JPH0257943B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、監視可能で植え込みが可能である組
織刺激装置若しくはステイミユレータに関わり、
特に治療電流を監視することができる植え込み可
能な骨成長刺激装置（以下、ステイミユレータと
も称する）に関する。

1979年７月20日付のWickham外の米国特許願
第59443号明細書（発明の名称：Bone Growth
Stimulator）には、電気的刺激により骨対骨の
融合を促進するための弾丸形状の骨成長刺激装置
が開示されている。本明細書においても援用する
上記米国特許願明細書には、骨成長刺激装置の一
般的技術背景が記述されている。このような装置
は、簡単に言えば、低電流源回路装置である。装
置からの１つまたは複数の陰極リードが、骨折領
域で骨に植え込まれる。典型的にはチタンから造
られておつて、少なくとも限られた領域にプラチ
ナメツキを施すのが有利であるケース自体は、陽
極としての働きを成す。尤も、別個の陽極リード
を設けて軟質の組織に挿入してもよい。上記米国
特許に開示されている装置は、心臓のペース・メ
ーカ技術分野で現在慣行となつているように、密
閉密封されていない。心臓のペース・メーカは、
一般に拒絶反応を示す身体環境に長年に渡つて耐
えなければならないが、骨成長刺激装置の有用使
用寿命はせいぜい数ケ月足らずである。

骨成長刺激装置は、最近多用されており、この
刺激装置の使用と関連して、両立するとは思われ
ない或る種の性能に関し改善を希望する要求が生
じている。骨成長刺激装置は、一般に、わずか２
〜３ケ月間動作すればよく、密閉密封が行なわれ
なくても通常故障は生じないが、多くの医師は、
完全に密封されていないような電子的補綴装置の
移植もしくは植え込みにはなかなか応じようとし
ない。このような訳で、密閉密封型の骨成長刺激
装置に対する要望が生じてきている。同時に、治
療電流を監視できること、言い換えるならば、医
師が任意時点で植え込まれた陰極の箇所で骨に供
給されつつある電流の大きさを測定できることに
対する需要も生じている。しかしながら、密閉密
封を行ない同時に同じ装置で監視可能にすること
は困難であり、上記のような２つの性能若しくは
機能には一見両立性がないように考えられる。

心臓のペース・メーカの場合には、装置が密閉
密封されていること、即ち、チタン内に包入され
ているという事実は、その動作の監視を妨げるも
のではない。というのは、監視しようとするパラ
メータ、例えば電池の電位は、ペース速度を制御
するのに用いることができ、そしてペース速度は
慣用のECG監視装置を利用することにより確認
することができるからである。外部磁石を当てれ
ば、ペース・メーカの動作状態を変えることがで
き、従つて問題のパラメータの値をペース速度か
ら導出することができる。しかしながら、一定の
直流電流を発生供給する骨成長刺激装置の場合に
は、身体表面電位を測定して正確に電流の大きさ
を表示する方途はない。

身体の外部で検出可能な種類の交流またはパル
ス信号を放射するアンテナとして陰極リードを使
用することが考えられるかもしれない。しかしな
がら、この様な試みでは、信号電流は必然的に骨
を通つて流れ、装置全体の効率を低減し、場合に
よつては組織に損傷さえ与える可能性がある。

上記の問題を解決するのに、従来の心臓ペー
ス・メーカ技術を応用することも想到しうるかも
しれない。ペース・メーカの場合には、モニタ機
能は一般にペース・メーカの近傍で患者の身体に
外部磁石を当てて、内部のリード・スイツチを動
作させることにより制御されている。リード・ス
イツチが動作したときにのみ、ペース・メーカの
状態が変つて、所望の監視が可能となる。骨成長
刺激装置にも類似のリード・スイツチを用いれ
ば、連続的ではなく、外部磁石を用いて該スイツ
チを動作したときにのみ、陰極リードへの交流ま
たはパルス信号の印加を制御することが可能と考
えられるかもしれない。しかしながら、この試み
にも、いくつかの欠点がある。第１に、プラスタ
の包帯および身体組織を介して、リード・スイツ
チを作動することは極めて困難である。特に、骨
成長刺激装置が身体に深く移植若しくは植え込め
られている場合には、上記の困難は大きくなる。
また磁石は高価であつたり寸法が大きいばかりで
はなく、外部監視に用いられているピツクアツ
プ・コイル内に格納されているフエライト棒に悪
影響を与え、該コイルの伝送信号に対する感度を
減少してしまう。更にまた、心臓のペース・メー
カで用いられている全ての素子の内、おそらくは
リード・スイツチが最も信頼性の小さい素子であ
り、可能な場合には、できるだけ使用を回避する
のが最善の策とされている。

本発明の原理に従えば、その図示の実施例の場
合、連続したパルス信号が密閉密封された骨成長
刺激装置によつて伝達若しくは伝送される。従つ
て、外部磁石制御およびリード・スイツチは必要
とされない。陰極リードをアンテナとして用いる
代りに別個の内部コイルが利用される。治療電流
の大きさに比例した速度でコイルに加えられるパ
ルスで、外部モニタもしくは監視のために、0.6
mm厚さのチタン・ケースを介して十分なエネルギ
ーが伝達される。従つて、治療電流が監視機能に
より悪影響を受けることは決つしてない。内部コ
イルを作動するための電流パルスは、伝達される
エネルギーが十分であるばかりではなく、電池消
耗を低くして、装置の使用寿命を、監視信号が連
続的に伝達されるという事実にもかかわらず５％
以下しか短縮されないように選ばれる。更に、回
路は植え込み前に、電池からの電流損失が最小限
となるように設計される。植え込み時に初めて、
全回路は動作を開始し、その時に始めてモニタ・
パルスを発生する。この特徴により、装置の倉庫
寿命は非常に大きくなる。

以下の説明においては、本発明を、骨折場所に
一定の直流電流を供給する骨成長刺激装置と関連
して述べるが、しかしながら本発明の原理は、一
般に、パルスまたは交流電流を身体の組織に供給
するような植え込み可能な組織刺激装置、例え
ば、苦痛を除去するのに用いられる装置にも適応
可能である。後者のような装置において本発明を
用いれば、装置が金属製のケース内に包入されて
いるにもかかわらず、状態あるいはパラメータを
モニタすることができ、その場合に電極リードを
アンテナとして用いることは要求されず、しか
も、電池寿命には最小限度の影響しか与えない。

本発明の他の目的、特徴および利点は、添付図
面を参照しての以下の詳細な説明から明らかとな
ろう。

第１図に示されている機械的組立体は、先に述
べたWickham外の米国特許願に開示されている
のと同様な型式の弾丸形状のケースを有してお
り、そして心臓のペース・メーカー技術分野で現
在標準となつている技術を用いて密閉密封されて
いるケース１７０は、0.6mmの壁厚を有しており、
純医療等級のチタンから作られている。ポリカー
ボネート製の絶縁カツプ１８６が、電気組立体２
００をケースから絶縁するための目的で、ケース
１７０内に配置されている。電気的組立体自体
は、心臓のペース・メーカーの技術を踏襲して構
成されている点で、Wickham外の米国特許に開
示されている型のものとは異なる。典型例とし
て、２つの回路板が用いられ、これら回路板間に
電気素子が配置され、そして集積回路は回路板間
に側部で取り付けられている。ペース・メーカ回
路には、ケースとの接触を形成するために側部に
突出するばねが設けられている。本発明の電気回
路は、その好ましい実施例において、各側に２つ
の上記のようなばね２００を有しており、ケース
１７０内の絶縁カツプ１８６の最右縁に接触して
いる。このようにして、回路の陽極接続は、ケー
スに直接接触し、それによりケースは骨成長刺激
装置の陽極としての働きをなす。ケース１７０の
長さは、40mmであつて10mmの外径を有している。

3.0ボルトの電源として２つの電池が用いられ
ている。動作の開始時には、陽極と陰極との間に
は、ほぼ2.5ボルトの電位が印加される（本発明
の図示の実施例では単一の陰極リードしか用いら
れていないが、Wickham外の特許願に開示され
ているように、複数の陰極リードを用いることも
可能である）。陽極と陰極との間の実効身体抵抗
が非常に低い値から約130Kの値の間で変動した
場合でも、陽極と陰極との間には20μAの定電流
が流れる。この電流の大きさは、電池電圧が経時
減少するにつれて小さくなるが、電池電圧は装置
の殆んどの使用期間に渡つて比較的一定であるの
で、電流も比較的一定となる。

