JPH0225518B2 - - Google Patents
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- JPH0225518B2 JPH0225518B2 JP55042924A JP4292480A JPH0225518B2 JP H0225518 B2 JPH0225518 B2 JP H0225518B2 JP 55042924 A JP55042924 A JP 55042924A JP 4292480 A JP4292480 A JP 4292480A JP H0225518 B2 JPH0225518 B2 JP H0225518B2
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Classifications
-
- G—PHYSICS
- G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
- G10L—SPEECH ANALYSIS OR SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
- G10L19/00—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis
- G10L19/04—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis using predictive techniques
- G10L19/06—Determination or coding of the spectral characteristics, e.g. of the short-term prediction coefficients
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、サンプリング周期Ｔを有する予定の
レートでサンプリングされた音声信号の、特定の
持続時間の順次のセグメントから次数2nの巡回
型デジタル全極フイルタの2n個の係数aj（ここに
ｊ＝１、２、……、2nである）を取出す音声分
析方式を用いた音声合成装置で前記の全極フイル
タの極を制御するホルマントパラメータを決定す
るホルマントパラメータ決定法に関するものであ
る。
レートでサンプリングされた音声信号の、特定の
持続時間の順次のセグメントから次数2nの巡回
型デジタル全極フイルタの2n個の係数aj（ここに
ｊ＝１、２、……、2nである）を取出す音声分
析方式を用いた音声合成装置で前記の全極フイル
タの極を制御するホルマントパラメータを決定す
るホルマントパラメータ決定法に関するものであ
る。
文献IEEE Transaction on Acoustics、
Speech and Signal Processing、Vol.ASSP−
22、No.２、Apr、1974、PP.135−141には、ホル
マントを抽出する方法が記載されており、この方
法によればフイルタの伝達関数の分母を零に設定
することにより極を取出することができる。
Speech and Signal Processing、Vol.ASSP−
22、No.２、Apr、1974、PP.135−141には、ホル
マントを抽出する方法が記載されており、この方
法によればフイルタの伝達関数の分母を零に設定
することにより極を取出することができる。
文献Journal of the Acoustic Society of
America、Vol.63、No.５、May 1978、PP.1638
−1640には、全極フイルタは一次と二次との数個
の全極フイルタの縦続接続体とみなしうるという
ことが記載されている。第１図はこの文献に基づ
いて偶数個の極に対して構成した既知の音声合成
装置を示す。この音声合成装置は、パルス発生器
１と、雑音発生器２と、有声−無声スイツチ３
と、増幅器４と、二次全極フイルタ５，６，７お
よび８の縦続接続体とから成る。
America、Vol.63、No.５、May 1978、PP.1638
−1640には、全極フイルタは一次と二次との数個
の全極フイルタの縦続接続体とみなしうるという
ことが記載されている。第１図はこの文献に基づ
いて偶数個の極に対して構成した既知の音声合成
装置を示す。この音声合成装置は、パルス発生器
１と、雑音発生器２と、有声−無声スイツチ３
