JPH0257873B2 - - Google Patents
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- JPH0257873B2 JPH0257873B2 JP9726883A JP9726883A JPH0257873B2 JP H0257873 B2 JPH0257873 B2 JP H0257873B2 JP 9726883 A JP9726883 A JP 9726883A JP 9726883 A JP9726883 A JP 9726883A JP H0257873 B2 JPH0257873 B2 JP H0257873B2
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- 238000005259 measurement Methods 0.000 claims description 7
- 230000004044 response Effects 0.000 claims description 6
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 4
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
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- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
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Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
- G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
- G01S13/06—Systems determining position data of a target
- G01S13/42—Simultaneous measurement of distance and other co-ordinates
- G01S13/44—Monopulse radar, i.e. simultaneous lobing
- G01S13/4436—Monopulse radar, i.e. simultaneous lobing with means specially adapted to maintain the same processing characteristics between the monopulse signals
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- General Physics & Mathematics (AREA)
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、コヒーレント積分回路を用いてモノ
パルス測角を行なうレーダ装置に関する。
パルス測角を行なうレーダ装置に関する。
従来、この種のレーダ装置として第１図及び第
２図に示すものがあつた。第１図は受信信号のコ
ヒーレント積分にFFT（高速フーリエ変換）回路
を用い、モノパルス測角を行う従来のレーダ装置
の構成図であり、第２図は第１、図中のFFT回
路の構成図である。各図面の符号は、図中に示
す。
２図に示すものがあつた。第１図は受信信号のコ
ヒーレント積分にFFT（高速フーリエ変換）回路
を用い、モノパルス測角を行う従来のレーダ装置
の構成図であり、第２図は第１、図中のFFT回
路の構成図である。各図面の符号は、図中に示
す。
第１図、第２図において、基準信号発生回路１
で発生した送信種信号は、送信機２で周波数変
換、電力増幅されて送信信号となり、送受切換部
３によりハイブリツド４に送られる。空中線５は
モノパルス測角のため、２分割されており、ハイ
ブリツド４は、２分割された空中線５に対して送
信信号の分配を行い、送信信号は空中線５から空
間に電波として放射される。このようにして所定
方向へ放射された電波は目標によつてその一部が
反射され、２分割された空中線５からそれぞれ受
信信号としてハイブリツド４に入力される。ハイ
ブリツド４では入力される受信信号の和信号（Σ
