amplifiers
in CaAs HMIC”(IEEE−tr
ans、on MTT、Vol、NTT−36,No、
12.1988年12月1976〜1985ページ)に
は、デュアルゲートFET回路を使用する可変出力及び
可変利得型のGaAs MMIC増幅回路が開示されて
いる。
これらの論文が取り上げているのは、複数のデュアルゲ
ー) FETからなり、各FETが1ビツトを表すよう
になっているデジタル減衰器である。挿入位相は、20
dBの減衰範囲では、周波数帯に応じて6゜〜10°で
変化する。使用されている原理は、各々が1ビツトを構
成する複数のデュアルゲートFETの第2ゲートに与え
られる負荷を個々に最適化することによって挿入位相変
化を最小限に抑えるというものである。使用される負荷
は、値がビット毎に異なる単純なキャパシタである。し
かしながら、この種の減衰器では入力及び出力での反射
損失が6dBより良くなることはない。これは、考えら
れる限りの総ての論理状態で一連のデュアルゲートFE
Tを適応させるということが難しいからである。
ー) FETからなり、各FETが1ビツトを表すよう
になっているデジタル減衰器である。挿入位相は、20
dBの減衰範囲では、周波数帯に応じて6゜〜10°で
変化する。使用されている原理は、各々が1ビツトを構
成する複数のデュアルゲートFETの第2ゲートに与え
られる負荷を個々に最適化することによって挿入位相変
化を最小限に抑えるというものである。使用される負荷
は、値がビット毎に異なる単純なキャパシタである。し
かしながら、この種の減衰器では入力及び出力での反射
損失が6dBより良くなることはない。これは、考えら
れる限りの総ての論理状態で一連のデュアルゲートFE
Tを適応させるということが難しいからである。
本発明の主な目的は、減衰に応じた挿入位相変化を最小
にして、前述のごとき減衰器を実現することにある。
にして、前述のごとき減衰器を実現することにある。
そこで本発明は、可変能動負荷がデュアルゲート電界効
果トランジスタの第2ゲートに印加されることを本質的
な特徴とするデュアルゲート電界効果トランジスタを用
いた減衰器を提案する。
果トランジスタの第2ゲートに印加されることを本質的
な特徴とするデュアルゲート電界効果トランジスタを用
いた減衰器を提案する。
前記負荷は、零ドレイン−ソース電圧によってバイアス
される単一ゲート電界効果トランジスタからなると有利
である。
される単一ゲート電界効果トランジスタからなると有利
である。
この種の減衰器は、先行技術の装置に比べて下記の利点
を有する。
を有する。
20dBの動作における挿入位相変化がより小さ動作全
体(6〜12dBではなく 19dB>にわたって反射
損失がかなり改善される。
体(6〜12dBではなく 19dB>にわたって反射
損失がかなり改善される。
消費量がより少ない(デュアルゲー) FETが6つで
はなく1つである)。
はなく1つである)。
回路が単純であるため、製造効率が高い。
減衰1yコ′連の別個の値ではなく1つの連続した範囲
を構成する。
を構成する。
本発明の特徴及び利点は、添付図面に基づく以下の非限
定的実施例の説明でより明らかにされよう。
定的実施例の説明でより明らかにされよう。
本発明の減衰器の目的は、減衰に応じた挿入位相変化を
最小にすることにある。理論的にはハイブリッド技術を
もGaAs基板モノリシックをも適用できるが、実際に
は、GaAs基板H旧C技術に適用する方が簡単である
(且つより良い結果が得られる)と思われる。従って、
ここでは非限定的実施例としてMMIC技術に適用した
場合を説明する。 本発明の減衰器はデュアルゲート電
界効果トランジスタFET Tlを1つしか使用せず、
その第2ゲートに最適負荷が与えられており、減衰に応
じた挿入位相変化を最小にしつつ減衰平坦性及び減衰範
囲の目標を同時に達成する。
最小にすることにある。理論的にはハイブリッド技術を
もGaAs基板モノリシックをも適用できるが、実際に
は、GaAs基板H旧C技術に適用する方が簡単である
