JPH02181576A - 水平ダイナミックフォーカス回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は電磁フォーカス式陰極線管ディスプレイに係り
、特に、マルチスキャン対応の陰極線管ディスプレイに
おいて使用することが可能な水平ダイナミックフォーカ
ス回路に関するものである。

ここで、マルチスキャン対応の陰極線管ディスプレイと
は、例えば、約５０ｋＨｚから約９０ｋＨｚまでの広範
囲の水平走査周波数に連続的に自動追随することが可能
な陰極線管ディスプレイを意味する。

〔従来の技術〕

Ｄ、Ｇ、Ｆｉｎｋ著“テレビジョン　エンジニアリング
ハンドブック”　（１９５７年）第６頁から第１８頁（
Ｔｅ１ｅｖｉｓｉｏｎ　Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ　Ｈａ
ｎｄｂｏｏｋ”（１９５７）Ｐ６−１８）において記さ
れているように、陰極線管（以下、ＣＲＴと言う。）に
おける電子ビームの結像面は、球面状の曲面上にある。

従って、平面状の螢光面を有する通常のＣＲＴにおいて
は、ＣＲＴ上の中心からの偏向距離のほぼ２乗に比例し
てデフォーカスを発生する。このデフォーカスを防ぐた
めに、電磁偏向を用いたＣＲＴディスプレイにおいては
、ダイナミックフォーカス回路が使用される。この様な
ＣＲＴディスプレイを電磁フォーカス式ディスプレイと
言う。

第１０図に、−船釣な電磁フォーカスＣＲＴディスプレ
イにおけるＣＲＴ周辺部を示す。

同図で、６はＣＲＴ、７は偏向ヨーク、８はフォーカス
ヨーク、９は偏向回路、１０はフォーカス回路である。

第１０図に示すフォーカス回路１０は、画面全体として
平均的に、電子ビームを集束させるための直流的フォー
カス回路と、画面の各部に応じて集束力を加減するため
の、水平及び垂直のダイナミックフォーカス回路と、か
ら成る。

このうち、従来の水平ダイナミックフォーカス回路の基
本構成を、第１１図に示す。

同図で、１は入力信号であり、水平周期のパラボラ波で
ある。２は増幅用のトランジスタ、３はエミッタ抵抗で
あり、その抵抗値はＲＥである。

４はフォーカスコイル（正確には、水平ダイナミックフ
ォーカスコイルと呼ぶ、）であり、第１０図のフォーカ
スヨーク８内に巻かれている。５は電源であり、その電
圧はＶＣＣである。

また、同図のフォーカスコイル４に流れる電流■の波形
とその両端の電圧■、の波形とを第１２図に示す。

同図で、１５．１７は各々、フォーカスコイル４に流れ
る電流Ｉの波形であり、１５は水平走査周波数ｆＮが約
９ＱｋＨｚと高い場合に対応し、１７はｆ９が約５０ｋ
Ｅｌｚと低い場合に対応する。フォーカスコイル４のイ
ンダクタンス値をＬとするとき、水平ダイナミックフォ
ーカスを遂行するために必要とされる制御量は、Ｌｌ、
−換算、約１５０　ｕ　ＨＡ、、”（Ｄ、ｔ−ダーテア
ッタ。ココテ、Ｉｐｐは、波形１５．１７のピークトウ
ピーク値（以下、ｐｐ値と言う、）である。

一方、第１２図で、１６．１８は各々、フォーカスコイ
ル４の両端の電圧■、の波形であり、各々、水平走査周
波数９０ｋＨｚ　、　５０ｋＨｚの場合に対応する。こ
の電圧■１は、フォーカスコイル４の電流Ｉの波形１５
．１７を各々微分したものにｉ 比例する（’、’−ｖＬ＝ｔ、−）。従って、水平ｔ 走査周波数が高（なる程、大電圧振幅が要求される。

