JPH0248917B2 - - Google Patents
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- JPH0248917B2 JPH0248917B2 JP56124095A JP12409581A JPH0248917B2 JP H0248917 B2 JPH0248917 B2 JP H0248917B2 JP 56124095 A JP56124095 A JP 56124095A JP 12409581 A JP12409581 A JP 12409581A JP H0248917 B2 JPH0248917 B2 JP H0248917B2
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- inverse filter
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- 238000010606 normalization Methods 0.000 claims description 22
- 238000001914 filtration Methods 0.000 claims description 12
- 238000013500 data storage Methods 0.000 claims description 8
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 claims description 7
- 238000000605 extraction Methods 0.000 claims description 6
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 8
- 238000000034 method Methods 0.000 description 5
- 108010014172 Factor V Proteins 0.000 description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 238000005311 autocorrelation function Methods 0.000 description 1
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- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 1
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 description 1
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、音声の合成分析または音声認識等に
用いる音声周波数特性パターンの極零パラメータ
抽出装置に関する。
用いる音声周波数特性パターンの極零パラメータ
抽出装置に関する。
極零パラメータ、すなわち極の周波数、極の
バンド幅ｂと２次の線形予測係数α1，α2との間に
は一定の関係があるから、各種の極（零）パラメ
ータに対して求めた線形予測係数によつて入力波
形に逆フイルタリングをかけた出力のパワー（エ
ラーパワー）が最小になる極（零）パラメータを
抽出すれば極（零）パラメータを求めることがで
きる。極（零）が複数あるときは、極（零）の数
だけ上記操作をくり返すことにより極（零）パラ
メータが抽出される。
バンド幅ｂと２次の線形予測係数α1，α2との間に
は一定の関係があるから、各種の極（零）パラメ
ータに対して求めた線形予測係数によつて入力波
形に逆フイルタリングをかけた出力のパワー（エ
ラーパワー）が最小になる極（零）パラメータを
抽出すれば極（零）パラメータを求めることがで
きる。極（零）が複数あるときは、極（零）の数
だけ上記操作をくり返すことにより極（零）パラ
メータが抽出される。
例えば、音声波形から算出された自己相関値に
対して、自己相関関数の領域で複数個の極（ある
いは零）に対して逆フイルタリングを順次行ない
最終の逆フイルタ出力パワーを比較することによ
り該出力パワーを最小にする極零パラメータを抽
出する方式が知られている。この際１つの極に対
しての自己相関領域での逆フイルタリングは、入
力波形の時間遅れｉ（タイムスロツト数）の自己
相関値をVi、極パラメータに対応する２次の線形
