JPH0131815B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は通信方式に関し、特に妨害等による干
渉を大幅に改善しかつ通信内容の秘匿性を著しく
向上した対妨害能力を備える通信方式に関する。

デジタル形式の電波を利用して送信局と航空機
等の高速移動体との間で行なう通信において、特
に航空機等の高速移動体が軍用もしくは戦略等の
目的に運用される場合等においてはしばしば通信
に対する人為的妨害もしくは傍受等を受けること
が多く、このため対妨害能力を高め通信内容の秘
匿性を向上させるための種種の配慮が拂われてい
ることもまたよく知られている。

従来、この種の対妨害能力および秘匿性の維持
については、送信すべき情報をデジタル化して送
信するか、さらに暗号化する方法がとられてい
る。また、最近ではスペクトル拡散技術による変
調手段によつて変調した搬送波パルスに送信デー
タを重畳して送出する等の方法が一般的に利用さ
れている。

しかしながら、上述した各種の送信信号形式に
よる送信パルスが高速移動体によつて受信される
とドプラ効果による影響を受け、このため固定通
信におけるような安定した受信が困難となり甚し
いときには受信不能となることも珍しくなく、し
かもこのようなドプラ効果による影響は予め予測
して対応することが殆んど不可能であるという欠
点がある。

このことを詳述すれば次のとおりである。すな
わち、耐妨害能力を付与するためにこの種の通信
方式における送信パルスに通常利用されるスペク
トル拡散技術においては、特に送信側と受信側の
スペクトル拡散符号の同期が重要であるが、受信
側で通常同期捕捉に用いられる手段、たとえばス
ライデイングコリレーシヨン（Sliding Corre―
lation法の如く受信側で基準同期信号で受信信号
を継続してスライデイングしつつ同期を捕捉する
ことを前提とするものにあつては特に秘匿のため
に符号長が長くなればますます処理時間が長くな
り高速移動体の受信には基本的に適さず、また他
の類型的な同期捕捉手段も程度の差はあつてもマ
ツハ（Mach）単位の高速度で移動する高速移動
体の受信には適さず、従つてこのような高速移動
体と同期を保持した通信を確保するには、通常他
の高速受信手段、たとえばマツチドフイルタ、あ
るいはコンボルバ等を用いて受信信号を処理する
が一般的である。

しかしながら、このような手段によつても、前
述した如き高速度で移動する高速移動体の受信に
おけるドプラ効果によつてデータビツト長の長さ
に対応するドプラシフトの影響を受け、甚だしい
場合にはマツチドフイルタ等による相関検出出力
が得られないこととなる。

マツチドフイルタはよく知られるように、デー
タビツトを構成する各ビツトによつて表わされる
信号を遅れ時間零のビツトにおいて同期的に（コ
ヒーレントに）積分し、このビツトに信号の全エ
ネルギーを集中せしめて出力するような高速処
理、いわゆる相関検出を行なうものであり、信号
の各ビツトがこの相関検出動作の処理時間内で受
信される限り問題はないが、受信信号がドプラ効
果によつてビツトごとに次次に位相回転を生じた
場合には上述した相関検出によつて得られる出力
ドプラシフトの量に対応して減少したものとなり
甚しい場合には出力が零となつてしまうという問
題が発生する。

たとえば、搬送周波数が1500MHzとしこれを２
相PSK（Phase Shift Keying）するスペクトル直
接拡散変調を受けた送信パルスを考え、そのデー
タビツトが4.8Kb（キロビツト）／秒の速さであ
り、かつこの１ビツトの中を10段のシフトレジス
タをもつPN符号発生器によるＭ系列符号、すな
わち2¹⁰−１＝1023の符号長をもつPN（Pseudo
Noise、擬似雑音）符号でスペクトル直接拡散変
調を行なつたものとすると、送信データビツトタ
イムtdは次の(1)式で示される。

td＝１／4.8Kb≒208μS …………(1) この送信データビツトタイムtdごとに送信デー
タの論理値“１”もしくは“０”が送信される。

さて、送信パルスはＭ系列符号によつて１／
1023された各セクシヨン、いわゆるチツプを有し
このチツプ長tcは次の(2)式で示される。

tc＝208／1023≒0.203μS …………(2) すなわち送信データビツトタイムtdは(2)式に示
すチツプ長tcを有するチツプ1023個によつて構成
される。従つてマツチドフイルタによる相関検出
の出力はこれら1023個ずつのチツプに対応して配
分されている送信パルスを遅れ時間零に集約して
得られ、これが送信データビツトタイムごとに実
施されるわけであるが、前述した如く、このマツ
チドフイルタリングにおいて各チツプが次の(3)式
に示すドプラシフトに起因する位相変化Δφを受
けて次次に受信される。

