JPH02142248A - Dc off-set correcting system - Google Patents
Dc off-set correcting systemInfo
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- JPH02142248A JPH02142248A JP29662288A JP29662288A JPH02142248A JP H02142248 A JPH02142248 A JP H02142248A JP 29662288 A JP29662288 A JP 29662288A JP 29662288 A JP29662288 A JP 29662288A JP H02142248 A JPH02142248 A JP H02142248A
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明はDCオフセット補正方式に関し、特にベースバ
ンド信号の帯域がDCから規定される信号に対し、同期
検波方式等により検波器によってベースバンド信号を再
生する際に生じる検波器のDCオフセットを取り除くデ
ィジタル信号処理によるDCオフセット補正方式に関す
る。[Detailed Description of the Invention] [Industrial Application Field] The present invention relates to a DC offset correction method, and in particular, for a signal whose baseband signal band is defined by DC, the baseband signal is corrected by a detector using a synchronous detection method or the like. The present invention relates to a DC offset correction method using digital signal processing to remove the DC offset of a detector that occurs when reproducing a waveform.
従来、位相同期検波方式等でベースバンド信号を再生す
るベースバンド再生方式では、入力中心周波数と同一周
波数をもつ信号を局部発振部から発生させ、この局部発
振信号と入力信号を位相検波器に入力して位相検波を行
い、直接ベースバンド信号を得ていた。Conventionally, in baseband regeneration methods that regenerate baseband signals using phase-locked detection methods, etc., a signal with the same frequency as the input center frequency is generated from a local oscillator, and this local oscillation signal and input signal are input to a phase detector. Then, phase detection was performed to directly obtain the baseband signal.
上述した従来のベースバンド再生方式では、ベースバン
ド信号の帯域がDCから規定されている場合、検波器の
不平衡性などの原因により検波器自身が発生するDCオ
フセットがベースバンド信号と合成されたまま出力され
る。特に入力信号が弱い状況で検波器の検波出力が小さ
くなったときには、検波器のDCオフセットが再生信号
のDC成分に対して無視できないレベルになり得るため
、信号品質の劣化が大きくなり、ベースバンド信号の忠
実な再生が不可能になるという欠点がある。In the conventional baseband regeneration method described above, when the band of the baseband signal is specified from DC, the DC offset generated by the detector itself due to factors such as unbalance of the detector is combined with the baseband signal. It will be output as is. In particular, when the input signal is weak and the detection output of the detector becomes small, the DC offset of the detector can reach a level that cannot be ignored with respect to the DC component of the reproduced signal, resulting in a significant deterioration of signal quality and The disadvantage is that faithful reproduction of the signal becomes impossible.
本発明のDCオフセット補正方式は、一定の帯域を有す
る入力信号の中心周波数から所定の周波数だけ離れた発
振周波信号を出力する局部発振部と、この局部発振部の
出力と前記入力信号を混合する検波器と、この検波器の
出力からDCオフセットを取り除くコンデンサと、この
コンデンサの出力に対し前記入力信号の中心周波数と前
記局部発振部出力の周波数差を補正して所定のベースバ
ンド信号を取り出すディジタル信号処理部とを備え、こ
のディジタル信号処理部はサンプリングホールド回路、
アナログ・ディジタル変換器、サンプリングタイミング
発生部およびディジタル移相器から構成されることを特
徴とする。The DC offset correction method of the present invention includes a local oscillation unit that outputs an oscillation frequency signal that is separated by a predetermined frequency from the center frequency of an input signal having a certain band, and mixing the output of this local oscillation unit with the input signal. A detector, a capacitor for removing DC offset from the output of the detector, and a digital device for correcting the frequency difference between the center frequency of the input signal and the output of the local oscillator with respect to the output of the capacitor to extract a predetermined baseband signal. This digital signal processing section includes a sampling hold circuit,
It is characterized by comprising an analog-to-digital converter, a sampling timing generator, and a digital phase shifter.
〔実施例〕 次に、本発明について図面を参照して説明する。〔Example〕 Next, the present invention will be explained with reference to the drawings.
第1図は本発明の一実施例を示すブロック図、第2図は
第1図における各部の信号スペクトラム例を示す図で、
(a)は入力信号スペクトラムおよび局部発振スペクト
ラム、(b)は検波器出力スペクトラム、(C)は再生
すべきベースバンド信号を示す。FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of the present invention, and FIG. 2 is a diagram showing an example of the signal spectrum of each part in FIG.
(a) shows the input signal spectrum and the local oscillation spectrum, (b) shows the detector output spectrum, and (C) shows the baseband signal to be reproduced.
第1図において、入力信号aは入力端子1がら検波器2
に入力される。この入力信号aは、例えば第2図(a)
に示すように中心周波数fo+帯域幅B(”f2 f
s)の信号である。In Fig. 1, the input signal a is input to the detector 2 from the input terminal 1.
is input. This input signal a is, for example, as shown in FIG. 2(a).