ここで、水平走査周波数９０ｋＨｚの場合に必要とされ
る電源電力の最小値は、次の通りに計算される。

今、水平周期１１μｓｅｃ中において、２．２μｓｅｃ
が水平帰線期間Ｔ１で、残りの８．８μｓｅｃが水平走
査期間Ｔ、であるとする。

そこで、波形１５のｐｐ値を■、とすると、波形１６の
ｐｐ値Ｅ１は次式で与えられる。

よって、必要電源電力の最小値Ｐは、 ・・−・−・・−（４） 従って、必要電源電圧の最小値ＶＣＣは上式の半分故、 一方、トランジスタ２のバイアス電流■。は、波形１５
の平均値故、次式で求まる。

即ち、約３２Ｗ以上の大電力が必要とされることがわか
る。

投写形のＣＲＴディスプレイにおいては、３本のＣＲＴ
を用いるのが通例であり、水平ダイナミックフォーカス
のための所要電力は約１００Ｗ以上となる。

このように、第１１図に示した水平ダイナミックフォー
カス回路では、その所要電力が甚だ大きいという問題点
を有していた。

一方、従来において、マルチスキャン対応でなく、単に
、単一走査周波数対応（シングルスキャン対応）のＣＲ
Ｔディスプレイにおいては、所要電力低減の目的で、第
１３図に示す様な水平ダイナミックフォーカス回路が使
用されていた。

同図で、４はフォーカスコイル、１１は入力（８号であ
り、水平フライバックパルスである。１２は共振キャパ
シタ、１３は調整用の可変インダクタ、１４はダンピン
グ抵抗である。

ここで、可変インダクタ１３のインダクタンス値Ｌ１は
、単一の水平走査周波数ｆｓにおいて、共振キャパシタ
１２（そのキャパシタンス値はＣ，）とフォーカスコイ
ル（そのインダクタンス値はＬ）。

可変インダクタ１３とが共振するように選定される。共
振条件は次式の通りである。

上式の条件を満たすと、フォーカスコイル４に流れる電
流の波形は、入力信号１としての水平フライバックパル
スと位相の合った余弦波状となる。

この樺な水平ダイナミックフォーカス回路の回路方式を
単一共振方式と言う。

ところで、この単一共振方式の長所は、所要電力が小さ
い点にある。しかし、単一共振方式は、Ｌ、Ｃ，、Ｌ、
の各値の初期偏差を吸収するために、Ｌｌを調整する必
要があるという欠点を有していた。従って、単一走査周
波数対応のＣＲＴのディスプレイにおいて使用すること
は可能であるが、マルチスキャン対応のＣＲＴディスプ
レイにおいては使用された例がなかった。

また、この単一共振方式は、単一走査周波数の対応のＣ
ＲＴディスプレイにおいて使用される場合においても、
そのフォーカスコイル４に流れる電流の波形が理想的な
パラボラ波状でなく、余弦波状であるために、ＣＲＴ画
面の全面において−様な電子ビームの集束を達成するこ
とは、原理的に不可能であり、そのため、画面の周辺隅
部においてデフォーカスが残留するという問題があった
。

〔発明が解決しようとする課題〕

上記したように、従来の水平ダイナミックフォーカス回
路においては、所要電力が大きかったり、或いは、回路
素子を調整する必要があったり、マルチスキャン対応の
ＣＲＴディスプレイにおいて使用できなかったり、フォ
ーカスコイルに余弦波状の電流しか流すことができなか
ったりすると言う問題があった。

そこで、本発明の目的は、所要電力が小さく、しかも、
回路素子を調整する必要がな（、マルチスキャン対応の
陰極線管ディスプレイにおいて使用することが可能であ
り、更に、フォーカスコイルにパラボラ波状の電流を流
すことのできる水平ダイナミックフォーカス回路を提供
することにある。

〔課題を解決するための手段〕

上記した目的を達成するために、本発明では、フォーカ
スコイルに直列にキャパシタを接続し、該キャパシタの
キャパシタンス値Ｃを、Ｌ なる関係（但し、Ｔ、は前記上限水平走査周波数に対応
する水平走査期間の時間、Ｔｒは水平帰線期間の時間、
Ｌは前記フォーカスコイルのインダクタンス値、である
。）をほぼ満足するような値に選定して、前記キャパシ
タの両端に、少な（とも水平帰線期間において、前記フ
ォーカスコイルの両端の電圧の振幅を相殺するような極
性の電圧を発生させるようにした。

