JPH0258596B2 - - Google Patents
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- JPH0258596B2 JPH0258596B2 JP9286580A JP9286580A JPH0258596B2 JP H0258596 B2 JPH0258596 B2 JP H0258596B2 JP 9286580 A JP9286580 A JP 9286580A JP 9286580 A JP9286580 A JP 9286580A JP H0258596 B2 JPH0258596 B2 JP H0258596B2
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Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
- G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
- G01S13/06—Systems determining position data of a target
- G01S13/08—Systems for measuring distance only
- G01S13/32—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated
- G01S13/34—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated using transmission of continuous, frequency-modulated waves while heterodyning the received signal, or a signal derived therefrom, with a locally-generated signal related to the contemporaneously transmitted signal
- G01S13/341—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated using transmission of continuous, frequency-modulated waves while heterodyning the received signal, or a signal derived therefrom, with a locally-generated signal related to the contemporaneously transmitted signal wherein the rate of change of the transmitted frequency is adjusted to give a beat of predetermined constant frequency, e.g. by adjusting the amplitude or frequency of the frequency-modulating signal
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Remote Sensing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は地球観測衛星に塔載するレーダ高度
計、開口面合成レーダ、および地上での測距装置
等に用いられる周波数変調法を用いたマイクロ波
センサ、さらに詳しく云えばイメージレスポンス
を改善したマイクロ波センサの高感度送受信機に
関する。
計、開口面合成レーダ、および地上での測距装置
等に用いられる周波数変調法を用いたマイクロ波
センサ、さらに詳しく云えばイメージレスポンス
を改善したマイクロ波センサの高感度送受信機に
関する。
マイクロ波を用いて距離、高度等を測定するマ
イクロ波センサの送受信機部において、高精度と
高システム利得を両立させる方式として、周波数
変調法がある。
イクロ波センサの送受信機部において、高精度と
高システム利得を両立させる方式として、周波数
変調法がある。
周波数変調法を用いたマイクロ波センサは、自
動車の衝突防止用レーダや、衛星、飛行機等のプ
ラツトホームに塔載して地上直下までの高度を測
定するマイクロ波高度計や、地上の目標物を斜め
に見て直進し目標物までの距離および方位を測定
して地上の写真を電波で撮る開口面合成レーダ
（SAR）等に使用されている。
動車の衝突防止用レーダや、衛星、飛行機等のプ
