JPH01273430A - 自己適応予測フィルタを有する差動エンコーダ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 発明の背景 技術分野 この発明は自己適応予測フィルタを有する差動エンコー
ダに関するものであり、これは最低のインライン・ビッ
トレート（たとえば１６ｋｂｉｔｓ　／　ｓ　）におけ
る優れた音声再生品質と、高耐伝送エラーとの双方を有
するのが望ましい電話分野において特に、但し占有的に
ではないが、使用されるのに適切である。

先行技術 上記のビットレートで作動する別のエンコーダは既に知
られており、特にインパルスの付勢を伴うボコーダおよ
びサブバンド令エンコーダが挙げられる。これらのエン
コーダは複雑である。さらに、それらは数十ミリ秒の遅
延を招く。ＡＤＰＣＭエンコーダもまた知られている（
ＦＲ−Ａ−２，４５４，６６０）が、予測フィルタおよ
び分析フィルタを有し、したがって構成が複雑である。

発明の概要 この発明の課題は、少なくとも先行技術のそれに比肩す
る音声品質を提供し、かつ実現の際の複雑さがはるかに
少ない差動エンコーダを提供することである。

したがってこの発明は、コード化されるべき信号を加法
入力に、比較器の出力からの誤差信号を受信する予測ル
ープによって供給された概算信号を減法入力に受ける比
較器を含むタイプの、自己適応予測フィルタを有する差
動エンコーダに関するものｐあり、予測ループは自己適
応予測フィルタと自動利得制御回路と乗算器とを含み、
乗算器は予測フィルタおよび利得制御回路の出力を受け
、かつ乗算器の出力は減法入力に接続される。

上に規定されたタイプの現在のエンコーダにおいては、
約１０ｋｂｉｔ／、８のビットレートにおいて穏当な電
話品質のデコーダ化された音声を得ることができず、し
たがってあまり満足のいくものではない。この発明の目
的は特に改良された自己適応差動エンコーダ、特定的に
は、あまり複雑さを増加させずにはるかに高い品質を有
するエンコーダを提供することである。

この目的のために、この発明は隣接する異なるスペクト
ルバンドに割当てられた複数の平行チャネルを含む予測
フィルタを有するエンコーダを提供し、各チャネルは２
次検出器に供給する入力通過帯域フィルタを含み、２次
検出器には出力が乗算器に与えられるピーク検出器が続
き、乗算器はまた各通過帯域フィルタからの出力信号を
受信し、すべての乗算器の出力が同じ総和器を駆動する
。

このエンコーダにおいて、予測フィルタの接続はそれが
また分析フィルタとして作動するというものであり、こ
れによって複雑さがかなり低減される。入力信号は一定
のエネルギを有する（すなわち利得によって影響されな
い）ので、計算の際に精度の変動は生じない。

予測フィルタは、隣接するバンドフィルタの幅を適切に
選択することによって、必要なゾーンにおいてスペクト
ル・ダイナミックレンジを高めることが可能である。

そのような時間関連エンコーダは１６ｋｂ　ｉ　ｔ／Ｓ
の出力ビットレートにおいて音声に関する優れた電話品
質を獲得することを可能にする。この発明の特に有利な
実施例においては、エンコーダはサンプルごとに１つの
出力ビットを供給するタイプのものである。この形状に
おいては、インライン伝送されたコードは専ら予測誤差
符号によってのみサンプルごとに形成されるので、外側
から見られるようにそれはΔエンコーダとして現われる
。エンコーダの複雑さは最小限である。もう１つの利点
はインライン伝送されたデジタル信号はフレームに分配
される必要がなく、シたがって同期化の必要がない。サ
ンプルにつき単一ビットを有するエンコーダは１６ｋｂ
ｉｔ／Ｓの伝送の場合には３００μｓより少ない、ごく
わずかな時間遅延を招くにすぎない。最後に、サンプル
につき１ビットのエンコーダは伝送エラーに対して優れ
た耐性を有する。

この発明は、非限定的例として与えられた以下の特定の
実施例の説明によって一層よく理解されるであろう。

好ましい実施例の詳細な説明 第１図に示されたエンコーダ１０は、オーダｎの各サン
プルＳ　（ｎ）について２つの値＋Δおよび＝Δを有し
得るエラーΔ（ｎ）の符号を各々表わす２進ゴードＣΔ
（ｎ）のシーケンスを出力信号として供給するために設
けられる。

エンコーダは比較器１２を含み、その出力は、コード化
されかつその入力の一方に与えられるべき信号のデジタ
ル・サンプルＳ　（ｎ）と、他方の入力に与えられた対
応する、伝送予測されたサンプルＳＰＥ　（ｎ）との間
の差の符号に応じた値十Δおよび＝Δを有し得る。

エンコーダの出力回路１３はエラー信号Δ（ｎ）のシー
ケンスをＯ６のシーケンスに変換し、それは伝送ライン
を介してデコーダに供給され、コードＣΔ（ｎ）を構成
する。