〔作用〕

上記した様なキャパシタがフォーカスコイルに直列に接
続されると、前記キャパシタは、該キャパシタの両端に
発生する電圧によって、前記フォーカスコイルの両端に
発生ずる電圧の振幅を相殺するように作用する。そのた
め、前記キャパシタと前記フォーカスコイルとにより構
成される直列回路の両端に発生する電圧の振幅を小さく
することができ、従って、所要電力もその分小さくする
ことができる。

また、可変インダクタンスなどの調整用の回路素子が不
要であるため、その様な回路素子を調整するための複雑
な調整作業も必要でなくなり、従って、本発明による水
平ダイナミックフォーカス回路をマルチスキャン対応の
陰極線管ディスプレイにおいて使用することが可能とな
る。

さらにまた、前記フォーカスコイルに直列に前記キャパ
シタを接続したとしても、前記フォーカスコイルには理
想的なパラボラ波状の電流を流すことが可能であるため
、画面の全面において−様な電子ビームの集束を得るこ
ともできる。

［実施例］ 本発明の第１の実施例を第１図に示す。

同図で、１，２，３，４．５は、第１１図で示したのと
同一のものであり、その他、２０は本発明の要部をなす
直列キャパシタ、２１は直流通過用のチョークコイルで
ある。

５ＱｋＨｚ〜９ＱｋＨｚ内の任意の水平走査周波数に連
続的に対応し得るための定数例を、フォーカスコイル４
のインダクタンス値りが６００μＨである場合について
記す。

フォーカスコイル４：　　Ｌ＝６００μＨ電流■のｐｐ
値：　　　　　　Ｉ　、、＝０．５　Ａ、。

直列キャパシタ２０：　　Ｃ＝４．３ｍμＦチョークコ
イル２１：Ｌｏ中１２ｍＨ また、第１図の各都電流及び電圧の波形を第２図に示す
。

同図で、１５．１６，１７．１８は、第１２図で示した
ものと同一である。また、１５．１６゜２２．２３は水
平走査用周波数ｆ８が９０ｋＨｚの場合に対応し、１７
．１８，２４．２５は、ｆ。

が５０ｋＨｚの場合に対応する。

まず、ｆ＋＋＝９０ｋＨｚの場合について説明する。

２２は、第１図に示す直列キャパシタ２０の両端の電圧
■、の波形である。また、２３は、波形１６と波形２２
の和であり、トランジスタ２のコレクタ電圧ＶＬＣの波
形に相当する。

第２図から明らかな様に、直列キャパシタ２０を付加し
たことによって、波形２３の振幅を波形１６の振幅のほ
ぼ半分（即ち、トランジスタ２のコレクタ電圧ＶＬＣの
振幅をフォーカスコイル１６の両端電圧■、の振幅のほ
ぼ半分）にすることができる、このため、電源５の電圧
ＶＣＣを従来例の約半分に選定することができる。従っ
て、従来例に比べて所要電源電力をほぼ半減することが
できる。

次に、ｆＨ＝５０ｋＨｚの場合について説明する。

２４は、直列キャパシタ２０の両端の電圧の波形である
。２５は、波形１８と波形２４との和であり、トランジ
スタ２のコレクタ電圧ＶＬＣの波形に相当する。

第２図から明らかな様に、波形２５の振幅は、従来例（
第１２図）の波形１８の振幅にほぼ等しく、また、波形
２３の振幅ともほぼ等しい。

以上、ｆ　Ｈ＝　９０ｋＨｚ　、　　５０ｋＨｚの両極
端について記した。しかし、９ＱｋＨｚ〜５０ｋＨｚの
中間の周波数領域においても、直列キャパシタ２００作
用によって、水平帰線期間内において、はぼ同振幅の補
償電圧が生成される。従って、トランジスタ２のコレク
タ電圧の振幅を波形２３．２５の範囲内に保つことがで
きる。従って、ｆＭ＝９０ｋＨｚ〜５０ｋＨｚの範囲内
の任意の周波数に対して、連続的に自動的に追随し得て
、かつ、所要電力がほぼ半減化された水平ダイナミック
フォーカス回路を具現化し得る。従って、第１１図に示
した従来例及び第１３図に示した従来例の、各りの問題
点を共に解決することができる。