ラツトホームに塔載して地上直下までの高度を測
定するマイクロ波高度計や、地上の目標物を斜め
に見て直進し目標物までの距離および方位を測定
して地上の写真を電波で撮る開口面合成レーダ
（SAR）等に使用されている。
以下周波数変調方式マイクロ波センサ送受信機
部の従来技術について、マイクロ波高度計を例に
とり説明する。
部の従来技術について、マイクロ波高度計を例に
とり説明する。
マイクロ波高度計は地球観測用として測高精度
10cmでもつて海面までの距離を測定し、海面のト
ポグラフイ、海洋のジオイド等を求めるためのマ
イクロ波アクテイブセンサであり、上記の高精
度、高システム利得を得るため、その送受信機部
には送信波にリニア周波数変調（周波数スキヤニ
ングまたはチヤープ変調と称す）を行ない、受信
信号の処理を周波数領域で行なうFull−Deramp
方式が用いられる。
10cmでもつて海面までの距離を測定し、海面のト
ポグラフイ、海洋のジオイド等を求めるためのマ
イクロ波アクテイブセンサであり、上記の高精
度、高システム利得を得るため、その送受信機部
には送信波にリニア周波数変調（周波数スキヤニ
ングまたはチヤープ変調と称す）を行ない、受信
信号の処理を周波数領域で行なうFull−Deramp
方式が用いられる。
第１図に従来の技術を用いたマイクロ波高度計
の送受信機部の構成を示す。
の送受信機部の構成を示す。
第１図において周波数シンセサイザ１からの信
号はパルス変調器２によりパルス変調され、さら
にパルス変調器内のSAW分散遅延線で周波数変
調された（チヤープ変調信号）後送信アツプコン
バータ３で周波数シンセサイザ１からの局部発振
信号と混合される。
号はパルス変調器２によりパルス変調され、さら
にパルス変調器内のSAW分散遅延線で周波数変
調された（チヤープ変調信号）後送信アツプコン
バータ３で周波数シンセサイザ１からの局部発振
信号と混合される。
さらに送信アツプコンバータ出力は高出力増幅
器４で増幅され、デユープレクサ５を介してアン
テナ６より海面に向つて送信される。
器４で増幅され、デユープレクサ５を介してアン
テナ６より海面に向つて送信される。
受信部では海面から反射してきたレーダエコー
信号がデユープレクサ５、さらにリミツタ７を通
り低雑音増幅器８により増幅される。
信号がデユープレクサ５、さらにリミツタ７を通
り低雑音増幅器８により増幅される。
受信部でのリミツタ７の使用は送信パルスの受
信廻り込みにより受信低雑音増幅器が破壊される
ことを防ぐためである。
信廻り込みにより受信低雑音増幅器が破壊される
ことを防ぐためである。
さらに受信信号はBPF９を通つて受信周波数
変換器１０にて受信局発信号と混合されIF周波
数に変換される。
変換器１０にて受信局発信号と混合されIF周波
数に変換される。
上述の受信周波数変換器１０に加えられる受信
局発信号は前記チヤープ信号および周波数シンセ
サイザからの局発信号を用いて受信アツプコンバ
ータ１１により受信局発信号に変換され、増幅器
１２により増幅された信号である。
局発信号は前記チヤープ信号および周波数シンセ
サイザからの局発信号を用いて受信アツプコンバ
ータ１１により受信局発信号に変換され、増幅器
１２により増幅された信号である。
この後IF信号は中間周波増幅器１３により増
幅された後２分され、互いにπ／２位相の異なる
周波数シンセサイザ１からの局発信号により、
IF帯周波数変換器１４，１５でＩ、Ｑビデオ信
号に変換されビデオ帯増幅器１６，１７により増
幅され信号処理部へ送られる。第８図はシンセサ
イザ１およびパルス変調部２の詳細を示す図であ
る。
幅された後２分され、互いにπ／２位相の異なる
周波数シンセサイザ１からの局発信号により、
IF帯周波数変換器１４，１５でＩ、Ｑビデオ信
号に変換されビデオ帯増幅器１６，１７により増
幅され信号処理部へ送られる。第８図はシンセサ
イザ１およびパルス変調部２の詳細を示す図であ
る。
第８図において、シンセサイザ１の出力〜
はパルス発生部入力信号、送信パルス変調信
号、受信パルス変調信号、送信局発信号、
受信第１局発信号、および受信第２局発信号で
あり各信号は以下のような時間、周波数関係、お
よび機能を有している。
はパルス発生部入力信号、送信パルス変調信
号、受信パルス変調信号、送信局発信号、
受信第１局発信号、および受信第２局発信号で
あり各信号は以下のような時間、周波数関係、お
よび機能を有している。
パルス発生部入力信号はパルス変調帯域幅
ΔFよりも大きな周波数、すなわちチヤープパル
ス幅ΔF＝320MHzに対して、例えばｆ＝500M
Hzの周波数の信号である。この信号はパルス変調