チタン陽極は分極して、100Kまでの実効抵抗
を与え得る。このために、装置の比較的短い使用
後に、電流が相当に減少して、「使用寿命終時」
の表示が過度に早期に行なわれ得る。このことを
考慮して、ケースの丸い端部の厚さが約10mmない
し15mmとした場合に、３〜５ミクロン厚さのプラ
チナ被覆が設けられる。従つて、電流は実際に
は、チタン製ケースの残余の部分からではなく、
プラチナ被覆から周囲の組織に流れる。プラチナ
と組織との界面に発生される分極電位は、チタン
−組織界面における電位よりもかなり低い。この
理由から上記のような構造が特に好適である。

ケースは、チタン・ケースの開端に接触する縁
部に沿つて溶接されたチタン製の頂部キヤツプ１
７２によつて密閉密封されている。セラミツク製
のスリーブ１７６がろう付け処理で頂部キヤツプ
に取り付けられており、陰極導体１７４がこのス
リーブを経て回路パツケージから延びている。
尚、この種の構造は、ペース・メーカ技術部門で
標準的なものである。

Silastic製頂部カバー１８０が、Silastic「Ａ」
接着剤１７８により頂部キヤツプ１７２に固定さ
れている。尚、Silasticは、Wickham外の特許願
に記述されているものと同じ材料であつて本発明
で用いるのに適している。参照数字１６０で示す
３本の撚線からなる陰極リード自体は、Silastic
製のチユーブ１６２内に収容されており、そして
陰極リードを取り巻く空所にはSilastic接着剤１
６４が充填されている。このリード自体は、回路
パツケージからの導体１７４と同様にチタン製の
スリーブ１８４内に延びている。スリーブは回路
リード線を電極リードに結合するように巻縮され
ている。通し孔スリーブ１７６は、チタン製のス
リーブから、別の短いSilasticチユーブ１８２に
よつて分離されており、スリーブ１８２内のリー
ド１７４ならびにSilastic製の頂部カバー１８０
内のスリーブ１８４を取り巻く空所にはSilastic
接着剤１７８が充填されている。

一般に装置の機械的構造はペース・メーカ技術
分野で用いられている周知の技術に基づいてい
る。ここで注意すべき重要な事柄は、回路パツケ
ージが完全に、２つの部分からなるチタン製容器
内に包入されており、ケース１７０および頂部キ
ヤツプ１７２が溶接し合されている点である。回
路にはリード・スイツチを組み込むことができ、
その場合にはペース・メーカの技術分野において
慣用されているように、磁界によつて作動された
時にのみ該リード・スイツチでモニタ機能を制御
するようにすることができる。尤も、既に述べた
ようにプラスタ包帯によつて取り巻かれるばかり
でなく、通常は心臓のペース・メーカよりも身体
内に奥深く植え込まれる骨成長刺激装置８の場合
には、上記のようなリード・スイツチによる監視
機能の制御は相当困難ではある。しかしながら、
監視を連続的に行うにしろ、或るいは外部的に制
御するにしろ、陰極電極リードがアンテナとして
用いられない場合には、回路によつて発生さられ
る信号はケースを介して外部の監視に放射できね
ばならない。一見、チタン製のケースを通して信
号を伝送するのは困難に見えるが、後述するよう
に、信号が或る特性を有するようにすれば、上記
のように信号を伝送することは可能である。

第２図は、陰極電極リード自体の構造を示すも
のであり、この構造はWickham外の米国特許願
に示されているものに類似である。第１図を参照
して既に述べかつまた第２図の左側の部分に示さ
れているように、リード１６０は、Silastic製チ
ユーブ１６２内に包入されており、チユーブとリ
ード間の空所にはSilastic接着剤１６４が充填さ
れている。Silastic製チユーブは、リード全長に
渡つて延びてはいないが、ポリエチレン製のチユ
ーブ１６６がリード全長に渡つて延びており、該
ポリエチレン製のチユーブの左端はSilastic製チ
ユーブの右端内に格納されている。同様にして、
リードの他側においても他のSilastic製のチユー
ブ１６８が用いられており、該Silastic製チユー
ブはSilastic接着剤１６４によりリードに固定さ
れている。リード１６０の右端はコイル状になつ
ており、Wickham外の特許願に記述されている
ように骨内に埋め込まれる。別法として、
Dicksonの特許願に記述されているように、リー
ド１６０を、骨内に実際に挿入されている別の電
極に結合するためには、２つの部分からなるコネ
クタを使用することができ、このようにすれば取
り外しに際して、ステイミユレータを電極から簡
単に切り離すことができ、そしてまた同じ装置で
幾つかの異つた予め成形されている電極の任意の
ものの使用が可能となる。リード１６０は、チタ
ンから作られているが、Dicksonの特許願に記述
されているように、コネクタが用いられる場合に
は、リード１６０は、ステンレス鋼から形成する
ことができ、このようにした場合には強度を大き
くできるばかりではなく、コネクタの他側に設け
られる埋め込み電極だけをチタンから形成するだ
けでよい。以上、陰極リードの構造に関して図面
に示し説明したが、これは単なる例示に留まり、
これに関しては本発明の関与するところではない
と理解されたい。

陰極リードはチタンから作られると述べたが、
他の材料から作ることもできる。その一例として
銀をあげることができる。出力電流の極性を反転
することにより、骨内の銀電極は陽極としての働
きをなし、銀のイオンが陽極から、それを取り巻
く組織へと移動する。この現象は、感染伝播を防
ぐという治療的効果を有すると考えられる。銀イ
オンが感染の防止に有効であることは既に確定さ
れている。電流の極性反転は、標準のペース・メ
ーカ技術を用いることにより達成することができ
よう。例えば、リード・スイツチを適当にパルス
駆動し、それに続いて周期的に短期間または装置
の再プログラムを行なうまで、極性反転を行なう
ようにすることによつて達成できる。尚、本発明
の原理は、この種の動作にも適用可能なことは言
うまでもない。このような場合には、監視機能を
用いるのが急務である。例えば装置によつて放射
する信号が電池電圧ばかりではなく電流の極性を
も表示するとすれば、該電流の極性は、装置がど
のようにプログラムされているかを判定する上に
有用である。再言すると、必要なのは、アンテナ
としての働きをする電極リードに沿つてではなく
直接ケースを通して信号を放射することができる
回路である。

第３図および第４図に示した回路は、装置によ
つて供給される定電流を設定するための２つの安
定性の高い抵抗器Ｒ１及びＲ２、モニタ・パルス
周波数を設定するための２つの低漏洩コンデンサ
Ｃ１およびＣ２ならびに電磁エネルギーの経皮伝
搬用のコイルＬ１を有している。回路の残部は、
好ましくは、慣用のチツプに実現されている
CMOS型Ｐ−チヤンネルおよびＮ−チヤンネル
のエンハンスメント・モードのFETからなる。
この回路は、電流供給とモニタ信号発生という２
つの機能を果たす。周辺要素への接続のための対
のチツプ・パツケージ・ピンを利用する標準のペ
ース・メーカ技術が採用されており、いづれの場
合にも二重のピン接続で、より高い信頼性が得ら
れる。図面の左上部に示してあるように、正の電
池端子への接続にピン１および２が用いられる。
図面の左下部に示されているように、電池の負の
端子をチツプに接続するためにピン５および６が
用いられている。ピン３および４ならびにピン５
および６間には抵抗器Ｒ１およびＲ２が接続され
ている。既に述べたように、一対のワイヤーばね
２０２を用いて、陽極、この例ではチタン製ケー
スに、チツプを接続するためにピン９および１０
が用いられている。回路の接地はピン７および８
で行なわれ、これらピンには陰極リードが接続さ
れている。

第４図の右上部分に示されているＬ１，Ｃ１，
Ｃ２の組合わせは、ピン１３および１４に接続さ
れている。ピン１１および１２はモニタ回路を可
能化するのに用いられる。この回路は、ピン１１
および１２が接地される都度可能化され、本発明
の図示の実施例においては、これらピンはこの接
地状態に配線されている。監視機能が要求されな
い場合には、回路は、これら２つのピンを浮動状
態にすることだけで不能化状態に保持することが
できる。外部磁石作動が所望の場合には、ピン１
１，１２とアースとの間に、常開リード・スイツ
チを接続することができる。