尚、第２図または第１２図の波形において、水平帰線期
間Ｔ、、は水平走査周波数に無関係に一定として記した
が、これは通常のマルチスキャン対応のＣＲＴディスプ
レイにおいて成立する性質である。

次に、本実施例を、任意のマルチスキャン対応のＣＲＴ
ディスプレイにおいて使用できるように、直列キャパシ
タ２０のキャパシタンス値Ｃの値の選定方法について述
べる。また、併せて、動作原理を定量的に示す。

第１図において、チョークコイル２１のインダクタンス
値し、は通常、フォーカスコイル４のインダクタンス値
りの約５倍以上に選定するので、交流的にこれを開放と
見なして以下に記す。

直列キャパシタ２０の両端の電圧Ｖ、は、フォーカスコ
イル４に流れる電流■中の、交流成分ｉの時間積分に比
例する。

等間すれば良い、即ち、 ここで、まず水平帰線期間Ｔ、における電流値１２を求
めたい。ｉ、は、フォーカスコイル４に流れる電流Ｉの
平均値■。と振幅Ｃｐｐ値）Ｉｐｐから次式で求まる。

１　！１　””　Ｉ　９１１　　Ｉ　Ｏ−−−−−−−
・・・−−−−−−−−−−−（７）何故なら電力効率
上の目的で電流Ｉの最小値は零とする前提だからである
。式（３）の１゜を上式（７）に代入して、 これを式（６）に代入して、水平帰線期間における■。

のｐｐ値：Ｖｃ、を求めると、 上限水平走査周波数ｆＨｈにおいて、トランジスタ２の
コレクタ電圧ｖＬｃの振幅値を最小化するには、既述の
式（１）のフォーカスコイル４の両端電圧■、の振幅（
ｐｐ値）Ｅｐｐの半分と式（９）のＶｅｒとをＴ、ｔ　
　Ｔ。

”　　””’　　６Ｌ　（Ｔ、　＋Ｔ１．　　゛−−−
−−−−−−−−−−ａ■＊ニー円　（’、”ｒ、　）
Ｔ、　） 即ち、直列キャパシタのキャパシタンス値Ｃを、はぼ、
上限水平走査周波数ｆ）ｌｂに対応する水平走査期間Ｔ
、の時間の１／６と水平帰線期間Ｔ、、の時間との積を
フォーカスコイル４のインダクタンス値して除した値に
、選定すれば良い。

次に、第１図の水平ダイナミックフォーカス回路の入力
信号１として、必要とされる水平周期のパラボラ波の生
成法を第３図及び第４図を用いて説明する。

第３図は第１図で用いられる入力信号を生成するための
信号生成回路を示す回路図、第４図は第３図の各部信号
の波形を示す波形図、である。

尚、第３図の信号と第４図の波形とは同一番号で対応し
ている。

第３図で、２６は、水平周期ののこぎり波信号であり、
水平偏向回路（図示せず）の水平フライバックパルスを
積分して容易に得られる。２７は乗算器である。これは
、例えば、米国モトローラ社製の汎用ＩＣＭＣ−１４９
５を使用できる。

２８はエミッタフォロアであり、その出力信号２９は第
４図２９に示す通り、水平帰線期間Ｔ、内に急速な変化
部分を有するパラボラ波である。３０はピーク検波用ダ
イオード、３１は平滑用キャパシタであり、その出力信
号３２として、第４図２９に併記した３２（点線）に示
す波形を得る。