部２内で送信時刻で単一インパルス化され、
SAW分散遅延線（DDL）によるチヤープ変調
（周波数変調）を受ける。
ΔFよりも大きな周波数、すなわちチヤープパル
ス幅ΔF＝320MHzに対して、例えばｆ＝500M
Hzの周波数の信号である。この信号はパルス変調
部２内で送信時刻で単一インパルス化され、
SAW分散遅延線（DDL）によるチヤープ変調
（周波数変調）を受ける。
シンセサイザ１からのf1＝500MHzCW信号はパ
ルス変調部２内で送信時間に同期して、入力され
るパルス幅ΔTのトリガインパルスにより開閉さ
れるゲートを通ることによりΔTのインパルス信
号が作られる。このインパルス信号はｆを中心
として周波数∞のスペクトルを有する。
ルス変調部２内で送信時間に同期して、入力され
るパルス幅ΔTのトリガインパルスにより開閉さ
れるゲートを通ることによりΔTのインパルス信
号が作られる。このインパルス信号はｆを中心
として周波数∞のスペクトルを有する。
次にSAWDDLで周波数−遅延時間特性によ
り、周波数変調され、時間Ｔのゲート信号により
時間Ｔの部分だけ切り出され、BPFで帯域制限
された後に、送信パルス変調信号ｆが出力され
る。
り、周波数変調され、時間Ｔのゲート信号により
時間Ｔの部分だけ切り出され、BPFで帯域制限
された後に、送信パルス変調信号ｆが出力され
る。
同様に受信時刻（送信時刻より電波の地表面ま
での往復伝搬時間t0≒0.25sだけ送信時刻よりずれ
る）に同期したトリガパルスにより、受信パルス
変調信号ｆが得られる。
での往復伝搬時間t0≒0.25sだけ送信時刻よりずれ
る）に同期したトリガパルスにより、受信パルス
変調信号ｆが得られる。
送信局発信号および受信第１受信局発信号
は送信アツプコンバータ３および受信アツプコン
バータ１１において各々ｆ、ｆと混合され、
各アツプコンバータ３および１１からそれぞれ送
信パルス変調信号fT1および受信第１局発信号fRL1
が出力される。
は送信アツプコンバータ３および受信アツプコン
バータ１１において各々ｆ、ｆと混合され、
各アツプコンバータ３および１１からそれぞれ送
信パルス変調信号fT1および受信第１局発信号fRL1
が出力される。
受信第２局発信号は受信信号と受信第１局発
信号により得られるIF信号と混合される。その
結果ビデオ信号が出力される。
信号により得られるIF信号と混合される。その
結果ビデオ信号が出力される。
第９図にこれら信号の周波数、第１０図は時間
関係を示してある。
関係を示してある。
なお、第９図において、
ｆ＝500MHzCW
ｆ＝500MHz±160MHz
ｆ＝ 〃 〃
ｆ＝13GHzCW
ｆ＝12.5GHzCW
ｆ＝500MHzCW
fT＝13.5GHz±160MHz
fR＝13.5GHz±160MHzＩ±ｆ
ｆ；（地上のターゲツトによる変調成分）
fRL1＝13GHz±160MHz
fIF＝500MHz±Δfである。
このような動作において、周波数シンセサイザ
１からの局発信号は上述のように全て位相同期し
ており、受信局発周波数は送信周波数と同期して
周波数掃引（チヤープ）されているため、ビデオ
信号は海面の高度差に比例した周波数成分のみと
なる。このことを第２，３図を用いて詳細に説明
する。第２図はこれらの時間−周波数関係を示
し、第３図は周波数スペクトラムを示している。
１からの局発信号は上述のように全て位相同期し
ており、受信局発周波数は送信周波数と同期して
周波数掃引（チヤープ）されているため、ビデオ
信号は海面の高度差に比例した周波数成分のみと
なる。このことを第２，３図を用いて詳細に説明
する。第２図はこれらの時間−周波数関係を示
し、第３図は周波数スペクトラムを示している。
先ず、マイクロ波センサから海面Ａ，Ｂ，Ｃま
での距離を各々Ｒ−Δl，Ｒ，Ｒ＋Δlとすると、
センサから送出されたマイクロ波が海面Ｂで反射
されて戻つてくる迄の時間は、 tB＝2R／Ｃ＝tp （Ｃ：光速） となる。
での距離を各々Ｒ−Δl，Ｒ，Ｒ＋Δlとすると、
センサから送出されたマイクロ波が海面Ｂで反射
されて戻つてくる迄の時間は、 tB＝2R／Ｃ＝tp （Ｃ：光速） となる。
同様にこの海面Ｂと高度差±Δlを有する海面
Ａ，Ｃからマイクロ波が戻つてくる迄の時間は
各々、 tA＝tp−2Δl／Ｃ＝tp−Δt tB＝tp＋2Δl／Ｃ＝tp＋Δt となる。
Ａ，Ｃからマイクロ波が戻つてくる迄の時間は
各々、 tA＝tp−2Δl／Ｃ＝tp−Δt tB＝tp＋2Δl／Ｃ＝tp＋Δt となる。
マイクロ波センサ内では、チヤープ変調された
送信信号が送出されてから海面で反射して戻つて
くるまでの時間に同期して、受信局発周波数がチ
ヤープ変調されており、海面の高度がマイクロ波