図面に示されているトランジスタの各々は、記
号ＰおよびＮで、ＰチヤンネルまたはＬチヤンネ
ル・デバイスとして識別されている。2Pまたは
Ｎ／２のような記号は、特定のデバイスの幅／長
さの比、言い換えるならば該デバイスの「オン」
インピーダンスを表わす。例えば、2Pデバイス
は、Ｐデバイスの幅／長さ比よりも２倍大きい
幅／長さ比を有しており、したがつて同じドレイ
ン／ソース電位およびゲート／ソース電位で２倍
大きい電流を導通する。（別法として、並列に接
続された２つのＰデバイスで構成することもでき
る）。同様にして、Ｎ／２デバイスはＮデバイス
の電流の２分の１しか導通しない（このデバイス
は「標準」の幅／長さ比の２分の１の比を有する
ようにするかまたは当該技術分野で周知のように
直列に接続された２つの標準デバイスから構成す
ることができる）。このような簡略記号表示は当
該技術分野において普通に用いられているもので
ある。インバータまたはバツフア８６，８８には
記号Ｘ３およびＸ２が用いられている。これは単
に、これらインバータの各々が実際には並列に接
続された３つまたは２つのインバータであつて、
しかも各インバータは２つのトランジスタ・デバ
イスからなつていることを意味するものであり、
このことも当該技術分野では周知である。デバイ
ス８０には記号「6XLN」が付けられている。典
型的な標準の慣用アレイでは、いくつかの異なつ
た大きさのトランジスタが設けられており、本発
明の図示の実施例における「大」トランジスタは
「小」トランジスタの50倍もの大きい電流を導通
する。トランジスタ８０は、実際上、並列に接続
された６つの「大」トランジスタからなつてい
る。２つのナンド・ゲート８２，８４の各々は、
一対のＮチヤンネル・トランジスタおよび一対の
Ｐチヤンネル・トランジスタから構成されてお
り、この構成もまた当該技術分野で周知である。

回路について説明する前に、ここでトランジス
タ４０に関し述べておくのが好都合であろう。ど
のCMOSチツプにも、バイポーラ・トランジス
タを形成することを可能にするメタライゼイシヨ
ンを設けることができる。バイポーラ・デバイス
はチツプ自体に固有のものである。Ｎチヤンネ
ル・デバイスは、Ｎ型基板にＰ型のウエルを先ず
形成して、該Ｐ型ウエル内にソースおよびドレイ
ンとしての働きをなす２つのＰ型領域を形成す
る。これらＮ型領域のいずれか一方が、Ｐ型ウエ
ルおよびＮ型基板と共にNPNバイポーラ・デバ
イスを構成するのである。チツプ全体のＮ型基板
は正の電源端子に接続される。また特定のデバイ
スのＰ型ウエルを正の電源端子に接続し、かつデ
バイスのソースまたはドレインをエミツタとして
用いることにより、PN接合ダイオードとしての
働きをなすバイポーラ・トランジスタが形成され
る。後述するように、ダイオード４０は電流制限
器として用いられ、そしてそのエミツタ電位は、
PN接合ダイオードが0.6ボルトであるので、正の
給電線の電位よりも0.6ボルト低い。

Ｐ型チヤンネル・デバイスのソース電圧は、そ
のドレイン電圧に対して正であることが必要であ
る。この理由から、Ｐ型チヤンネル・デバイスは
一般に回路の頂部に設けられ、それらのソースは
正の電源線路に接続されてる。Ｎ型チヤンネル・
デバイスの場合には、そのソース電圧はそのドレ
イン電圧に対して負であることが要求される。こ
の理由から、Ｎ型チヤンネル・デバイスは一般に
図面で見て底部に設けられ、それらのソースは負
（アース電位）の給電線路に接続される。Ｐ型チ
ヤンネル・デバイスの基板は正の電位に接続する
必要があり、他方Ｎ型チヤンネル・デバイスの基
板（Ｐ型ウエル）は負の電位に接続する必要があ
る。これらのことは、Ｐ型デバイスの基板を最も
正の電圧に接続しかつＰ型ウエルを最も負の電位
に接続するだけで達成される。基板接続は図面に
は示されていないが、各デバイスの基板の接続は
上述の通りであることを念頭に置かれたい。

ここでMOSFET特性を簡単に梗概しておくこ
とも、以下に述べる回路の動作を充分に理解する
上で必要であろう。MOSデバイスを不飽和領域
で動作すると、即ちV_DS△の場合には、ドレイ
ン電流I_DSはＫ（２△V_DS−V² _DS）に等しい。ここで
△＝V_GS−V_Tであり、V_Tは閾値電圧である。パラ
メータ△が装置の実効駆動量となる。ドレイン−
ソース電流が、ゲート−ソース電圧（V_GS）ばか
りではなくドレイン−ソース電圧（V_DS）で相当
に変化するのは、この不飽和領域においてであ
る。飽和領域では、即ちV_DS△の場合には、ド
レイン−ソース電流は関係式I_DS＝Ｋ△²によつて
与えられる。この場合には、ドレイン−ソース電
圧は電流に対してほとんど影響を与えず、特性曲
線は本質的に電流に関して扁平となり、ゲート−
ソース電圧にしか左右されない。パラメータＫ
は、デバイスの定数であつて、μA／V²の単位で
表わされる。このパラメータは、プロセスおよび
面積に依存するが、しかしながら、チツプの場合
には、どのデバイスに対してもＫの値はその面積
にのみ依存して変化する。と言うのは、全べての
デバイスに対して同じプロセス・パラメータが妥
当するからである。面積を変えることによつて、
2PやＰ／２のような記号で表わされるいろいろ
なデバイスにおける相対導通度を制御できるのは
この理由からである。

回路には、電流基準を設定するために、第３図
の左側の部分に示した電流基準源も設けられてお
り、該電流基準で回路全体の電流が制御される。
本発明の図示の実施例においては、該電流基準
を、抵抗器Ｒ１およびＲ２ならびに電池の電位だ
けの関数とするのが極めて望ましい。

その理由の１つは、陰極リードを経て流れる治
療電流が、電流基準の固定の倍数であるからであ
る。したがつて、電流基準が蓄電池電位に比例す
るならば、電流に依存するモニタ信号は、実際
上、抵抗が固定されているので、蓄電池電位の表
示となる。ここで採用しているような特殊の電流
基準回路の別の利点は、チツプ特性がバツチ毎に
大きく変動しても、比較的少数の異なつた値の抵
抗を用意しておくだけで充分であるという点にあ
る。

追つて説明するように、いずれの場合にも、所
望の電流基準は、僅か２、３の保管されている抵
抗器で選択することにより得られる。電流基準回
路は、トランジスタ３０および３２ならびに第３
図でこれらトランジスタの左側に示した種々なデ
バイスを備えている。