３３はアナログスイッチである。３４は水平帰線パルス
であり、第４図３４に示す通りである。

従って、アナログスイッチ３３の出力信号３５として、
水平走査期間Ｔ、内では第４図２９に示す波形が、水平
帰線期間Ｔ、内では第４図３２に示す波形がそれぞれ取
り出され、その結果、第４図３５に示す波形が得られる
。これは、水平帰線期間部が平坦化されたパラボラ波で
あり、所望のものである。従って、第１図の入力信号１
として使用するに好適なものである。

ところで、仮りに、第３図に示すアナログスイッチ３３
を省略すると、その出力信号には第４図２９に示す波形
が現れる。この波形は水平帰線期間に急激な変化部分を
有するため、不適である。

何故なら、急激な電流変化は第１図のフォーカスコイル
４の両端に極めて大振幅のパルス電圧を発生させ、それ
によりトランジスタ２を飽和させ、正常動作を不可能と
するからである。

以上で第１の実施例の説明を終る。

次に、本発明の第２の実施例を第５図に示す。

同図で、１．２，３，４，５，２０．２１は第１図で示
したものと同一のものである。そして、３６．３７．３
８が新規の構成要素である。これらの作用は、トランジ
スタ２の飽和に伴う異常動作、いわゆる蓄積遅延時間（
ｓｔｏｒａｇｅ　ｔｉｍｅ）の発生を防ぐことである。

ここで、３６は、直流レベルシフト用のツェナーダイオ
ードであり、そのツェナー電圧をトランジスタ２の飽和
電圧（通常、約３■のオーダー）よりやや太き目（約１
２０％）に選定する。３７はツェナーダイオードのバイ
アス電流を流すための抵抗である。３８はダイオードで
ある。

この様な構成によれば、トランジスタ２のコレクタ電位
が下がって飽和状態に近づくと、その前に、ダイオード
３８が導通し、従って、入力信号１が降下する。従って
、トランジスタ２が飽和状態にドライブされることが回
避される。

尚、一般に直流レベルシフト用のツェナーダイオード３
６は、抵抗分割などのレベルシフト回路で代用すること
ができる。

次に、本発明の第３の実施例を第６図に示す。

本実施例は、第１の実施例（第１図）におけるトランジ
スタ２を、負帰還増幅器３９に置き換えて表現したもの
であり、動作原理は第１の実施例と同じである。

同図で、１は入力信号であり、第１図と同じ水平周期の
パラボラ波である。また、４はフォーカスコイル、２０
は直列キャパシタ、２１はチョークコイルであり、これ
らも第１図で示したのと同一のものである。４０は電流
検出用の抵抗で、その作用は、第１図のエミッタ抵抗３
と同じである。

即ち、第６図に示す回路は、フォーカスコイル４に流れ
る電流が、入力信号１であるパラボラ波に比例したもの
となるように負帰還動作する。

ここで、所要電源電力について記す。

負帰還増幅器３９にＡ級増幅器を使用した場合は、第１
の実施例の場合と同じとなる。即ち、既述の式（４）で
示した従来例の所要電源電力の約半分である。

一方、負帰還増幅器３９にＢ級プッシュプル増幅器を用
いた場合には、若干、所要電力を低減し得る。何故なら
、第１の実施例においては、既述の通り必要電源電流１
０．電源電圧■ｃｃは次式で表わされる。

しかし、Ｂ級プッシュプル増幅器の場合は、必要電源電
圧ＶＣＣは上式と同じであるが、必要電源電流Ｉ、は次
式となる。これは、フォーカスコイル４に流れる電流！
中の交流成分ｉの絶対値の平均を求めることによって得
られる。即ち、第２図に示す波形１５または１７を平均
値Ｉ０の回りに絶対値積分して得られる。

この式を式（３）と比較すると判るように、負帰還増幅
器３９にＢ級プッシュプル増幅器を用いると、所要電源
電流を２／３倍、言い換えれば、所要電源電力を２／３
倍に低減する効果がある。