と、増幅器４と、二次全極フイルタ５，６，７お
よび８の縦続接続体とから成る。
パルス発生器１はピツチパラメータF0により
制御される。スイツチ３は有声−無声情報Ｖ／Ｕ
により制御される。振幅パラメータＡは増幅器４
を制御する。フイルタ５，６，７および８はホル
マント周波数Ｆと帯域幅Ｂとを規定するホルマン
トパラメータF1，B1；F2，B2；F3，B3および
F4，B4により制御される。
制御される。スイツチ３は有声−無声情報Ｖ／Ｕ
により制御される。振幅パラメータＡは増幅器４
を制御する。フイルタ５，６，７および８はホル
マント周波数Ｆと帯域幅Ｂとを規定するホルマン
トパラメータF1，B1；F2，B2；F3，B3および
F4，B4により制御される。
高次のデジタルフイルタのフイルタ係数を計算
する方法は、1968年８月に東京で開催された音響
学に関する会議で用いられた文献Proceedings
of the International Congress on Acoustics、
Ｃ−５−５、から既知である（J.L.Flanagan著、
Speech Analysis Synthesis and Perception、
第２版、第364〜367頁参照）。この方法では音声
の短時間自動相関関数が用いられている。
する方法は、1968年８月に東京で開催された音響
学に関する会議で用いられた文献Proceedings
of the International Congress on Acoustics、
Ｃ−５−５、から既知である（J.L.Flanagan著、
Speech Analysis Synthesis and Perception、
第２版、第364〜367頁参照）。この方法では音声
の短時間自動相関関数が用いられている。
全極フイルタの極対を決定する場合、実数の係
数を有する代数方程式の複素根を解くベアストウ
（Bairstow）法を用いることができる。この方法
は1965年に発行された本、Introduction to
Numerical Analysis（C.E.Frobdrg、Addison、
Wesley著）に記載されている。
数を有する代数方程式の複素根を解くベアストウ
（Bairstow）法を用いることができる。この方法
は1965年に発行された本、Introduction to
Numerical Analysis（C.E.Frobdrg、Addison、
Wesley著）に記載されている。
ホルマント抽出を行なう場合、極対は、これら
の極対をあるホルマント領域に簡単に割当てうる
ようになる順序で常に生じないという問題や、実
数の極が生じるおそれがあり、これらの実数の極
はホルマントとみなすことができないという問題
が生じる。
の極対をあるホルマント領域に簡単に割当てうる
ようになる順序で常に生じないという問題や、実
数の極が生じるおそれがあり、これらの実数の極
はホルマントとみなすことができないという問題
が生じる。
ホルマント、すなわち中心ホルマント周波数や
帯域幅は極対から計算でき、これらのデータは周
波数が増大する順序で配列しうる。しかし、この
ようにすることによつては、中心周波数が関連し
ない実数の極に対しては何等解決を行なえない。
帯域幅は極対から計算でき、これらのデータは周
波数が増大する順序で配列しうる。しかし、この
ようにすることによつては、中心周波数が関連し
ない実数の極に対しては何等解決を行なえない。
本発明の目的は、前述した方法における極対の
順序化を、音声合成装置のそれぞれの全極フイル
タ区分が正しいホルマントパラメータにより制御
されるように達成することにある。
順序化を、音声合成装置のそれぞれの全極フイル
タ区分が正しいホルマントパラメータにより制御
されるように達成することにある。
本発明は、サンプリング周期Ｔを有する予定の
レートでサンプリングされた音声信号の、特定の
持続時間の順次のセグメントから次数2nの巡回
型デジタル全極フイルタの2n個の係数aj（ここに
ｊ＝１、２、……、2nである）を取出す音声分
析方式を用いた音声合成装置で前記の全極フイル
タの極を制御するホルマントパラメータを決定す
るに当り、Z-1＝exp（−sT）とし、ｓ＝α＋jω
を複素周波数とした前記の全極フイルタの伝達関
数Ｈの式 に応じて前記の伝達関数をｎ個の二次伝達関数
Hi（ここにｉ＝１、２、……、ｎである）に分割
して、前記の全極フイルタのｎ個の二次区分の係
数の組合せ（pi、qi）を決定する工程と、前記の