予測されたサンプルＳＰＥ　（ｎ）を発生するための回
路は（固定された予測フィルタが設けられ、そのために
３２ｋｂ　ｉ　ｔ　ｓ／ｓより少ないビットレートにお
いて容認され得る電話品質を回復することができない、
ここで−数的なΔエンコーダとは異なり）相互に正反対
の２つの値のみを有し得る誤差信号Δ（ｎ）を分析し、
かつそれを強化されたスペクトルΦダイナミックレンジ
とともに回復するための自己適応予測フィルタ１４（以
下においては略語ＦＰＡＡによって示される）と、利得
ＣＧを計算するための装置１６と、ＦＰＡＡＩ４の一層
レベルの出力ＳＦ　（ｎ）を利得Ｇ　（ｎ）によって乗
算し、予測された伝送サンプル５ＰＥ（ｎ）を常に供給
する乗算器１８とを含む。

デコーダ２０の構成は大部分はエンコーダ１０の対称形
である。入力回路２３は伝送ラインを介して到着する２
進値１および０を、同じレベルであるが逆極性の２つの
値であり得る連続するサンプルΔ（ｎ）に変換する。信
号Δ（ｎ）は、エンコーダ１０のＦＰＡＡ１４と同一の
ＦＰＡＡ２４と、利得ＣＧを計算するための装置１６と
同一の利得計算装置２６とを駆動する。平滑化された平
均利得を計算するための装置２７は、利得Ｇ　（ｎ）、
Ｇ（ｎ−１）およびＧ（ｎ−２）から、サンプリング・
タイム（ｎ−１）において使用され、かつα５＋α６＋
α７−１であるときのα５Ｇ（ｎ）　＋α６　　Ｇ　（
ｎ−１）　＋α７　　Ｇ　（ｎ−２）に等しい（３つの
係数の各々は典型的には１／３に等しいかもしれない）
平均利得ＧＭ（ｎ−１）を供給する。乗算器２８は、装
置２７によって供給された受信の際の利得ＧＭ（ｎ−１
）を一方の入力に、ＦＰＡＡ２４の出力からのフィルタ
された信号ＳＦ　（ｎ−１）を、２つの連続するサンプ
ル間の時間間隔Ｔに等しい遷移時間を有する時間遅延エ
レメント３０を介して他方に受信する。

加算器３６はコードΔ（ｎ）が到着すると、乗算器２８
によって供給された予測された受信信号ＳＰＲ（ｎ−１
）を受け、第１図に示された実施例においては、それは
また同時に、係数ｘＯおよびｘｌによって重みづけされ
た、値Δ（ｎ）および値（ｎ−１）の合計であり、遅延
エレメント３１、乗算器３２および３３ならびに加算器
３４によって信号Δ（ｎ）から計算され、さらに乗算器
３５において利得ＧＭ（ｎ−１）で乗算された予測誤差
信号ε（ｎ−１）に匹敵する大きさを受ける。

エンコーダに与えられる入力信号５（ｎ−１）に対応し
て、再構成された信号５Ｒ（ｎ−１）が加算器３６の出
力に現われる。

引き続き、この発明を実現するための第１図の装置にお
いて使用され得るＦＰＡＡ１４または２４の構造が、次
にＣＧの構造が説明されるであろう。

自己適応予測フィルタ 第１図に示された予測フィルタ１４は表示１．２、・・
・１１・・・Ｉによって示された１個の平行チャネルを
含み、それらは同じ加算器３９を駆動し、その出力は信
号ＳＦ　（ｎ）を構成する。サンプルΔ（ｎ）はすべて
のチャネルに与えられる。

差動電話エンコーダのための予測フィルタ１４の場合、
十分満足のいく結果を与えるには１０のチャネルで十分
であり、この場合に使用されるフィルタの幅は、約２５
０から４００Ｈｚの音声スペクトルの最も重要な部分に
おいて最小であり、より高い周波数に対しては漸時的に
増加する。より多くのチャネルは、高速信号処理装置に
よってＦＰＡＡを実現することが容認される限りにおい
て有利である。

一３ｄｂフィルタの通過帯域は部分的に相互に重複し、
加算器３９によって供給される全応答ＳＦ　（ｎ）のり
プルを低減するのが望ましい。

各チャネルは入力通過帯域フィルタ３７を含み、これは
簡単な２次共振器として形成され得る。

フィルタ３７に関しては異なる応答剤が採用されるかも
しれない。たとえば以下の形態を有する応答が採用され
得る。

ＳＦｉ　（ｎ）ｗａｏｌ　　＊Δ（ｎ）＋αｌｌ　ｅΔ
（ｎ−１）＋ｂｌ＋　　ｌｌ５Ｆｉ　（ｎ−１）＋ｂ２
＋　　−５Ｆｔ　（ｎ−２） 上記において８０１　、ａｌｌ　、ｂｌＢおよびｂ２１
は係数であり、これらは通過帯域フィルタのオーダｌに
よって異なる。フィルタ３７は増加する値Ｆｌ、Ｆ２、
・・・Ｆｌ、・・・Ｆｌを中心とする周波数領域に対応
する。係数ｂ１およびｂ２は中心周波数および通過帯域
の幅を決定する。フィルタの利得は係数ａＯおよび係数
ａ１に比例する。それらの対称量は比率ａＯ／ａｌによ
って決定される。

