JPH01291664A - Converter device - Google Patents
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- JPH01291664A JPH01291664A JP11869388A JP11869388A JPH01291664A JP H01291664 A JPH01291664 A JP H01291664A JP 11869388 A JP11869388 A JP 11869388A JP 11869388 A JP11869388 A JP 11869388A JP H01291664 A JPH01291664 A JP H01291664A
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明はコンバータ装置に関するもので、詳しくは直流
入力電圧を２組のコンデンサで分圧し、それぞれのコン
デンサ電圧を入力とするフォワード形変換回路を設け、
これらの変換回路の出力側を並列に接続した時、各々の
フォワード形変換回路の入力電流の不平衡を補正する手
段を備えるコンバータ装置の構成に関するものである。Detailed Description of the Invention (Field of Industrial Application) The present invention relates to a converter device, and more specifically, a forward conversion circuit that divides a DC input voltage with two sets of capacitors and receives each capacitor voltage as input. established,
The present invention relates to the configuration of a converter device including means for correcting unbalance of input current of each forward type conversion circuit when the output sides of these conversion circuits are connected in parallel.
（従来技術及び発明が解決しようとする課題）従来コン
バータ装置において回路方式は出力電力の大きさによっ
て決められる。入力電圧が高圧の場合は使用するスイッ
チング素子の耐圧及び容量あるいはトランス、リアクト
ルの大きさ等により、直流入力電圧を２組のコンデンサ
で分圧し、それぞれのコンデンサ電圧を入力とするフォ
ワード形変換回路を設け、これらの変換回路の出力側を
並列に接続することにより、高圧入力電圧対応及び出力
容量の大容量化を計る方法が行われる。(Prior Art and Problems to be Solved by the Invention) In conventional converter devices, the circuit system is determined by the magnitude of output power. If the input voltage is high, depending on the withstand voltage and capacity of the switching element used, or the size of the transformer or reactor, etc., a forward type conversion circuit that divides the DC input voltage with two sets of capacitors and receives each capacitor voltage as input is used. By connecting the output sides of these conversion circuits in parallel, it is possible to cope with high input voltages and increase the output capacity.
第３図は従来例のコンバータ装置を示すブロック図であ
る０図において、１２．２２は等容量のコンデンサであ
り、直列に接続して入力電源１に接続され直流入力電圧
Ｖｉを１／２に分圧している。FIG. 3 is a block diagram showing a conventional converter device. In FIG. There is partial pressure.
この入力コンデンサ１２．２２に各々のフォワード形変
換回路が接続されている。２台のフォワード形変換回路
の出力は並列に接続されている。 １３．２３はスイッ
チング回路、１４．２４はトランス、１５．２５は整流
平滑出力回路である。スイッチング回路１３゜トランス
１４．整流平滑出力回路１５にて、１台のフォワード形
変換回路を構成している。入力１に直流入力電圧Ｖｉ
を入力し、コンデンサ１２．２２にて１／２に分圧し、
スイッチング回路１３及び２３により高周波変換しトラ
ンス１４．２４にて絶縁及び電圧変換を行い、整流平滑
出力回路１５及び２５にて整流平滑し出力２に安定な直
流電圧Ｖｏを得る。Each forward conversion circuit is connected to this input capacitor 12.22. The outputs of the two forward conversion circuits are connected in parallel. 13.23 is a switching circuit, 14.24 is a transformer, and 15.25 is a rectification and smoothing output circuit. Switching circuit 13° transformer 14. The rectifying and smoothing output circuit 15 constitutes one forward conversion circuit. DC input voltage Vi to input 1
Input, divide the voltage into 1/2 with capacitor 12.22,
The switching circuits 13 and 23 perform high frequency conversion, the transformers 14 and 24 perform insulation and voltage conversion, and the rectification and smoothing output circuits 15 and 25 perform rectification and smoothing to obtain a stable DC voltage Vo at the output 2.