係数の組合せ（pi、qi）を式 に応じて前記の係数の組合せ（pi、qi）を係数ci
およびriに変換する工程と、係数ciおよびriの値
を、値ｃ＝−２、ｃ＝＋２、ｒ＝−１およびｒ＝
０によつて制限された領域内にある値に限定する
工程と、これにより限定された係数ciおよびriの
組合せ（ci、ri）をciの値が増大する順序に配列す
る工程と、FiおよびBiをそれぞれ前記の二次区分
のホルマント周波数および帯域幅とした際に、前
記の工程で配列された係数の組合せ（ci、ri）か
ら、式 ci＝−2cos（2πFiＴ） ri＝e-〓BiT を用いて前記の全極フイルタのｎ個のそれぞれの
二次区分の極を制御するホルマントパラメータ
（Fi、Bi）を決定する工程とを具えることを特徴
とする。
レートでサンプリングされた音声信号の、特定の
持続時間の順次のセグメントから次数2nの巡回
型デジタル全極フイルタの2n個の係数aj（ここに
ｊ＝１、２、……、2nである）を取出す音声分
析方式を用いた音声合成装置で前記の全極フイル
タの極を制御するホルマントパラメータを決定す
るに当り、Z-1＝exp（−sT）とし、ｓ＝α＋jω
を複素周波数とした前記の全極フイルタの伝達関
数Ｈの式 に応じて前記の伝達関数をｎ個の二次伝達関数
Hi（ここにｉ＝１、２、……、ｎである）に分割
して、前記の全極フイルタのｎ個の二次区分の係
数の組合せ（pi、qi）を決定する工程と、前記の
係数の組合せ（pi、qi）を式 に応じて前記の係数の組合せ（pi、qi）を係数ci
およびriに変換する工程と、係数ciおよびriの値
を、値ｃ＝−２、ｃ＝＋２、ｒ＝−１およびｒ＝
０によつて制限された領域内にある値に限定する
工程と、これにより限定された係数ciおよびriの
組合せ（ci、ri）をciの値が増大する順序に配列す
る工程と、FiおよびBiをそれぞれ前記の二次区分
のホルマント周波数および帯域幅とした際に、前
記の工程で配列された係数の組合せ（ci、ri）か
ら、式 ci＝−2cos（2πFiＴ） ri＝e-〓BiT を用いて前記の全極フイルタのｎ個のそれぞれの
二次区分の極を制御するホルマントパラメータ
（Fi、Bi）を決定する工程とを具えることを特徴
とする。
実数の極は上述したように係数ciおよびriを制
限することにより複素数となる為、ホルマントを
簡単に決定することができる。係数を上述したよ
うに制限することによつては最終的な合成音声
に、聞きとりうるような悪影響を及ぼさない。
限することにより複素数となる為、ホルマントを
簡単に決定することができる。係数を上述したよ
うに制限することによつては最終的な合成音声
に、聞きとりうるような悪影響を及ぼさない。
中心ホルマント周波数Fiおよび帯域幅Biは式
ri＝e-〓BiT
ci＝2cos（2πFiＴ）
に応じて、上述した範囲にある係数ciおよびriか
ら計算することができる。
ら計算することができる。
この結果、フイルタ伝達関数に実数の極が生じ
る為に空間が生じないようなホルマントデータ
（Ｆ、Ｂ）の順序列が得られる。換言すれば、第
１図による音声合成装置に対しては中断なく且つ
適切な順序で、制御信号が供給され、しかもこれ
ら制御信号は適切なフイルタに対して供給され
る。
る為に空間が生じないようなホルマントデータ
（Ｆ、Ｂ）の順序列が得られる。換言すれば、第
１図による音声合成装置に対しては中断なく且つ
適切な順序で、制御信号が供給され、しかもこれ
ら制御信号は適切なフイルタに対して供給され
る。
図面につき本発明を説明する。
第２図につき説明する本発明による音声分析方
式においては、25ミリ秒の持続時間を有するセグ
メントを音声信号から分離する。この機能を、25
ｍｓを付したブロツク９によつて表わす。次の機
能はハミング窓による音声信号セグメントの乗算
であり、この機能を、WNDWを付したブロツク
１０によつて表わす。
式においては、25ミリ秒の持続時間を有するセグ
メントを音声信号から分離する。この機能を、25
ｍｓを付したブロツク９によつて表わす。次の機
能はハミング窓による音声信号セグメントの乗算
であり、この機能を、WNDWを付したブロツク
１０によつて表わす。
サンプリング周波数は例えば8000Hzとする為、
25ミリ秒の音声信号セグメントは200個のサンプ
ルを有する。ハミング窓による乗算の結果、信号
サンプルsj（ｊ＝１、…、200）が得られる。その
後に、ブロツク１１で示すようにこれらの信号サ