信号）及び差信号（Δ信号）を出力する。Σ信号
は、送受切換器３を経由して受信回路６ａに送ら
れΔ信号はそのまま受信回路６ｂに送られる。受
信回路６ａ，６ｂでは、Σ信号及びΔ信号はそれ
ぞれ図示しない高周波増幅回路で増幅され、基準
信号発生回路１からの局部発振周波数と混合され
て中間周波数信号に変換され、図示しない検波器
で検波される。受信回路６ａ，６ｂの出力はそれ
ぞれクラツタ除去フイルタ７ａ，７ｂに入力され
る。クラツタ除去フイルタ７ａ，７ｂは地表面等
からの不要反射波（クラツタ）を消去するフイル
タを構成している。クラツタを構成している。ク
ラツタ除去フイルタ７ａ，７ｂでクラツタが除去
された各信号は、それぞれFFT回路８ａ，８ｂ
でＳ／Ｎ比改善のためのコヒーレント積分され
る。この点については後述する。FFT回路８ａ
の出力はΣ目標検出回路９に入力されて振幅量を
演算した後検出基準値を超え、レンジ・セル毎に
FFTの各周波数チヤネルの中で最大振幅のΣ信
号が検出される。Δ目標検出回路１０では、各レ
ンジセル毎に、Σ目標検出回路９で信号が検出さ
れた周波数チヤンネルと同じ周波数チヤンネルの
Δ信号を検出し振幅量を演算する。測角回路１１
では、検出されたΣ信号とΔ信号の振幅比から目
標の角度を検出する。このとき、Σ信号とΔ信号
は、同一条件の信号でなければならず、前述のよ
うにFFTの同一周波数チヤンネルを選ぶ必要が
ある。測角された信号は、信号処理回路１２を経
由して、指示器１３に表示される。
で発生した送信種信号は、送信機２で周波数変
換、電力増幅されて送信信号となり、送受切換部
３によりハイブリツド４に送られる。空中線５は
モノパルス測角のため、２分割されており、ハイ
ブリツド４は、２分割された空中線５に対して送
信信号の分配を行い、送信信号は空中線５から空
間に電波として放射される。このようにして所定
方向へ放射された電波は目標によつてその一部が
反射され、２分割された空中線５からそれぞれ受
信信号としてハイブリツド４に入力される。ハイ
ブリツド４では入力される受信信号の和信号（Σ
信号）及び差信号（Δ信号）を出力する。Σ信号
は、送受切換器３を経由して受信回路６ａに送ら
れΔ信号はそのまま受信回路６ｂに送られる。受
信回路６ａ，６ｂでは、Σ信号及びΔ信号はそれ
ぞれ図示しない高周波増幅回路で増幅され、基準
信号発生回路１からの局部発振周波数と混合され
て中間周波数信号に変換され、図示しない検波器
で検波される。受信回路６ａ，６ｂの出力はそれ
ぞれクラツタ除去フイルタ７ａ，７ｂに入力され
る。クラツタ除去フイルタ７ａ，７ｂは地表面等
からの不要反射波（クラツタ）を消去するフイル
タを構成している。クラツタを構成している。ク
ラツタ除去フイルタ７ａ，７ｂでクラツタが除去
された各信号は、それぞれFFT回路８ａ，８ｂ
でＳ／Ｎ比改善のためのコヒーレント積分され
る。この点については後述する。FFT回路８ａ
の出力はΣ目標検出回路９に入力されて振幅量を
演算した後検出基準値を超え、レンジ・セル毎に
FFTの各周波数チヤネルの中で最大振幅のΣ信
号が検出される。Δ目標検出回路１０では、各レ
ンジセル毎に、Σ目標検出回路９で信号が検出さ
れた周波数チヤンネルと同じ周波数チヤンネルの
Δ信号を検出し振幅量を演算する。測角回路１１
では、検出されたΣ信号とΔ信号の振幅比から目
標の角度を検出する。このとき、Σ信号とΔ信号
は、同一条件の信号でなければならず、前述のよ
うにFFTの同一周波数チヤンネルを選ぶ必要が
ある。測角された信号は、信号処理回路１２を経
由して、指示器１３に表示される。
さて、FFT回路８ａ，８ｂについて説明する。
第２図は、１例として４ポイントFFTの例を示
したものである。４ポイントFFTでは、複素入
力信号のサンプル数Ｎは４サンプル必要であるた
め、レンジ・メモリ２１は４個のメモリ２１ａ〜
２１ｄを持ち４サンプル分の複素入力信号をレン
ジ・セル毎に記憶している。４個のメモリ２１ａ
〜２１ｂに４サンプル分の入力が記憶された時点
でゲート・パルス（Ｇ・Ｐ）によりスイツチ２２
ａ〜２２ｄは接とされ、４サンプル分の同一レン
ジ・セルの信号がレンジ・セル毎に出力されて
FFT演算回路２３へ入力される。ここで、FFT
演算回路２３への入力ｆ（ｎ）は(1)式で表わされ
る連続信号ｆ（ｔ）をサンプル周期Ｔでサンプル
した値であるため、一般的に(2)式で表わされる。