(且つより良い結果が得られる)と思われる。従って、
ここでは非限定的実施例としてMMIC技術に適用した
場合を説明する。 本発明の減衰器はデュアルゲート電
界効果トランジスタFET Tlを1つしか使用せず、
その第2ゲートに最適負荷が与えられており、減衰に応
じた挿入位相変化を最小にしつつ減衰平坦性及び減衰範
囲の目標を同時に達成する。
オクターブに及ぶ帯域幅にわたって所望の平坦性及び減
衰範囲を得ることができる。しかしながら、このような
受動負荷は、広い減衰範囲にわたって挿入位相を一定に
維持させることはできない。この位相変化は約20dB
の減衰範囲で20°又は30゛に達することがある。こ
の程度の性能では、望ましい最大変化が20dBの範囲
で4〜5°である能動アンテナ用のビーム形成アレイメ
適用するには不十分である。
衰範囲を得ることができる。しかしながら、このような
受動負荷は、広い減衰範囲にわたって挿入位相を一定に
維持させることはできない。この位相変化は約20dB
の減衰範囲で20°又は30゛に達することがある。こ
の程度の性能では、望ましい最大変化が20dBの範囲
で4〜5°である能動アンテナ用のビーム形成アレイメ
適用するには不十分である。
本発明の原理は、受動負荷に代えて可変能動負荷を使用
することにある。実際、第2ゲートに印加された負荷を
表す点をスミスチャート上で移動させると、この点雉絡
の近傍であるチャートの半分にある限り挿入位相の変化
は殆ど観察されない。
することにある。実際、第2ゲートに印加された負荷を
表す点をスミスチャート上で移動させると、この点雉絡
の近傍であるチャートの半分にある限り挿入位相の変化
は殆ど観察されない。
しかしながら、開放に接近すると高減衰状態の絶対位相
が著しく変化して、逆に開放から比較的離れた低減衰状
態の絶対位相に近付く。
が著しく変化して、逆に開放から比較的離れた低減衰状
態の絶対位相に近付く。
そこで本発明では、下記の特徴を有する可変負荷1を使
用する。
用する。
減衰範囲の大部分にわたって増加するような有限値のイ
ンピーダンスを有する(減衰範囲は負荷が短絡から離れ
ている限り負荷の値には余り左右されない)。
ンピーダンスを有する(減衰範囲は負荷が短絡から離れ
ている限り負荷の値には余り左右されない)。
減衰値が大きいと極めて大きいく開放に近い)値となる
インピーダンスを有する。
インピーダンスを有する。
Vd5=Oとなるようにバイアスされた電界効果トラン
ジスタ(「コールドJFET)T2は前記条件を満たす
。実際、この電界効果トランジスタは、Vgs=0の時
の数Ωから低い値の寄生キャパシタンスのみによって理
想短絡へのアクセスが制限されるピンチオフ近傍の数に
Ωまで値が増加する可変抵抗(キャパシタCgs、 C
gd、Cdsは除く)のような動作を示す。
ジスタ(「コールドJFET)T2は前記条件を満たす
。実際、この電界効果トランジスタは、Vgs=0の時
の数Ωから低い値の寄生キャパシタンスのみによって理
想短絡へのアクセスが制限されるピンチオフ近傍の数に
Ωまで値が増加する可変抵抗(キャパシタCgs、 C
gd、Cdsは除く)のような動作を示す。
従って、デュアルゲートFETの第2ゲートG2に印加
される電圧vczsと第2ゲートG2に印加された負荷
とを同時に変化させれば、減衰範囲をスウィーブするこ
とができる。トランジスタT2、即ち「コールドJFE
Tは、そのゲートに印加される電圧Vgs。
される電圧vczsと第2ゲートG2に印加された負荷
とを同時に変化させれば、減衰範囲をスウィーブするこ
とができる。トランジスタT2、即ち「コールドJFE
Tは、そのゲートに印加される電圧Vgs。
に応じて値が変化する前記負荷を構成する。
この結果、広い減衰範囲にわたって挿入位相の変化がほ
ぼ零になる。
ぼ零になる。
3〜5GHzの周波数帯で動作しGaAs基板MMIC
技術により製造される制御可能な減衰器は、GaAs回
路きている。「コールドJFET T2のゲートの幅は
、最大限の減衰範囲にわたって移相が最小限になるよう