以上で、第３の実施例の説明を終る。

次に、本発明の第４の実施例を第７図に示す。

前述の第３の実施例（第６図）が電流帰還形であるのに
対し、本実施例は電圧帰還形である。

同図で、４，２０．３９は第６図で示したのと同一のも
のである。その他、４１は直流阻止用のキャパシタ、４
２．４３はブリーダ抵抗であり、これら４１，４２．４
３によって交流電圧帰還路が構成されている。ブリーダ
抵抗４２の抵抗値は、フォーカスコイル４のインピーダ
ンス値の約５倍以上に選定し、ブリーダ抵抗４３の抵抗
値はブリーダ抵抗４２の抵抗値の約１／１０〜１／１０
０に選定する。

また、４４．４６は抵抗、４５はキャパシタであり、こ
れら４４，４５．４６によりて直流電圧帰還路が構成さ
れている。抵抗４４とキャパシタ４５の時定数は水平走
査期間Ｔ１の時間より十分大きい値（約１００倍以上）
に選定する。

また、４７は人力信号であり、第６図における入力信号
１のパラボラ波を時間微分した波形である。何故なら、
第７図の交流電圧帰還路４１，４本実施例は、水平走査
周波数が１００ｋＨｚ以上の領域のマルチスキャン対応
のＣＲＴディスプレイに使用するのに好適である。何故
なら、その様な高周波領域では、前述の第３の実施例（
第６図）の場合、フォーカスコイル４のストレイキャパ
シタＣ１に流れる電流が抵抗４６に混入してくるのに対
し、本実施例では混入しないからである。

次に、本発明の第５の実施例を第８図に示す。

同図で、１，４，２０．３９．４０は第６図で示したの
と同一のものであり、４４，４５．４６は第７図に示し
たのと同一のものである。

即ち、本実施例は第６図におけるチョークコイル２１を
直流電圧帰還路４４．４５．４６で置き換えたものであ
り、その動作は、第６図の場合と同等である。

次に、本発明の第６の実施例を第９図に示す。

既述の各実施例では、適応周波数範囲が、ｆ。

−９０ｋＨｚ〜５０ｋＨｚであったのに対し、本実施例
では、ｆ　Ｈ−９０ｋＨｚ　〜１５ｋＨｚと拡大したも
のである。即ち、超高精細コンピュータグラフィックス
信号源からテレビグレードまでの広範囲の信号源に対し
て、連続的に自動適応し得る水平ダイナミックフォーカ
ス回路である。

第９図で、１，４，２０，２１，３９．４０は第６図で
示したのと同一のものである。その他、３４は水平帰線
パルスであり、第３図、第４図で示したのと同一のもの
である。また、４日は周知のパルスカウンタ検波回路で
ある。４９は比較器または１ビツトのＡＤコンバータで
ある。５０はリレー式スイッチである。

水平走査周波数ｆ＋ｔが５０ｋＨｚ以上の場合、比較器
４９の出力信号５１はＨ”レベルとなり、５０ｋＨｚ未
満のとき“Ｌ″レベルなる。これに応じて、リレー式ス
イッチ５０は各々、開状態または閉状態となるように動
作する。従って、５０ｋＨｚ以上の領域では第６図の場
合と同一の動作をし、５０ｋＨｚ未満の領域では、直列
キャパシタ２０は短絡される。従って、５０ｋＨｚ未満
の低周波領域において、直列キャパシタ２０の両端に大
振幅の電圧が現れて、負帰還増幅器３９が飽和するのを
、回避することができる。

以上で、本発明の各実施例の説明を終る。

〔発明の効果〕

本発明によれば、水平ダイナミックフォーカス回路にお
ける所要電力を従来に比べ半減することができる。従っ
て、省資源の効果を有すると共に、電力損失に伴う温度
上昇を抑圧でき、高い信頼性を期待できる。

また、従来の水平ダイナミックフォーカス回路（第１３
図で示した単一共振方式の水平ダイナミックフォーカス
回路）において用いられていた様な可変インダクタンス
などの調整用の回路素子が不要であるため、その様な回
路素子を調整するための複雑な調整作業も必要でな（な
り、従って、本発明による水平ダイナミックフォーカス
回路をマルチスキャン対応の陰極線管ディスプレイにお
いて使用することが可能となる。