第２図は、１例として４ポイントFFTの例を示
したものである。４ポイントFFTでは、複素入
力信号のサンプル数Ｎは４サンプル必要であるた
め、レンジ・メモリ２１は４個のメモリ２１ａ〜
２１ｄを持ち４サンプル分の複素入力信号をレン
ジ・セル毎に記憶している。４個のメモリ２１ａ
〜２１ｂに４サンプル分の入力が記憶された時点
でゲート・パルス（Ｇ・Ｐ）によりスイツチ２２
ａ〜２２ｄは接とされ、４サンプル分の同一レン
ジ・セルの信号がレンジ・セル毎に出力されて
FFT演算回路２３へ入力される。ここで、FFT
演算回路２３への入力ｆ（ｎ）は(1)式で表わされ
る連続信号ｆ（ｔ）をサンプル周期Ｔでサンプル
した値であるため、一般的に(2)式で表わされる。
ｆ（ｔ）＝ｅ−jωt …(1)
ｆ（ｎ）＝ｅ−jωnT …(2)
ｎ：０，１，２，…，Ｎ−１
FFT演算回路２３は、離散的フーリエ変換を
高速で行なうものであり、フイルタ番号ｋ（ｋ：
０，１，２，…，Ｎ−１）の出力信号Ｆ（ｋ）は
３式で表わされることが知られている。
高速で行なうものであり、フイルタ番号ｋ（ｋ：
０，１，２，…，Ｎ−１）の出力信号Ｆ（ｋ）は
３式で表わされることが知られている。
Ｆ（ｋ）＝sin（NωT／２−πk）／Nsin（ωT／２−
πk／Ｎ）・e-j(〓T- 2〓k/N) N-1/2…(3) またＦ（ｋ）の振幅応答｜Ｈ（ω）ｋ｜は(4)式で
表わされる。
πk／Ｎ）・e-j(〓T- 2〓k/N) N-1/2…(3) またＦ（ｋ）の振幅応答｜Ｈ（ω）ｋ｜は(4)式で
表わされる。
｜Ｈ（ω）ｋ｜＝NωT／２sin（NωT／２−
πk）／Nsin（ωT／２−πk／Ｎ）2πk／Ｎ…(4) ただし、Ｎ：サンプル数（ポイント数） Ｔ：サンプリング周期（送信周期） ｋ：フイルタ番号（ｋ＝０，１，２，…，Ｎ−
１） である。
πk）／Nsin（ωT／２−πk／Ｎ）2πk／Ｎ…(4) ただし、Ｎ：サンプル数（ポイント数） Ｔ：サンプリング周期（送信周期） ｋ：フイルタ番号（ｋ＝０，１，２，…，Ｎ−
１） である。
FFT演算回路２３で演算された信号は、除算
器２４で入出力の振幅を揃えるため1/4にされて
出力する。
器２４で入出力の振幅を揃えるため1/4にされて
出力する。
従来は以上のように構成されていたため、Δ信
号系はFFT回路８ｂの出力は１周波数チヤンネ
ルだけ使用するにもかかわらず、４ポイント
FFTで構成されていたため、装置の規模が大き
くなる欠点があつた。この例は４ポイントである
が、ポイント数が大きくなるに従い、上記の欠点
は大きくなる。
号系はFFT回路８ｂの出力は１周波数チヤンネ
ルだけ使用するにもかかわらず、４ポイント
FFTで構成されていたため、装置の規模が大き
くなる欠点があつた。この例は４ポイントである
が、ポイント数が大きくなるに従い、上記の欠点
は大きくなる。
この発明は、上記のような従来のものの欠点を
除去するためになされたもので、Δ信号系に１チ
ヤンネルのコヒーレント積分回路を設け、Σ信号
の最大振幅の得られたFFT周波数チヤンネルに
従つてコヒーレント積分回路の複素乗算系数を選
ぶことにより、Σ信号系とΔ信号系の応答を等し
くすることにより、同一機能を小型化した装置を
提供することを目的としている。
除去するためになされたもので、Δ信号系に１チ
ヤンネルのコヒーレント積分回路を設け、Σ信号
の最大振幅の得られたFFT周波数チヤンネルに
従つてコヒーレント積分回路の複素乗算系数を選
ぶことにより、Σ信号系とΔ信号系の応答を等し
くすることにより、同一機能を小型化した装置を
提供することを目的としている。
以下、この発明の一実施例を図について説明す
る。
る。
第３図は、本発明に係るレーダ装置の構成図で
ある。第３図に於て、第１図と同一符号は同一又
は相当分を示し、説明を省略する。１４はコヒー
レント積分回路、１５は振幅検出回路、１６は遅
延回路である。第４図は第３図中のコヒーレント
積分回路１４の構成図である。
ある。第３図に於て、第１図と同一符号は同一又
は相当分を示し、説明を省略する。１４はコヒー
レント積分回路、１５は振幅検出回路、１６は遅
延回路である。第４図は第３図中のコヒーレント
積分回路１４の構成図である。
次に、動作について説明する。
Σ目標検出回路９ではΣ信号の振幅量を求めた
後検出基準値を超え、レンジ・セル毎にFFTの
各周波数チヤンネルの中で最大振幅のΣ信号を検
出する。このとき最大振幅の得られたFFTの周