予測係数をα1，α2とすると、出力の自己相関値ri
が、 ri＝（１＋α1 2＋α2 2）Vi−（α1−α1α2）Vi+1 −（α1−α1α2）Vi-1−α2（Vi-2＋Vi+2）……
(1) で演算されることから、上記(1)式でｉ＝０のとき
の自己相関値r0でエラーパワーを算出することが
できる。零パラメータに対しても同様である。ま
た(1)式で与えられるri（ｉ＝０，１，２，……）
を改めて次の逆フイルタリングの入力Viとして与
えることによつて同様な演算をくり返して最終的
に最小のエラーパワーを与える極零パラメータの
組を抽出するのが、演算量が比較的少なく有効な
方式である。上述について詳しくは“自己相関領
域での逆フイルタリングを用いたホルマントの多
段推定方式”（日本音響学会講演論文集、昭和56
年５月）を参照されたい。なお上述の方式を用い
た極零パラメータ抽出装置は、昭和56年特許願第
37264号において提案されている。
対して、自己相関関数の領域で複数個の極（ある
いは零）に対して逆フイルタリングを順次行ない
最終の逆フイルタ出力パワーを比較することによ
り該出力パワーを最小にする極零パラメータを抽
出する方式が知られている。この際１つの極に対
しての自己相関領域での逆フイルタリングは、入
力波形の時間遅れｉ（タイムスロツト数）の自己
相関値をVi、極パラメータに対応する２次の線形
予測係数をα1，α2とすると、出力の自己相関値ri
が、 ri＝（１＋α1 2＋α2 2）Vi−（α1−α1α2）Vi+1 −（α1−α1α2）Vi-1−α2（Vi-2＋Vi+2）……
(1) で演算されることから、上記(1)式でｉ＝０のとき
の自己相関値r0でエラーパワーを算出することが
できる。零パラメータに対しても同様である。ま
た(1)式で与えられるri（ｉ＝０，１，２，……）
を改めて次の逆フイルタリングの入力Viとして与
えることによつて同様な演算をくり返して最終的
に最小のエラーパワーを与える極零パラメータの
組を抽出するのが、演算量が比較的少なく有効な
方式である。上述について詳しくは“自己相関領
域での逆フイルタリングを用いたホルマントの多
段推定方式”（日本音響学会講演論文集、昭和56
年５月）を参照されたい。なお上述の方式を用い
た極零パラメータ抽出装置は、昭和56年特許願第
37264号において提案されている。
上述の従来方式は、パターンマツチング的なホ
ルマント抽出方式としては、演算量が比較的少な
く有効な方式であるが、複数の極に対して逆フイ
ルタを複数個縦続接続して逆フイルタリングを行
なう場合に、自己相関値riの変動が大きく、演算
回路のダイナミツクレンジを広くとらなければな
らないため、演算回路の規模が大きくなるという
欠点がある。
ルマント抽出方式としては、演算量が比較的少な
く有効な方式であるが、複数の極に対して逆フイ
ルタを複数個縦続接続して逆フイルタリングを行
なう場合に、自己相関値riの変動が大きく、演算
回路のダイナミツクレンジを広くとらなければな
らないため、演算回路の規模が大きくなるという
欠点がある。
本発明の目的は、自己相関領域における逆フイ
ルタリングを縦続接続した場合において、演算回
路のダイナミツクレンジを縮小し、回路規模を小
とすることができる極零パラメータ抽出装置を提
供することにある。
ルタリングを縦続接続した場合において、演算回
路のダイナミツクレンジを縮小し、回路規模を小
とすることができる極零パラメータ抽出装置を提
供することにある。
本発明の抽出装置は、音声信号から時間窓内の
自己相関値Vi（ｉ＝０，１，２，…）を算出する
自己相関値算出回路と、各種の極および又は零パ
ラメータおよびそれらに対応する線形予測係数を
記憶したホルマントデータ記憶回路と、入力した
自己相関値と上記線形予測係数により一定の演算
を行つて逆フイルタリングを行なつた出力値の自
己相関値ri（ｉ＝１，２，…）を次段に入力させ
る複数の逆フイルタ回路と、最終段の上記逆フイ
ルタ回路の出力する電力値のうち最小のものを検
出しこれに対応する前記ホルマントデータ記憶回
路の番地を出力する出力パワー比較回路とを備え
た極零パラメータ抽出装置において、前記逆フイ
ルタ回路に入力する自己相関値Viおよび各段階の
逆フイルタ回路の出力する自己相関値riをそれぞ
れの電力値で正規化する正規化回路を備えて、そ
れぞれの前記逆フイルタ回路は、上記正規化され
た自己相関値によつて演算処理することを特徴と
する。
自己相関値Vi（ｉ＝０，１，２，…）を算出する
自己相関値算出回路と、各種の極および又は零パ
