JPH02223379A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） 本発明は自己消弧型素子を用いた電力変換装置に関する
。

（従来の技術） 直流電力を交流電力に変換するインバータ回路は、無停
電電源装置や、交流電動機駆動の交流可変速装置の他、
様々な産業分野に広く適用されているが、その−船釣な
回路構成の一例を第８図に示す。

図において、１０１が入力開閉器、１０２は整流器。

１０３は直流フィルタ回路、　　１０４はインバータ回
路。

１０５は負荷、　　１０Ｂは制御回路、１０７はインバ
ータ回路のスイッチング素子を駆動するゲート駆動回路
、ＧＣはインバータ素子のオンオフを制御するゲート制
御信号である。１０ｇは制御回路に電源を供給する制御
電源回路、１０９はゲートドライブ回路に電源を供給す
るゲート電源回路で、交流入力を主回路と絶縁するトラ
ンス１１０．整流器ｌｌｌを介して電源が供給される。

このようなインバータ回路を用いた電力変換装置は、ス
イッチング素子として適用される電力用半導体素子、制
御に適用されるマイクロプロセッサをはじめとする集積
回路の技術革新と、近年の省エネルギー、省スペース、
高性能化の要求から、装置の小型、軽量高機能化が急速
にすすんでいる。

中でもＧＴＯ，パワートランジスタＭＯ８−ＦＥＴとい
った自己消弧型半導体素子の発達はめざまく、最近では
ＩＧＢＴ、８１ＭＯ８といった新しい高速スイッチング
特性を有するデバイスも出現し、その適用範囲が拡大さ
れてきており、これらの電力用半導体素子を適用する場
合、素子のもっている性能を最大限に活用することが装
置設計の重要なポイントとなる。

インバータ回路の入力直流電圧をあげることはインバー
タ回路の半導体素子に流す電流を減らし、素子の損失を
減らすとともに、−素子、当りで制御する電力を増加さ
せることができるので、素子の許容できる範囲そ適用直
流電圧を高くすることがのぞましい。しかしながら、半
導体素子をスイッチングする場合、スイッチング時主回
路配線のりアクタンスに蓄えられたエネルギーがスイッ
チングサージ電圧として発生するので、素子の耐圧は直
流電圧に加えてスイッチングサージ電圧を考慮する必要
がある。スイッチングサージ電圧は回路のりアクタンス
分としゃ断される電流の変化率で決定されるので、構造
設計上回路のリアクタンスを極力減らす工夫をすると共
にスナバ回路を設けたり、素子の駆動回路特性それに伴
う、コスト、外形、効率等積々のパラメータを考慮して
最適な直流電圧を設定する必要がある。

素子の駆動回路特性は、素子のスイッチング特性と密接
な関係があり、素子を駆動する電力を短時間で供給する
ほどスイッチング速度を速くすることができる。スイッ
チング速度を速くすると、素子のスイッチング損失は低
減されるが、前述したスイッチングサージ電圧は増加す
る方向にあり、スイッチング速度を遅くするとスイッチ
ングサージ電圧が減少の方向に動作する。

（発明が解決しようとする課題 第８図の電力変換装置において主回路直流電圧が交流入
力回路条件等で変動することを考慮した場合直流電圧最
大の状態でスイッチングサージ電圧を加えた値が素子の
許容電圧を超えないように設計する。しかし、このよう
に設計した場合、直流電圧が下った状態で運転をすると
素子に流れる電流が増加するため定常時のオン電圧損失
の増加により素子の損失が増加して冷却条件を損失増加
分を考慮して設計しなければならない他に装置の運転効
率が下がるという問題点がある。

本発明は以上述べたインバータ回路の入力直流電圧が下
ると、インバータ回路に適用される電力用半導体素子の
損失が増加し装置の効率が下るという問題点を解決すべ
くなされたもので、直流電圧定低下時の装置の効率を改
善する電力変換装置を提供することを目的とする。

［発明の構成〕 （課題を解決するための手段） 本発明は、前述の目的を達成するために、直流入力を直
流又は交流に変換する変換回路、この変換回路を構成す
るスイッチング素子を駆動する駆動回路、この駆動回路
に電源を供給する電源回路を具備した電力変換装置にお
いて、前記電源回路はその出力電圧を可変制御出来るも
のとし、前記直流入力電圧を検出する電圧検出回路を設
け、この電圧検出回路の出力を前記電源回路に印加し、
前記直流入力電圧に応じて前記電源回路の出力電圧を制
御するようにしたことを特徴とするものである。