Δφ＝2π（ｖ／ｃ・₀）tc …………(3) (3)式において、ｖは高速移動体と送信局との相
対速度、ｃは電波伝搬速度、₀は搬送周波数であ
る。

(3)式に前述した値を代入して次の(4)式を得る。

Δφ＝6.37×10^-6×ｖ（ラジアン） …………(4) (4)式において、ｖが音速の３倍の３マツハとす
ると、３マツハは約1020ｍ／秒であるので、Δφ
は約6.5×10^-3ラジアンとなり、1023番目のチツ
プにいたつては約378.5度も位相が回転したもの
となつてしまう。

上述した数値例はｖが３マツハの場合を例とし
たが、これが２マツハもしくは１マツハであつて
も極めて大きい位相回転をもたらすことは明らか
である。

従つてこのようなドプラシフトを受ける送信パ
ルスを受信し、ｍ個のチツプごとの信号を相関し
つつ相関検出して得られるマツチドフイルタの相
関尖頭出力値はｍ×（チツプレベル）よりもはる
かに小さいものとなり、甚しいときには零となつ
てしまう。

従つて、高速移動体に対する送信パルスをスペ
クトル拡散信号として利用するにはドプラシフト
を何等かの方法によつて補正するか、もしくは送
信データビツトタイムtdをドプラシフトの影響を
受けなくてすむ範囲に抑えて設定してマツチドフ
イルタ等の効果を失なわないように利用し、さら
に、不足とされる対妨害能力は他の信号方式で補
なうことによつて保持する通信方式の構成が必要
となる。

本発明の目的は上述した欠点を除去し、送信局
から航空機等の高速移動体に対してデジタル形式
の電波による送信パルスを発射し対妨害性をもつ
た通信を行なう場合の通信方式において、ドプラ
シフトによる影響を実質的に受けない送信時間幅
でスペクトル拡散した送信パルスを送信すること
によつてマツチドフイルタの高速同期処理特性を
保持せしめ、さらに、この送信パルスは送信デー
タビツト中で予め設定するランダムタイムホツピ
ングパターンに対応させてタイムホツピングさせ
るという手段を備えることにより、ドプラ効果の
影響を実効的に除去し得てかつ対妨害性を著しく
改善した通信方式を提供することにある。

本発明の方式は、送信局から航空機等の高速移
動体に対してデジタル形式の電波による送信パル
スを発射し前記高速移動体と対妨害能力を備えた
通信を行なう場合の通信方式において、予め設定
したスペクトラム拡散変調方式によつて変調した
搬送波パルスによる送信データの１ビツトとして
送信データビツトタイムを予め設定する分割数で
分割した１つによつて代表せしめるとともに送信
データは２値の論理値“１”および“０”いずれ
をも前記代表とする１ビツトとして発生したうえ
この送信データの１ビツトを予め設定したランダ
ムタイムホツピングパタンに対応させて前記送信
データビツトタイムごとに次次にランダムタイム
ホツピングせしめつつ送信パルスとして出力する
送信パルス出力手段と、前記ランダムタイムホツ
ピングパタンに対応して前記送信パルスと同期し
て発生しかつ前記送信パルスと非相関の搬送波パ
ルスを前記送信パルスに対する同期パルスとして
前記送信パルスと合成して出力する同期パルス出
力手段と、前記送信パルスと同期パルスとを含む
送信信号を受信し前記同期パルスによる同期保持
のもとに前記高速移動体が前記送信局による送信
パルスを受信する同期受信手段とを備えて構成さ
れる。

次に図面を参照して本発明を詳細に説明する。
第１図Ａ，Ｂは本発明の一実施例を示すブロツク
図であり、第１図Ａは送信局における送信部の構
成を示すブロツク図、第１図Ｂは高速移動体にお
ける受信部の構成を示すブロツク図である。

第１図Ａに示す送信部１は、ゲート回路１１、
ランダムタイムホツピングコード発生器１２、平
衡変調器１３、搬送波発信器１４、２相PSK変
調器１５、PNコード発生器１６、加算器１７、
移相器１８、平衡変調器１９，２０、電力増幅器
２１および送信アンテナ２２を備えて構成され
る。