ラメータおよびそれらに対応する線形予測係数を
記憶したホルマントデータ記憶回路と、入力した
自己相関値と上記線形予測係数により一定の演算
を行つて逆フイルタリングを行なつた出力値の自
己相関値ri（ｉ＝１，２，…）を次段に入力させ
る複数の逆フイルタ回路と、最終段の上記逆フイ
ルタ回路の出力する電力値のうち最小のものを検
出しこれに対応する前記ホルマントデータ記憶回
路の番地を出力する出力パワー比較回路とを備え
た極零パラメータ抽出装置において、前記逆フイ
ルタ回路に入力する自己相関値Viおよび各段階の
逆フイルタ回路の出力する自己相関値riをそれぞ
れの電力値で正規化する正規化回路を備えて、そ
れぞれの前記逆フイルタ回路は、上記正規化され
た自己相関値によつて演算処理することを特徴と
する。
次に、本発明について図面を参照して詳細に説
明する。
明する。
本発明は、各段階の逆フイルタ回路に入力させ
る自己相関値を時間おくれ零の自己相関値、すな
わち電力値によつて正規化することによつてダイ
ナミツクレンジを縮小するものである。
る自己相関値を時間おくれ零の自己相関値、すな
わち電力値によつて正規化することによつてダイ
ナミツクレンジを縮小するものである。
図は、本発明の一実施例を示すブロツクであ
る。すなわち、音声波形入力端子１から入力した
音声波形は、分析窓回路２によつて、一定の時間
区間内の音声波形の各タイムスロツトごとの出力
値が出力される。自己相関値算出回路３は、分析
窓回路２の出力値から遅間遅れｉの自己相関値Vi
（ｉ＝０，１，２…）を算出して正規化回路１１
に送る。正規化回路１１は上記自己相関値Viを時
間おくれ零の自己相関値（電力値）V0で除して
正規化した値Vi′＝Vi／V0を、逆フイルタ回路７
を送り、上記電力値V0の対数値を加算回路４に
送る。上記の正規化された自己相関値Vi′の値の
範囲は、正規化前の自己相関値Viのとる値の範囲
より大幅に縮小されていることは明らかである。
従つて、逆フイルタ回路７における演算のダイナ
ミツクレンジを大幅に縮小させることができる効
果がある。説明の便宜のため、上記正規化された
自己相関値Vi′を以下の説明においてはあらため
てViということにする。一方、ホルマントデータ
記憶回路２１は、各種の極パラメータおよびそれ
に対応する線形予測係数を記憶したテーブルであ
つて、制御回路２２から与えられる制御データに
従つて、ホルマント（極）パラメータに対応する
線形予測係数α1，α2をホルマントデータ伝送路１
５を通して逆フイルタ回路７，８，９，１０に出
力する。逆フイルタ回路７は、制御回路２２から
逆フイルタ回路制御データ伝送路１６を介して与
えられる制御データに従つて上記線形予測係数に
より前記正規化回路１１から与えられた正規化さ
れた自己相関値Viに対して逆フイルタリングを行
なう。すなわち、前記(1)式の演算を行なつて、逆
フイルタリング出力の自己相関値riを算出し、正
規化回路１２へ送る。正規化回路１２は、上記逆
フイルタ回路７の出力する自己相関値riのうち、
ｉ＝０のもの、すなわちr0の対数値を加算回路４
に送り、加算回路４において前記正規化回路１１
から出力したV0の対数値と加算される。一方、
上記自己相関値riは、正規化回路１２において上
記r0で除して正規化されて逆フイルタ回路８に送
られる。そして、逆フイルタ回路８は、制御回路
２２から逆フイルタ回路制御データ伝送路１７を
介して送られる制御データにより、同じく制御回
路２２の制御によつてホルマントデータ記憶回路
２１から送られた線形予測係数α1，α2を使用し、
上記正規化回路１２の出力する正規化された自己
相関値を(1)式のVi，Vi+1，Vi-1，Vi+2，Vi-2に代
入して(1)式の計算を行ない、新たな自己相関値ri
を出力する。この出力値は、前述と同様に正規化
回路１３によつて正規化されて、次段の逆フイル
タ回路９の入力とされ、逆フイルタ回路９におい
て同様に処理される。逆フイルタ回路１０におい
ても同様である。逆フイルタ回路９，１０には、
制御回路２２から逆フイルタ回路制御データ伝送
路１８，１９によつて制御データが送られ、それ
ぞれ該制御データに従つてホルマントデータ記憶
回路２１から送られた線形予測係数によつて上述
の処理を行なう。そして、逆フイルタ回路９の出
力する自己相関値riは、正規化回路１４によつて
前述と同様に処理される。正規化回路１３，１４
の出力する電力値の対数値は、それぞれ加算回路
５，６に送られてそれぞれ加算されるから加算回