センサから距離Ｒの時（すなわち海面Ｂの時）、
中間周波数はfIFとなるように各部の同期がとれ
ている。
送信信号が送出されてから海面で反射して戻つて
くるまでの時間に同期して、受信局発周波数がチ
ヤープ変調されており、海面の高度がマイクロ波
センサから距離Ｒの時（すなわち海面Ｂの時）、
中間周波数はfIFとなるように各部の同期がとれ
ている。
従つて、マイクロ波センサからの送信信号が海
面で反射されて戻つてくるまでの時間がtpよりΔt
遅れる場合あるいはΔt進む場合、各信号の送信
パルス変調信号及び受信パルス変調信号がチヤー
プ変調により時間τで周波数掃引幅ΔFの変調を
受けるものとすると、受信IF周波数は各々 fIF±ΔF×Δt／τ となる。
面で反射されて戻つてくるまでの時間がtpよりΔt
遅れる場合あるいはΔt進む場合、各信号の送信
パルス変調信号及び受信パルス変調信号がチヤー
プ変調により時間τで周波数掃引幅ΔFの変調を
受けるものとすると、受信IF周波数は各々 fIF±ΔF×Δt／τ となる。
これをビデオ周波数に変換することにより海面
の高度差に比例した周波数変調成分が得られるこ
とになる。
の高度差に比例した周波数変調成分が得られるこ
とになる。
図でΔfは海面の高度差に比例するビデオ周波
数帯域である。ΔFはできるだけ広い方がパルス
圧縮利得が得られ高精度、高システム利得が得ら
れる。
数帯域である。ΔFはできるだけ広い方がパルス
圧縮利得が得られ高精度、高システム利得が得ら
れる。
本マイクロ波高度計送受信機部の場合、送信中
心周波数は13.5GHz、ΔFは320MHz、Δfは20MHz
である。
心周波数は13.5GHz、ΔFは320MHz、Δfは20MHz
である。
第３図に示すように受信波の中にはイメージ周
波数帯域が存在し、この帯域に雑音または干渉波
等が存在すると信号周波数と同じくIF周波数帯
に変換されるため特性の劣化をもたらす。したが
つて第２，３図に示すようにBPF９（第３図Ａ
がBPF９の特性）によりイメージ波を十分減衰
させる必要があり、そのためにはIF周波数は送
信周波数帯域幅ΔFよりも十分大きくする必要が
ある。例えば本例の場合IFは500MHzとなり、IF
帯での必要帯域Δf＝20MHzに比し必要以上に大
きくなり比帯域からみても不経済となる。
波数帯域が存在し、この帯域に雑音または干渉波
等が存在すると信号周波数と同じくIF周波数帯
に変換されるため特性の劣化をもたらす。したが
つて第２，３図に示すようにBPF９（第３図Ａ
がBPF９の特性）によりイメージ波を十分減衰
させる必要があり、そのためにはIF周波数は送
信周波数帯域幅ΔFよりも十分大きくする必要が
ある。例えば本例の場合IFは500MHzとなり、IF
帯での必要帯域Δf＝20MHzに比し必要以上に大
きくなり比帯域からみても不経済となる。
本発明の目的は、以上の考察にもとづいて受信
機入力のイメージ波を阻止し、受信周波数帯域
ΔF（チヤープバンド幅）に無関係にIF周波数を選
定でき、さらにその帯域幅に対してはIF周波数
に含まれる信号成分Δfのみを考慮すれば良いイ
メージレスポンスの良好なマイクロ波センサを提
供することにある。
機入力のイメージ波を阻止し、受信周波数帯域
ΔF（チヤープバンド幅）に無関係にIF周波数を選
定でき、さらにその帯域幅に対してはIF周波数
に含まれる信号成分Δfのみを考慮すれば良いイ
メージレスポンスの良好なマイクロ波センサを提
供することにある。
前記目的を達成するために本発明による周波数
変調方式マイクロ波センサは周波数掃引した送信
信号を目標物に対し送信する送信部と、目標物よ
り反射して返つてくるレーダエコー信号を前記送
信信号と同期して周波数掃引される局部発振器出
力により中間周波数に変換し、さらに中間周波数
変換部を通してビデオ信号を得る受信部とを有す
る周波数変調方式マイクロ波センサにおいて、前
記受信部の局部発振器出力により中間周波数に変
換する回路部は前記レーダエコー信号を同相で分
配する分配部と、前記送信信号に同期して周波数
掃引される局部発振器出力を分配する第１の90゜
ハイブリツドと、前記分配部の第１の出力と前記
第１の90゜ハイブリツドの第１の出力とを混合す
る第１の受信周波数変換器と、前記分配部の第２
の出力と前記第１の90゜ハイブリツドの第２の出
力とを混合する第２の受信周波数変換器と、前記
第１および第２の受信周波数変換器出力を合成し
合成中間周波出力を得る第２の90゜ハイブリツド
から構成してある。
変調方式マイクロ波センサは周波数掃引した送信
信号を目標物に対し送信する送信部と、目標物よ
り反射して返つてくるレーダエコー信号を前記送