前記２台のフォワード形変換回路の各々の回路定数が等
しく、かつスイッチング回路１３及び２３のスイッチン
グ素子の動作がまったく同じであれば、２台のフォワー
ド形変換回路内の電圧、電流波形は同じくなる。ところ
が、実際のフォワード形変換回路では、それぞれの回路
定数やスイッチング素子の動作をまったく同一にするこ
とは不可能であるため、電圧、電流に不平衡を生じる。If the circuit constants of each of the two forward type conversion circuits are equal and the operation of the switching elements of the switching circuits 13 and 23 is exactly the same, the voltage and current waveforms in the two forward type conversion circuits will be the same. . However, in actual forward conversion circuits, it is impossible to make the circuit constants and operations of the switching elements exactly the same, resulting in unbalanced voltages and currents.
例えばスイッチング素子のキャリア蓄積効果による蓄積
時間はスイッチング素子の個々の差によりばらつきを生
ずる。それ故コンバータ装置の動作周波数が高い場合あ
るいはスイッチング素子の通流率が小さい場合、特に出
力短絡状態においては、各スイッチング素子の蓄積時間
の差が導通時間に比べて無視できなくなるので、各々の
フォワード形変換回路内の１を流の不平衡は著しくなる
。２台のフォワード形変換回路の出力側が並列接続され
ているので、各々のフォワード形変換回路の出力電流の
和は負荷電流に等しく一定電流である。それ故、一方の
フォ・ワード形変換回路のスイッチング素子のスイッチ
ング電流が大となれば他方のスイッチング素子のスイッ
チング電流は必然的に小となり、スイッチング素子の蓄
積時間の差はさらに拡大されるので電流の不平衡はます
ます拡大される。この結果、２台のフォワード形変換回
路の負荷分担は（ずれ、入力電流が不平衡となり、コン
デンサ１２、２２の電圧分担が不平衡となる。これによ
り一方のコンデンサの電圧が高くなり、スイッチング素
子等の耐圧に対して危険な状態となる。For example, the accumulation time due to the carrier accumulation effect of switching elements varies depending on the individual switching elements. Therefore, when the operating frequency of the converter device is high or the conduction rate of the switching element is small, especially when the output is short-circuited, the difference in the storage time of each switching element cannot be ignored compared to the conduction time, so each forward The unbalance of the 1 flow in the shape conversion circuit becomes significant. Since the output sides of the two forward type conversion circuits are connected in parallel, the sum of the output currents of the respective forward type conversion circuits is equal to the load current and is a constant current. Therefore, if the switching current of the switching element of one forward type conversion circuit becomes large, the switching current of the other switching element will inevitably become small, and the difference in storage time of the switching elements will be further expanded, so the current The disequilibrium will be further widened. As a result, the load sharing between the two forward converter circuits becomes misaligned, the input current becomes unbalanced, and the voltage sharing between capacitors 12 and 22 becomes unbalanced.As a result, the voltage of one capacitor becomes high, and the switching element This will result in a dangerous situation due to the pressure resistance of
前記の動作は平衡状態で運転している時に比べて過大な
電流が流れることになるので、フォワード形変換回路の
中で特にスイッチング素子は大容量なものが必要となり
、さらに配線インダクタンスによるサージ電圧も上昇し
、図示されていないスナバ回路も大きなものが必要とな
る。このため従来はトランス１４．２４の出力電流をバ
ランスさせるバランス用リアクトル３を挿入する方法が
とられているが大容量のりアクドルを必要とし、効率の
低下をまねく欠点があり、装置の小形軽量化。In the above operation, an excessive current flows compared to when operating in a balanced state, so the switching element in the forward conversion circuit requires a particularly large capacity, and also surge voltage due to wiring inductance is required. This also requires a large snubber circuit (not shown). For this reason, the conventional method of inserting a balancing reactor 3 to balance the output current of the transformer 14, 24 has been taken, but this requires a large-capacity glue reactor, which has the drawback of reducing efficiency and reducing the size and weight of the device. .
経済性、信鎖性の向上に制約を与えていた。This placed constraints on improving economic efficiency and reliability.
（発明の目的）
本発明の目的、は上記の欠点を改善するために提案され
たもので、直流入力電圧を２組のコンデンサで分圧し、
それぞれのコンデンサ電圧を入力とするフォワード形変
換回路を設け、これらの変換回路の出力側を接続した時
、各々のフォワード形変換回路の入力電流の不平衡を補
正し、装置の大形化や、効率低下をまねくことなしに定
常運転時及び出力短絡時において、入力電流の平衡化を
行う直０接続コンバータ装置を提供するにある。(Objective of the Invention) The object of the present invention was proposed to improve the above-mentioned drawbacks.