係数ａｏ１およびａｌｌは、フィルタの異なる中心周波
数Ｆ１、・・・Ｆｌに対応する周波数を有する（エンコ
ーダの）サイン形状の入力信号のためにＳＦｉの歪を最
小化するよう調整される。

各フィルタの出力、たとえばＦＬを中心とする周波数領
域に対する出力５Ｆｉ（ｎ）が２次検出器３８、それは
乗算器であってもよいが、に与えられる。検出されて得
られた信号、周波数Ｆｉを中心とする周波数領域に関し
ては（Ｓ　Ｆ　１（ｎ）　）　２、は減算器４０に与え
られ、その減法入力は予め定められた一定の値ｖ１を受
ける。値ｖ１、ｖ２、・・・Ｖｉは独立しており、フィ
ルタのランクに応じて調整される。

各減算器４０の出力信号、たとえば［（ＳＦ＋（ｒ１）
　”　−Ｖ　ｉｌは、スペクトル・エボルーションを平
滑化するための機能を提供するピーク検出器４２を駆動
する。この結果は、その動作が以下の関係によって規定
される検出器４２を使用して求められ得る。

一８Ｃ１ｎ　＜（（ＳＦｉ（ｎ））２　Ｖｌ）であれば
、５Ｃ１ｒｌはＳ　Ｃ１（ｎ−＋）　＋　ｄ　ｉ　（（
Ｓ　Ｆ　１（ｎ）　）　２−Ｖｉ）のレベルに調整され
、 −ＭＬより大きいサンプルに関して５ＣＩ（ｎ）＞　（
（ＳＦ　１（ｎ））　２Ｖ　Ｌ）であれば、Ｓ　Ｃ１（
ｎ）はｃＬ・　（Ｓ　Ｃ１（ｎ−１）のレベルに調整さ
れ、−Ｍｉより小さいサンプルに関してＳ　Ｃ１（ｎ）
＞（（ＳＦ　ｉ（ｒ１）　２−Ｖ　ｉ）であれば、Ｓ　
ＣＬ（ｎ）はＳ　Ｃ１（ｎ−＋）のレベルに維持される
。

ｃｉおよびｄＮｔｌより小さい係数である。数字Ｍｉは
１より大きい整数であり、望ましい特性の関数として実
験的に選択される。オーダｉとともに増加し、かつ５０
から１６０の間にある値Ｍｉに関してしばしば良い結果
が得られるであろう。

Ｍｌおよび一層係数ｄｉおよびｃｉは異なるチャネルに
関しては異なり得る。

さらに各チャネルは乗算器４４を含む。チャネルｌにお
いては、乗算器は一方の入力にフィルタされた信号Ｓ　
Ｆ　１（ｎ）を、他方の入力にはピーク検出器４２ｉの
出力信号ＳＣｉ（ｎ）を受信する。得られたすべての積
は加算器３９に与えられ、加算器はしたがってその出力
に、フィルタされた以下の信号を供給する。

５Ｆ（ｎ）−、Σ　Ｓ　Ｆ　ｉ（，１）　ｘ　　Ｓ　ｃ
　１（ｎ）■ｓ１ 定係数ｖ１、・・・Ｖｉを度外視しても、信号５Ｆｉ（
ｎ）　　ｘ　　ＳＣｉ（ｎ）のピーク値は、対応する信
号ＳＦ　ｉ（ｎ）のピーク値の三乗に比例するため、大
変大きくなることが理解され得る。したがって得られた
信号Ｓ　Ｆ　Ｅ（１）は、信号Δに関して大きく強化さ
れた、すなわち最大が増加しかつ最小が減少したスペク
トル会ダイナミックレンジを有する。ＦＰＡＡ１４はフ
ィードバック・ループ（第１図）内に位置するので、こ
の強化は出力信号Δ（ｎ）を「洗い落とす」、すなわち
誤差信号のスペクトルを平坦化する傾向にある。信号（
ＳＦｉｏ）２からの一定値Ｖｔの減法はさらにこの効果
を強化する。

値Ｖ１は実験的に選択されるであろう。しかしながら原
則として、ｖｉの値は、フィルタが対応する周波数バン
ドが高いほど一層高くなるであろう。より高い周波数は
その性質のために、予７１）Ｊ可能性が、より低い周波
数の予測可能性はど優れておらず、それを増加させるこ
とが必要である。