また、第１図Ｂに示す受信部２は、入力増幅器
２４、周波数ミクサ２５、局部発信器２６、マツ
チドフイルタ(A)２７、マツチドフイルタ(B)２８、
移相器２９、位相検波器３０、デフルータ３１お
よび同期保持回路３２を備えて構成される。第１
図Ａにおいて、入力ライン１１１を介して入力す
る送信データは送信データビツトタイムtdごとに
送信データの内容に対応する２値の論理値“１”
もしくは“０”をとる信号である。

第２図ａ〜ｃは第１図Ａの送信部１に入力する
送信データａおよび送信部１から出力する送信パ
ルスｂ、同期パルスｃの内容およびその時間的特
性を示す送信部入出力信号特性図である。以下に
第２図ａ〜ｃを参照しながら第１図の実施例につ
いて説明する。

ゲート回路１１に入力する送信データは、第２
図ａに示す如く、通常は送信データビツトタイム
tdごとに送信すべきデータの内容に対応する論理
値“１”もしくは“０”を送信データのビツト数
に対応する個数を有するいわゆるユニポーラ型の
データである。第２図ａの場合はこれを論理値Ｐ
０１による“１”、論理値Ｐ０２による“０”等
として表わしている。

ランダムタイムホツピングコード発生器１２
は、ｎ段のシフトレジスタと、このｎ段のシフト
レジスタの出力するパルスをシフトレジスタの入
力側に帰還するための論理ゲート回路とを組合せ
2ⁿ―１ビツトのＭ系列符号を合成出力する公知の
PNコード発生回路によつて、予め設定したラン
ダムタイム系列の2ⁿ―１ビツトのＭ系列符号を送
信データビツトタイムtdにわたつて出力したう
え、これらを予め設定する出力ゲートパターンを
有する出力ゲート回路を介して送信データビツト
タイムtdごとに１個のパルスを時間的にランダム
に発生する。この際、出力ゲート回路に供給する
Ｍ系列符号は、ユニポーラ型のデータを内蔵波形
変換回路によつていつたんダイポーラ型の波形に
変化してあり、従つてランダムタイムホツピング
コードとしては送信データビツトタイムtdを2ⁿ―
１個に分割した第２図ｂに示す時間t₁で、Ｍ系列
符号の論理値“１”、“０”いずれにも対応してラ
ンダムタイムホツピングするパルスとして出力ラ
イン１２１を介してゲート回路１１に送出され
る。

ゲート回路１１は、入力する送信データをこの
ようなランダムタイムホツピングコードを利用し
てゲートすることにより、送信データが論理値
“１”をとるときには時間幅t₁の正パルスを、ま
た論理値“０”の場合には時間幅t₁の負パルスを
それぞれ送信データビツトタイムtd中でランダム
ホツピングするパルスとして出力し、これを平衡
変調器１３に出力ライン１１２を介して送出す
る。

平衡変調回路１３には、ゲート回路１１の出力
とともに搬送波発生器１４から出力ライン１４１
を介して周波数₀の搬送波が入力され、これら２
入力の平衡変調を行なつてゲート回路１１の出力
パルスでパルス化された搬送波を発生し、これを
出力ライン１３１を介して２相PSK（Phase
Shift Keying）変調器１５に送出する。このよ
うにして形成される平衡変調器１３の出力は、送
信データが論理値“１”のときは正の、また論理
値“０”のときは負の、時間幅t₁でかつ送信デー
タビツトタイムtd中をランダムタイムホツピング
するパルス化搬送波である。

さて、２相化PSK変調回路１５は、PNコード
発生器１６から、予め定めるランダム時間系列の
Ｍ系列符号を出力ライン１６１を介して入力し、
内蔵平衡変調器等によつてＭ系列符号の符号変化
に対応して、平衡変調器１３の出力に次のような
２相PSKによる位相キーイングを加え、いわゆ
るスペクトル直接拡散変調を行なう。

すなわち、平衡変調器１３の出力する時間幅t₁
の正パルス、すなわち送信データの論理値“１”
に対応するパルスにはPNコード発生器１６の発
生するＭ系列符号の符号変化に対応して符号の論
理値が“１”のときは搬送波の位相シフトが零
で、論理値が“０”レベルのときには搬送波の位
相シフトを180度とする位相キーイングによりス
ペクトル直接拡散変調を施され、また平衡変調器
の出力する時間幅t₁の負パルス、すなわち送信デ
ータの論理値“０”に対応する負パルスは予め位
相を180度シフトしたうえ正パルスと同様なスペ
クトル直接拡散変調を行なつたのち、いずれも正
極性の第２図ｂに示す送信パルスP₁およびP₂と
して出力し、これを出力ライン１５１を介して加
算器１７に送出する。