さらにまた、フォーカスコイルに理想的なパラボラ波状
の電流を流すことが可能であるため、画面の全面におい
て−様な電子ビームの集束を得ることもできる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例を示す回路図、第２図は
第１図の各部電流及び電圧の波形を示す波形図、第３図
は第１図で用いられる入力信号を生成するための信号生
成回路を示す回路図、第４図は第３図の各部信号の波形
を示す波形図、第５図は本発明の第２の実施例を示す回
路図、第６図は本発明の第３の実施例を示す回路図、第
７図は本発明の第４の実施例を示す回路図、第８図は本
発明の第５の実施例を示す回路図、第９図は本発明の第
６の実施例を示す回路図、第１０図は一般的な電磁フォ
ーカス式ＣＲＴディスプレイにおけるＣＲＴ周辺部を示
すブロック図、第１１図は従来の水平ダイナミックフォ
ーカス回路を示す回路図、第１２図は第１１図の各部電
流及び電圧の波形を示す波形図、第１３図は従来の他の
水平ダイナミックフォーカス回路を示す回路図、である
。 符号の説明 ｌ・・・入力信号、２・・・トランジスタ、４・・・フ
ォーカスコイル、５・・・電源、２０・・・直列キャパ
シタ、２１・・・チラークコイル、２７・・・乗算器、
３３・・・アナログスイッチ、３６・・・ツェナーダイ
オード、３８・・・ダイオード、３９・・・負帰還増幅
器、５０・・・リレー式スイッチ。 箸　１　図 ２１　チョークコイル

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、下限水平走査周波数から上限水平走査周波数までの
   様々な水平走査周波数にて駆動することが可能な陰極線
   管を有するディスプレイにおいて用いられ、 前記陰極線管に設けられるフォーカスコイルを具備し、
   該フォーカスコイルに前記陰極線管の駆動される水平走
   査周波数と同じ周波数を持つ電流を流して、該フォーカ
   スコイルの発生する磁界により、前記陰極線管における
   電子ビームのフォーカスを、画面上の水平方向における
   いずれの点においてもほぼジャストフォーカスとなるよ
   うに合わせる水平ダイナミックフォーカス回路において
   、 前記フォーカスコイルに直列にキャパシタを接続し、該
   キャパシタのキャパシタンス値Ｃを、Ｃ＝（Ｔ＿ｓＴ＿
   ｒ）／６Ｌ なる関係（但し、Ｔ＿ｓは前記上限水平走査周波数に対
   応する水平走査期間の時間、Ｔ＿ｒは水平帰線期間の時
   間、Ｌは前記フォーカスコイルのインダクタンス値、で
   ある。）をほぼ満足するような値に選定して、前記キャ
   パシタの両端に、少なくとも水平帰線期間において、前
   記フォーカスコイルの両端の電圧の振幅を相殺するよう
   な極性の電圧を発生させることを特徴とする水平ダイナ
   ミックフォーカス回路。 ２、請求項１に記載の水平ダイナミックフォーカス回路
   において、前記フォーカスコイルに流す前記電流の波形
   は、水平帰線期間においてほぼ平坦であり、水平走査期
   間においてほぼパラボラ波状であると共に、 前記電流の波形は、前記陰極線管の駆動される水平走査
   周波数と同じ周波数を持つのこぎり波信号を二乗手段に
   よって二乗して第１の信号を得、得られた該第１の信号
   からピーク検波手段によって該第１の信号のピークレベ
   ルを示す第２の信号を得、得られた前記第１及び第２の
   信号をアナログスイッチ手段によって切り換えて、水平
   走査期間では前記第１の信号を、水平帰線期間では前記
   第２の信号を、それぞれ出力させることにより、得るこ
   とを特徴とする水平ダイナミックフォーカス回路。 ３、請求項１に記載の水平ダイナミックフォーカス回路
   において、前記キャパシタの両端を短絡させる手段を設
   けて、前記陰極線管の駆動される水平走査周波数が、前
   記上限水平走査周波数の約１／２以下の周波数である時
   のみ、前記キャパシタの両端を短絡させるようにしたこ
   とを特徴とする水平ダイナミックフォーカス回路。