When forward type conversion circuits are provided that take the respective capacitor voltages as input, and the output sides of these conversion circuits are connected, the unbalance of the input current of each forward type conversion circuit is corrected, and it is possible to increase the size of the device, An object of the present invention is to provide a direct zero connection converter device that balances input current during steady operation and during output short-circuit without causing a decrease in efficiency.
（課題を解決するための手段）
本発明は上記の目的を達成するために、直流入力電圧を
２組のコンデンサで分圧し、それぞれのコンデンサ電圧
を入力とするフォワード形変換回路を設け、これらの変
換回路の出力側を並列に接続して、直流入力電圧を制御
された直流電圧に変換し、かつ２台のフォワード形変換
回路の出力電流の２倍の出力電流を得るように構成して
なるコンバータ装置において、前記２台のフォワード形
変換回路の・各々の入力電流を検出しその検出値を電流
の基準と比較し、出力する検出比較手段と各々の直流入
力電圧の電圧差の大きさと方向を検出する差電圧検出手
段と、この出力により補償をかけるフォワード形変換回
路を判別し出力を送出する判別出力手段により一方の入
力電流の大きいか又は直流入力電圧が小さいフォワード
形変換回路のスイッチング回路の素子のオン時間を短縮
させ、他方の入力電流の小さいか又は直流入力電圧が大
きいフォワード形変換回路のスイッチング回路の素子の
オン時間を延長させる補正手段を備えて直列接続される
２台のフォワード形変換回路の電流を平衡させることを
特徴とするコンバータ装置を発明の要旨とするものであ
る。(Means for Solving the Problems) In order to achieve the above object, the present invention divides the DC input voltage with two sets of capacitors, provides a forward type conversion circuit that receives each capacitor voltage as input, and divides the DC input voltage with two sets of capacitors. The output sides of the conversion circuits are connected in parallel to convert the DC input voltage into a controlled DC voltage and to obtain an output current twice the output current of the two forward type conversion circuits. In the converter device, the detection and comparison means detects the input current of each of the two forward type conversion circuits, compares the detected value with a current reference, and outputs the detected value, and the magnitude and direction of the voltage difference between the respective DC input voltages. A switching circuit of a forward type conversion circuit in which one of the input currents is large or the DC input voltage is small is determined by the difference voltage detection means for detecting the difference voltage detection means and the discrimination output means for discriminating the forward type conversion circuit to which compensation is to be applied based on this output and sending out the output. Two forward units connected in series are equipped with correction means that shorten the on time of the element of the switching circuit of the other forward type conversion circuit and extend the on time of the element of the switching circuit of the forward type conversion circuit whose input current is small or the DC input voltage is large. The gist of the invention is a converter device characterized by balancing the current of a converter circuit.
（実施例）
以下、本発明の実施例について説明する。なお、実施例
は一つの例示であって、本発明の精神を逸脱しない範囲
で種々の変更あるいは改良を行いうろことは言うまでも
ない。(Example) Examples of the present invention will be described below. It should be noted that the embodiments are merely illustrative, and it goes without saying that various changes and improvements may be made without departing from the spirit of the present invention.
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図である。第
１図において、主回路は第３図と同様に入力１に直流入
力電圧Ｖ！を入力し、コンデンサ１２、２２で分圧し、
スイッチング回路１３．２３により高周波変換し、トラ
ンス１４．２４で絶縁及び電圧変換を行い整流平滑出力
回路１５．２５にて整流平滑し、出力２に安定な直流電
圧ｖ０を得る。FIG. 1 is a block diagram showing one embodiment of the present invention. In FIG. 1, the main circuit has a DC input voltage V! at input 1 as in FIG. 3. is input, divided by capacitors 12 and 22,
A switching circuit 13.23 performs high frequency conversion, a transformer 14.24 performs insulation and voltage conversion, and a rectification and smoothing output circuit 15.25 performs rectification and smoothing to obtain a stable DC voltage v0 at the output 2.