第２図ｂに示す送信パルスＰ１は、第２図ａに
示す送信データＰ０１に対応して発生し、送信デ
ータビツトタイムtdをランダムタイムホツピング
コード発生器１２の発生するＭ系列符号の符号長
2ⁿ―１＝ｐで除した時間t₁をパルス幅とし、かつ
このパルス幅にわたつてPNコード発生器１６の
出力するＭ系列符号の符号変化に対応してその符
号ビツト幅t₂、いわゆるチツプごとに上述した位
相キーイングを施されてスペクトル直接拡散変調
を受けた搬送波であり、かつこの送信パルスＰ１
は送信データビツトタイムtd中を時間t₁でランダ
ムタイムホツピングする。この送信パルスＰ１が
送信データビツトタイムtd中のどこに発生するか
は、ランダムタイムホツピングの内容を予め知る
送、受信者のみに限定される。

このようにして、送信データＰ０１は送信パル
スＰ１で代表し、また送信データＰ０２は同様に
して形成される送信パルスＰ２で代表せしめるよ
うにして送信パルスを送信データに対応せしめて
次次に発生する。送信パルスＰ２は送信パルスＰ
１に対して搬送波の位相が180度した点のみが異
なり、こうして送信データが論理値“０”のとき
でもこれに対応して搬送波の位相のみが180度シ
フトしただけの送信パルスを発生することによ
り、送信電力が送信データの論理値“１”と
“０”のいずれの場合でも変化しないようになつ
て、従来のこの種の送信における如く、送信デー
タの論理値“０”では送信を行なわないオン・オ
フキーイングに対して受信部２の受信時における
Ｓ／Ｎ（Signal to Noise）比を3dB高いものとす
ることができる。

さて、送信パルスと同期して出力される同期パ
ルスは次のようにして形成される。

搬送波発信器１４の出力する搬送波は移相器１
８にも送出され、これによつて搬送波は90度の位
相シフトを施されたのち、これを出力ライン１８
１を介して平衡変調器１９に送出する。

一方、ランダムタイムホツピングコード発生器
１２と、PNコード発生器１６の出力は平衡変調
器２０に送出され、平衡変調器２０はこれら２入
力を平衡変調して第２図ｂに示す送信パルスＰ
１，Ｐ２等から搬送波を除去した複合符号を発生
し、これを出力ライン２０１を介して平衡変調器
１９に送出する。

平衡変調器１９はこのようにして供給された２
入力を平衡変調し、第２図ｃに示す同期パルス
PS１，PS２等を発生し、これらを出力ライン１
９１を介して加算器１７に送出する。

このようにして発生する同期パルスPS１およ
びPS２はそれぞれ送信パルスＰ１およびＰ２と
は搬送波の位相が90度シフトしただけのものとし
て得られ、送信パルスと同期して次次に発生す
る。この同期パルスは送信パルスの発生と同期し
て形成されるとともに、送信パルスとは互いに相
互相関係数を極力小さいものとして形成すること
が受信部２の受信処理における相互の分離に必要
であるが、相互相関係数を互いに小さいものとす
るためには送信パルスと同期パルスの拡散符号を
必らずしも相違させる必要はなく、たとえば、送
信データの拡散に利用したものと同じ符号であつ
ても符号位相のシフトしたものを利用しても差支
えない。これは、拡散コードの自己相関特性は１
ビツトだけシフトしてもその相関性は極めて小さ
いものとなるからであり、この点に着目して本実
施例においては同期パルスの符号系列と送信パル
スの符号系列は同一かつ位相シフトしたものを利
用し、これを送信パルスとともに合成して送信信
号として発射するようにしている。

さて、加算器１７は出力ライン１５１を介して
入力する送信パルス、および出力ライン１９１を
介して入力する同期パルスをアナログ加算して合
成し、これを送信信号として出力ライン１７１を
介して電力増幅器２１に送出する。

電力増幅器２１はこの送信信号を所定のレベル
まで増幅したのち、出力ライン２１１および送信
アンテナ２２を介して受信部２に対して送信電波
として発射する。

このようにして得られる送信パルスは、送信デ
ータビツトタイムtdをそのまま送信データの１ビ
ツトずつに対応させて送信する従来の方法に比し
てはるかに短時間のパルスとして形成することが
でき、従つて搬送波の送出時間も大幅に短縮され
これを受信する高速移動体におけるドプラシフト
をシステム運用上無視しうる程度に低減すること
が容易に可能となり、しかも、送信パルスのラン
ダムタイムホツピングおよびスペクトル直接拡散
変調による耐妨害能力の改善効果が相乗効果とし
て得られる。