定数ＶＬの効果を示すために、例が挙げられ得る。Ｓ　
Ｆ　１（ｎ）およびＳ　Ｆ　２（ｎ）が各々４および３
に等しいピーク値を有し、かつ値Ｖｌ−Ｖ２−４が選択
されると仮定すると、ピーク値５Ｃ１ｎおよびＳ　Ｃ２
（ｎ）は各々１２および５であり、値は以下のようにな
る。

Ｓ　Ｅ　１（ｎ）・Ｓ　Ｆ　１（ｎ）については４８Ｓ
　Ｃ２（ｎ）　”　Ｓ　Ｆ　２（ｎ）については１５一
方、Ｖｌ−Ｖ２−０であれば、因数ＳＣ（ｎ）・Ｓ　Ｆ
（ｎ）は６４および２７であることが見い出される。ス
ペクトル・ダイナミックレンジは６４／２７−２．３８
から４８／１５−３．２に変えられるので大変強化され
ることが理解され得る。

エンコーダ（およびデコーダ）によるすべての処理段階
は信号プロセッサを使用して行なわれ得る。。

伝送利得ＧＥを計算するための装置 ＣＤ１６の機能は利得を絶え間なく信号Ｓ　（ｎ）のレ
ベルに適合させることである。ＣＧ２６と共同して、そ
れはさらに迅速なデコーダの再整列を転送エラーの場合
には可能にしなければならない。

ＣＧ１６はその入力において連続的に得られる値Δ（ｎ
）のシーケンスに応答して適合アルゴリズムを使用する
。異なる適合方法が採用されてもよい。良い結果を提供
した成る方法は以下の規準を使用する。

一比較器１２によって、４つの同一の値が出力に現われ
る場合、すなわち Δ（ｎ）＝Δ（ｎ−１）＝Δ（ｎ　−２）■Δ（ｎ　−
３） であれば、利得ＧＥは「大きく」、たとえばそれを１よ
り大゛きい因子α１で乗算することによって、増加され
る。すなわち、 Ｇ　（ｎ）−ａｌ・Ｇ　（ｎ−１） 一連続する同一の値が３つのみ存在する場合、すなわち Δ（ｎ）＝Δ（ｎ−１）＝Δ（ｎ−２）≠Δ（ｎ−３） であれば、利得Ｇは「わずかに」、たとえばそれを１よ
り大きいがα１よりは小さい因子α２で乗算することに
よって、増加する。すなわち、Ｇ　　（ｎ）−Ｇ２・Ｇ
　　（ｎ−１）−３つの連続する錯列が生じる場合、す
なわち Δ　（ｎ）　　≠Δ　（ｎ　−１）　　≠Δ　（ｎ−２
）≠Δ　（ｎ　−３） であれば、利得Ｇは「大きく」、たとえばそれを１より
小さい係数α３で乗算することによって、増加する。

一最後に、その他のすべての場合、Ｇは「わずかに」、
たとえばＧ３くＧ４く１のときそれをＧ４で乗算するこ
とによって、減少する。

その他の方法も可能である。今規定された方法は、第１
図に概略的に示された、時間遅延Ｔを提供するエレメン
トを必要とする。

転送エラーの場合、受信の際に迅速に再整列するために
、予め定められた一定値に等しい値をＧ３に与えるのが
有効であり、ｋを定数として、Ｇ（ｎ−１）に比例する
項に−Ｇ（ｎ−１）がそこから減算される。したがって
係数α゛３はＧ（ｎ−１）が大きいほど、より一層小さ
い。転送エラーに続いて、利得が送信におけるよりも受
信においてより高くなると、それは送信において一層迅
速に減少し、再整列がより一層迅速に行なわれるであろ
う。

検出器２０は、エンコーダ１０によって供給される信号
に特有の特性を考慮に入れるために配置される。一方従
来の別のデコーダにおいては、ラインを介して受信され
たコードＣΔ（ｎ）から回復され、量子化された誤差信
号　（ｎ）と、受信における予測された信号ＳＰＲ（ｎ
）とを単に加算することによって、再構成された信号Ｓ
Ｒ（ｎ）が得られるが、転送されたコードＣΔ（ｎ−１
）に対応する予測された信号ＳＰＲ（ｎ−１）に、信号
Δ（ｎ−１）の分数と信号Δ（ｎ）の分数との和を加算
することによって、再構成された信号の品質が改良され
ることが経験によって示された。

したがって、第１図に示された検出器２０は、従来の予
測ループ（これはＦＰＡＡ２４、ＣＧ２６．００Ｍ２７
および乗算器２８を含む）に加えて、その出力が乗算器
２８の出力と同時に加算器３６に与えられるチャネルを
さらに含む。