路６の出力値は、前述のすべての正規化回路１１
〜１４の出力値（電力値の対数値）の和となつ
て、出力パワー比較回路２０に送られる。同時
に、出力パワー比較回路２０には前記逆フイルタ
回路１０の出力する自己相関値のうちｉ＝０のも
の、すなわち電力値が入力される。
る。すなわち、音声波形入力端子１から入力した
音声波形は、分析窓回路２によつて、一定の時間
区間内の音声波形の各タイムスロツトごとの出力
値が出力される。自己相関値算出回路３は、分析
窓回路２の出力値から遅間遅れｉの自己相関値Vi
（ｉ＝０，１，２…）を算出して正規化回路１１
に送る。正規化回路１１は上記自己相関値Viを時
間おくれ零の自己相関値（電力値）V0で除して
正規化した値Vi′＝Vi／V0を、逆フイルタ回路７
を送り、上記電力値V0の対数値を加算回路４に
送る。上記の正規化された自己相関値Vi′の値の
範囲は、正規化前の自己相関値Viのとる値の範囲
より大幅に縮小されていることは明らかである。
従つて、逆フイルタ回路７における演算のダイナ
ミツクレンジを大幅に縮小させることができる効
果がある。説明の便宜のため、上記正規化された
自己相関値Vi′を以下の説明においてはあらため
てViということにする。一方、ホルマントデータ
記憶回路２１は、各種の極パラメータおよびそれ
に対応する線形予測係数を記憶したテーブルであ
つて、制御回路２２から与えられる制御データに
従つて、ホルマント（極）パラメータに対応する
線形予測係数α1，α2をホルマントデータ伝送路１
５を通して逆フイルタ回路７，８，９，１０に出
力する。逆フイルタ回路７は、制御回路２２から
逆フイルタ回路制御データ伝送路１６を介して与
えられる制御データに従つて上記線形予測係数に
より前記正規化回路１１から与えられた正規化さ
れた自己相関値Viに対して逆フイルタリングを行
なう。すなわち、前記(1)式の演算を行なつて、逆
フイルタリング出力の自己相関値riを算出し、正
規化回路１２へ送る。正規化回路１２は、上記逆
フイルタ回路７の出力する自己相関値riのうち、
ｉ＝０のもの、すなわちr0の対数値を加算回路４
に送り、加算回路４において前記正規化回路１１
から出力したV0の対数値と加算される。一方、
上記自己相関値riは、正規化回路１２において上
記r0で除して正規化されて逆フイルタ回路８に送
られる。そして、逆フイルタ回路８は、制御回路
２２から逆フイルタ回路制御データ伝送路１７を
介して送られる制御データにより、同じく制御回
路２２の制御によつてホルマントデータ記憶回路
２１から送られた線形予測係数α1，α2を使用し、
上記正規化回路１２の出力する正規化された自己
相関値を(1)式のVi，Vi+1，Vi-1，Vi+2，Vi-2に代
入して(1)式の計算を行ない、新たな自己相関値ri
を出力する。この出力値は、前述と同様に正規化
回路１３によつて正規化されて、次段の逆フイル
タ回路９の入力とされ、逆フイルタ回路９におい
て同様に処理される。逆フイルタ回路１０におい
ても同様である。逆フイルタ回路９，１０には、
制御回路２２から逆フイルタ回路制御データ伝送
路１８，１９によつて制御データが送られ、それ
ぞれ該制御データに従つてホルマントデータ記憶
回路２１から送られた線形予測係数によつて上述
の処理を行なう。そして、逆フイルタ回路９の出
力する自己相関値riは、正規化回路１４によつて
前述と同様に処理される。正規化回路１３，１４
の出力する電力値の対数値は、それぞれ加算回路
５，６に送られてそれぞれ加算されるから加算回
路６の出力値は、前述のすべての正規化回路１１
〜１４の出力値（電力値の対数値）の和となつ
て、出力パワー比較回路２０に送られる。同時
に、出力パワー比較回路２０には前記逆フイルタ
回路１０の出力する自己相関値のうちｉ＝０のも
の、すなわち電力値が入力される。
以上の操作が、制御回路２２によつて制御され
複数通りの極（零）パラメータの組に対してくり
返し行なわれる。出力パワー比較回路２０は、制
御回路２２から出力パワー比較回路制御データ伝
送路２３を介して与えられる制御データに応じ
て、各極（零）パラメータの組ごとに与えられる
前記加算回路６の出力値と逆フイルタ回路１０の
出力する自己相関値（電力値）の対数値から電力
値（最終のエラーパワー）を求め、最小の電力値
を与える極（零）パラメータの組の番号を制御回
路２２に出力する。制御回路２２は該ホルマント
の組の番号に従つてホルマントデータをホルマン
トデータ出力端子２４より出力する。すなわち、
極零パラメータが抽出される。