耐妨害能力の改善について言えば、たとえば送
信パルス内のスペクトル直接拡散変調を符号長３
１を有するPN符号で行なつた場合、この拡散に
よつて得られる送信パルスの不規則さによつて、
約15dB、また、第２図に示す送信データビツト
タイムtdの分割数ｐを３１とするとき、この分割
数に対応してタイムホツピングすることによつて
得られる送信パルスの不規則さによつて約15dB、
従つて両者の相乗効果によつて約30dBの耐妨害
能力の改善が得られることとなる。

なお、第１図の実施例においては送信パルス内
をスペクトル直接拡散変調によつて変調したもの
としているが、これはスペクトル拡散技術におけ
る他の技術、たとえば周波数ホツピング拡散変
調、あるいはスペクトル直接拡散変調と周波数ホ
ツピング拡散変調との複合変調方式によつて変調
したものとしてもよく、この場合にはさらに周波
数ホツピングによる相乗効果が得られる。スペク
トル直接拡散を含めこれらスペクトル拡散技術に
ついては、たとえばR.C.Dixon、「スペクトラム
拡散通信方式」、JATEX社その他多くの文献に
詳述されている。

一方、受信部２は、受信アンテナ２３を介して
送信信号を受けるとこれを入力増幅器２４に供給
し、所定のレベルに増幅したのち出力ライン２４
１を介して周波数ミクサ２５に送出する。

周波数ミクサ２５は、局部発信器２６から出力
する局部発信周波数が出力ライン２６１を介して
供給され、この両者の周波数ミクシングを行な
う。

局部発信器２６から出力する局部発信周波数は
送信パルス、受信パルスの搬送波の周波数₀より
も中間周波数ぶんシフトしたものとしてあり、周
波数ミクシングによつて中間周波数に変換された
送信信号となつて出力ライン２５１を介して出力
され、マツチフイルタ(A)２７、マツチドフイルタ
(B)２８にそれぞれ供給される。

これらのマツチドフイルタは、スペクトル直接
拡散変調を受けかつ送信データビツトタイムtd中
をランダムホツピングする送信パルスと同期パル
スとを受信しつつ高速度で等価的にスペクトル逆
拡散を実行する相関検出を行ない拡散したエネル
ギーを１点に集中した相関尖頭出力として得るも
のであり、マツチドフイルタ(A)２７は送信パル
ス、すなわち第２図ｂに示す送信パルスＰ１およ
びＰ２の如く送信データの論理値“１”および
“０”に対応する送信パルスに対する相関検出特
性をもつマツチドフイルタとして構成され、また
マツチドフイルタ(B)２８は同期パルスに対する相
関検出特性をもつマツチドフイルタとして構成さ
れたものである。

マツチドフイルタ(A)２７には、送信パルスおよ
び同期パルスいずれもが入力するが、このうち送
信パルスとは搬送波の位相が90度ずれている同期
パルスはこのマツチドフイルタによる相関出力は
殆んど零となり、搬送波の位相シフト量が零およ
び180度である送信パルスＰ１およびＰ２による
自己相関の相関尖頭出力のみが得られる。

送信パルスによる自己相関は、送信パルス入力
ごとに、送信パルス内をスペクトル直接拡散変調
したチツプごとの受信レベルをすべて遅れ時間零
におけるチツプの位置に積分するという自己相関
処理を実施し、得られる相関尖頭出力値を出力ラ
イン２７１を介して位相検波器３０に送出する。
送信パルスは第２図ｂに示す如く送信データビツ
トタイムtdに比して十分小さい時間t₁で送出さ
れ、従つてマツチドフイルタ(A)２７の高速処理時
間で十分に処理しうることは明らかである。

全く同様にして、マツチドフイルタ(B)２８は同
期パルスの相関尖頭出力を得て、これを出力ライ
ン２８１を介して移相器２９に送出し、これによ
つて搬送波の位相を送信部１で加えた90度位相シ
フトを打消すように位相をシフトし送信パルスＰ
１等の搬送周波数と同位相としたうえこれを出力
ライン２９１を介して位相検波器３０に送出す
る。

このようにして位相検波器３０に入力する送信
パルスと同期パルスのマツチドフイルタ出力は、
互いに位相が合致し、かつドプラシフトによる影
響も全く同様であるので、もし同期パルスが送信
パルスとともに安定して検出されている限りこの
位相検波器３０によつて安定した同期検波出力が
得られ、送信データが論理値“１”のときは正極
性の、論理値“０”のときは負極性のパルスとし
て出力されることとなり、復調送信データパルス
として出力ライン３０１に送出される。