ンプルから自動相関係数rk（ｋ＝１、…、８）を
計算する。次にブロツク１２によつて示すように
８つの一次方程式の群により上記の係数rkからフ
イルタ係数aj（ｊ＝１、…、８）を計算する。
25ミリ秒の音声信号セグメントは200個のサンプ
ルを有する。ハミング窓による乗算の結果、信号
サンプルsj（ｊ＝１、…、200）が得られる。その
後に、ブロツク１１で示すようにこれらの信号サ
ンプルから自動相関係数rk（ｋ＝１、…、８）を
計算する。次にブロツク１２によつて示すように
８つの一次方程式の群により上記の係数rkからフ
イルタ係数aj（ｊ＝１、…、８）を計算する。
フイルタ係数ajは次式(1)の伝達関数を有する全
極フイルタの係数である。
極フイルタの係数である。
伝達関数Ｈはベアストウアルゴリズムによつて
次式(2)に示すように４つの二次伝達関数Hiに分
割される。
次式(2)に示すように４つの二次伝達関数Hiに分
割される。
この演算をブロツク１３で示す。この演算の結
果、係数の組合せ（pi、qi）（ここにｉ＝１、…、
４である）が４つとなる。
果、係数の組合せ（pi、qi）（ここにｉ＝１、…、
４である）が４つとなる。
可能な係数の組合せ（pi、qi）は第３図におい
てｐ、ｑ面に示す３角形内に位置する。複素数の
極に相当する係数の組合せは放物線P2−4q＝０
の上側に位置し、実数の極に相当する係数の組合
せは三角形中で上記の放物線の下側で斜線を付し
た部分内に位置する。
てｐ、ｑ面に示す３角形内に位置する。複素数の
極に相当する係数の組合せは放物線P2−4q＝０
の上側に位置し、実数の極に相当する係数の組合
せは三角形中で上記の放物線の下側で斜線を付し
た部分内に位置する。
係数の組合せ（pi、qi）は次式(3)に応じてホル
マント周波数Fiおよび帯域幅Biと関連する。
マント周波数Fiおよび帯域幅Biと関連する。
pi＝−2e-〓BiT・cos（2πFiＴ）
qi＝e-2〓BiT …(3)
ここにＴはサンプリング周期を示す。
第３図においては、係数の組合せ（ｐ、ｑ）の
１個を点１に示し、この点１と関連するホルマン
トよりも高い周波数を有し、このホルマントと同
じ帯域幅を有するホルマントに相当する係数の組
合せ（ｐ、ｑ）を点２に示す。点１と関連するホ
ルマントの帯域幅が、ホルマント周波数の変化が
なく増大すると、対応する点は放物線に沿つて１
から1′に移動する。点２から点2′への移動はホル
マント帯域幅が変化せずにホルマント周波数が減
少した場合に相当する。
１個を点１に示し、この点１と関連するホルマン
トよりも高い周波数を有し、このホルマントと同
じ帯域幅を有するホルマントに相当する係数の組
合せ（ｐ、ｑ）を点２に示す。点１と関連するホ
ルマントの帯域幅が、ホルマント周波数の変化が
なく増大すると、対応する点は放物線に沿つて１
から1′に移動する。点２から点2′への移動はホル
マント帯域幅が変化せずにホルマント周波数が減
少した場合に相当する。
ホルマント周波数が上昇するのに応じて係数の
組合せ（ｐ、ｑ）を順序良く配列するのは簡単で
なく、ホルマントと関連する明確に規定された領
域をｐ、ｑ面に示すのは不可能である。点１から
点1′への、また点２から点2′へのホルマントの移
動はある条件の下で示した。実数の極（点３）を
斜線領域から順序よく配列するのも実際には困難
である。
組合せ（ｐ、ｑ）を順序良く配列するのは簡単で
なく、ホルマントと関連する明確に規定された領
域をｐ、ｑ面に示すのは不可能である。点１から
点1′への、また点２から点2′へのホルマントの移
動はある条件の下で示した。実数の極（点３）を
斜線領域から順序よく配列するのも実際には困難
である。
上述したところまでの音声分析方式は通常の構
成のものであり、従来技術に属するものである。
成のものであり、従来技術に属するものである。
次に本発明による新規な特徴につき説明する。
本発明による音声分析方式においては、座標
ｐ、ｑを座標ｃ、ｒに座標変換するのを次式(4)に
応じて行なう。
ｐ、ｑを座標ｃ、ｒに座標変換するのを次式(4)に
応じて行なう。
この演算をブロツク１４によつて示す。この座
標変換により第３図の三角形は第４図に示すｃ、
ｒ面中の図に変換される。この第４図は第３図の
点１および1′と２および2′とをも示してある。第
３図の放物線１−１′は第４図において直線とな
る。
標変換により第３図の三角形は第４図に示すｃ、