追加されたチャネルは、Δ（ｎ）を受信しそれを１より
小さい係数ｘＯで乗算する乗算器３２と、遅延エレメン
ト３１によって得られたΔ（ｎ−１）と因子ｘ１との積
を提供する乗算器３３と、（ＸＯ・Δ（ｎ））＋　（ｘ
ｉ・Δ（ｎ−１））の和を提供する加算器３４と、受信
の際に再構成されかつ平均化された利得ＧＭ（ｎ−１）
によってその結果を乗算する乗算器３５とを含む。

ＦＰＡＡ２４は伝送ＦＰＡＡ１４と同一である。

一方ＣＧ２６は、定数α５、Ｇ６およびＧ７を導き、以
下の公式によって得られた再構成された利得ＧＭ（ｎ−
１）を供給するように配線またはプログラムされ得る０
０Ｍ２７によって完了される。

ＧＭ　（ｎ−１）　−Ｇ７．０　（ｎ−２）　＋α６．
　Ｇ（ｎ−１）　　＋α５．Ｇ　　（ｎ） 係数αは以下のように選択される α５＋α６＋α７−１ これらの係数は平滑化機能を決定し、たとえばＧ５−Ｇ
７−０．２５およびＧ６−０．５を使用することが可能
である。

第３図に概略的に示された伝送エンコーダ１０ａは、入
力サンプルＳ　（ｎ）につき数個のビットを有する出力
信号Δを供給するという点において第１図のそれとは異
なる。

次に予測された信号ＳＰＥ　（ｎ）が減算器１２ａにお
いて入力信号Ｓ　（ｎ）から減算され、いくつかのレベ
ルを有し得る誤差信号ｅ　（ｎ）を供給する。誤差信号
ｅ　（ｎ）は利得Ｇ　（ｎ）によって分割され、従来は
、ｅ　（ｎ）をＧ　（ｎ）で割算した結果を量子化する
量子化器５４によって供給される連続的レベルに応答す
る利得計算装置１６ａによって供給される。

量子化された信号は伝送ラインを介して遠隔受信機のデ
コーダに供給され、遠隔デコーダ２１と同一の局地デコ
ーダ１１に供給される。局地デコーダはＦＰＡＡ１４ａ
を駆動する量子化復元器５６を含む。ＦＰＡＡ１４ａの
出力は、また予測された信号ＳＰＥ　（ｎ）を供給する
ために伝送利得計算装置１６ａの出力を受ける乗算器１
８ａに与えられる。

５４における量子化によって再構成され、次に５６にお
いて量子化復元された信号ｅ（ｎ）／Ｇ（ｎ）は乗算器
５８において利得Ｇ　（ｎ）によって乗算され、次に再
構成された伝送信号ＳＲ（ｎ）を得るために６０におい
てＳＰＥ　（ｎ）に加えられる。ＦＰＡＡ１４ａは、サ
ンプルにつき１ビットを有するエンコーダに関して上に
説明されたものと同じ構成を有し得る。

前述のようなエンコーダはサンプルにつき１ビットで、
１６ｋＨｚのサンプリング周波数の場合電話に適用する
に特に有利であるが、この特定の場合に限定されるもの
ではない。第３図のエンコーダは特に、たとえば８ｋＨ
ｚ、１６ｋＨｚなどの異なるサンプリング周波数および
、たとえば１６．２４．３２．４０ｋｂ　ｉ　ｔ　ｓ／
ｓの異なるビットレートにおいて作動し得る。

同様に、第１図のエンコーダはたとえば８．１６．２４
．３２ｋｂｉｔｓ／ｓのビットレートに対応する８、１
６．２４．３２ｋＨｚの異なるサンプリング周波数にお
いて作動し得る。

第４Ａ図および第４Ｂ図のフローチャートを参照に、こ
こでサンプルにつき１ビットを有するエンコーダの場合
、送信の際の信号に適用されるべき処理段階について説
明されるであろう。配線回路を使用する実現の場合には
、これらの段階は第１図および第２図に示されたものと
はわずかに異なる回路に対応し、省略し得るバックグラ
ウンド・ノイズ処理を含む。第４図のフローチャートは
次に利得計算（第１図のＣＧ１６の機能に対応する）お
よび予測（第１図においてはＦＰＡＡ１４によって果た
された機能）の段階を含む。

バックグラウンド・ノイズ減衰のための処理第４Ａ図お
よび第４Ｂ図において示されたバックグラウンド・ノイ
ズを処理するための段階は、商業用の入力エンコーダが
使用される場合バックグラウンド・ノイズの感知可能性
を低減することが可能であるので、電話機製造法にとっ
て有利である。

たとえば電話信号の場合１６ｋＨｚの周波数においてサ
ンプリングされた、信号Ｓ　（ｎ）は、その連続する絶
対値１ｓ（ｎ）Ｉを基準値と比較するテストを受け、誤
差信号Δ（ｎ）はテストの結果に応じて異なるレベルに
「強制的に合わされる」。図示されたように、各サンプ
ルの絶対値は次に固定された「しきい」値と比較される
。効果的に実現された実施例においては、２に等しいＮ
ＭＡＸが選択され、かつＳ　（ｎ）が有し得る最下位の
レベルから２番目のレベルに等しい「しきい」値が選択
された。