電流基準回路の目的は、トランジスタ３０およ
び３２を介して100nA（ナノアンペア）の電流を
発生することである。電流ミラー技術（current
−mirroring technique）を用いることにより、
この電流基準は、回路の残部全体の零入力電流を
決定する。例えば、トランジスタ３２，４４，４
８および５６の全べてのゲートは共に接続し合わ
され、そして５つのこれらデバイスの全べてのソ
ースは負のレールもしくはラインに接続されてお
り、したがつて、５つのデバイス全べては同じゲ
ート／ソース電位を有する。これらのデバイスの
いずれかが飽和領域で作動されると、ドレイン−
ソース電位は本質的にドレイン／ソース電圧から
独立し、ゲート−ソース・バイアスだけに依存す
ることになる。したがつて、いくつかのデバイス
を流れる電流は相対デバイス面積だけに依存す
る。100nAの電流がトランジスタ３２を流れ、こ
のトランジスタならびにトランジスタ４４，４８
および５６は2Nデバイスであるので、100nAは、
また、トランジスタ４４，４８および５６をも流
れる。（トランジスタ５４はオン状態の時に５０
nAしか導通しない。追つて説明するように、こ
のトランジスタ５４は、トランジスタ４４，４８
および５６がオン状態にある時にのみ導通する。） トランジスタ３０は、図面にも示されているよ
うにＰ／８デバイスであり、100nAを通す。この
ことは、８倍大きい幅／長さ比を有するデバイ
ス、即ちＰデバイスは、ゲート−ソース電圧が同
じでも、800nAを通すことを意味する。これが、
トランジスタ３０のゲートから出ているリードに
付けられた記号800nA／Ｐの意味である。このリ
ード線はトランジスタ５０のゲートに接続されて
おり、該トランジスタ５０のソースはトランジス
タ３０のソースと同様に正のレール（ライン）に
接続されている。トランジスタ５０は25Pデバイ
スであるので、図面にも示されているように25、
800nA、即ち20μAの電流を通す。トランジスタ
５２には50nAの電流しか流れず、しかも該電流
は、電流ミラートランジスタ５４によつて制御さ
れるので、トランジスタ５０のドレイン電流のほ
とんど全べてはトランジスタ７２のソースに流れ
てピン９および１０に接続されている陽極に与え
られる。したがつて、トランジスタ３０を流れる
100nAの電流基準が、直接、刺激場所に供給され
る電流を制御する。後述するように、電池電位の
減少に伴ない基準電流が減少すると、刺激電流の
大きさが減少する。基準電流は（正確にではない
けれども）電池電位に比例するので、刺激電流も
やはり電池電位に比例することになる。追つて明
らかになるように、デバイスから外部監視に伝送
される信号の周波数は、直接、基準電流に関係し
ているので、伝送される信号の周波数は治療電流
の大きさばかりではなく、電池電位の表示をも与
える。

電流基準回路については、上述のように、
100nAの電流がトランジスタ３０および３２を流
れると仮定しての説明から最も深い理解が得られ
るであろう。トランジスタ２６および３２のゲー
ト−ソース電圧は同じであり、しかも一方のデバ
イスは他方のデバイスよりも４倍も大きい幅／長
さ比を有しているので、トランジスタ２６には
25nAの電流しか流れない。この電流はトランジ
スタ２４のドレインから取出さなければならな
い。したがつて、図面には、このデバイスのソー
スに25nAの電流が流れ込むことが示されている。
トランジスタ２２および３０のゲート−ソース電
圧は同じであり、しかも幅／長さ比はこの係数だ
け異なるので、200nAの電流がトランジスタ２２
を流れる。このための前提として、２つのトラン
ジスタが飽和領域で動作している。（V_GS△）
ことが要求される。なぜならば、ドレイン−ソー
ス電圧が電流に対しほとんど影響を及ぼさないの
は、この領域においてだけであるからである。

電流基準回路の動作は、トランジスタ３０のソ
ースとトランジスタ２４のソースとの間における
電圧降下に依存する。これら２つのデバイスのゲ
ートは接続し合わされているので、２つのソース
における電位差は、２つのゲート−ソース電圧の
差に等しい。トランジスタ３０のソースからトラ
ンジスタ２４のソースに到る間に、ソース−ゲー
ト降下が存在し、それに続いてゲート−ソース降
下が存在する。各V_GS降下は、△値にV_Tを加えた
ものに等しいので、トランジスタ３０のソースと
トランジスタ２４のソースとの間の全電位を求め
るために、２つのV_GS降下を互いに減算すると、
ＶＴ項は消去し、全降下は２つの△値間の差に等
しくなる。トランジスタ３０のソースは、正のレ
ールに接続されているので、トランジスタ２２に
おけるソース−ドレイン降下は非常に小さい。即
ち、トランジスタ２４のソースは、電池電位に極
めて近くなる。抵抗器Ｒ１およびＲ２に直接現わ
れるのはこの電圧である。これら抵抗器に現われ
る電位は、あらゆる場合に電池電位に等しいの
で、トランジスタ２２を流れる電流はオームの法
則によつて決定される。即ち、この電流は蓄電池
電位を全インピーダンスで割つた商に等しい。抵
抗器Ｒ１およびＲ２は、トランジスタ２２を介し
て約200nAの電流を与えるように調節されてい
る。既に述べたように、トランジスタ３０におけ
るミラー効果（mirror−effect）で、最初に想定
した100nAの基準電流を与えるのが、この電流で
ある。

トランジスタ３０および２４の背面ゲート−ソ
ース電圧の重要性は、トランジスタ２２における
電圧降下が非常に小さいばかりではなく、V_Tお
よびＫから完全に独立している点に見られる。電
流基準がプロセス・パラメータから独立している
ことの重要性の理由を下に説明するが、その前に
先ずトランジスタ２２における低い電圧降下の重
要性について認識されたい。この電圧降下がなぜ
重要かと言うと、この電圧降下は非常に小さく、
ほとんど全電池電位が抵抗器Ｒ１，Ｒ２間に印加
され、それにより、電流基準は電池電位およびこ
れらインピーダンスの大きさにしか左右されない
ようにされているからである。

トランジスタ２２のソース−ドレイン電圧は非
常に小さく、100mV台であるので、トランジス
タ２２は飽和しない点に注意されたい。したがつ
て、トランジスタ３０がトランジスタ２２を流れ
る電流を１対２の比に反射すると言う最初の仮定
は、完全には正しくはない。電流ミラーもしくは
反射（current−mirror）動作は、２つのデバイ
スが双方共に飽和領域で動作している時にのみ生
ずる。トランジスタ２２は実際上、最初に仮定し
た200nAよりも僅かに小さい電流を供給する。し
かしながら、それにもかかわらず電流関係はほぼ
直線形であり、これが重要なことである。製作中
に、抵抗器Ｒ１およびＲ２は、刺激される負荷を
骨成長（刺激装置の陽極と陰極間に接続した場合
に、陽極電流が20μAとなるように調整される。
しかる後に、装置を植え込むと、治療電流は電池
電位で変化する。この場合、監視信号が、治療電
流の大きさの正確な尺度となりかつまた電池電位
の非常に良好な表示を与える。

トランジスタ２２における降下を製造技術によ
つて左右されないようにすることの重要性は、
V_Tがウエーハ毎に25％も大きく変動し得ると言
うことから明らかである。トランジスタ２２にお
ける降下が、トランジスタ３０を含まず単に単一
のトランジスタ２４のゲート−ソース電圧だけに
しか依存しない場合を想定すると、電圧V_Tは、
ウエーハ毎に0.4ボルトから約１ボルトの範囲で
変動し得るので、所望の電流基準を得るために
は、抵抗器Ｒ１およびＲ２を広範囲にわたつて調
節しなければならないであろう。さらに、30種も
の抵抗器を格納保管することが必要となるであろ
う。尤つとも、抵抗器自体は比較的廉価である
が、年毎に100000個ものユニツトを作るとする
と、抵抗器のストツクに要する全費用は非常に高
くなる。

しかしながら、トランジスタ３０および２４の
背面接続もしくは結合を用いれば、抵抗器Ｒ１お
よびＲ２における電圧降下に製造即ちプロセス因
子には左右されなくなり、△値およびデバイスの
面積比でしか変化しない。そこで比較的少数個の
抵抗器をストツクしておくだけで、トランジスタ
２２を流れる電流を設定することが可能となるの
である。本発明の図示の実施例の製造において
は、セルメツト（Cermet）抵抗器Ｒ１は、15M，
16M，16.4Mおよび18Mの４つだけの高い安定値
から選択した。これら４つの抵抗器は１％精度の
素子であつて、50ppmの温度係数を有していた。
これらの抵抗器は高価な抵抗器であるが、保管品
としては僅か４つの異なつた値の抵抗器を確保し
ておくだけでよい。炭素抵抗器Ｒ２は零ないし
2Mの範囲内の値を有するものであるが、多数の
いろいろな値の抵抗器をストツクしておく上に問
題は生じない。と言うのは、この柱の抵抗器の
各々は僅か全体の１％の費用しか要さず、しかも
これら抵抗器は僅か約５％および200ppmの温度
係数と言う精度を有しているからである。ここで
用いた特定の電流基準回路の利点は、全べてのデ
バイスに要求される全抵抗値範囲が僅か約15Mな
いし20Mであると言う点にある。これに対して従
来の回路は２倍も大きい範囲で製造プロセスに左
右されていたのである。