ｒ面中の図に変換される。この第４図は第３図の
点１および1′と２および2′とをも示してある。第
３図の放物線１−１′は第４図において直線とな
る。
この座標変換の結果得られた係数の組合せ
（ci、ri）を次に係数ciの上昇値に応じて配列する。
極対の順序化のこの演算を、RDRを付したブロ
ツク１５で示す。
（ci、ri）を次に係数ciの上昇値に応じて配列する。
極対の順序化のこの演算を、RDRを付したブロ
ツク１５で示す。
第４図の斜線領域内に位置し、実数の極に相当
する係数の組合せ（ci、ri）は、値ｃ＝−２、ｃ
＝＋２、ｒ＝１およびｒ＝０によつて画成され複
素数の極が位置する矩形領域に移動させる。この
移動は係数ciおよびriの値を制限することにより
行なう。この機能をブロツク１６によつて示す。
ciに対する限界値は例えば−1.99および＋1.99と
し、riに対する限界値は例えば0.3および0.99とす
る。
する係数の組合せ（ci、ri）は、値ｃ＝−２、ｃ
＝＋２、ｒ＝１およびｒ＝０によつて画成され複
素数の極が位置する矩形領域に移動させる。この
移動は係数ciおよびriの値を制限することにより
行なう。この機能をブロツク１６によつて示す。
ciに対する限界値は例えば−1.99および＋1.99と
し、riに対する限界値は例えば0.3および0.99とす
る。
上述において最後に記載した演算により、全極
フイルタの伝達関数の実数極の複素数化を達成す
ることができる。この演算の結果、点３で示す実
数の極が点3′に移動され、点４で表わす実数の極
は点4′に移動される。従つて、座標変換により、
ホルマントを簡単に実数の極に割当てることを可
能にする。換言すれば、ブロツク１６の演算によ
り、ホルマントに相当する係数の組合せ（ci、ri）
（ここにｉ＝１、…、４である）を常に生ぜしめ
る。点３の実数の極は第３図にも示されている
が、この第３図からはホルマントをいかにしてこ
の極に割当てることができるかが明瞭でない。
フイルタの伝達関数の実数極の複素数化を達成す
ることができる。この演算の結果、点３で示す実
数の極が点3′に移動され、点４で表わす実数の極
は点4′に移動される。従つて、座標変換により、
ホルマントを簡単に実数の極に割当てることを可
能にする。換言すれば、ブロツク１６の演算によ
り、ホルマントに相当する係数の組合せ（ci、ri）
（ここにｉ＝１、…、４である）を常に生ぜしめ
る。点３の実数の極は第３図にも示されている
が、この第３図からはホルマントをいかにしてこ
の極に割当てることができるかが明瞭でない。
ブロツク１６から取出される係数の組合せ
（ci、ri）は次式(5)に応じてホルマント周波数Fiお
よび帯域幅Biと関連する。
（ci、ri）は次式(5)に応じてホルマント周波数Fiお
よび帯域幅Biと関連する。
ci＝−2cos（2πFiＴ）
ri＝e-〓BiT …(5)
上記の式(5)は式(3)および(4)から以下のようにし
て導出することができる。式(3)によれば、 pi＝−2e-〓BiT・cos（2πFiＴ） qi＝e-2〓BiT であり、qiに対する後者の式から sign（qi）＝１ ｜qi｜＝e-2〓BiT が得られ、従つて、 √｜i｜＝√｛-2〓BiT｝＝e-〓BiT が得られる。式(4)によれば、係数の組合せ（ci、
ri）は によつて規定される。これらの式にsign（qi）お
よび√｜i｜に対する前記の式およびpiに対する
前記の式を代入すると、 が得られる。
て導出することができる。式(3)によれば、 pi＝−2e-〓BiT・cos（2πFiＴ） qi＝e-2〓BiT であり、qiに対する後者の式から sign（qi）＝１ ｜qi｜＝e-2〓BiT が得られ、従つて、 √｜i｜＝√｛-2〓BiT｝＝e-〓BiT が得られる。式(4)によれば、係数の組合せ（ci、
ri）は によつて規定される。これらの式にsign（qi）お
よび√｜i｜に対する前記の式およびpiに対する
前記の式を代入すると、 が得られる。
組合せ（Fi、Bi）（ここにｉ＝１、…、４であ
る）は式(5)により計算することができる。この演
算をブロツク１７で示す。
る）は式(5)により計算することができる。この演
算をブロツク１７で示す。
本例の音声分析方式によれば、順序化された４
つの組合せ（Fi、Bi）の群が得られ、これにより
第１図に示す音声合成装置の４つのフイルタ５〜
８を制御して音声を再生させることができる。本
例の音声分析方式によれば４つの組合せ（Fi、