波数チヤンネル（フイルタ番号）がコヒーレント
積分回路１４に送られる。コヒーレント積分回路
１４の動作は後述する。コヒーレント積分回路１
４から出力されるΔ信号は振幅検出回路１５によ
り振幅を求める。Δ信号はΣ信号に比べて時間が
遅れているため、遅延回路１６でΣ信号を遅らせ
て信号の時刻を合わせた後側角回路１１に送られ
る。１１〜１２は従来技術と同一構成、同一動作
である。
後検出基準値を超え、レンジ・セル毎にFFTの
各周波数チヤンネルの中で最大振幅のΣ信号を検
出する。このとき最大振幅の得られたFFTの周
波数チヤンネル（フイルタ番号）がコヒーレント
積分回路１４に送られる。コヒーレント積分回路
１４の動作は後述する。コヒーレント積分回路１
４から出力されるΔ信号は振幅検出回路１５によ
り振幅を求める。Δ信号はΣ信号に比べて時間が
遅れているため、遅延回路１６でΣ信号を遅らせ
て信号の時刻を合わせた後側角回路１１に送られ
る。１１〜１２は従来技術と同一構成、同一動作
である。
次に、コヒーレント積分回路１４について説明
する。第４図は４サンプルのコヒーレント積分の
例であり、FFT回路８ａと同様４サンプル分の
各レンジ・セルのΔ信号を順次入力してレンジ・
メモリ２１に記憶する。Σ信号検出回路９から送
られるフイルタ番号Ｋは、Σ信号のFFT、目標
検出の処理を行なつた後に出力されるため、Δ信
号のレンジ・メモリ２１の読み出しタイミングを
Σ信号の処理の遅れに合わせて遅らせるか、又は
レンジ・メモリ２１の出力に遅延回路を設ける必
要がある。乗算係数発生回路２６ではΣ目標検出
回路９から送られるフイルタ番号ｋに従つて乗算
係数Ｗ（ｎ）を発生させ、複素乗算回路３１でΔ
信号と乗算することによりサンプル毎に2πk／Ｎず つ移相させる。この信号は、加算器３２とメモリ
３３で構成させる累積器２７により累積加算され
た後入出力の振幅を揃えるため除算器２４で1/4
にされて出力される。Δ信号はΣ信号の目標検出
が終つた後にコヒーレント積分されるため、Σ信
号に比べて時間遅れが生じている。
する。第４図は４サンプルのコヒーレント積分の
例であり、FFT回路８ａと同様４サンプル分の
各レンジ・セルのΔ信号を順次入力してレンジ・
メモリ２１に記憶する。Σ信号検出回路９から送
られるフイルタ番号Ｋは、Σ信号のFFT、目標
検出の処理を行なつた後に出力されるため、Δ信
号のレンジ・メモリ２１の読み出しタイミングを
Σ信号の処理の遅れに合わせて遅らせるか、又は
レンジ・メモリ２１の出力に遅延回路を設ける必
要がある。乗算係数発生回路２６ではΣ目標検出
回路９から送られるフイルタ番号ｋに従つて乗算
係数Ｗ（ｎ）を発生させ、複素乗算回路３１でΔ
信号と乗算することによりサンプル毎に2πk／Ｎず つ移相させる。この信号は、加算器３２とメモリ
３３で構成させる累積器２７により累積加算され
た後入出力の振幅を揃えるため除算器２４で1/4
にされて出力される。Δ信号はΣ信号の目標検出
が終つた後にコヒーレント積分されるため、Σ信
号に比べて時間遅れが生じている。
コヒーレント積分回路１４への入力は５式で表
わされる信号をサンプリング周期（送信周期）Ｔ
でサンプルした値であるため(6)式で表わされる。
わされる信号をサンプリング周期（送信周期）Ｔ
でサンプルした値であるため(6)式で表わされる。
ｆ（ｔ）＝e-jwt …(5)
ｆ（ｎ）＝e-jwnT …(6)
ｎ：０，１，２…Ｎ−１（Ｎ：サンプル数）
乗算係数発生回路２６では、(7)式で表わされる
乗算係数を発生する。
乗算係数を発生する。
Ｗ（ｎ）＝ejn2πk／Ｎ …(7)
ｋ＝フイルタ番号（ｋ＝０，１，２，…Ｎ−
１） 複素乗算回路３１で(6)式と(7)式の乗算を行う
と、(8)式となる。
１） 複素乗算回路３１で(6)式と(7)式の乗算を行う
と、(8)式となる。
X1（ｎ）＝ｆ（ｎ）Ｗ（ｎ）＝e-j〓nT・ejn 2〓
k/N＝ejn(〓T- 2〓k/N)…(8) 次に、累積器３２，２７でＮサンプル（送信）
分の累積加算を行なうと(9)式となる。
k/N＝ejn(〓T- 2〓k/N)…(8) 次に、累積器３２，２７でＮサンプル（送信）
分の累積加算を行なうと(9)式となる。
X2（ω）＝N-1
〓
〓n=0
ｅ−jn（ωT−2πk／Ｎ＝１−ｅ−jn（ωT−2πk／
Ｎ）／１−ｅ−ｊ（ωT−2πk／Ｎ） ＝sin｛Ｎ／２（ωT−2πk／Ｎ）｝／sin
｛１２（ωT−2πk／Ｎ）｝e-j N-1/2(〓T- 2〓k N)…(