信信号と同期して周波数掃引される局部発振器出
力により中間周波数に変換し、さらに中間周波数
変換部を通してビデオ信号を得る受信部とを有す
る周波数変調方式マイクロ波センサにおいて、前
記受信部の局部発振器出力により中間周波数に変
換する回路部は前記レーダエコー信号を同相で分
配する分配部と、前記送信信号に同期して周波数
掃引される局部発振器出力を分配する第１の90゜
ハイブリツドと、前記分配部の第１の出力と前記
第１の90゜ハイブリツドの第１の出力とを混合す
る第１の受信周波数変換器と、前記分配部の第２
の出力と前記第１の90゜ハイブリツドの第２の出
力とを混合する第２の受信周波数変換器と、前記
第１および第２の受信周波数変換器出力を合成し
合成中間周波出力を得る第２の90゜ハイブリツド
から構成してある。
前記構成によれば本発明の目的を完全に達成す
ることができる。
ることができる。
以下、図面を参照して本発明をさらに詳しく説
明する。
明する。
第４図は本発明による１実施例でマイクロ波高
度計送受信機部に適用した例である。
度計送受信機部に適用した例である。
本実施例においては、点線で囲んだ箇所を除い
ては従来の回路と同じであり、受信信号は低雑音
増幅器８を通つた後同相分配器により２分され受
信周波数変換器１８，１９に入力される。
ては従来の回路と同じであり、受信信号は低雑音
増幅器８を通つた後同相分配器により２分され受
信周波数変換器１８，１９に入力される。
一方局発信号は増幅器１２により増幅され、
90°ハイブリツド２０により分配され、一方は受
信周波数変換器１８に位相が90゜異なる他の一方
は受信周波数変換器１９に供給され上記の２分さ
れた受信信号はそれぞれIF帯に周波数変換され
る。各IF出力はこの後IF帯の90゜ハイブリツド２
１により合成され中間周波増幅器１２により増幅
される。
90°ハイブリツド２０により分配され、一方は受
信周波数変換器１８に位相が90゜異なる他の一方
は受信周波数変換器１９に供給され上記の２分さ
れた受信信号はそれぞれIF帯に周波数変換され
る。各IF出力はこの後IF帯の90゜ハイブリツド２
１により合成され中間周波増幅器１２により増幅
される。
この部分の動作説明および各部の位相関係を第
５，６図を用いてさらに詳しく説明する。
５，６図を用いてさらに詳しく説明する。
第５，６図は第４図の点線で囲んだ部分を取出
した詳細図であり、第５図は正規の受信周波数を
受信した場合、第６図はイメージ周波数を受信し
た場合を示している。各図において受信信号周波
数をRF、局部発振周波数をLO、イメージ周波数
をIM、中間周波数をIFとすればこれらには次式
が成り立つ。（ただし局発周波数＜受信信号周波
数） IF＝RF−LO＝IM−LO ……(1) IM＝2LO−RF ……(2) なお、各図の90゜ハイブリツド２１に付した、
はポート１、ポート２を夫々示している。第５
図において入力の受信信号RFに対し、受信周波
数変換器１８，１９によるIF出力は、IF帯90゜ハ
イブリツド２１のポート１にて同相、ポート２に
て逆相となるためポート２へは出力されずポート
１へ出力される。
した詳細図であり、第５図は正規の受信周波数を
受信した場合、第６図はイメージ周波数を受信し
た場合を示している。各図において受信信号周波
数をRF、局部発振周波数をLO、イメージ周波数
をIM、中間周波数をIFとすればこれらには次式
が成り立つ。（ただし局発周波数＜受信信号周波
数） IF＝RF−LO＝IM−LO ……(1) IM＝2LO−RF ……(2) なお、各図の90゜ハイブリツド２１に付した、
はポート１、ポート２を夫々示している。第５
図において入力の受信信号RFに対し、受信周波
数変換器１８，１９によるIF出力は、IF帯90゜ハ
イブリツド２１のポート１にて同相、ポート２に
て逆相となるためポート２へは出力されずポート
１へ出力される。
一方第６図において入力の受信信号IMに対し
ては前記IF出力はポート１にて逆相、ポート２
にて同相となるため、ポート２へ出力される。し
たがつて入力のRFとIMをこの部分で分離するこ
とができ、入力にイメージ阻止のためのBPFを
必要としない。
ては前記IF出力はポート１にて逆相、ポート２
にて同相となるため、ポート２へ出力される。し
たがつて入力のRFとIMをこの部分で分離するこ
とができ、入力にイメージ阻止のためのBPFを
必要としない。
よつて中間周波数の選定に当つては、受信周波
数帯域幅に無関係に単に中間周波数に含まれるビ
デオ周波数成分の帯域幅のみを考慮すれが良くな
る関係を満足する周波数であればよい。
数帯域幅に無関係に単に中間周波数に含まれるビ
デオ周波数成分の帯域幅のみを考慮すれが良くな