ここで用いた電流基準回路の別の利点は、電池
電圧が降下し始めても、回路内のいろいろなデバ
イスは、電位が非常に低くなるまでは、その動作
に関して予測不可能とはならないと言う点にあ
る。実際、回路動作は、電池電位が、直列に接続
されたＰチヤンネルおよびＮチヤンネル・デバイ
スの閾値電圧の和近傍にまで降下するまで予測可
能である。

以上の回路の説明では、トランジスタ２８には
触れなかつた。このトランジスタは起動デバイス
である。トランジスタ２２が、電池電位の印加後
には、初期状態としてオフ（不導通）状態にある
場合には、延路のどのトランジスタにも電流は流
れない。トランジスタ２８は、トランジスタ２２
がオンに切り換ることを確実にするために設けら
れたものである。抵抗器Ｒ１およびＲ２に電流が
流れていない場合には、トランジスタ２８のゲー
トはアース電位にある。というのは、このゲート
電位は負であるからである。このデバイスのソー
スは正のレールに接続されているので、トランジ
スタ２８が導通すると、正の電位をトランジスタ
２６および３２のゲートに印加する。従つて、こ
れらデバイスは双方共にオン状態（導通状態）に
切り換り、トランジスタ２６のドレインは低レベ
ルになる。トランジスタ２６のドレインは、トラ
ンジスタ２２および３０の各々のゲートに接続さ
れているので、これらトランジスタは両者ともに
オンに切換わる。このようにして電流が流れ始め
ると、トランジスタ２８は実際にオフに切り換わ
る。トランジスタ２２がオンになると、そのドレ
イン電圧は電源電位に等しくなり、該トランジス
タ２２におけるソース−ドレイン降下は、小さく
なつて、既述のように約100mV程度にしかなら
ない。従つて、トランジスタ２８のゲート−ソー
ス電圧は100mVに留まり、これは導通を維持す
るのには低く過ぎる。このように、トランジスタ
２８は該トランジスタ２８を除いた回路に電流が
流れることを保証する目的から設けられたものに
過ぎず、起動デバイスとしての働きをするだけで
あつて、この機能が終れば必要ではなくなると言
える。

トランジスタ４０の目的は、トランジスタ５０
が短絡した場合に、陽極ピン９および１０に供給
される電流を制限することである。このデバイス
４０からの電流20μAは、トランジスタ７２を経
て陽極ピンおよびトランジスタ５２に伝達され
る。トランジスタ５０が短絡している場合には、
トランジスタ７２のソースは正のレールに接続さ
れ、大きな電流が該トランジスタ７２を経て流れ
ることになる。しかしながら、該トランジスタ７
２のゲートは、PN接合ダイオードとしての動作
をするトランジスタ４０における電圧降下ならび
にトランジスタ４２のゲート−ソース電圧に等し
い電位を、給電レールに対して有している。従つ
て、トランジスタ５０が短絡していてもトランジ
スタ７２のゲート−ソース電圧は、該デバイス７
２の出力端子を経て50μAより大きな電流が流れ
ないような値に制限される（陽極端子が該デバイ
ス７２の出力端子であり、そしてカソード端子は
リード線を経て刺激場所に接続されている）。
40μAの電流は、所望の電流よりも高いが、尚安
全電流であり、従つて単にトランジスタ４０に対
して所望のバイポーラ接続を設けることにより保
護が達成されるのである。

トランジスタ７２はトランジスタ５０によつて
供給される全ての電流を通す。トランジスタ５０
によつて供給される電流、定格では20μAは、ト
ランジスタ５０がトランジスタ２２を介して電流
を反射するので、電池電位と共に変化し、この電
流は、抵抗器Ｒ１およびＲ２の選択後、主として
電池電位に左右される。トランジスタ２２を経る
電流でのみ変化するデバイスの出力電流が無いと
すれば、トランジスタ５０を経る電流は、そのソ
ース−ドレイン電圧降下により影響を受けないよ
うにしなければならない。この電圧降下は、当該
デバイスの陽極および陰極間におけるインピダン
スに依存して変化するものであり、このインピダ
ンスは予測可能でもなければ、また一定でもな
い。理論的には、トランジスタ５０は飽和領域で
動作し、従つてその電流はゲート−ソース・バイ
アスにだけ依存するだけであつた、ドレイン−ソ
ース電圧には依存しない。従つて、V_GSの所要の
値に対し、FETデバイスのI_DS−V_DS特性曲線の曲
線部分が飽和領域において偏平になるというのは
理論上のことだけである。実際には、曲線はチツ
プのＮ型バルク材料の固有抵抗による勾配を示
す。更に、固有抵抗は製造プロセスにより左右さ
れる。出力電流は、V_GSが固定の場合でも、トラ
ンジスタのV_DSの変化で変動するので、トランジ
スタ７２はカスケード形態で設けられている。こ
のトランジスタは、そのドレイン−ソース電圧が
変動する場合でも、トランジスタ５０を経る電流
の変動を最少限度にする働きをなす。電圧降下の
殆どは、トランジスタ５０ではなくトランジスタ
７２に生ずるので、トランジスタ５０におけるソ
ース−ドレイン降下は、数百ミリボルト程度でで
あり、本質的に該デバイスに印加され得る△分に
等しい。トランジスタ７２は、トランジスタ５０
を、その電流がゲート−ソース・バイアスにしか
依存しない良好な定電流源となるように制御する
機能をなす。トランジスタ５０は、その特性曲線
上の、V_DSにおけるいかなる変化に対しても顕著
な電流変化が生ずる節点で動作する。

トランジスタ６０，７０，５８，５６，５４お
よび５２は、「遊び回路（idle circuit）」として
の機能をなす。デバイスの製造後には、該デバイ
スは通常、実際に使用されるまで何ケ月間か保管
されているのが普通である。倉庫寿命を最大にす
るためには、電池から最小限度の電流しか引き出
されないようにするのが望ましい。この遊び回路
はこの目的から設けられたものである。この回路
構成によれば、既に述べた既述の電流が実際に回
路に流れ始めるのは、デバイスを実際に植え込み
そしてアノード−カソード・インピダンスが開回
路ではなくなつた時点からである。Wickham外
の米国特許願に記述されている骨成長刺激装置に
おいては、植え込み前にも、零入力電流が約
1.7μA程存在する。しかしながら本発明のデバイ
スにおいては、植え込み前に電池から引き出され
る零入力電流（休止電流）は、約300nA台に過ぎ
ない。

既に述べたように、トランジスタ３２との電流
ミラー関係に起因して、トランジスタ５４には
50nAの電流が流れる。しかしながら、これは、
トランジスタ５４が実際に導通している時だけで
ある。このトランジスタ５４は、通常の動作中は
導通しない。トランジスタ５２のゲート−ソース
電圧は、トランジスタ６０のゲート−ソース電圧
から、トランジスタ５０および７２におけるドレ
イン−ソース降下分を差し引いたものに等しい。
該ドレイン−ソース降下は数百ミリボルトであ
り、その結果、トランジスタ５２のゲート−ソー
ス電圧は、その閾値電圧よりも小さくなる。従つ
て、デバイスが植え込まれると、トランジスタ５
２はオフ状態に留まる。その結果、トランジスタ
５８もオフとなり、そのゲートはトランジスタ５
４により低レベルに保持される。

しかしながら、陽極と陰極との間が、開回路で
ある場合には、言い換えるならば、植え込み前で
トランジスタ５０に電流が流れていない場合に
は、正のレールの電位がトランジスタ５８のゲー
トに印加されて、トランジスタ５８は導通する。
通常はトランジスタ７０によつて高電位に保持さ
れているこのデバイスのドレインは、そこで低レ
ベルになり、そしてトランジスタ５８のドレイン
はトランジスタ２０のゲートに接続されているの
で、トランジスタ２０はオン状態に保持される。
トランジスタ２０が導通すると、トランジスタ２
２のゲート電位が引上げられる。トランジスタ２
２には電流は流れず、トランジスタ３０も同様に
オフ状態に留まる。トランジスタ３０は残りの回
路に対して主電流基準となつているので、このト
ランジスタ３０には最小電流が流れていることは
言うまでもない。トランジスタ５８がオフになつ
てデバイスの全給電を可能にするのは、陽極−陰
極電流が流れてトランジスタ５２がオフに保持さ
れている時だけである。これは、陽極−陰極電流
で陽極電位が少なくとも150mVだけ電源電圧以
下に降下した場合に生ずる。