Bi）を常に適正な順序で発生する為、フイルタ５
〜８のいずれかが制御情報を受けており、これら
フイルタのいずれも隣接フイルタの情報を受けな
い。
つの組合せ（Fi、Bi）の群が得られ、これにより
第１図に示す音声合成装置の４つのフイルタ５〜
８を制御して音声を再生させることができる。本
例の音声分析方式によれば４つの組合せ（Fi、
Bi）を常に適正な順序で発生する為、フイルタ５
〜８のいずれかが制御情報を受けており、これら
フイルタのいずれも隣接フイルタの情報を受けな
い。
第２図の流れ図は、標準のマイクロプロセツサ
ハードウエアと、データおよびプログラム記憶用
の標準のメモリとを以つて構成することができ
る。第２図の流れ図によるマイクロコンピユータ
のプログラミングは当該技術分野以外の範囲のも
のである。
ハードウエアと、データおよびプログラム記憶用
の標準のメモリとを以つて構成することができ
る。第２図の流れ図によるマイクロコンピユータ
のプログラミングは当該技術分野以外の範囲のも
のである。
第１図は既知の音声合成装置の一例を示すブロ
ツク線図、第２図は本発明による音声分析方式の
一例に対する作動順序を示す流れ図、第３図は二
次デジタルフイルタの極の位置を示す線図、第４
図は二次フイルタ区分の極を示す変換座標を示す
線図である。 １……パルス発生器、２……雑音発生器、３…
…有声−無声スイツチ、４……増幅器、５，６，
７，８……二次全極フイルタ。
ツク線図、第２図は本発明による音声分析方式の
一例に対する作動順序を示す流れ図、第３図は二
次デジタルフイルタの極の位置を示す線図、第４
図は二次フイルタ区分の極を示す変換座標を示す
線図である。 １……パルス発生器、２……雑音発生器、３…
…有声−無声スイツチ、４……増幅器、５，６，
７，８……二次全極フイルタ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ サンプリング周期Ｔを有する予定のレートで
サンプリングされた音声信号の、特定の持続時間
の順次のセグメントから次数2nの巡回型デジタ
ル全極フイルタの2n個の係数aj（ここにｊ＝１、
２、…、2nである）を取出す音声分析方式を用
いた音声合成装置で前記の全極フイルタの極を制
御するホルマントパラメータを決定するに当り、 Z-1＝exp（−sT）とし、ｓ＝α＋jωを複素周
波数とした前記の全極フイルタの伝達関数Ｈの式 に応じて前記の伝達関数をｎ個の二次伝達関数
Hi（ここにｉ＝１、２、…、ｎである）に分割し
て、前記の全極フイルタのｎ個の二次区分の係数
の組合せ（pi、qi）を決定する工程と、 前記の係数の組合せ（pi、qi）を式 に応じて前記の係数の組合せ（pi、qi）を係数ci
およびriに変換する工程と、 係数ciおよびriの値を、値ｃ＝−２、ｃ＝＋２、
ｒ＝−１およびｒ＝０によつて制限された領域内
にある値に限定する工程と、 これにより限定された係数ciおよびriの組合せ
（ci、ri）をciの値が増大する順序に配列する工程
と、 FiおよびBiをそれぞれ前記の二次区分のホルマ
ント周波数および帯域幅とした際に、前記の工程
で配列された係数の組合せ（ci、ri）から、式 ci＝−2cos（2πFiＴ） ri＝e-〓BiT を用いて前記の全極フイルタのｎ個のそれぞれの
二次区分の極を制御するホルマントパラメータ
（Fi、Bi）を決定する工程と を具えることを特徴とするホルマントパラメータ
決定法。
Applications Claiming Priority (1)
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| NLAANVRAGE7902631,A NL188189C (nl) | 1979-04-04 | 1979-04-04 | Werkwijze ter bepaling van stuursignalen voor besturing van polen van een louter-polen filter in een spraaksynthese-inrichting. |
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| JPS55166700A JPS55166700A (en) | 1980-12-25 |
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