る関係を満足する周波数であればよい。
この一例を第７図に示す。図から明らかなよう
にIF帯を必要に応じて上記条件を満足する範囲
で小さくとることが可能である。
にIF帯を必要に応じて上記条件を満足する範囲
で小さくとることが可能である。
以上、説明したように本発明によるマイクロ波
センサは送信周波数掃引幅（チヤープ帯域幅）に
無関係に中間周波数を選定できるので、一般マイ
クロ通信機に使用される標準的な周波数が使用で
き、機器の標準化を図れるという利点がある。ま
たチヤープ帯域幅ΔFはシステム利得を得るため
に広くする必要があるが、ビデオ周波数帯域幅
Δfは一般的に狭くて良い。したがつて、IFはチ
ヤープ帯域幅ΔFに無関係に最低限IF＞Δを満足
する低い周波数が選定可能となり、部品の低廉
化、調整、検査が容易になる等の利点が生ずる。
センサは送信周波数掃引幅（チヤープ帯域幅）に
無関係に中間周波数を選定できるので、一般マイ
クロ通信機に使用される標準的な周波数が使用で
き、機器の標準化を図れるという利点がある。ま
たチヤープ帯域幅ΔFはシステム利得を得るため
に広くする必要があるが、ビデオ周波数帯域幅
Δfは一般的に狭くて良い。したがつて、IFはチ
ヤープ帯域幅ΔFに無関係に最低限IF＞Δを満足
する低い周波数が選定可能となり、部品の低廉
化、調整、検査が容易になる等の利点が生ずる。
以上、本発明をマイクロ波レーダ高度計送受信
機部に適用した例を説明したが、本発明はこれに
限定されるものでなく、周波数変調方式を採用し
たマイクロ波センサを共通に用いている機器であ
れば、それら全てに適用可能である。
機部に適用した例を説明したが、本発明はこれに
限定されるものでなく、周波数変調方式を採用し
たマイクロ波センサを共通に用いている機器であ
れば、それら全てに適用可能である。
第１図は従来のマイクロ波高度計送受信機部の
構成を示す図、第２図は送受信周波数、局発周波
数、IF周波数、ビデオ周波数の時間に対する相
対関係を示す図、第３図は第２図の周波数スペク
トラムを示す図、第４図は本発明による周波数変
調方式マイクロ波センサの一実施例で、マイクロ
波高度計送受信機部の構成を示す図、第５，６図
は第４図のマイクロ波高度計送受信機部の受信周
波数変換器の動作を説明するための図である。第
７図はマイクロ波高度計送受信機部の受信周波
数、局発周波数、イメージ周波数、IF周波数の
周波数スペクトラムを説明するための図である。
第８図はシンセサイザ１およびパルス変調部２の
詳細を示す図である。第９図はシンセサイザ出力
とパルス変調部出力の周波数の関係を示す図、第
１０図はシンセサイザ出力とパルス変調部出力の
時間関係を示す図である。 １……周波数シンセサイザ、２……パルス変調
器、３……送信アツプコンバータ、４……送信高
出力増幅器、５……デユープレクサ、６……アン
テナ、７……リミツタ、８……低雑音増幅器、９
……BPF、１０……受信周波数変換器、１１…
…受信アツプコンバータ、１２……RF増幅器、
１３……中間周波増幅器、１４，１５……中間周
波数変換器、１６，１７……ビデオ増幅器、１
８，１９……受信周波数変換器、２０，２１……
90゜ハイブリツド。
構成を示す図、第２図は送受信周波数、局発周波
数、IF周波数、ビデオ周波数の時間に対する相
対関係を示す図、第３図は第２図の周波数スペク
トラムを示す図、第４図は本発明による周波数変
調方式マイクロ波センサの一実施例で、マイクロ
波高度計送受信機部の構成を示す図、第５，６図
は第４図のマイクロ波高度計送受信機部の受信周
波数変換器の動作を説明するための図である。第
７図はマイクロ波高度計送受信機部の受信周波
数、局発周波数、イメージ周波数、IF周波数の
周波数スペクトラムを説明するための図である。
第８図はシンセサイザ１およびパルス変調部２の
詳細を示す図である。第９図はシンセサイザ出力
とパルス変調部出力の周波数の関係を示す図、第
１０図はシンセサイザ出力とパルス変調部出力の
時間関係を示す図である。 １……周波数シンセサイザ、２……パルス変調
器、３……送信アツプコンバータ、４……送信高
出力増幅器、５……デユープレクサ、６……アン
テナ、７……リミツタ、８……低雑音増幅器、９
……BPF、１０……受信周波数変換器、１１…
…受信アツプコンバータ、１２……RF増幅器、
１３……中間周波増幅器、１４，１５……中間周
波数変換器、１６，１７……ビデオ増幅器、１
８，１９……受信周波数変換器、２０，２１……
90゜ハイブリツド。
Claims (1)
- １ 周波数掃引した送信信号を目標物に対し送信
する送信部と、目標物より反射して返つてくるレ
ーダエコー信号を前記送信信号と同期して周波数