本発明にあっては２台のフォワード形変換回路の各々の
入力電流を検出するために変流器１１．２１が設けられ
てこの検出電流は整流平滑部３１．３２により整流平滑
し、電流比較部３３．３４にて電流の基準と比較し、Ｐ
ＷＭ比較部３７．３８に出力され三角波発振部４０の三
角波信号と比較される信号を制御し、スイッチング回路
１３．２３のスイッチング素子へのスイッチングパルス
の導通幅を制御する。また、２台のフォワード形変換回
路の各々の入力電圧の電圧差の大きさと方向を差電圧検
出部３５にて検出し、この出力を判別出力部３６に入力
し、判別出力部にて、入力電圧が小さいフォワード形変
換回路を判別し、前記フォワード形変換回路にスイッチ
ング回路へのスイッチングパルスの導通幅を小さく制御
する信号を送出する。この時、入力電圧が低くなってい
るフォワード形コンバータ回路のスイッチング回路のス
イッチング電流の導通幅を小さくすると、該フォワード
形変換回路の負荷電流は減少しより軽負荷となるため、
該フォワード形変換回路の入力電圧は上昇する。入力電
圧が上昇するため、該フォワード形変換回路のスイッチ
ング電流のピーク電流値は上昇する。In the present invention, a current transformer 11.21 is provided to detect the input current of each of the two forward type conversion circuits, and this detected current is rectified and smoothed by a rectification and smoothing section 31.32, and the current is compared. Compare with the current standard in Section 33.34, P
It controls the signal that is output to the WM comparison sections 37 and 38 and is compared with the triangular wave signal of the triangular wave oscillation section 40, and controls the conduction width of the switching pulse to the switching element of the switching circuit 13 and 23. Further, the magnitude and direction of the voltage difference between the input voltages of the two forward conversion circuits are detected by the differential voltage detection section 35, and this output is input to the discrimination output section 36. A forward type conversion circuit with a low voltage is determined, and a signal is sent to the forward type conversion circuit to control the conduction width of the switching pulse to the switching circuit to be small. At this time, if the conduction width of the switching current of the switching circuit of the forward type converter circuit where the input voltage is low is reduced, the load current of the forward type converter circuit will decrease and the load will become lighter.
The input voltage of the forward conversion circuit increases. Since the input voltage increases, the peak current value of the switching current of the forward conversion circuit increases.
前記の動作により２台のフォワード形変換回路の入力電
圧の値は等しくなる。前記の動作状態において、過負荷
又は短絡状態では各々のスイッチング電流のピーク電流
値は電流比較部の基準値で制限され、入力端子差を生じ
た時は前記と同様の動作により入力電圧の値は等しくな
る。電圧誤差増幅部３９はコンバータ装置の出力２より
出力電圧■。を帰還し、出力電圧の基準値との誤差増幅
を行い誤差出力信号をＰＷＭ比較部３７．３８に出力す
る。ＰＷＭ比較部３７．３８は電流比較部３３．３４、
判別出力部３６及び電圧誤差増幅部３９より信号をうけ
三角波発振部４０の三角波信号と比較し、２台のフォワ
ード形変換回路のスイッチング素子へＰＷＭ信号を送出
する。By the above operation, the values of the input voltages of the two forward conversion circuits become equal. In the above operating state, the peak current value of each switching current is limited by the reference value of the current comparator in an overload or short circuit state, and when an input terminal difference occurs, the input voltage value is changed by the same operation as above. be equal. The voltage error amplification section 39 receives the output voltage ■ from the output 2 of the converter device. is fed back, the error with respect to the reference value of the output voltage is amplified, and an error output signal is output to the PWM comparators 37 and 38. The PWM comparison section 37.38 is a current comparison section 33.34,
A signal is received from the discrimination output section 36 and the voltage error amplification section 39, compared with the triangular wave signal from the triangular wave oscillation section 40, and a PWM signal is sent to the switching elements of the two forward conversion circuits.
第２図は第１図に示す実施例回路の各部の動作を表した
動作図であって、−例として、過負荷及び出力短絡状態
における動作波形を示している。FIG. 2 is an operational diagram showing the operation of each part of the embodiment circuit shown in FIG. 1, and shows, as an example, operating waveforms in an overload and output short-circuit state.