9) 次に除算器２４で１／Ｎの除算を行うため、出
力は(10)となる。
Ｎ）／１−ｅ−ｊ（ωT−2πk／Ｎ） ＝sin｛Ｎ／２（ωT−2πk／Ｎ）｝／sin
｛１２（ωT−2πk／Ｎ）｝e-j N-1/2(〓T- 2〓k N)…(
9) 次に除算器２４で１／Ｎの除算を行うため、出
力は(10)となる。
Ｆ（ω）＝１／Ｎ×X2（ω）＝sin（NωT／２−
πk）／Nsin（ωT／２−πk／Ｎ）e-j N-1/2(〓T-2〓k/
N)…(10) (10)式の振幅応答｜Ｈ（ω）｜は(11)式で表わされ(4
)
式で表わされるFFTのフイルタ番号ｋの振幅応
答と同一になる。
πk）／Nsin（ωT／２−πk／Ｎ）e-j N-1/2(〓T-2〓k/
N)…(10) (10)式の振幅応答｜Ｈ（ω）｜は(11)式で表わされ(4
)
式で表わされるFFTのフイルタ番号ｋの振幅応
答と同一になる。
｜Ｈ（ω）｜＝sin（NωT／２−πk）／Nsin（ωT／
２−πk／Ｎ）…(11) なお、上記実施例では、４ポイントFFTの場
合について説明したが任意のポイント数（サンプ
ル数に適用されることは当然であり、また、ポイ
ント数が多くなるほど本発明の効果は大きい。ま
たFFTは信号のコヒーレント積分を行うものと
して説明したが、目標の速度を求める又はクラツ
タを除去する目的で使用する場合も同様に適用で
きる。Δ信号系は１系統で説明を行つたが、方
位、仰角の測角等、Δ信号系が２系統以上ある場
合にも適用できる。
２−πk／Ｎ）…(11) なお、上記実施例では、４ポイントFFTの場
合について説明したが任意のポイント数（サンプ
ル数に適用されることは当然であり、また、ポイ
ント数が多くなるほど本発明の効果は大きい。ま
たFFTは信号のコヒーレント積分を行うものと
して説明したが、目標の速度を求める又はクラツ
タを除去する目的で使用する場合も同様に適用で
きる。Δ信号系は１系統で説明を行つたが、方
位、仰角の測角等、Δ信号系が２系統以上ある場
合にも適用できる。
和（Σ）信号系のコヒーレント積分回路とし
て、FFTを使用する例を示したが、FFTと等価
な応答の得られるフイルタ・バンクを用いても良
い。
て、FFTを使用する例を示したが、FFTと等価
な応答の得られるフイルタ・バンクを用いても良
い。
和（Σ）信号系で、同一レンジ・セルで最大振
幅の得られるフイルタ番号を選び、レンジ・セル
当り１目標を検出する場合の例を示したが、和
（Σ）信号系のΣ目標検出回路９において、レン
ジ・セル当りｎ目標を検出するように構成し、ｎ
個のコヒーレント積分回路を持つことにより、レ
ンジ・セル当りｎ目標の処理をなうことができ
る。
幅の得られるフイルタ番号を選び、レンジ・セル
当り１目標を検出する場合の例を示したが、和
（Σ）信号系のΣ目標検出回路９において、レン
ジ・セル当りｎ目標を検出するように構成し、ｎ
個のコヒーレント積分回路を持つことにより、レ
ンジ・セル当りｎ目標の処理をなうことができ
る。
差（Δ）信号系のコヒーレント積分回路１４へ
の入力は、全レンジ・セル信号を順次入力し、全
レンジ・セルの処理を行なう例を示したが、和
（Σ）信号系で目標の検出されなかつたレンジ・
セル処理を行なわない（目標の検出されたレン
ジ・セルの信号だけ処理を行なう）ことにより、
処理時間が短縮できる。
の入力は、全レンジ・セル信号を順次入力し、全
レンジ・セルの処理を行なう例を示したが、和
（Σ）信号系で目標の検出されなかつたレンジ・
セル処理を行なわない（目標の検出されたレン
ジ・セルの信号だけ処理を行なう）ことにより、
処理時間が短縮できる。
以上のように、この発明によれば、従来和
（Σ）信号系のドプラ、フイルタ、バンクと同一
の構成で処理を行なつていた差（Δ）信号系のコ
ヒーレント積分を規模の小さなコヒーレント積分
回路で構成できるため、装置が小型、安価にでき
る効果がある。
（Σ）信号系のドプラ、フイルタ、バンクと同一
の構成で処理を行なつていた差（Δ）信号系のコ
ヒーレント積分を規模の小さなコヒーレント積分
回路で構成できるため、装置が小型、安価にでき
る効果がある。
第１図は従来の信号のコヒーレント積分、モノ
パルス測角を行うレーダ装置の構成を示すブロツ
ク図、第２図は、コヒーレント積分を行うための
FFT回路の従来の構成を示すブロツク図、第３
図は、本発明の一実施例によるレーダ装置の構成
を示すブロツク図、第４図はそのコヒーレント積