入力レベルｌ５（ｎ）ｌが、２回より多く連続して、 一先行するレベルのレベルに等しく、かつ−「シきい値
」より少ないかまたは等しければ、 Δ（ｎ）の符号は反転され（ブロック６０）、その結果
Ｇ　（ｎ）は利得計算アルゴリズムの作動によってその
最小値へと強制される。

バックグラウンド・ノイズの処理に続いて、信号Ｓ　（
ｎ）の現在値と、予測された値５ＰＥ（ｎ−１）との比
較が行なわれ、その結果＋Δまたは＝Δのレベルがエン
コーダ３０に送信される。

伝送利得Ｇ　（ｎ）の計算 利得は前述の方法によって計算されるが、利得を修正す
るには、単純な乗法よりも複雑な動作が使用される。計
算の際に使用されかつ第４Ａ図に示された予め定められ
た値は、 ＧＭＩＮＳ　　利得の最小値を決定するα１：　４つの
連続する同一の誤差信号Δが存在する場合の利得の「高
い」増加率 α２：　３つの連続する同一の誤差信号Δが存在する場
合の利得率の「わずかな」増加 α３：　誤差信号Δの４つの連続する反転が存在する場
合の「高い」低減率 α４：　他のすべての場合における利得の「わずかな」
低減率 利得の高い増加または低減の役割は直ちに明らかである
。Δが連続して３度同じ値をとるときの利得の「わずか
な」増加は、Δに等しい連続する値が３つより多く発生
する可能性がないという状態の処理を可能にする。これ
は、２．３ｋＨｚより下の明白な成分を持たず、一方サ
ンプリング周波数が１６ｋＨｚである信号において生じ
るかもしれない。この場合の処理に対応する率ａ２は、
スー音またはピーという音などの高い周波数成分を有す
る音の明白な感知を可能にするに十分な高さでなければ
ならない。しかしながらそれは、再構成の原音を耳障り
なものにするであろう利得の頻繁な変動を、音声信号が
安定段階にある間避けるに十分な低さに留まらねばなら
ない。

異なる値および係数に関して以下の値を採用することに
よって良い結果が得られた。

ａｌ：１ｔ１．０７７ α２瓢１．０２５ α３瓢０．９７３ α４為０．９９６ ＧＭＩＮ−２−” 第４Ａ図および第４Ｂ図に示されたフローチャートにお
いて、Δの４つの連続する反転に応答する「高い」減少
アルゴリズムは、Ｇ（ｎ−１）を掛ける率において、Ｇ
ＤＩＭＩのみならず、Ｇ（ｎ−１）の関数である修正項
をも含む。

Ｇ　（ｎ）＝ＧＭＩＮ＋［（ａ３−Ｋ”Ｇ　（ｎ−１）
）寧Ｇ（ｎ−１）］ 常に１よりはるかに小さい（たとえば０．０１２に等し
い）であろう係数にの役割は、送信側と、伝送エラーが
存在する場合にはそこにも現われる受信側とにおける利
得の迅速な整列を可能にすることである。

作動の初めには、ＳＦ　（ｎ）をリセットすることによ
って初期化が行なわれる。

第４Ｂ図に示されたシーケンスはｉの連続するすべての
値についてｉ　−＋ｗ　ｌからｉｍＩを反復する。

以下の表記は、既に第２図に記されたものに加えて、第
４Ｂ図のフローチャートにおいて使用される。

ＮＭ：　連続ホールドの数 ＮＭＡＸ：　　ＮＭに関して容認される最大の予め定め
られた値 連続する段階は第２図の機能ブロックに関して規定され
たものである。

例として、処理されたパラメータが−１と＋（１−２−
’　”　）との間の、１６ビットにおけるデジタル化に
対応するいずれかの値である場合、以下の表に与えられ
た値が異なるチャネルにおいて採用され得ると言うこと
ができる。

（以下余白） ＮＭＡＸは、所与のチャネルにおいてピーク電圧５Ｃ（
ｎ）が、増加した後、電圧５Ｃ（ｎ）のエボルーション
を安定化するためにＮＭＡＸに等しい数のサンプルが通
過した後にのみ、減少し得るように選択され、これは受
信の際に再構成された信号の粗雑さを避けることによっ
て好ましい効果を持つ。

表Ｉに与えられた値は表示としての例であるにすぎない
。それらは９つのチャネルのみが使用され得る場合に対
応する。チャネルの数が増えることによって必要となる
計算速度の増加が容認されるものである限りにおいて、
約１５のチャネルを有する計算ＳＦ　（ｎ）のための回
路は、電話機製造法の最適条件に近いように思われる。