掃引される局部発振器出力により中間周波数に変
換し、さらに中間周波数変換部を通してビデオ信
号を得る受信部とを有する周波数変調方式マイク
ロ波センサにおいて、前記受信部の局部発振器出
力により中間周波数に変換する回路部は前記レー
ダエコー信号を同相で分配する分配部と、前記送
信信号に同期して周波数掃引される局部発振器出
力を分配する第１の90゜ハイブリツドと、前記分
配部の第１の出力と前記第１の90゜ハイブリツド
の第１の出力とを混合する第１の受信周波数変換
器と、前記分配部の第２の出力と前記第１の90°
ハイブリツドの第２の出力とを混合する第２の受
信周波数変換器と、前記第１および第２の受信周
波数変換器出力を合成し合成中間周波出力を得る
第２の90゜ハイブリツドから構成したことを特徴
とする周波数変調方式マイクロ波センサ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9286580A JPS5717877A (en) | 1980-07-08 | 1980-07-08 | Frequency modulation system microwave sensor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9286580A JPS5717877A (en) | 1980-07-08 | 1980-07-08 | Frequency modulation system microwave sensor |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5717877A JPS5717877A (en) | 1982-01-29 |
| JPH0258596B2 true JPH0258596B2 (ja) | 1990-12-10 |
Family
ID=14066315
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9286580A Granted JPS5717877A (en) | 1980-07-08 | 1980-07-08 | Frequency modulation system microwave sensor |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5717877A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0584798U (ja) * | 1992-04-21 | 1993-11-16 | セイキ販売株式会社 | ロールスクリーン装置 |
| JPH0589793U (ja) * | 1992-05-14 | 1993-12-07 | 不二サッシ株式会社 | 網 戸 |
| JPH0589792U (ja) * | 1992-05-14 | 1993-12-07 | 不二サッシ株式会社 | 網 戸 |
| JP2012042387A (ja) * | 2010-08-20 | 2012-03-01 | Toshiba Corp | レーダ装置 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP6663240B2 (ja) * | 2016-02-15 | 2020-03-11 | 新日本無線株式会社 | マルチラインセンサ |
-
1980
- 1980-07-08 JP JP9286580A patent/JPS5717877A/ja active Granted
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0584798U (ja) * | 1992-04-21 | 1993-11-16 | セイキ販売株式会社 | ロールスクリーン装置 |
| JPH0589793U (ja) * | 1992-05-14 | 1993-12-07 | 不二サッシ株式会社 | 網 戸 |
| JPH0589792U (ja) * | 1992-05-14 | 1993-12-07 | 不二サッシ株式会社 | 網 戸 |
| JP2012042387A (ja) * | 2010-08-20 | 2012-03-01 | Toshiba Corp | レーダ装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5717877A (en) | 1982-01-29 |
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