植え込み前には、トランジスタ２０の導通して
おつて、電流が該トランジスタ２０および抵抵器
Ｒ１およびＲ２を介しトランジスタ２３を経て流
れている。トランジスタ２０は完全にオン状態に
あるので、デバイス２３および２８が電流ミラー
回路を形成する。トランジスタ２４，２６および
３２ならびに他の電流ミラー回路には非常に小さ
な電流しか流れていない。約300nAの電流が全回
路に流れ、この制限された電流は、トランジスタ
５８がオン状態に留まつてトランジスタ２０をオ
ン状態に保持するのに必要な電流である。この回
路は「オフ」回路ではなく「遊び（idle）」回路
である。と言うのは幾らかの電流が流れているか
らである。この回路が「遊び」であると言うの
は、負荷が陽極と陰極との間に加えられた時に、
言い換えるならば、装置を植ふ込んだ時に、電流
が既にこの「遊び」回路に流れておるからであつ
て、それによりオンに切換わらなければならない
デバイスがオンに切換えられることになる。

既に述べたトランジスタ７２の左側の回路部分
は、刺激場所への電流の供給を制御する（この電
流の大きさは電池の電位に依存する）。またこの
回路部分は植え込み前に、ドレイン電流を制限す
る。トランジスタ７２の右側に位置する回路部分
は、モニタ機能を行なう。これら２つの回路部分
の相互接続だけで、２つの電流ミラー線が得られ
る。トランジスタ４６のゲートは、導体４５を介
して回路の右側に延びている。この導体には、記
号「50nA／Ｐ」が付けられている。その意味は、
この導体が、正のレールに接続されているソース
を有する任意のＰチヤンネル・デバイスのゲート
に接続された場合に、この導体の電位が（Ｐ毎
の）50nAの電流を制御することである。例えば、
2pデバイスは100nAを通す。同様にして、記号
「50nA／Ｎ」が導体３６に付けられているが、そ
の意味は該導体３６が、負のレールに接続された
任意のＮチヤンネル・デバイスのゲートに接続さ
れた場合に、Ｎデバイスに対しては50nAの電流
を、そして2Nデバイスに対しては100nAの電流
となるように制御することを表わす。

重要な持続は、トランジスタ７４のゲートへの
線路３４の接続である。このトランジスタは、上
述のようないろいろな電流ミラー構成に由り、基
準電流の大きさの２倍の大きさを有する電流を通
す。治療電流も基準電流に比例するので、トラン
ジスタ７４を流れる電流は必然的に治療電流に比
例する。最後に、モニタ回路によつて放射される
パルス速度は、後述するようにトランジスタ７４
を経る電流の大きさに比例し、したがつて、外部
モニタにより検出されるパルス速度で、治療電流
の正確な値が求められる。

回路は、比較的低い速度でパルスを伝送するよ
うに設計されている。最大のプリセツト速度は、
20μAの最大プリセツト治療電流に対応し、毎秒
3.33パルスである。電池電圧が約3.0ボルトから
2.2ボルトに降下すると、パルスが伝送される速
度は、（約2.2／3.3）（3.3）もしくは約2.44パル
ス／秒に落ちる。１つのパルスが伝送される毎
に、エネルギ損失が生ずるが、その損失を最小限
度にするために、比較的低いパルス速度が用いら
れている。このパルス速度の下限は、約毎秒１パ
ルスとする。これよりもパルス速度が低くなる
と、外部周波数計数器（モニタ）が実際に読取り
を行なうのに過度に大きな時間が必要となるから
である。（基本的には、周波数計数器は、パルス
間の時間に依存する電流値の表示を与え、そして
毎秒１つ生ずるパルスに対し、読取りを更新する
ために２秒までの時間を要し得る。また、更新時
間が長ければ長いほど、モニタでピツク・アツプ
される雑音の影響は大きくなる）。実際上、漂遊
容量の充電および放電に帰因する損失が存在す
る。この理由から、過度に高いパルス速度は、使
用を回避すべきである。パルス速度の上限は毎秒
20パルスとするのが好ましい。装置使用期間の開
始時における好ましいパルス速度範囲は、3.0な
いし3.5パルス／秒である。

各パルス自体に関して述べると、各パルスの基
本周波数成分が重要でな因子となる。周波数成分
が過度に高い場合には、チタン製ケースにおける
渦電流損は過度になる。伝達される各パルスの基
本周波数成分はこの理由から、20KHz以下に保
持すべきである。他方、基本周波数が過度に低
く、例えば1kHz以下であるとすると、送信コイ
ルＬ１を励起するのに必要とされるエネルギ量
は、電池給電式装置としては過度に高くなり得
る。本発明の図示の実施例においては、10kHzの
基本周波数を選択した。したがつて伝送される各
パルス毎のパルス幅は100マイクロ秒である。（一
般に、20マイクロ秒と500マイクロ秒との間の任
意のパルス幅を用いることができるが、100マイ
クロ秒の幅が好ましい）。100マイクロ秒パルスの
別の利点は、モニタの検出／増幅回路を、雑音防
止／ろ波回路に過度の複雑性を招来することなく
非常に簡潔に実現できると言う点にある。パルス
幅はこの値で一定であり、そして治療電流の大き
さに従がつて変化するのは、パルス繰返し周波数
だけである。

発振器のコンデンサＣ１およびＣ２は既に充電
されておつて、現在の状態では、放電中である。
コンデンサの放電は、第５図で２つの波形の左側
に示されている。コンデンサＣ１，Ｃ２にかかる
電圧が、後述するように高い閾値V_THに達すると
直ちに、ゲート８２および８４からなるラツチ回
路がセツトされる。ゲート８４の出力は高レベル
に切換わり、インバータ８８の出力が高レベルと
なる。そこで、第６図の一番下側の波形に示され
ているように、トランジスタ８０が導通して大き
な負の電流スパイクがコイルを流れる。同時にピ
ン１３および１４の電圧は、上側の波形に示され
ているように、コンデンサの放電で急激に減少す
る。

コンデンサが放電している間、ゲート８８の高
レベル出力は、トランジスタ９８をオン状態に駆
動し、そしてトランジスタ９２をオフ状態に保持
する。インバータ９０は、トランジスタ１０２の
ゲートに低電位を印加し、それにより該トランジ
スタ１０２はオン状態に保持される。トランジス
タ９４および９６は電流ミラー関係にあり、トラ
ンジスタ９６は同じゲート−ソース・バイアス
で、トランジスタ９４の電流よりも２倍の電流を
通すので、トランジスタ９４および９８は、トラ
ンジスタ９６および１０２の電流の２分の１だけ
を通すことになる。トランジスタ１００および１
０４の両者が導通するとすれば、トランジスタ１
０４が２倍の電流を通すことになるので、該トラ
ンジスタが小デバイスであつても、トランジスタ
１００の△分はトランジスタ１０４の△分よりも
可成り小さくなるであろう。さらに、コンデンサ
放電の開始時に、トランジスタ１００のソースは
トランジスタ１０４のソースよりも高電位にあ
る。と言うのは、該トランジスタ１０４は負のレ
ールに接続されており、他方、トランジスタ１０
０は現時点で高電位にあるピン１３および１４に
接続されているからである。このような条件下で
は、トランジスタ１００はオフ状態に保持され
る。したがつてトランジスタ９４はオフ状態に留
まる。トランジスタ１０４のゲートに接続されて
いるトランジスタ９４の高いドレイン電位で、ト
ランジスタ１０４はオン状態に保持される。トラ
ンジスタ１０４のドレインの電位はこのようにし
て低レベルとなつて、トランジスタ１２２をオフ
状態に保持する。したがつて、トランジスタ１２
２のドレインとトランジスタ１２０のドレインと
の接続点における電位（この電位はラツチ回路の
リセツト入力端８２−Ｒに印加される）は、高レ
ベルとなつて該ラツチ回路に対し何の影響も及ぼ
さない。

コンデンサにかかる電圧が、その放電で減少す
ると、トランジスタ１００のソース電圧が減少す
る。終局的には、電圧は相当に低くなつて該トラ
ンジスタ１００がオンに切換わる。そこで電流が
トランジスタ９４，９８および１００を流れ、ト
ランジスタ９８のドレインは低レベルとなつて、
トランジスタ１０４をオフに切換える。トランジ
スタ１２２のゲートは、そこで高レベルになり、
その結果このデバイスはオンに切換わる。該トラ
ンジスタ１２２のドレイン電位が低レベルになる
と、ラツチ回路の８２−Ｒリセツト入力端の低電
位で該ラツチ回路はリセツトせしめられる。他
方、その結果として、トランジスタ８０はオフに
切換わり、コンデンサは放電を止める。