１５のチャネルを有すると、高い周波数に対応するフィ
ルタの幅は低減され得、したがってスペクトル分解能が
改良され得る。

第５図に示された受信フローチャートにおいては、利得
Ｇ　（ｎ）と５ＦＲ（ｎ）との計算の詳細は、第４図に
おけるものと同一であり得るので、繰返されない。

フローチャートは、現在の利得Ｇ（ｎ−１）と先行する
利得Ｇ（ｎ−２）および次の利得Ｇ　（ｎ）との平均値
が、安定段階における利得を平滑化するために、各コー
ドＣΔに関して計算され、一方利得が急速に変化する場
合には、過渡段階における利得の変動勾配が維持される
よう保証することを示す。後者の場合においては、ＧＭ
ＩＮは２つの機能を有する。すなわち、 −Ｇ　（ｎ）が減少すると、Ｇ　（ｎ）を最小値に限定
し、 −Ｇ　（ｎ）が最小の値をとると、Ｇ　（ｎ）が増加す
るのを、計算の精度を考慮した上で、保証する。

再構成された信号ＳＲ（ｎ−２）を得るために、１より
小さい係数を少なくとも２つの大きさのオーダで乗算す
ることによって重みをつけられたΔの３つのサンプルの
各々Δ（ｎ）、Δ（ｎ−１）、（ｎ−２）が（伝送の場
合の２つのサンプルの代わりに）予測された信号ＳＰＲ
（ｎ−２）に加えられるという事実によって、さらなる
修正が行なわれる。

３つの重みづけ係数の値はたとえば以下のとおりである
。

ｘｏ−０，００２４４ ｘｉ−０，０１０７４ ｘ２−０．０１１２３ 平行関係にある９つのチャネルを含む予測器を含む場合
の、前述のエンコーダおよびデコーダは、商業用のプロ
セッサ、たとえばＮＥＣ７７Ｐ２０プロセッサを使用す
ることによって実現され得る。

１５または１６の平行なチャネルを有する場合もまた、
現在入手可能な信号プロセッサによって実現され得る。

【図面の簡単な説明】

第１図は、この発明の第１の実施例における、サンプル
につき１つのビットを供給するエンコ−ダとそれに関連
するデコーダの一構成を示す簡略化されたブロック図で
ある。 第２図は、第１図のエンコーダの自己適応予測フィルタ
の一構成を示すブロック図である。 第３図は、サンプルにつき数個のビットを提供するエン
コーダとそれに関連するデコーダの、修正された構成を
示すブロック図である。 ｍＪＡ図および第４Ｂ図は、第１図のエンコーダにおい
て行なわれる動作を示す論理図である。 第５図は、第４図と同様に、第１図のデコーダにおいて
行なわれる動作を示す。 図において、１０はエンコーダ、１２は比較器、１４は
自己適応予測フィルタ、２０はデコーダ、２８．３２．
３３および３５は乗算器、３４．３６および３９は加算
器、４０は減算器を示す。 ＦＩＧ、４Ａ

Claims (11)