（作　用） 本発明の電力変換装置によれば、直流入力電圧が高い時
は電源回路の出力電圧を低下させることによってスイッ
チング素子のスイッチング速度を遅らせスイッチング時
のサージ電圧を抑制してスイッチング素子の電圧許容値
を越えないようにし、直流入力電圧が低下した時は、電
源回路の出力電圧を高めることによってスイッチング素
子のスイッチング速度を速くしてスイッチング損失を低
減することにより装置の効率を高めることが出来る。

（実施例） 本発明の一実施例を第１図に示す。第１図において第８
図と同一要素は同一の符号を用いている。第１図は直流
電圧検出回路１１２により電圧検出信号ＶＤＥＴをゲー
ト電源回路１０９に送信し、ゲート電源電圧を制御する
ようにしたものである。

ゲート電源回路１０９は通常店＜ＤＣ／ＤＣコンバータ
が適用されている。Ｄ　Ｃ／Ｄ　Ｃコンバータハスイツ
チング素子の素子数、駆動方式、制御方式、また入出力
が絶縁か非絶縁か等、多種多様な方式があり、必要電源
電圧、電源数、負荷容量等に応じて条件にあった方式が
採用されるが、基本的機能としては変動範囲の広い直流
電圧を有する電源から変動範囲を所定値以内の所望の電
圧レベルの直流電圧に変換する機能を有することでは共
通である。

ＤＣ／ＤＣコンバータの一例として一方式のフライバッ
ク式ＤＣ／ＤＣコンバータを第２図に示す。本方式は非
常に簡単な回路で構成されるので、小容量のＤＣ／ＤＣ
コンバータには広く採用されている。また変圧器の二次
巻線を複数個とることにより複数の電源を作ることがで
きる。その動作を第２図にて述べる。

直流電源１から変圧器の一次巻線Ｐ１を経て流れる電流
をトランジスタ３によりオンオフするこす５により平滑
化して直流に変換し負荷に直流電流１．を供給する。ト
ランジスタ３がオンした場合、変圧器２の二次巻線Ｓ１
に極性印「・」で示した極性の順極性電圧が発生する。

この電圧に対してダイオード４は阻止方向であり、変圧
器２の一次巻線Ｐ１のインダクタンスにより励磁電流は
時間と共にほぼ直線的に上昇しトランジスタ３がオフす
ると一次巻線Ｐ１のインダクタンスに蓄積されたエネル
ギーに極性印「◆」と逆方向の電圧が発生してダイオー
ド４を介してコンデンサ５を充電しながら負荷６に給電
する。このようにトランジスタ３のオフ時に負荷側にエ
ネルギーを供給する方式をフライバック式と呼んでいる
。尚、コンデンサ７、抵抗８は一次巻線Ｐ１のオンオフ
サージを吸収するサージ吸収回路である。

トランジスタ３のオンオフは以下の動作の繰返しで行な
われる。トランジスタ３が起動抵抗９を介したベース電
流によりオン動作を開始すると、変圧器２の制御巻線Ｐ
Ｃの極性印の方向に順極性電圧が発生し、コンデンサ１
０、抵抗１１の回路でトランジスタ３のベースに正帰還
電流が流れトランジスタ３は完全にオンする。コンデン
サ１０の充電が進むにつれトランジスタ３のベース電流
が減少し、非飽和に移行するとトランジスタはオフを開
始し、変圧器２の制御巻線ＰＣに極性印と逆方向に電圧
が発生し、抵抗１１、コンデンサ１０の回路でトランジ
スタ３のベースに逆方向に電流が流れようとするので、
トランジスタ３は急速にオフ状態へ移行する。

トランジスタ３がオフすると前述したように変圧器２の
一次巻線Ｐ１に蓄えられているエネルギーを二次側に放
出すると共に、制御巻線ＰＣの回路でもコンデンサ１２
、ダイオード１３の回路でコンデンサ１２が充電される
。抵抗１５はコンデンサ１２の放電用である。コンデン
サ１２の電圧は負荷側のコンデンサ５の電圧にほぼ比例
し、コンデンサ１２の電圧がツェナダイオード１４．１
６のツェナ電圧の和より高くなるとトランジスタ３のエ
ミッタ→ベース→ツェナダイオード１４→コンデンサ１
２の回路に電流が流れようとする。この電流はトランジ
スタ３をオンするコンデンサ１０呻抵抗１１の経路で流
れるベース電流とは逆方向のもので、トランジスタ３の
オン時間を短縮し、これにより、負荷側電圧の上昇を防
ぐ働きをする。

すなわち、コンデンサ１２の電圧がほぼ一定になるよう
にトランジスタ３のオン時間を制御し、これにより間接
的に負荷側直流電圧ＶＬを一定に制御する。この電圧は
ツェナダイオード１４．１６の和で決定されるツェナ電
圧に依存しているのでこの電圧を制御すれば負荷電圧ｖ
Ｌを制御することができる。ツェナダイオード１６に並
列に接続されたスイッチング素子１本例ではトランジス
タ１７はその目的のために設けられたもので、本トラン
ジスタ１７を制御する直流電圧検出回路１１２の一実施
例を第３図に示す。