ラツチ回路の８２−Ｒ入力端は、そこで高レベ
ルとなつて、その結果ラツチ回路は、８４−Ｓ入
力が低レベルになる時にセツトされる。８２−Ｒ
入力は実際上直ちには再び高レベルになることは
ない。ラツチ回路がリセツトし、インバータ８８
の出力が低レベルになると、直ちに、トランジス
タ９２はオンに切換わり、その結果トランジスタ
１０４は導通してトランジスタ１２２のドレイン
は再び高レベルになる。正味の結果として、コン
デンサ電圧が低い閾値（第６図に示すV_TLレベ
ル）に達した時に、非常に短かいリセツト・パル
スだけが発生されることになる。ラツチ用のリセ
ツト回路は、最小限の電流しか喰わないよう設計
されている。トランジスタ９８および１００は、
双方共に、非常に短い時間だけオン状態になり、
そしてコンデンサが低閾値に放電した後には、リ
セツト・パルスが発生される。この低閾値は、ほ
ぼ100ミリボルトである。コンデンサが再び充電
を開始すると、トランジスタ１００は後述する理
由からオフに切換わる。このようにして回路は、
コンデンサが低閾値にまで放電した時に、次のリ
セツト・パルスを発生することができる状態にな
る。

短かい放電パルス期間を除き、トランジスタ７
８は、インバータ８８の出力における通常低レベ
ルである電位によつてオン状態に保持される。ト
ランジスタ７４は、トランジスタ４６を介して電
流を反射する。該トランジスタのゲートは、
50nA／Ｐ線路に接続されており、そして4Pデバ
イスであるので、トランジスタ７６がオン状態で
あるとすると、トランジスタ７４を介して200nA
の電流が流れる。このトランジスタ７６はピン１
１および１２が接地されている時にのみオン状態
であり、そしてこれらピンは本発明の図示の実施
例においては永久的に接地されている。トランジ
スタ７８がオン状態になると、200nAの電流がト
ランジスタ７４，７６および７８を経てトランジ
スタ７８のドレインから誘導子Ｌ１（130mHの
電話用コイル）に流れる。この定電流は、該コイ
ルを介して２つのコンデンサを充電するのに用い
られるものであり、第５図の第２番目の波形で放
電々流パルス間に示されている。コンデンサを、
放電パルスを制御するレベルV_THまで充電するの
に要する時間は、治療電流の大きさに依存する。
この治療電流は、電流基準に依存する電流ミラー
から派生されるものであり、同じことがトランジ
スタ７４，７６および７８を経る充電々流につい
ても当嵌る。その結果として、放電パルス間の時
間は、電流基準に逆比例し、そして供給されつつ
ある治療電流の尺度となる。変動するのは充電時
間であつて放電時間ではない。コンデンサがコイ
ルを介して放電しそして外部モニタに放射エネル
ギパルスを伝達する電流スパイクを発生するのに
要する時間は、常に約100マイクロ秒である。

第４図の右の部分に示されている回路は、コン
デンサ電圧が高閾値に達した時点、即ちラツチ回
路がセツトされてコンデンサが再び放電を行なう
ことができる時点を決定するための高閾値比較器
である。既に述べたように、本発明の図示の実施
例においては、ピン１１および１２は発振器を常
時可能化しておくために永久的に接地されてい
る。トランジスタ１４０のゲートに加わつている
低電位は、このトランジスタ１４０をオフ状態に
保持し、従つてこのトランジスタ１４０は無視す
ることができる。しかしながら、発振器の外部制
御が望まれる場合には、ピン１１，１２とアース
との間にリード・スイツチを設けることができ
る。このリード・スイツチが開状態にある場合に
は、トランジスタ１２４のドレインは高レベルに
なつて、トランジスタ１４０をオン状態に留まら
しめる。トランジスタ１４０のドレインの低電位
でトランジスタ１４４はオフに保持される。この
ようにして、トランジスタ１３４を介しラツチ回
路のセツト入力端８４−Ｓに加えられる高電位
は、雑音が存在する場合でも、即ちトランジスタ
８０がオフで保持されている間でも、ラツチ回路
のセツトを阻止する。インバータ８８の出力にお
ける低電位で、通常はトランジスタ７８がオンに
切換えられるのではあるが、トランジスタ７６が
トランジスタ１２４のドレインの高レベルによつ
てオフ状態に保持されているので、トランジスタ
７４，７６および７８を経てコンデンサを充電す
る電流は流れない。トランジスタ１２４のドレイ
ンにおける同じ高電位でトランジスタ１３０およ
び１３６はオフ状態に保持され、その結果、これ
らトランジスタおよびそれに接続されているトラ
ンジスタに電流は流れない。このようにしてトラ
ンジスタ１２４は、トランジスタ７２の右側にあ
る全モニタ回路を効果的に不能化し、電池の引出
し電流は最小限度に抑えられる。トランジスタ７
６，１３０および１３６のゲートに低電位が現わ
れて、これらデバイスをオンに切換え、それによ
つてコンデンサおよび高閾値比較器のための電流
源を可能化するのは、リード・スイツチが作動さ
れてピン１１，１２が接地された時だけである。
（但しこれらピン１１，１２は、本発明の実施例
とは異なり、永久的に接地されていない場合であ
ることを前提とする。）同様にして、トランジス
タ１４０のゲートの低電位でこのトランジスタ１
４０はオフ状態に保持され、したがつてラツチは
セツト状態に保持されることはない。

リード・スイツチ制御を設けることにより、ス
テイミユレータ即ち刺激装置の植え込み使用期間
のほとんどの間、発振器を駆動するのに必要であ
る約0.8μAの電流を定常的に電池から引出す必要
はなくなる。発振器は、心臓のペース・メーカ技
術分野で通常行なわれているように、リード・ス
イツチの近傍に磁石を接近した時にのみ可能化さ
れる。このようにして電池の使用寿命は約５％ほ
ど延長される。しかしながら本発明の図示の実施
例においては、リード・スイツチは用いられてい
ない。と言うのは、用いられる特殊な発振器によ
る電池寿命の減少は非常に小さく、全システムに
おける或る素子の信頼性を必然的に低くするよう
なリード・スイツチを用いるよりは、発振器を連
続的に送転しておく方が好ましいからである。

約1.5Vの高い閾値電圧が、トランジスタ１４
２のゲートに現れる。トランジスタ１３６は、そ
のゲートに印加されるアース電位によつてオン状
態に保持される。トランジスタ１３２は、100nA
の電流を通す。というのは、該トランジスタ１３
２のソースが正のレールに接続されており、その
ゲートは50nA／Ｐ線路３４に接続されているか
らである。この電流はトランジスタ１４６および
１４８を流れる。２つのゲートは互いに接続し合
されているので、これら２つのデバイスにかる全
電圧は、Ｐチヤンネル・デバイスの閾値電圧とＮ
チヤンネル・デバイスの閾値電圧の和である（こ
れら両閾値電圧は経時変化するが、但しその変化
は互いに反対の方向である）。従つて基準電圧は
ＮおよびＰ閾値の和に等しくなり、電源電圧から
は、比較的意味において、独立している。閾値に
関係なく、製造中、コンデンサＣ１およびＣ２は
所望のパルス繰返し周波数を発生するように調整
される。コンデンサＣ１は47nFの漏洩の小さい
セラミツク・コンデンサである。コンデンサＣ２
も同様に漏洩の小さいセラミツク素子であるが、
しかしその値は、製造試験中に、陽極と陰極との
間に発生される20μAの電流に対して3.33Hzの繰
返し速度を与えるように選択されている。