第２図において、（Ａ）及び（Ｂ）は各々のフォワード
形変換回路の入力電圧であるコンデンサ１２．２２の電
圧を示している。（Ｃ）はコンデンサ１２と２２の差電
圧であり、（Ｄ）は差電圧検出部よりの出力である。
（Ｅ）、（Ｆ）は三角波発振部４０の三角波信号ｍと、
ＰＷＭ比較部３７．３８に入力される電圧誤差増幅部３
９、電流比較部３３．３４、判別出力部３６よりの信号
を示している。（Ｇ）と（Ｈ）はＰＷＭ比較部３７゜３
８より２台のフォワード形変換回路のスイッチング回路
に出力されるスイッチングパルス波形を示し、（Ｊ）
、 （Ｋ）は２台のフォワード形変換回路の入力電流の
波形を示している。In FIG. 2, (A) and (B) show the voltages of the capacitors 12 and 22, which are the input voltages of the respective forward conversion circuits. (C) is the differential voltage between capacitors 12 and 22, and (D) is the output from the differential voltage detection section.
(E) and (F) are the triangular wave signal m of the triangular wave oscillator 40,
Voltage error amplification unit 3 input to PWM comparison unit 37, 38
9, signals from the current comparison sections 33 and 34 and the discrimination output section 36 are shown. (G) and (H) are PWM comparison section 37°3
8 shows the switching pulse waveforms output to the switching circuits of the two forward type conversion circuits, and (J)
, (K) shows the waveforms of the input currents of the two forward conversion circuits.
第２図において、時刻【０以前は本発明による電流平衡
の動作をしない時、また時刻ｔｏ以降は電流平衡の動作
をさせた時の動作波形を示している。FIG. 2 shows operating waveforms when the current balancing operation according to the present invention is not performed before time 0, and when the current balancing operation is performed after time to.
ｔｏ以前について、スイッチング回路の部品のばらつき
およびスイッチング素子の動作時間のばらつきにより一
方のフォワード形変換回路の入力電流が増加すると、２
台のフォワード形変換回路の入力電流が不平衡となり各
々の直流入力電圧の電圧分担が不平衡となる。過負荷お
よび出力短絡の状態においてその傾向が著しくなる。Before t, if the input current of one of the forward conversion circuits increases due to variations in the components of the switching circuit and variations in the operating time of the switching elements, 2
The input currents of the two forward converter circuits become unbalanced, and the voltage sharing of each DC input voltage becomes unbalanced. This tendency becomes more pronounced under overload and output short-circuit conditions.
ＰＷＭ比較部３７．３８は電圧誤差増幅部３９、電流比
較部３３．３４及び判別出力部３６の出力信号により三
角波信号ｍと比較することにより出力パルスの導通幅を
制御しているが、過負荷および短絡状態では電圧誤差増
幅部よりの信号出力ｆは飽和しているため、電流比較部
３３．３４よりの出力信号ｅｌ＋ｅ□によって制御され
その波形は（Ｅ） 、 （Ｆ）となる。The PWM comparison sections 37 and 38 control the conduction width of the output pulse by comparing the output signals of the voltage error amplification section 39, the current comparison sections 33 and 34, and the discrimination output section 36 with the triangular wave signal m. In the short-circuit state, the signal output f from the voltage error amplification section is saturated, so it is controlled by the output signal el+e□ from the current comparison section 33, 34, and its waveforms become (E) and (F).
入力電圧の高いフォワード形変換回路の出力パルスは電
流比較部よりの信号で制御されておりそのパルス幅は短
い（Ｇ）が入力端子のピーク値（Ｊ）は大きい、また、
入力電圧の低いフォワード形変換回路の出力パルスは電
圧誤差増幅部３９の出力信号が飽和しているため、その
パルス幅は長い（Ｈ）が入力電流のピーク値（Ｋ）は小
さい、この状態で入力コンデンサ１２．２２の充放電量
がつりあい、掻端な電圧のアンバランスのままとなって
、スイッチング素子等の耐圧が危険な状態となる。The output pulse of the forward type conversion circuit with high input voltage is controlled by the signal from the current comparator, and its pulse width is short (G), but the peak value at the input terminal (J) is large.