に最適化された。
技術により製造される制御可能な減衰器は、GaAs回
路きている。「コールドJFET T2のゲートの幅は
、最大限の減衰範囲にわたって移相が最小限になるよう
に最適化された。
第2ゲートC2及び「コールドJFET T2のドレイ
ン間に接続されたキャパシタC3はそれぞれのバイアス
を分離する。
ン間に接続されたキャパシタC3はそれぞれのバイアス
を分離する。
このキャパシタは得られる性能には殆ど影響を及ぼさな
い。
い。
デュアルゲートFET Tlの第2ゲートC2及び「コ
ールドJFET T2の第2ゲートは、バイアスからマ
イクロ波信号を分離すべく、大きな値の抵抗R2及びR
3を介してバイアスされる。
ールドJFET T2の第2ゲートは、バイアスからマ
イクロ波信号を分離すべく、大きな値の抵抗R2及びR
3を介してバイアスされる。
一方、デュアルゲートFET Tlの第2ゲートに印加
されたバイアス電圧(VG2S>が+1から一〇、5v
に変化した時は、「コールドJFET T2のゲートに
印加されたバイアス電圧(vcso>が−0,5■がら
一2■に変化しなければならない。即ち、これら2つの
電圧の間には1.5■の一定の電位差が維持されていな
ければならない、これら2つの電圧V1.2S及びvc
soは単一の制御で同時に発生させることができる。こ
の制御は、ダイオードD1及びD2として接続され且つ
電流−電圧特性の湾曲部にバイアスされた(VCS=
+ 0.75V)2つのFETを用いることによって行
われる。これらのFETを直列接続すると、これらFE
Tの両端に1.5ボルトの電圧が得られる。
されたバイアス電圧(VG2S>が+1から一〇、5v
に変化した時は、「コールドJFET T2のゲートに
印加されたバイアス電圧(vcso>が−0,5■がら
一2■に変化しなければならない。即ち、これら2つの
電圧の間には1.5■の一定の電位差が維持されていな
ければならない、これら2つの電圧V1.2S及びvc
soは単一の制御で同時に発生させることができる。こ
の制御は、ダイオードD1及びD2として接続され且つ
電流−電圧特性の湾曲部にバイアスされた(VCS=
+ 0.75V)2つのFETを用いることによって行
われる。これらのFETを直列接続すると、これらFE
Tの両端に1.5ボルトの電圧が得られる。
回路2及び回路3は、集中素子(インダクタ及びキャパ
シタ)からなる入力整合回路及び出力整合回路網である
。入力利得整合回路網は、入力ラインEをデュアルゲー
)FETTIの入力インピーダンスに整合させる。
シタ)からなる入力整合回路及び出力整合回路網である
。入力利得整合回路網は、入力ラインEをデュアルゲー
)FETTIの入力インピーダンスに整合させる。
出力利得整合回路網は、デュアルゲートPET Tlの
出力インピーダンスを出力ラインSに整合させる。
出力インピーダンスを出力ラインSに整合させる。
この種のインピーダンス変換回路は当業者には公知であ
る。
る。
第2図の曲線は、Vに2Sの種々の値、即ち+1ボルト
、十0.5ボlレト、0ボルト、−〇、5ボルトに対し
の曲線である。
、十0.5ボlレト、0ボルト、−〇、5ボルトに対し
の曲線である。
第3図に示した曲線は、周波数F=4GHzの場合に減
衰m A (dB)に応じて変化する位相φ(度)の曲
線である。
衰m A (dB)に応じて変化する位相φ(度)の曲
線である。
第3図の曲線は例えば下記の値を有する素子を用いた場
合に得られる。
合に得られる。
可変負荷回路
C1=10pF
C2= 10pF
C3=1pF
R1=2.25にΩ
R2=R3=10にΩ
入力整合回路
C4=2pF
C5= 1.5pF
C6= 1.6pF
C7= 0.4pF
C8=10pF
C9= 0.6pF
R4=215Ω
Ll = 2nH
C2=2.8nH
L3=4nH
出力整合回路
Cl0= 0.5pF
C1l = 10pF
C12= 0.8pF
C13= 0.2pF
C14= 2.6pF
C15= 2.2pF
R5=215Ω
C4=3.2ntl
L5= 4.2n)!