デフルータ３１は、初期同期捕捉を行なうため
の回路であり、たとえばプリアンブルとして同期
パルスだけが送信されるとマツチドフイルタ(B)２
８の出力は包絡線検波器３１１に入力され、これ
によつて包絡線検波を受けてその出力が出力ライ
ン３１１１を介してタツプ付遅延線３１２に送出
される。

タツプ付遅延線３１２は、送信パルスと同じラ
ンダムタイムホツピングパターンで送信されるＮ
個の各同期パルスの時間間隔に対応する遅延量を
与えられたＮ個の出力タツプ３１２１―１，３１
２１―２，……３１２１―Ｎを有し、包絡線検波
器３１１による出力が前述したランダムタイムホ
ツピングパターンで入力した同期パルスによるも
のであるときにはこれら各出力タツプを介して入
力したぶんの同期パルスによる包絡線検波出力が
相互の時間差のない状態に時間補正を受けて同一
時間に出力される。

このため、タツプ付遅延線３１２の出力タツプ
３１２１―２は先頭同期パルスの包絡線検波出力
に対する出力タツプ３１２１―１に対してランダ
ムタイムホツピングパターンによる先頭同期パル
スと２番目の同期パルスとの送信時間間隔に対す
る遅延時間を与え、以下同様にしてＮ個目の同期
パルスの包絡線検波出力に対する遅延量零の出力
タツプ３１２１―Ｎまで、次次に同期パルスの時
間間隔に対応する遅延時間を与えるように設定し
てある。従つて同期パルスが予め設定したランダ
ムタイムパターンに従つて入力される場合には、
その包絡線検波出力がタツプ付遅延線３１２によ
つて最大、ランダムタイムホツピングの１週期ぶ
んの個数の同期パルスによる包絡線検波出力が時
間差の無い状態で出力されることとなる。タツプ
付遅延線３１２から出力されるＮ個の同期パルス
によるＮ個の包絡線検波出力を、同期パルスの１
週期ぶんのうちの何個について出力するかは次に
述べるような同期判定の際の同期パルスの検出に
おけるS/N比、および判定精度等を勘案して予め
設定することができる。

同期パルスが入力する場合には、この加算量は
入力した同期パルスの数に対応したレベルとな
り、加算器３１３では次にこのレベルを、予め設
定した判定レベルをトリガ域値（スレシホールド
レベル）とする内蔵シユミツトトリガ回路に印加
し、この域値を越えるときはこれを同期パルスと
判定し、このシユミツトトリガ回路の出力を同期
判定信号として出力ライン３１３１を介して包絡
線検波器３１１に送出するが、この同期判定信号
はその出力処理に要する時間を補正するため、送
信データビツトtdぶんシフトして出力するように
してある。包絡線検波器３１１は、この同期判定
信号を受けると、入力する同期パルスを包絡線検
波したうえ出力ライン３１１２を介して同期保持
回路３２の乗算器に送出し、また同期判定信号は
出力ライン３１３１を介して同期保持回路３２の
ランダムタイムホツピングコード発生器３２２に
も送出される。

同期保持回路３２は、乗算器３２１、ランダム
タイムホツピングコード発生器３２２、VCO
（Voltage Control Oscillator）３２３、パルス
変換器３２４およびLPF（Low Pass Filter）３
２５を備えて構成され、デフルータ３１によつて
同期判定された同期パルスの包絡線検波出力を乗
算器３２１に、また同期判定信号をランダムタイ
ムホツピングコード発生器３２２に受けつつ、デ
フルータ３１によつて同期判定した同期パルスの
同期保持を行なうものである。

VCO３２３は、第２図に示す同期パルスおよ
び送信パルスの送信時間t₁を設定するクロツク信
号を発生するものであり、このクロツク信号を出
力ライン３２３１を介してランダムタイムホツピ
ングコード発生器３２２に送出する。

ランダムタイムホツピングコード発生器３２２
は、入力するクロツクパルスによつて、同期パル
スのランダムタイムホツピングコードと同じラン
ダムタイムホツピングコード発生しこれを出力ラ
イン３２２１に送出するが、このランダムタイム
ホツピングコードの発生は出力ライン３１４１を
介してデフルータ３１の加算器３１４から同期判
定信号を受けるとき、すなわち同期パルスが同期
判定を確定したときに開始され、またこのランダ
ムタイムホツピングコードに変換して同期保持の
ための参照コードとして利用する。