Since the output signal of the voltage error amplifier 39 is saturated, the output pulse of the forward type conversion circuit with a low input voltage has a long pulse width (H), but the peak value of the input current (K) is small. The charging and discharging amounts of the input capacitors 12 and 22 become unbalanced, and the voltage remains extremely unbalanced, putting the withstand voltage of the switching elements in a dangerous state.
いまｔｏ以降において差電圧検出部３５、判別出力部３
６を付加することにより、入力電圧が低いフォワード形
変換回路を判別し、ＰＷＭ比較部３７．３８に信号を送
出し、出力パルスの幅を短くするように動作させる。出
力パルスの幅を短くすることにより、該フォワード形変
換回路の負荷電流が減少し、軽負荷となるため入力電圧
が上昇し入力電流のピーク値は太き（なり、２台のフォ
ワード形変換回路の入力電流の値が等しくなるように動
作し、この結果、各々のフォワード形変換回路の入力端
子が等しくなるように制御される。After "to", the differential voltage detection section 35 and the discrimination output section 3
By adding 6, a forward conversion circuit with a low input voltage is determined, and a signal is sent to the PWM comparator 37, 38 to operate to shorten the width of the output pulse. By shortening the width of the output pulse, the load current of the forward converter circuit decreases, resulting in a light load, which increases the input voltage and increases the peak value of the input current. As a result, the input terminals of each forward conversion circuit are controlled to be equal.
本発明は変流器１１．２１を各々のフォワード形変換回
路毎に設けた場合について述べてあり、スイッチング回
路１３．２３のスイッチング動作を同相とすることがで
きる。スイッチング回路１３．２３のスイッチング動作
が１８０度位相がずれている場合は変流器を１ケとして
共通入力部に設け、変流器の出力の１８０度位相のずれ
たものを得ることにより、変流器を共通化することがで
きる。The present invention describes the case where a current transformer 11.21 is provided for each forward type conversion circuit, and the switching operations of the switching circuits 13.23 can be made in-phase. If the switching operations of the switching circuit 13.23 are out of phase by 180 degrees, one current transformer can be installed in the common input section, and the output of the current transformer can be converted out of phase by 180 degrees. It is possible to share a common sink.
（発明の効果）
叙上のように本発明によれば、直流入力電圧を２Ａｌｌ
のコンデンサで分圧し、それぞれのコンデンサ電圧を入
力とするフォワード形変換回路を設け、これらの変換回
路の出力側を並列に接続して、直流入力電圧を制御され
た直流電圧に変換し、かつ各々のフォワード形変換回路
の２倍の出力電流を得るように構成してなるコンバータ
装置において、２台のフォワード形変換回路の各々の入
力電流の検出及び各々の直流入力電圧の電位差の大きさ
と方向を検出し、前記検出電流及び検出差電圧の大きさ
対応して一方のフォワード形変換回路のスイッチング回
路の素子の導通時間を短縮させるようにし、一方のフォ
ワード形変換回路のスイッチング回路の素子の導通時間
を延長させるようにして、部品のバラツキやスイッチン
グ回路の素子の蓄積時間のバラツキに起因して生ずる直
列接続される２台のフォワード形変換回路の相互間の不
平衡電流を抑制する。結果として主回路に電流バランス
用リアクトルを挿入する必要がなく、大容量のスナバ回
路の追加を必要とせず、コンバータ装置の小形、軽量化
、経済性、信頌性の向上を計ることができる。(Effect of the invention) As described above, according to the present invention, the DC input voltage is
A forward type conversion circuit is provided that takes each capacitor voltage as input, and the output sides of these conversion circuits are connected in parallel to convert the DC input voltage into a controlled DC voltage, and each In a converter device configured to obtain an output current twice as much as that of a forward type conversion circuit, it is possible to detect the input current of each of the two forward type conversion circuits and to determine the magnitude and direction of the potential difference between each DC input voltage. and shorten the conduction time of the switching circuit elements of one forward type conversion circuit in accordance with the magnitude of the detected current and the detected difference voltage, and shorten the conduction time of the switching circuit elements of the one forward type conversion circuit. In this way, unbalanced current between two forward conversion circuits connected in series, which is caused by variations in components or variations in storage time of switching circuit elements, is suppressed. As a result, there is no need to insert a current balancing reactor into the main circuit, there is no need to add a large-capacity snubber circuit, and the converter device can be made smaller, lighter, more economical, and more reliable.