L6= 1 n1l
L7= 2.4nH
デュアルゲート電界効果トランジスタ
L=0.511m
H= 150pm
単一ゲート電界効果トランジスタ(「コールド」FET
) H= 37.5pm 本発明は特に、電子制御式ビーム形成回路網(BFN)
に接続されたビーム源アレイを含む能動アンテナの分野
で使用される。この種のアンテナは、ビームの照準が位
相に関連するため、減衰が位相のビーム形成回路網内で
使用される。これらの減衰器は、移相器網により独立し
て発生する位相法則を乱すことなく所望の振幅法則を実
現するようなものでなければならない。従って、この種
の減衰器の挿入位相変化は減衰範囲全体にわたって極め
て小さいものでなければならない。
) H= 37.5pm 本発明は特に、電子制御式ビーム形成回路網(BFN)
に接続されたビーム源アレイを含む能動アンテナの分野
で使用される。この種のアンテナは、ビームの照準が位
相に関連するため、減衰が位相のビーム形成回路網内で
使用される。これらの減衰器は、移相器網により独立し
て発生する位相法則を乱すことなく所望の振幅法則を実
現するようなものでなければならない。従って、この種
の減衰器の挿入位相変化は減衰範囲全体にわたって極め
て小さいものでなければならない。
得られる性能を下に挙げる。
・通過周波数帯+ 2.75Gtlz 〜5.25に1
12、アクセスでの反射損失二減衰に関係なく19cl
Bより良い。
12、アクセスでの反射損失二減衰に関係なく19cl
Bより良い。
L=0.5pm
・減衰範囲+ 25clB。
・挿入位相変化: 20dBの範囲で2°以下。
・減衰i2無関係に帯域にBmA衰平坦度:±0.3d
B。
B。
以上、非限定的好適実施例を挙げて本発明を説明してき
たが、本発明はその範囲内で別の類似の構成部材を使用
するなど様々に変形し得ると理解されたい。
たが、本発明はその範囲内で別の類似の構成部材を使用
するなど様々に変形し得ると理解されたい。
例えば、本発明は利得制御式チャネル増幅器にも適用で
きる。
きる。
第1図は本発明の減衰器を簡単に示す説明図、第2図及
び第3図は前記減衰器の特性を示す2つの曲線グラフで
ある。 1・・・・・・可変能動負荷、T1・・・・・・デュア
ルゲート電界効果トランジスタ、T2・・・・・・単一
ゲート電界効果トランジスタ。
び第3図は前記減衰器の特性を示す2つの曲線グラフで
ある。 1・・・・・・可変能動負荷、T1・・・・・・デュア
ルゲート電界効果トランジスタ、T2・・・・・・単一
ゲート電界効果トランジスタ。
Claims (3)
- (1)デュアルゲート電界効果トランジスタの第2ゲー
トに可変能動負荷が印加されるようになっていることを
特徴とするデュアルゲート電界効果トランジスタ型減衰
器。 - (2)可変能動負荷が零ドレイン−ソース電圧でバイア
スされた単一ゲート電界効果トランジスタを含むことを
特徴とする請求項1に記載の減衰器。 - (3)2.75〜5.25GHzの通過周波数帯を有す
ることを特徴とする請求項1又は2に記載の減衰器。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
FR8912587 | 1989-09-26 | ||
FR8912587A FR2652461B1 (fr) | 1989-09-26 | 1989-09-26 | Attenuateur a transistor a effet de champ bigrille. |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH03119819A true JPH03119819A (ja) | 1991-05-22 |
Family
ID=9385825
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2256766A Pending JPH03119819A (ja) | 1989-09-26 | 1990-09-26 | デュアルゲート電界効果トランジスタ型減衰器 |
Country Status (6)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5151669A (ja) |
EP (1) | EP0420106B1 (ja) |
JP (1) | JPH03119819A (ja) |
CA (1) | CA2026129A1 (ja) |
DE (1) | DE69014800T2 (ja) |
FR (1) | FR2652461B1 (ja) |
Families Citing this family (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6420923B1 (en) | 2000-07-12 | 2002-07-16 | Motorola, Inc. | Low supply, current-controlled FET Pi attenuator |
US7020450B2 (en) * | 2000-09-05 | 2006-03-28 | Nec Corporation | Active inductors using bipolar silicon transistors |
JP2002176371A (ja) * | 2000-12-07 | 2002-06-21 | Alps Electric Co Ltd | Uhfテレビジョンチューナの高周波増幅回路 |
US7443232B2 (en) * | 2002-06-06 | 2008-10-28 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Active load arrangement |
US8710899B2 (en) * | 2008-09-17 | 2014-04-29 | Lockheed Martin Corporation | Stepped delay control of integrated switches |
Family Cites Families (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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