As shown in , center frequency fo + bandwidth B ("f2 f
s) signal.
本実施例が、例えば位相同期検波を行う場合の位相検波
部であるとすると、局部発振部3が出力する局部発振信
号すと入力信号aを検波器2によって位相比較すればベ
ースバンド信号Cが得られる。ここで、局部発振信号す
は入力信号aの中心周波数fOに合わせて選ばず、例え
ば第2図(a)に示すように中心周波数f、からB/2
以上離れた局部発振周波数f3を選ぶ、この場合、検波
器2は第2図(b)に示すようにベースバンド信号Cに
変換して出力する0次にこのベースバンド信号Cはコン
デンサ4を通して直流成分が除去されたベースバンド信
号dとなる。しかし、このベースバンド信号dは本来再
生すべきベースバンド信号(第2図(c)に示す)とは
異なる。これは、入力信号aと局部発振信号すに周波数
差が存在するなめであり、この周波数差(fo fs
)を補正して第2図(c)に示すベースバンド信号を再
生する必要がある0本実施例ではディジタル信号処理部
5がこの補正を行っており、下記周波数シフトの式をデ
ィジタル信号処理(演算)することにより実現する。Assuming that this embodiment is a phase detection unit for performing phase synchronized detection, for example, if the phase of the local oscillation signal output from the local oscillation unit 3 and the input signal a are compared by the detector 2, the baseband signal C is obtained. can get. Here, the local oscillation signal S is not selected according to the center frequency fO of the input signal a, but for example, as shown in FIG. 2(a), from the center frequency f to B/2
In this case, the detector 2 converts it into a baseband signal C and outputs it as shown in FIG. A baseband signal d from which the component has been removed is obtained. However, this baseband signal d is different from the baseband signal to be originally reproduced (shown in FIG. 2(c)). This is because there is a frequency difference between the input signal a and the local oscillation signal, and this frequency difference (fo fs
) in order to reproduce the baseband signal shown in FIG. This is achieved by performing calculations.
g (t)=f (t)exp (−j 2πt)Hg
(n)=f (n)exp (−j 2rn/N)・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・(1)(1
)式の矢印の左辺は時間tを変数とする周波数シフトの
式であり、右辺は離散表現による周波数シフトの式であ
る。なおexpの内部の符号は周波数差の極性により変
化する。g (t)=f (t)exp (-j 2πt)Hg
(n)=f (n)exp (-j 2rn/N)・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・(1)(1
) The left side of the arrow in the equation is a frequency shift equation with time t as a variable, and the right side is a frequency shift equation using discrete representation. Note that the internal sign of exp changes depending on the polarity of the frequency difference.
ディジタル信号処理部5では。入力ベースパント信号d
をまずサンプリングホールド回路(以下SMP)6によ
りサンプルホールドし、ホールドした信号eをアナログ
・ディジタル変換器(以下AD)7によりディジタル信
号fに変換する。このディジタル信号fが(1)式の右
辺のf (n)に該当する0周波数シフトはディジタル
信号fに対しexp(−j2πn / N )を乗じる
ことにより実現され、これはディジタル移相器(以下P
H8)8により行われる。(1)式で記述しているnは
各サンプリングの順番であり、0≦n≦N−1で規定さ
れる。また、Nはサンプリング周波数fsおよび入力中
心周波数と局部発振周波数の差(fo fs)の関係
から決定され、(2)式%式%
結局、周波数差(fo fs)分の周波数シフトとN
回のf(n)−exp (−j 2rn/N)の計算に
よる周波数シフトを対応させている。In the digital signal processing section 5. Input bass punt signal d
is first sampled and held by a sampling hold circuit (hereinafter referred to as SMP) 6, and the held signal e is converted into a digital signal f by an analog-to-digital converter (hereinafter referred to as AD) 7. A zero frequency shift in which this digital signal f corresponds to f (n) on the right side of equation (1) is realized by multiplying the digital signal f by exp (-j2πn/N), and this is achieved by using a digital phase shifter (hereinafter referred to as P
H8) Performed by 8. n described in equation (1) is the order of each sampling, and is defined as 0≦n≦N-1. In addition, N is determined from the relationship between the sampling frequency fs and the difference between the input center frequency and the local oscillation frequency (fo fs), and as a result, the frequency shift corresponding to the frequency difference (fo fs) and N
The frequency shift by the calculation of f(n)-exp (-j 2rn/N) is made to correspond.
(このとき、nはディジタル移相器内で0からN−1ま
でカウントアツプして得ている。)なお、SMP6.A
D?およびPH98で使用されるサンプリング信号gは
サンプリングタイミング発生部9によって発生する。(At this time, n is obtained by counting up from 0 to N-1 in the digital phase shifter.) Note that SMP6. A
D? The sampling signal g used in the PH98 is generated by the sampling timing generator 9.