第３図において、２１．２２は電圧を分圧する抵抗器、
２３は非線形抵抗例えばツェナダイオード、２４はホト
カブラである。抵抗２１．２２で分圧された電圧がツェ
ナ電圧を超えると、抵抗２５゜２６により分圧してトラ
ンジスタ２７を駆動し、抵抗２８を介してホトカブラ２
４の発光ダイオードに電流を流すようにしている。ホト
カブラの二次回路は前述した第２図のツェナダイオード
に並列に接続したトランジスタ１７を駆動するようにし
ている。

電力変換装置の直流電圧が高くなり、第３図の直流電圧
検出回路がツェナダイオード２３の導通によりホトカブ
ラ２４の発光ダイオードに電流を流し、第２図のホトト
ランジスタ１９がオンするとトランジスタ１７がオンの
状態となる。トランジスタ１７がオンとなるとツェナダ
イオード１６が短絡され、コンデンサ１２の充電が促進
される。

ただしトランジスタ１７の定電流特性により流れる電流
はほぼ一定に制限される。このためコンデンサ１２には
瞬時に充電するのではなく徐々に充電され、コンデンサ
１２の電圧が高くなると前述の動作原理で説明したよう
にトランジスタ３のオン期間が短くなり、変圧器２の二
次側の電圧を低下させる。

このようにして構成されたＤ／Ｄコンバータの変圧器２
の二次巻線を利用して発生したゲート電源を使ったゲー
ト駆動回路の一実施例を第４図に示す。

電力半導体を駆動する回路は素子のゲート特性、素子の
ゲート構造が電圧駆動型か電流駆動型か、素子の容量等
により多種多様の方式があるがその一例として第４図に
２電源方式と呼ばれる方式を示す。

第２図に示す変圧器２の二次巻線はその巻線の途中から
もう一本線をとり出し、第４図のように接続され直列接
続されたコンデンサ３１．３２の中点を基準としてダイ
オード３３．３４により正負二電源を発生させる。３５
は信号絶縁回路で制御回路で発生した各半導体素子のオ
ン、オフを制御するゲート制御信号ＧＣを主回路と絶縁
してゲート駆動回路のスイッチング素子を駆動するが、
絶縁手段として通常ホトカブラを使うことが多い。

制御回路１０６からの指令によりオン用スイッチング素
子、ここではトランジスタ３６がオンし、オフ用トラン
ジスタ３７がオフするとコンデンサ３１に蓄えられたオ
ンゲート電源より抵抗３８トランジスタ３６を介して主
半導体１００にオン駆動電力が供給される。逆に制御指
令がオフの場合はトランジスタ３６がオフトランジスタ
３７がオンとなり、コンデンサ３２に蓄えられたオフゲ
ート電源より抵抗３９トランジスタ３７を介して主半導
体１００をオフする電力が供給される。

ゲート電源電圧が上ることは主半導体がパワートランジ
スタなどの電流駆動型素子においてはベース電流が増加
する方向に、ＭＯＳ−ＦＥＴ。

ＩＧＢＴなどの電圧駆動型素子においてはゲート特性が
等測的に静電容量なので充電を速める方向に動作し、い
ずれも主半導体のスイッチング速度を速くする方向とな
り、ゲート電源電圧が下ることは逆の動作となる。

すなわち、直流電圧によりゲート電源電圧を制御するこ
とにより素子のスイッチング速度を制御し、直流電圧が
高い時は、スイッチング速度を遅くしサージ電圧を抑制
する方向に直流電圧が低い時はスイッチング速度を速く
してスイッチング損失を抑制する方向に制御させること
ができる。

第２図の実施例では一石型自励フライバック方式と呼ば
れるスイッチング素子オフ時に負荷側にエネルギーが供
給する方式について説明したが、本発明は基準信号を直
流電圧検出信号でＩ１１御するので、その他の電源方式
においても同様の方式が適用できる。

その−例として第５図に他励式のフォワード方式のコン
バータでの適用例を示す。

第５図において、第２図と同一要素については同一の符
号を用いている。第５図の方式は直流型ｉｌｌの電力を
トランジスタ４１がオン時に変圧器４２を介して負荷側
にエネルギーを供給する方式である。４３は出力電圧検
出器で、ツェナダイオード１４．１６の和で設定される
電圧基準信号とつき合せて電圧制御回路４４、パルス発
生回路４５、ベース駆動回路４６をへてトランジスタ４
１を駆動することにより、負荷電圧を一定に制御する。