【特許請求の範囲】
1. （１）自己適応予測フィルタを有する差動エンコーダで
   あって、コード化されるべき信号の連続するサンプルを
   加法入力に、かつ比較器の出力から誤差信号を受ける予
   測ループによって供給される概算信号を減法入力に受け
   る比較器を含み、前記予測ループは自己適応予測フィル
   タと利得制御回路と乗算器とを含み、乗算器は予測フィ
   ルタおよび利得制御回路の出力を受け、乗算器の出力は
   前記減法入力に接続され、前記自己適応予測フィルタは
   互いに隣接する異なるスペクトルバンドへ割当てられる
   平行な複数のチャネルを含み、各チャネルは入力通過帯
   域フィルタと、前記通過帯域フィルタによって供給され
   る２次検出器と、ピーク検出器とを含み、ピーク検出器
   の入力は２次検出器に接続され、出力は乗算器に与えら
   れ、乗算器はまた各通過帯域フィルタからの出力信号を
   受け、すべての乗算器の出力は共通の総和器を駆動する
   、差動エンコーダ。
2. （２）プラスまたはマイナスの符号を有する一定レベル
   の出力信号を供給するために比較器が配置され、かつ前
   記エンコーダは比較器からの出力信号を受けかつ前記出
   力信号をライン上を送信される一進コードに変換する回
   路をさらに含み、エンコーダの出力はコード化されるべ
   き信号の入力サンプルにつき１ビットを有する、請求項
   １に記載の差動エンコーダ。
3. （３）前記チャネルの各々がさらに、調整可能な値を２
   次検出器の出力信号から減算するための回路を有し、前
   記減算回路は二次検出器とピーク検出器との間に位置す
   る、請求項２に記載のエンコーダ。
4. （４）前記調整可能な値がチャネルによって異なり、よ
   り高い周波数のスペクトルバンドを有するチャネルに関
   してはより大きな大きさを有し、それによってより高い
   周波数に関する予測可能性が増大する、請求項３に記載
   のエンコーダ。
5. （５）コード化されるべき音声信号を受けるように接続
   され、通過帯域フィルタはより高い周波数に関してより
   大きな幅を有し、または一定の幅を有し、チャネルの数
   は８から１６の間である、請求項１に記載のエンコーダ
   。
6. （６）ピーク検出器が、以下のアルゴリズムに従って動
   作するように構成され、すなわち、−ＳＣｉ＿ｎ＜（（
   ＳＦｉ＿（＿ｎ＿））＾２−Ｖｉ）であれば、ＳＣｉ＿
   ｎはＳＣｉ＿（＿ｎ＿−＿１＿）＋ｄｉ（（ＳＦＩ＿（
   ＿ｎ＿））＾２−Ｖｉ）のレベルに調整され、 −Ｍｉより大きい連続サンプルに関してＳＣｉ＿（＿ｎ
   ＿）≧（（ＳＦｉ＿（＿ｎ＿））＾２−Ｖｉ）であれば
   、ＳＣｉ＿（＿ｎ＿）はｃｉ・（ＳＣｉ＿（＿ｎ＿−＿
   １＿）のレベルに調整され、−Ｍｉより小さい連続サン
   プルに関してＳＣｉ＿（＿ｎ＿）≧（（ＳＦｉ＿（＿ｎ
   ＿））＾２−Ｖｉ）であれば、ＳＣｉ＿（＿ｎ＿）はＳ
   Ｃｉ＿（＿ｎ＿−＿１＿）のレベルに維持されこの場合
   ＳＣｉ＿（＿ｎ＿）はピーク検出器の出力を示し、上記
   の方程式の第２の部分はピーク検出器の入力に与えられ
   る信号を示し、Ｍｉは１より大きい予め定められた数を
   示し、ｃｉおよびｄｉは１より小さい係数を示す、請求
   項１に記載のエンコーダ。
7. （７）利得制御回路が、その入力に連続的に現われる値
   Δ（ｎ）のシーケンスに応答して、適応アルゴリズムに
   従って動作するよう構成され、前記アルゴリズムは以下
   の規準によって示される。 すなわち、 −比較器１２によって、出力に４つの同一の値が現われ
   る場合、すなわち Δ（ｎ）＝Δ（ｎ−１）＝Δ（ｎ−２） ＝Δ（ｎ−３） であれば、利得ＧＥは、１より大きい因子α１でそれを
   乗算することによって、増加され、 −連続する同一の値が３つのみ存在する場合、すなわち Δ（ｎ）＝Δ（ｎ−１）＝Δ（ｎ−２） ≠Δ（ｎ−３） であれば、利得Ｇは、１より大きいがα１より小さい因
   子α２でそれを乗算することによって、増加させられ、 −３つの連続する錯列が生じる場合、すなわち Δ（ｎ）≠Δ（ｎ−１）≠Δ（ｎ−２） ≠Δ（ｎ−３） であれば、得Ｇは、１より小さい係数α３でそれを乗算
   することによって、減少させられ、 −他のすべての場合、Ｇは、α３＜α４＜１である係数
   α４でそれを乗算することによって、減少させられる、
   請求項１に記載のエンコーダ。
8. （８）３つの連続する錯列に応答して、利得が、ｋが一
   定値であるとき係数α３−ｋ＾＊Ｇ（ｎ−１）でそれを
   乗算することによって、減少させられる、請求項７に記
   載のエンコーダ。
9. （９）エンコーダの予測器と同一の予測器と、受信利得
   を計算するための装置と、前記装置によって供給される
   受信利得を一方の入力に、予測器の出力からのフィルタ
   された信号を、２つの連続するサンプル間の時間間隔に
   等しい遷移時間を有する遅延エレメントを介して、他方
   の入力に受けるように接続される乗算器とを含む、請求
   項１に記載のエンコーダと共同して使用されるデコーダ
   。
10. （１０）前記乗算器が、 α５＋α６＋α７＝１であるとき、 ＧＭ（ｎ−１）＝α７．Ｇ（ｎ−２）＋α６．Ｇ（ｎ−
    １）＋α５．Ｇ（ｎ） に等しい平均受信利得を提供するために配置される、請
    求項９に記載のデコーダ。
11. （１１）乗算器によって供給される予測受信信号と、各
    々 −固定された係数α０による乗算によって重みをつけら
    れ、かつ前記装置によって供給された受信利得ＧＭ（ｎ
    −１）によって乗算されたΔ（ｎ）の値 −固定された係数α１による乗算によって重みをつけら
    れ、かつ利得ＧＭ（ｎ−１）によって乗算されたΔ（ｎ
    −１）の値 −固定された係数α２による乗算によって重みをつけら
    れ、かつ利得ＧＭ（ｎ−１）によって乗算されたΔ（ｎ
    −２）の値 を表わす３つの値とを受ける出力加算器をさらに含む、
    請求項１０に記載のデコーダ。