このようにして周波数シフトさせたディジタル・ベース
バンド信号りは第2図(C)に示されるスペクトラム分
布をしており、出力端子10から外部へ出力される。デ
ィジタル・ベースバンド信号りはディジタル信号なので
、例えば位相同期検波をディジタル信号処理するときは
この信号をそのままディジタルフィルタに入力すること
が可能であり、処理条件によってはディジタル・ベース
バンド信号りをディジタル、アナログ変換器によってア
ナログ信号に変換して使用することができる。The digital baseband signal whose frequency has been shifted in this way has a spectrum distribution shown in FIG. 2(C), and is outputted from the output terminal 10 to the outside. Since the digital baseband signal is a digital signal, for example, when performing digital signal processing for phase synchronized detection, it is possible to input this signal as is to a digital filter, and depending on the processing conditions, the digital baseband signal can be converted into a digital signal. It can be used by converting it into an analog signal using an analog converter.
以上説明したように本発明は、ベースバンド信号再生時
に入力中心周波数と局部発振周波数に周波数差を持たせ
、検波器出力のDC成分を取り除いたあとディジタル信
号処理により上記周波数差を補正して所定のベースバン
ド信号を取り出すものであり、本発明によれば、検波器
のDCオフセットを除去し、DC成分を含むベースバン
ド信号を忠実に再生できる効果がある。特に、入力信号
が微弱な状況では本発明の効果は大きい。As explained above, the present invention provides a frequency difference between the input center frequency and the local oscillation frequency during baseband signal reproduction, removes the DC component of the detector output, and then corrects the frequency difference by digital signal processing to a predetermined value. According to the present invention, the DC offset of the detector can be removed and the baseband signal containing the DC component can be faithfully reproduced. The effects of the present invention are particularly significant in situations where the input signal is weak.
第1図は本発明の一実施例を示すブロック図、第2図は
第1図における各部の信号スペクトラム例を示す図であ
る。
l・・・入力端子、2・・・検波器、3・・・局部発振
部、4・・・コンデンサ、5・・・ディジタル信号処理
部、6・・・サンプリングホールド回路(SMP)、7
・・・アナログ・ディジタル変換器(AD)、8・・・
ディジタル移相器(PHS)、9・・・サンプリングタ
イミング発生回路、10・・・出力端子。FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of the present invention, and FIG. 2 is a diagram showing an example of a signal spectrum of each part in FIG. 1. l...Input terminal, 2...Detector, 3...Local oscillation section, 4...Capacitor, 5...Digital signal processing section, 6...Sampling hold circuit (SMP), 7
...Analog-digital converter (AD), 8...
Digital phase shifter (PHS), 9... sampling timing generation circuit, 10... output terminal.
Claims (1)
波数だけ離れた発振周波信号を出力する局部発振部と、
この局部発振部の出力と前記入力信号を混合する検波器
と、この検波器の出力からDCオフセットを取り除くコ
ンデンサと、このコンデンサの出力に対し前記入力信号
の中心周波数と前記局部発振部出力の周波数差を補正し
て所定のベースバンド信号を取り出すディジタル信号処
理部とを備え、このディジタル信号処理部はサンプリン
グホールド回路、アナログ・ディジタル変換器、サンプ
リングタイミング発生部およびディジタル移相器から構
成されることを特徴とするDCオフセット補正方式。a local oscillation unit that outputs an oscillation frequency signal that is separated by a predetermined frequency from the center frequency of the input signal having a certain band;
a detector for mixing the output of the local oscillator and the input signal; a capacitor for removing DC offset from the output of the detector; and a center frequency of the input signal and a frequency of the output of the local oscillator for the output of the capacitor and a digital signal processing section that corrects the difference and extracts a predetermined baseband signal, and the digital signal processing section is composed of a sampling hold circuit, an analog-to-digital converter, a sampling timing generation section, and a digital phase shifter. A DC offset correction method featuring:
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP29662288A JPH0636504B2 (en) | 1988-11-22 | 1988-11-22 | DC offset correction method |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP29662288A JPH0636504B2 (en) | 1988-11-22 | 1988-11-22 | DC offset correction method |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH02142248A true JPH02142248A (en) | 1990-05-31 |
JPH0636504B2 JPH0636504B2 (en) | 1994-05-11 |
Family
ID=17835930
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP29662288A Expired - Lifetime JPH0636504B2 (en) | 1988-11-22 | 1988-11-22 | DC offset correction method |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0636504B2 (en) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP0921663A2 (en) * | 1997-12-04 | 1999-06-09 | Nec Corporation | DC-offset canceller |
-
1988
- 1988-11-22 JP JP29662288A patent/JPH0636504B2/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP0921663A2 (en) * | 1997-12-04 | 1999-06-09 | Nec Corporation | DC-offset canceller |
EP0921663A3 (en) * | 1997-12-04 | 2002-01-02 | Nec Corporation | DC-offset canceller |
US6400778B1 (en) | 1997-12-04 | 2002-06-04 | Nec Corporation | DC-offset canceller |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0636504B2 (en) | 1994-05-11 |
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