分回路の構成を示すブロツク図である。 ９…Σ目標検出回路、１４…コヒーレント積分
回路、２１…レンジ・メモリ、２６…乗算係数発
生回路、３１…複素乗算器、３２…加算器、２７
…メモリ、２４…除算器。
パルス測角を行うレーダ装置の構成を示すブロツ
ク図、第２図は、コヒーレント積分を行うための
FFT回路の従来の構成を示すブロツク図、第３
図は、本発明の一実施例によるレーダ装置の構成
を示すブロツク図、第４図はそのコヒーレント積
分回路の構成を示すブロツク図である。 ９…Σ目標検出回路、１４…コヒーレント積分
回路、２１…レンジ・メモリ、２６…乗算係数発
生回路、３１…複素乗算器、３２…加算器、２７
…メモリ、２４…除算器。
Claims (1)
- １ 目標から反射された受信信号が分配されて入
力され、和信号及び差信号を出力するハイブリツ
ドと、上記和信号が入力され、レンジセル毎に複
数サンプル分の信号を出力するフーリエ変換回路
と、このフーリエ変換回路の出力よりレンジセル
毎に最大振幅の和信号を検出する和信号目標検出
回路と、この和信号目標検出回路によつて目標が
検出されたフイルタ番号により乗算係数を発生す
る乗算係数発生回路と、上記差信号が入力され、
上記乗算係数を乗算する乗算回路と、この乗算回
路の出力を複数サンプル分累積加算を行なう累積
器と、この累積器の出力から振幅応答を検出する
振幅検出回路と、この振幅検出回路の出力及び上
記和信号目標検出回路の出力を遅延させた出力が
供給されて目標の測角を行なう測角回路とを備え
たことを特徴とするレーダ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9726883A JPS59221683A (ja) | 1983-05-31 | 1983-05-31 | レ−ダ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9726883A JPS59221683A (ja) | 1983-05-31 | 1983-05-31 | レ−ダ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59221683A JPS59221683A (ja) | 1984-12-13 |
| JPH0257873B2 true JPH0257873B2 (ja) | 1990-12-06 |
Family
ID=14187783
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9726883A Granted JPS59221683A (ja) | 1983-05-31 | 1983-05-31 | レ−ダ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59221683A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0335965U (ja) * | 1989-08-18 | 1991-04-08 | ||
| JPH04115848U (ja) * | 1991-03-25 | 1992-10-15 | 正夫 福島 | 複写機における排出シート誘導案内装置 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4723880B2 (ja) * | 2005-03-07 | 2011-07-13 | 株式会社東芝 | 電波誘導装置 |
-
1983
- 1983-05-31 JP JP9726883A patent/JPS59221683A/ja active Granted
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0335965U (ja) * | 1989-08-18 | 1991-04-08 | ||
| JPH04115848U (ja) * | 1991-03-25 | 1992-10-15 | 正夫 福島 | 複写機における排出シート誘導案内装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59221683A (ja) | 1984-12-13 |
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