第３図ａ，ｂは受信部２におけるランダムタイ
ムホツピングコードａおよびこのランダムタイム
ホツピングコードを変換した変換ランダムタイム
ホツピングコードｂの特性を示すランダムタイ
ム・変換ランダムタイムホツピングコード特性図
である。

ランダムタイムホツピングコード発生器３２２
からは出力ライン３２２１を介して第３図ａに示
す如き時間幅t₁のランダムタイムホツピングコー
ドが第２図に示す送信データビツトタイムごとに
１個ずつ、予め設定するランダムタイムホツピン
グパターンで出力するが、これは第２図ｂおよび
ｃに示す送信パルスおよび同期パルスの発生時期
を決定する符号系列である。

このランダムタイムホツピングコードはパルス
変換器３２４に送出されて第３図ｂに示す変換ラ
ンダムタイムホツピングコードP′hに変換される
が、これはランダムタイムホツピングコードPh
をデユーテイ（duty）50％の正、負１対のパル
スに変換したものであり、パルス変換器３２４は
この変換ランダムタイムホツピングコードを出力
ライン３２４１を介して乗算器３２１に送出す
る。乗算器３２１は、この変換ランダムタイムホ
ツピングコードと包絡線検波出力との乗算を行な
つたうえ出力ライン３２１１を介してLPF３２
５に送出する。この場合、乗算器３２１に供給さ
れる２入力の位相が一致していればLPF３２５
の出力は零となりランダムタイムホツピングコー
ド発生器３２２の出力がそのまま出力されるが、
変換ランダムタイムホツピングコードが包絡線検
波出力に対して位相が遅れているときにはその遅
れに対応した正の出力が、また位相が進んでいる
ときはその進みに対応する負の出力を発生するこ
ととなり、この出力は出力ライン３２５１を介し
てVCO３２３に送出され、これを制御電圧とし
てVCO３２３の発振周波数を制御して変化せし
めLPF３２５の出力が零となるまで、この帰還
制御ループによるVCO３２３の周波数整合が行
なわれる。

このようにして、常に正確なランダムタイムホ
ツピングコードを保持し従つてデフルータで判定
した同期を保持しつつ、これを出力ライン３２２
１に送出する。

位相検波器３０から出力する送信データは、こ
のようにして同期保持されたランダムタイムホツ
ピングコードを同期クロツクとして次次に読出さ
れ、かくして送信部１と正確に同期保持をとつて
送信データに対する受信処理が実行される。

本発明は航空機等の高速移動体と送信局間で行
なう対妨害能力を必要とするデジタル通信形式に
よる通信方式において、送信すべきデジタル形式
の送信データビツトタイムを予め設定する分割数
によつて分割して得られる単位を送信パルスの１
ビツトとし、これにより送信データビツトタイム
における１ビツトを代表させるとともにこの送信
パルスにスペクトル拡散変調を行ない、かつこの
送信パルスを送信ビツトタイムのタイムフレーム
中でタイムホツピングせしめたうえこの送信パル
スと同期した同期パルスとともに地上局から送信
し、高速移動体によつてこの送信パルスを同期受
信するという手段を備えてドプラシフトによる影
響を大幅に抑圧し、かつ対妨害能力を著しく改善
することを図つた点に基本的な特徴を有するもの
であり、第１図に示す本発明の実施例の変形も種
種考えられる。

たとえば、第１図における実施例では送信部１
において発生する送信パルスはスペクトル直接拡
散変調を加えたものを利用しているが、これらは
スペクトル周波数ホツピング変調もしくはスペク
トル直接拡散と周波数ホツピング変調との複合変
調等の他のスペクトル拡散変調を加えたものとし
ても容易に実施しうることは明らかである。

また、同期パルスは、本実施例にあつては送信
パルスの搬送波の位相を90度シフトしたものを利
用しているが、この同期パルスの搬送波は送信パ
ルスの搬送波と相関性を無視しうる他の符号変調
方式によつて形成しても同様に実施しうることは
明らかである。

さらに、受信部２において、受信した送信パル
スおよび同期パルスを逆拡散して復調するために
それぞれマツチドフイルタを利用し、これらマツ
チドフイルタはドプラシフトをほぼ零とし、それ
ぞれ予め既知の送信パルス、同期パルスの特性に
対応させて固定した相関検出特性を付与したもの
を備えているが、わずかながら存在するドプラシ
フトの影響をさらに排除して同期受信能力を増大
することも考えられ、これはマツチドフイルタ(B)
２８の出力側にドプラ周波数補正回路等を設けこ
れによつて得られるドプラ補正量に関する情報を
利用してドプラシフトに追従して動作する他の自
己相関検出手段、たとえばコンボルバ
（Convolver）等を利用し、受信信号と時間的に
共役な参照信号との自己相関をとる等の方法によ
つても容易に実施しうることは明らかである。