本方式においても第２図と同様にツェナダイオード１６
に並列にトランジスタ１７を接続し、本トランジスタを
ホトカブラ１９の二次電流で駆動するように構成すれば
、第３図で説明した直流電圧検出回路により直流電圧に
より負荷電圧ｖＬを制御することができ、第２図と同様
の効果を得ることができる。

また適用する主回路は第１図は直流を交流に変換するイ
ンバータ回路に適用する例について述べたが、直流を入
力し、電圧レベルを変換し直流を出力するチョッパ回路
においても同様の方式が適用できる。

第６図は降圧チョッパ回路と呼ばれる方式で、１１４は
直流電源、１１５は０弧消弧型のスイッチング素子、　
１１６はダイオード、１１７はリアクトル、１１８はコ
ンデンサであり、その他第２図と同一要素は第１図と同
一の符号であられしている。直流電源１１４の電圧をＥ
、出力側負荷電圧をＥＯ＋スイッチング素子の１周期間
のオン期間をｉ　０　Ｎ　＋オフ期間をｔｏｐｐとする
時降圧チョッパ回路は降圧チョッパ回路のスイッチング
素子オフ時に印加される電圧は、直流電源電圧Ｅｌで決
定されるので、直流電圧検出回路１１２にて検出し電流
電源電圧が高い時はゲート電源回路１０９から出力され
るゲート電源電圧を低くしてスイッチングサージ電圧を
制御し、直流電源電圧が低くなった時はゲート電源電圧
を高く制御してスイッチング特性を速くしてスイッチン
グ損失を減らすように制御できる。

第７図は昇圧チョッパ回路方式で、第６図の降圧チョッ
パ回路と同一の要素は同一符号であられしている。昇圧
チョッパ回路においては入力直流電圧Ｅ１と出力直流電
圧ＥＯの間には、昇圧チョッパ回路においては、スイッ
チング素子１’１５オフ時に印加される電圧は直流出力
電圧Ｅ。

の電位となるので直流出力Ｅｏを第７図に示すように直
流電圧検出回路１１２の検出信号ＶＤ、ＥＴにてゲート
電源回路１０９のゲート電源出力電圧を制御することに
より、前述した降圧チョッパと同様の効果を得ることが
できる。

以上インバータ回路の他、チョッパ回路の実施例を説明
したが、本発明はスイッチング素子のスイッチング時の
電圧が定常オフ時の印加電圧とスイッチングサージ電圧
の和になることに着目したものであるから、定常オフ時
の印加電圧に相当する電圧情報が得られれば、前記実施
例の他の回路構成においても適用できる。

［発明の効果］ 以上説明したように本発明によれば、インバータ回路の
入力直流電圧を検出し直流電圧が高い時はゲート電源電
圧を低下させてインバータ生半導体のスイッチングを遅
らせてスイッチング時のサージ電圧を抑制させ、素子の
電圧許容値を超えないようにし、直流電圧が低い時はゲ
ート電源電圧を上げてインバータ生半導体のスイッチン
グを速くし、スイッチング損失を低減するように制御す
ることにより、信頼性を向上し、かつ高効率の電力変換
装置を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例を示すブロック図、第２図はＤ
Ｃ／ＤＣコンバータの一実施例を示す図、第３図は直流
電圧検出回路の一実施例を示す図、第４図はゲート駆動
回路の一実施例を示す図、第５図は他のＤ　Ｃ／Ｄ　Ｃ
コンバータの実施例を示す図、第６図、第７図は本発明
の他の主回路での実施例を示す図、第８図は従来の電力
変換装置の構成図である。 ｌｏｔ・・・開閉器、１０２．１１１・・・整流器、ｌ
ｏ３・・・直流フィルタ回路、１０４・・・インバータ
回路、１０５・・・負荷、ｌＯ指御回路、１０７・・・
ゲート駆動回路、１０８・・・制御電源回路、１０９・
・・ゲート電源回路、１１０・・・絶縁トランス、１１
２・・・直流検出回路、１００・・・主半導体、１１４
・・・直流電源、１１５・・・スイッチング素子、ｔｔ
ｅ・・・ダイオード、　１１７・・・リアクトル、１１
８・・・コンデンサ。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 直流入力を直流又は交流に変換する変換回路、この変換
   回路を構成するスイッチング素子を駆動する駆動回路、
   この駆動回路に電源を供給する電源回路を具備した電力
   変換装置において、前記電源回路はその出力電圧を可変
   制御出来るものとし、前記直流入力電圧を検出する電圧
   検出回路を設け、この電圧検出回路の出力を前記電源回
   路に印加し、前記直流入力電圧に応じて前記電源回路の
   出力電圧を制御するようにしたことを特徴とする電力変
   換装置。