複数通りの極（零）パラメータの組に対してくり
返し行なわれる。出力パワー比較回路２０は、制
御回路２２から出力パワー比較回路制御データ伝
送路２３を介して与えられる制御データに応じ
て、各極（零）パラメータの組ごとに与えられる
前記加算回路６の出力値と逆フイルタ回路１０の
出力する自己相関値（電力値）の対数値から電力
値（最終のエラーパワー）を求め、最小の電力値
を与える極（零）パラメータの組の番号を制御回
路２２に出力する。制御回路２２は該ホルマント
の組の番号に従つてホルマントデータをホルマン
トデータ出力端子２４より出力する。すなわち、
極零パラメータが抽出される。
次に、上述の操作で最終のエラーパワーが算出
される理由について説明する。ｋ段目の逆フイル
タ回路で得られる自己相関値をri k（ｋ＝１，２，
…，Ｋ，Ｋは抽出すべきホルマントの個数を表わ
す）とすると、ｋ＋１段目の逆フイルタの入力と
して与えられる正規化された自己相関値Vi k+1は、 Vi k+1＝ri k／r0 k （ｉ＝１，２，……Ｉ） ……(2) である。ここでＩはｋ＋１段目において演算に必
要とされる自己相関係数の次数であり、正規化因
子r0 kはｋ段目の逆フイルタ回路の出力する時間
おくれ零の自己相関値、すなわち電力値を表わ
す。また、１段目の逆フイルタ入力Vi 1は入力波
形の自己相関値Viをその電力値（正規化因子）
V0で除したものであるから Vi 1＝Vi／V0 ……(3) である。従つて正規化しないでＫ段の逆フイルタ
リングを行なつた際得られる最終電力値（エラー
パワー値）Ｅは、上記正規化因子V0，r0 1，…
r0 K-1を用いて次の(4)式で表わされる。
される理由について説明する。ｋ段目の逆フイル
タ回路で得られる自己相関値をri k（ｋ＝１，２，
…，Ｋ，Ｋは抽出すべきホルマントの個数を表わ
す）とすると、ｋ＋１段目の逆フイルタの入力と
して与えられる正規化された自己相関値Vi k+1は、 Vi k+1＝ri k／r0 k （ｉ＝１，２，……Ｉ） ……(2) である。ここでＩはｋ＋１段目において演算に必
要とされる自己相関係数の次数であり、正規化因
子r0 kはｋ段目の逆フイルタ回路の出力する時間
おくれ零の自己相関値、すなわち電力値を表わ
す。また、１段目の逆フイルタ入力Vi 1は入力波
形の自己相関値Viをその電力値（正規化因子）
V0で除したものであるから Vi 1＝Vi／V0 ……(3) である。従つて正規化しないでＫ段の逆フイルタ
リングを行なつた際得られる最終電力値（エラー
パワー値）Ｅは、上記正規化因子V0，r0 1，…
r0 K-1を用いて次の(4)式で表わされる。
Ｅ＝V0r0 1r0 2…r0 K-1r0 K ……(4)
ただしr0 Kは、Ｋ段目の逆フイルタの出力する電
力値である。従つて、各正規化因子V0，r0 1，…
r0 K-1と最終段出力r0 Kをすべて乗ずればエラーパ
ワーＥが得られる。すなわち、各正規化因子およ
び最終段電力値の対数値の加算によりエラーパワ
ーを比較することができる。各逆フイルタ回路に
は正規化された相関値が入力されているから、そ
のダイナミツクレンジは小さくて良い。すなわ
ち、演算回路の規模を大幅に小さくすることが可
能である。
力値である。従つて、各正規化因子V0，r0 1，…
r0 K-1と最終段出力r0 Kをすべて乗ずればエラーパ
ワーＥが得られる。すなわち、各正規化因子およ
び最終段電力値の対数値の加算によりエラーパワ
ーを比較することができる。各逆フイルタ回路に
は正規化された相関値が入力されているから、そ
のダイナミツクレンジは小さくて良い。すなわ
ち、演算回路の規模を大幅に小さくすることが可
能である。
以上のように、本発明においては、音声波形入
力の自己相関値に、線形予測係数によつて逆フイ
ルタリングをかけ、その出力する自己相関値を次
段の逆フイルタ回路に入力させ、極零パラメータ
の個数だけ上述と同様な動作を多段に行なつて最
終のエラーパワーを算出するに際し、各段階の逆
フイルタ回路には、電力値で正規化した自己相関
値を入力させるように構成されているから、逆フ
イルタ内のダイナミツクレンジが小さくなり演算
回路の規模を大幅に小さくすることができる効果
がある。
力の自己相関値に、線形予測係数によつて逆フイ
ルタリングをかけ、その出力する自己相関値を次
段の逆フイルタ回路に入力させ、極零パラメータ
の個数だけ上述と同様な動作を多段に行なつて最
終のエラーパワーを算出するに際し、各段階の逆
フイルタ回路には、電力値で正規化した自己相関
値を入力させるように構成されているから、逆フ