また、デフルータ３１および同期保持回路３２
はいずれもこれらと同等な機能を有する他の公知
の回路と置換してもほぼ同様に実施しうることは
明らかである。

なお、本実施例においては送信部と受信部とが
それぞれ１式の運用状態を例として説明している
が、第２図に示す送信データビツトタイムtdにお
いて互いに異なるホツピングパターンによつて所
望の複数の送受信を同一の送信ビツトタイム中に
実施して送受信密度を増大させることも容易に実
施しうることは明らかであり、以上はすべて本発
明の主旨を損なうことなく容易に実施しうるもの
である。

以上説明した如く本発明によれば、対妨害性を
必要とする通信方式において、送信データビツト
を予め設定した数で分割した１単位を１ビツトと
する時間幅の送信パルスで送信データビツトを代
表させ、かつこの送信パルスはスペクトル拡散変
調を行なつたものとしたうえ送信ビツトタイムの
タイムフレーム中を予め設定したホツピングパタ
ーンでタイムホツピングさせ、この送信パルスと
同期パルスとともに送信し、これを同期受信する
という手段を備えることにより、ドプラシフトの
影響を運用上無視できる程度まで大幅に低減する
とともに対妨害性を著しく改善し、かつ送受信密
度の大幅な改善が図れる通信方式が実現できると
いう効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図Ａ，Ｂは本発明による送信部Ａおよび受
信部Ｂの構成の一実施例を示すブロツク図、第２
図ａ〜ｃは第１図Ａに示す実施例における送信デ
ータａ、送信パルスｂおよび同期パルスｃの内容
およびその時間的特性を示す送信部入出力信号特
性図、第３図ａ，ｂは第１図Ｂに示す実施例にお
けるランダムタイムホツピングコードａおよび変
換ランダムタイムホツピングコードｂの特性を示
すランダムタイム・変換ランダムタイムホツピン
グコード特性図である。 １……送信部、２……受信部、１１……ゲート
回路、１２……ランダムタイムホツピングコード
発生器、１３……平衡変調器、１４……搬送波発
信器、１５……２相PSK変調器、１６……PNコ
ード発生器、１７……加算器、１８……移相器、
１９，２０……平衡変調器、２１……電力増幅
器、２２……送信アンテナ、２３……受信アンテ
ナ、２４……入力増幅器、２５……周波数ミク
サ、２６……局部発信器、２７……マツチドフイ
ルタ(A)、２８……マツチドフイルタ(B)、２９……
移相器、３０……位相検波器、３１……デフルー
タ、３２……同期保持回路、３１１……包絡線検
波器、３１２……タツプ付遅延線、３１３……加
算器、３２１……乗算器、３２２……ランダムタ
イムホツピングコード発生器、３２３……VCO、
３２４……パルス変換器、３２５……LPF。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 送信局から航空機等の高速移動体に対してデ
   ジタル形式の電波による送信パルスを発射し前記
   高速移動体と対妨害能力を備えた通信を行なう場
   合の通信方式において、予め設定したスペクトラ
   ム拡散変調方式によつて変調した搬送波パルスに
   よる送信データの１ビツトとして送信データビツ
   トタイムを予め設定する分割数で分割した１つに
   よつて代表せしめるとともに送信データは２値の
   論理値“１”および“０”いずれをも前記代表と
   する１ビツトとして発生したうえこの送信データ
   の１ビツトを予め設定したランダムタイムホツピ
   ングパタンに対応させて前記送信データビツトタ
   イムごとに次次にランダムタイムホツピングせし
   めつつ送信パルスとして出力する送信パルス出力
   手段と、前記ランダムタイムホツピングパタンに
   対応して前記送信パルスと同期して発生しかつ前
   記送信パルスと非相関の搬送波パルスを前記送信
   パルスに対する同期パルスとして前記送信パルス
   と合成して出力する同期パルス出力手段と、前記
   送信パルスと同期パルスとを含む送信信号を受信
   し前記同期パルスによる同期保持のもとに前記高
   速移動体が前記送信局による送信パルスを受信す
   る同期受信手段とを備えて成ることを特徴とする
   通信方式。