トランジスタ１５０のゲートは、50nA／Ｎ線
路３６に接続されており、そしてトランジスタ１
５０は2Nデバイスであるので、100nAの電流が
該トランジスタ１５０を流れる。この電流は、ト
ランジスタ１２６と１４２との間で分割される。
コンデンサＣ１およびＣ２の放電中で、コンデン
サが充電を開始した後に、ピン１３および１４の
電位は低くなり、トランジスタ１２６のゲート
は、トランジスタ１４２のゲートに印加される電
位よりも低い電圧となる。トランジスタ１５０を
経る100nAのバイアス電流が、トランジスタ１２
８および１２６ではなく、トランジスタ１３８お
よび１４２を流れる。しかしながら、コンデンサ
電圧が増大するに伴い、トランジスタ１２６およ
び１４２がバイアス電流を分割する点に達する。
トランジスタ１２６のゲート電圧が更に増大する
と、トランジスタ１２６は更に深く導通状態にな
つて、トランジスタ１２８および１３８の各々の
ゲート電位を減少する。この結果、トランジスタ
１３８のドレイン電位は増大し、トランジスタ１
４４はオンに切換えられる。トランジスタ１４４
のドレインの低電位で、ラツチ回路はセツトさ
れ、コンデンサはそこで放電することができる。
放電中にコンデンサ電圧が降下すると直ちに、ト
ランジスタ１２６がオフに切換わり、そしてトラ
ンジスタ１４２が再び全バイアス電流を導通する
ことになる。

モニタ自体には、任意の標準に周波数計数器を
使用することができる。基本的には、モニタは、
パルス繰返し速度に依存する値を有する出力を発
生する。尚、電流が大きくなればなるほど、コン
デンサが高閾値レベルに達するのに要する時間は
短くなり、繰返し速度は高くなる。モニタがパル
ス間の時間間隔を検出する機能を果たす場合に
は、短い時間間隔が高い治療電流に対応する。医
師に対して読み取りが便利なように、モニタは可
逆的な仕方で時間間隔を直接電流表示となるよう
に変換するようにするのが望ましい。

モニタ自体の設計は簡単である。入力検出器に
は、中心周波数10kHzを有し±400Hzの3dBの通
過帯幅を有するDelyanisフイルタを用いるのが
好ましい。各パルス（毎秒3.33の定格速度）は、
1kHzの発信器によつて駆動されている計数器を
リセツトする。計数器内の計数は、各パルスの受
信でラツチされ、従つて、計数器が任意２つのパ
ルス間で計数を行つている間、先に得られた値を
処理に用いることができる。他の計数器は、更に
高い周波数、例えば1MHzによつて駆動される。
この計数器は、最後にラツチされた値まで計数し
た都度、１つの出力パルスを発生する「プログラ
マブルな除数Ｎ」のデバイスである。従つて明ら
かなように、パルス間の長い時間間隔に対応して
ラツチされた値が大きければ大きい程、高周波数
計数器からの出力パルスの周波数は低くなる。電
流値の形態で実際に表示されるのは、この後の方
で述べた計数器の周波数である。その理由は、パ
ルス間の時間が長くなればなる程、治療電流は小
さくなるからである。モニタは、3.33Hzの検出
されたパルス速度で20μAの読み出しを行なうよ
うに設定されている。

以上の述べた構造は適当なモニタ設計の単なる
例示であると理解されたい。必要なのは、モニタ
が相続くパルス間の時間間隔を、該時間間隔が長
ければ長い程電流値が低くなるようにして、電流
を表わす値に変換することである。上に述べたよ
うな仕方で計数器を用いるのが、時間間隔と電流
との間に逆比例関係を達成するのに便利な方法で
ある。また、刺激装置から放射されるパルスを検
出するのに受信部で用いられるコイルは、５つの
側部を有する金属シールドに包入するのが好まし
い。このようにすれば、コイルがモニタ内に配置
されるシールドの開端における放射以外の放射に
よつて励起されることは阻止され、受信部のコイ
ルを刺激装置内の放射コイルに可能な限り接近し
て配置することができる。

以上、特定の実施例と関連して本発明を説明し
たが、この実施例は本発明の原理の適用を単に例
示するに留まるものであつて、当該技術分野の専
門家には、本発明の精神および範囲から逸脱する
ことなく、数多の変更や他の構造を想到すること
ができよう。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の好ましい機械的構
成を一部断面で示す側面図、第２図は好ましい陰
極電極リードを示す縦断面図、第３図および第４
図は本発明の一実施例の電気回路図、そして第５
図は上記回路の動作を説明するための２つの波形
を示す信号波形図である。 １７０……ケース、１８６……絶縁カツプ、２
００……電気回路アツセンブリ、２００……ば
ね、１７２……キヤツプ、１７６……通し孔スリ
ーブ、１７４……陰極導体、１８０……頂部カバ
ー、１７８……接着剤、１６０……陰極電極リー
ド、１６２……チユーブ、１６４……接着剤、１
８４……スリーブ、１６６，１６８……チユー
ブ、Ｒ……抵抗、Ｃ……コンデンサ、Ｌ……コイ
ル、３，４，５，６，７，８，９……ピン。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 密閉密封された金属容器と、該金属容器から
   伸長している少なくとも１本の電極リードとから
   なる、監視可能で植え込み可能な組織刺激装置で
   あつて： 前記金属容器の内部には： 電源； 刺激を受ける組織としての骨体に対して、前記
   電極リードを通して一定の直流電流を加えるため
   の、前記電源によつて給電される回路手段； コイル；および、 前記金属容器の外部に監視可能な信号を放射す
   るために、前記一定の直流電流の大きさに依存す
   る速度をもつて、前記コイルを通して電流パルス
   を発生させるための手段； が備えられていて、 前記回路手段には： 電流基準；および、 前記電流基準に依存して、これに比例する電流
   を発生させるための手段； が含まれており、また、 前記電流パルス発生手段は： 前記電流基準に依存して、これに比例する速度
   をもつて動作するようにされている； 監視可能で植え込み可能な組織刺激装置。 ２ 前記電流基準における変化は、前記電源の大
   きさにおける変化に主として依存している、特許
   請求の範囲第１項記載の監視可能で植え込み可能
   な組織刺激装置。 ３ 前記電流パルス発生手段は、植え込み後に連
   続して動作するようにされる、特許請求の範囲第
   １項記載の監視可能で植え込み可能な組織刺激装
   置。 ４ 前記電流パルス発生手段は、１〜20発／秒の
   範囲内の速度をもつてパルスを発生するようにさ
   れる、特許請求の範囲第３項記載の監視可能で植
   え込み可能な組織刺激装置。 ５ 該パルス速度は3.5発／秒よりは高くされな
   い、特許請求の範囲第４項記載の監視可能で植え
   込み可能な組織刺激装置。 ６ 前記電流パルス発生手段は、50〜500マイク
   ロ秒の持続時間を有するパルスを発生するように
   される、特許請求の範囲第３項記載の監視可能で
   植え込み可能な組織刺激装置。 ７ 前記電流パルス発生手段は、１〜20発／秒の
   範囲内の速度をもつてパルスを発生するようにさ
   れる、特許請求の範囲第１項記載の監視可能で植
   え込み可能な組織刺激装置。 ８ 該パルス速度は3.5発／秒よりは高くされな
   い、特許請求の範囲第７項記載の監視可能で植え
   込み可能な組織刺激装置。 ９ 前記電流パルス発生手段は、50〜500マイク
   ロ秒の持続時間を有するパルスを発生するように
   される、特許請求の範囲第１項記載の監視可能で
   植え込み可能な組織刺激装置。 １０ 前記電流パルス発生手段の動作を選択的に
   不可能にするための手段が更に含まれている、特
   許請求の範囲第１項記載の監視可能で植え込み可
   能な組織刺激装置。 １１ 前記電極リードに電流が流れていないこと
   に応答して前記回路手段を遊び状態にする自動的
   手段が更に含まれていて、これにより電池の寿命
   が長くなるようにされる、特許請求の範囲第１項
   記載の監視可能で植え込み可能な組織刺激装置。 １２ 前記回路手段が遊び状態にあるときに、前
   記電流パルス発生手段の動作を抑止するための手
   段が更に含まれている、特許請求の範囲第１１項
   記載の監視可能で植え込み可能な組織刺激装置。 １３ 前記電流パルス発生手段には、高い閾値電
   圧および低い閾値電圧に応答する充電／放電回路
   が含まれており、ゲートが一緒にされた一対のＰ
   チヤンネル・トランジスタおよびＮチヤンネル・
   トランジスタから前記高い閾値電圧が導出され
   る、特許請求の範囲第１項記載の監視可能で植え
   込み可能な組織刺激装置。