第り図は本発明の実施例を示すコンバータ装置のブロッ
ク図、第２図は本発明の詳細な説明する動作図、第３図
は従来のコンバータ装置を示すブロック図である。
１・・・・・入力
２・・・・・出力
１１、２１・・・変流器
１２、２２・・・入力コンデンサ
１３、２３・・・スイッチング回路
１４、２４・・・トランス
１５、２５・・・整流平滑出力回路
３１、３２・・・整流平滑部
３３、３４・・・電流比較部
３５・・・・・差電圧検出部
３６・・・・・判別出力部
３７、３８・・・ＰＷＭ比較部
３９・・・・・電圧誤差増幅部
４０・・・・・三角波発振部
第２図
寛１言＋世相η隼FIG. 2 is a block diagram of a converter device showing an embodiment of the present invention, FIG. 2 is a detailed operational diagram illustrating the present invention, and FIG. 3 is a block diagram showing a conventional converter device. 1... Input 2... Output 11, 21... Current transformer 12, 22... Input capacitor 13, 23... Switching circuit 14, 24... Transformer 15, 25... ... Rectification and smoothing output circuits 31, 32... Rectification and smoothing sections 33, 34... Current comparison section 35... Differential voltage detection section 36... Discrimination output section 37, 38... PWM Comparison section 39... Voltage error amplification section 40... Triangular wave oscillation section
Claims (1)
コンデンサ電圧を入力とするフォワード形変換回路を設
け、これらの変換回路の出力側を並列に接続して、直流
入力電圧を制御された直流電圧に変換するコンバータ装
置において、前記２台のフォワード形変換回路の各々の
入力電流を検出し、その検出値を電流の基準と比較し、
出力する検出比較手段と、各々の入力電圧の電圧差の大
きさと方向を検出する差電圧検出手段と、この出力によ
り補償をかけるフォワード形変換回路を判別し出力を送
出する判別出力手段により、前記フォワード形変換回路
のスイッチング素子の導通幅を決める手段とを備えたこ
とを特徴とするコンバータ装置。The DC input voltage is divided by two sets of capacitors, a forward conversion circuit is provided that takes each capacitor voltage as input, and the output sides of these conversion circuits are connected in parallel to convert the DC input voltage into a controlled DC voltage. Detecting the input current of each of the two forward type conversion circuits and comparing the detected value with a current reference,
The detection and comparison means for outputting, the difference voltage detection means for detecting the magnitude and direction of the voltage difference between the respective input voltages, and the discrimination output means for discriminating the forward type conversion circuit to which compensation is to be applied based on the output and sending out the output. A converter device comprising means for determining the conduction width of a switching element of a forward type conversion circuit.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63118693A JPH0626475B2 (en) | 1988-05-16 | 1988-05-16 | Converter device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63118693A JPH0626475B2 (en) | 1988-05-16 | 1988-05-16 | Converter device |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01291664A true JPH01291664A (en) | 1989-11-24 |
| JPH0626475B2 JPH0626475B2 (en) | 1994-04-06 |
Family
ID=14742830
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63118693A Expired - Fee Related JPH0626475B2 (en) | 1988-05-16 | 1988-05-16 | Converter device |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0626475B2 (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012170176A (en) * | 2011-02-10 | 2012-09-06 | Fuji Electric Co Ltd | Electric power conversion device |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61293163A (en) * | 1985-06-19 | 1986-12-23 | Fujitsu Ltd | Overvoltage protection circuit |
| JPS62210861A (en) * | 1986-03-10 | 1987-09-16 | Fuji Electric Co Ltd | Series operation system of dc-dc converter |
-
1988
- 1988-05-16 JP JP63118693A patent/JPH0626475B2/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61293163A (en) * | 1985-06-19 | 1986-12-23 | Fujitsu Ltd | Overvoltage protection circuit |
| JPS62210861A (en) * | 1986-03-10 | 1987-09-16 | Fuji Electric Co Ltd | Series operation system of dc-dc converter |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012170176A (en) * | 2011-02-10 | 2012-09-06 | Fuji Electric Co Ltd | Electric power conversion device |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0626475B2 (en) | 1994-04-06 |
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