イルタ内のダイナミツクレンジが小さくなり演算
回路の規模を大幅に小さくすることができる効果
がある。
図は本発明の一実施例を示すブロツク図であ
る。 図において、１…音声波形入力端子、２…分析
窓回路、３…自己相関値算出回路、４，５，６…
加算回路、７，８，９，１０…逆フイルタ回路、
１１，１２，１３，１４…正規化回路、１５…ホ
ルマントデータ伝送路、１６〜１９…逆フイルタ
回路制御データ伝送路、２０…出力パワー比較回
路、２１…ホルマントデータ記憶回路、２２…制
御回路、２３…出力パワー比較回路制御データ伝
送路、２４…ホルマントデータ出力端子。
る。 図において、１…音声波形入力端子、２…分析
窓回路、３…自己相関値算出回路、４，５，６…
加算回路、７，８，９，１０…逆フイルタ回路、
１１，１２，１３，１４…正規化回路、１５…ホ
ルマントデータ伝送路、１６〜１９…逆フイルタ
回路制御データ伝送路、２０…出力パワー比較回
路、２１…ホルマントデータ記憶回路、２２…制
御回路、２３…出力パワー比較回路制御データ伝
送路、２４…ホルマントデータ出力端子。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 音声信号から時間窓内の自己相関値Vi（ｉ＝
０，１，２…）を算出する自己相関値算出回路
と、 各種の極および又は零パラメータおよびそれら
に対応する線形予測係数を記憶したホルマントデ
ータ記憶回路と、 入力した自己相関値と上記線形予測係数により
一定の演算を行つて逆フイルタリングを行なつた
出力値の自己相関値ri（ｉ＝１，２，…）を次段
に入力させる複数の逆フイルタ回路と、 最終段の上記逆フイルタ回路の出力する電力値
のうち最小のものを検出しこれに対応する前記ホ
ルマントデータ記憶回路の番地を出力する出力パ
ワー比較回路と を備えた極零パラメータ抽出装置において、 前記逆フイルタ回路に入力する自己相関値Viお
よび各段階の逆フイルタ回路の出力する自己相関
値riをそれぞれの電力値で正規化する正規化回路
を備え、 前記複数の逆フイルタ回路は、それぞれ上記正
規化された自己相関値によつて演算処理する手段
を含むことを特徴とする極零パラメータ抽出装
置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56124095A JPS5825697A (ja) | 1981-08-10 | 1981-08-10 | 極零パラメ−タ抽出装置 |
| US06/358,638 US4486899A (en) | 1981-03-17 | 1982-03-16 | System for extraction of pole parameter values |
| CA000398517A CA1164569A (en) | 1981-03-17 | 1982-03-16 | System for extraction of pole/zero parameter values |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56124095A JPS5825697A (ja) | 1981-08-10 | 1981-08-10 | 極零パラメ−タ抽出装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5825697A JPS5825697A (ja) | 1983-02-15 |
| JPH0248917B2 true JPH0248917B2 (ja) | 1990-10-26 |
Family
ID=14876794
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56124095A Granted JPS5825697A (ja) | 1981-03-17 | 1981-08-10 | 極零パラメ−タ抽出装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5825697A (ja) |
-
1981
- 1981-08-10 JP JP56124095A patent/JPS5825697A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5825697A (ja) | 1983-02-15 |
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