JPH01265713A - 集積デシメーションデジタルフィルタ - Google Patents
集積デシメーションデジタルフィルタInfo
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- JPH01265713A JPH01265713A JP1042910A JP4291089A JPH01265713A JP H01265713 A JPH01265713 A JP H01265713A JP 1042910 A JP1042910 A JP 1042910A JP 4291089 A JP4291089 A JP 4291089A JP H01265713 A JPH01265713 A JP H01265713A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- equalizer
- signal
- filter
- decimation
- sampling frequency
- Prior art date
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- Pending
Links
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims abstract description 18
- 238000011045 prefiltration Methods 0.000 claims abstract description 13
- 238000000034 method Methods 0.000 claims abstract description 6
- 230000000694 effects Effects 0.000 claims abstract description 4
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 4
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 3
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 3
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 2
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 2
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- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 2
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- 238000013459 approach Methods 0.000 description 1
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 1
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- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H17/00—Networks using digital techniques
- H03H17/02—Frequency selective networks
- H03H17/06—Non-recursive filters
- H03H17/0621—Non-recursive filters with input-sampling frequency and output-delivery frequency which differ, e.g. extrapolation; Anti-aliasing
- H03H17/0635—Non-recursive filters with input-sampling frequency and output-delivery frequency which differ, e.g. extrapolation; Anti-aliasing characterized by the ratio between the input-sampling and output-delivery frequencies
- H03H17/065—Non-recursive filters with input-sampling frequency and output-delivery frequency which differ, e.g. extrapolation; Anti-aliasing characterized by the ratio between the input-sampling and output-delivery frequencies the ratio being integer
- H03H17/0664—Non-recursive filters with input-sampling frequency and output-delivery frequency which differ, e.g. extrapolation; Anti-aliasing characterized by the ratio between the input-sampling and output-delivery frequencies the ratio being integer where the output-delivery frequency is lower than the input sampling frequency, i.e. decimation
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- Engineering & Computer Science (AREA)
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- Mathematical Physics (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
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- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
- Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Color Television Systems (AREA)
- Other Investigation Or Analysis Of Materials By Electrical Means (AREA)
- Tone Control, Compression And Expansion, Limiting Amplitude (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はデジタルフィルタ、より特定的呻はオーバーサ
ンプリングした信号を整形すべく処理し且つ短縮−リー
ンプリンタ周波数の信号を供給すべくデシメーションを
行うデジタルフィルタに係わる。
ンプリングした信号を整形すべく処理し且つ短縮−リー
ンプリンタ周波数の信号を供給すべくデシメーションを
行うデジタルフィルタに係わる。
本発明は特に、データを無線によりアナロタと力なし得
る形態で伝送する場合に適用し得る。このような伝送で
は、ベースハン（・に戻された伝送信号を受信時にテジ
タル処理しなけれはならない。
る形態で伝送する場合に適用し得る。このような伝送で
は、ベースハン（・に戻された伝送信号を受信時にテジ
タル処理しなけれはならない。
伝送アナログ信号のデジタル変換はこの場合ザンブリン
グ及び符号化によって、シャノン（Ｓｈａｎｎｏｎ）が
推奨する周波数より遥かに大きい周波数で、符号化すべ
き信号のバンド幅に応じて行われる。このようなオーバ
ーサンプリンクを行えば、アナログ−デジタル変換の前
に使用する必要があるアナログ低域フィルタを簡単に且
つ経済的に形成することができる。オーバーサンプリン
クした１３号はデシメーションに先立って伝送チャネル
のナイキス１〜Ｐ波にもかけ得る。
グ及び符号化によって、シャノン（Ｓｈａｎｎｏｎ）が
推奨する周波数より遥かに大きい周波数で、符号化すべ
き信号のバンド幅に応じて行われる。このようなオーバ
ーサンプリンクを行えば、アナログ−デジタル変換の前
に使用する必要があるアナログ低域フィルタを簡単に且
つ経済的に形成することができる。オーバーサンプリン
クした１３号はデシメーションに先立って伝送チャネル
のナイキス１〜Ｐ波にもかけ得る。
デシメーション（ｄｅｃｉｍａｔｉｏｎ）とは、デジタ
ル入力信号の一連の高周波数サンプルにおいて、Ｒ個の
サンプルの中から１つたけを保持する操作である。Ｒは
デシメーション比である。分析の結果、Ｒか入力信号の
スペクＩ・ルに比へて大きすきると、デシメーションに
よってスペクトルが折曲けられることが判明した。この
現象は好ましいものではない。これを回避するためには
、通常デシメーションの前に入力信号を整形する。この
整形操作は、デシメーションの後で保持しなければなら
ない信号に影響を与えない低域タイプのろ波からなる。
ル入力信号の一連の高周波数サンプルにおいて、Ｒ個の
サンプルの中から１つたけを保持する操作である。Ｒは
デシメーション比である。分析の結果、Ｒか入力信号の
スペクＩ・ルに比へて大きすきると、デシメーションに
よってスペクトルが折曲けられることが判明した。この
現象は好ましいものではない。これを回避するためには
、通常デシメーションの前に入力信号を整形する。この
整形操作は、デシメーションの後で保持しなければなら
ない信号に影響を与えない低域タイプのろ波からなる。
デシタル信号をこのようなろ波にかけるための一般的手
段は有限パルス応答フィルタ（ＦＩＲ）である。このフ
ィルタでは、各出力サンプルが入力信号の適当な係数を
付与されたＮ個の先行サンプルの合計からなる。このフ
ィルタはＮ個の乗算を平行に実施し、乗算の結果は遅延
され且つ加算される。この乗算操作は最も複雑なもので
あり、そのために必要とされる時間によってフィルタの
最大スループットが限定される。従って、所与の技術で
製造したフィルタは限られた用途にしか使用できない。
段は有限パルス応答フィルタ（ＦＩＲ）である。このフ
ィルタでは、各出力サンプルが入力信号の適当な係数を
付与されたＮ個の先行サンプルの合計からなる。このフ
ィルタはＮ個の乗算を平行に実施し、乗算の結果は遅延
され且つ加算される。この乗算操作は最も複雑なもので
あり、そのために必要とされる時間によってフィルタの
最大スループットが限定される。従って、所与の技術で
製造したフィルタは限られた用途にしか使用できない。
しかしなからＦＩＲフィルタは、周知のように、プレフ
ィルタと等化器とを直列に組み合わせたものに代えるこ
とができる。これは、１９８３年５月のＩＥＥＥ Ｔｒ
ａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃ１ｒｃｕｉｔｓ ａｎ
ｄ Ｓｙｓｔｅｍｓ。
ィルタと等化器とを直列に組み合わせたものに代えるこ
とができる。これは、１９８３年５月のＩＥＥＥ Ｔｒ
ａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃ１ｒｃｕｉｔｓ ａｎ
ｄ Ｓｙｓｔｅｍｓ。
ｖｏｌ 、Ｃへ５−３０．２７７２８３ページに掲載さ
れた。ｌＷ八へａｍｓ及び八、Ｎ、ｌ’１ｉｌｓｏｎの
１１八 ｎ ｅ ｗ ａ １１１１ ｒ ｏ ａ ｃ
ｈ ｔ ｏ Ｆ Ｉ Ｒｃｌｉｇｉｊａｌ ｆｉ
ｌｔｅｒｓ ｌｌ１ｉｔｈ ｆｅｕ＋ｅｒ ＋ｎｕｌｔ
ｉｐｌｉｅｒｓ ａｎｄｒｅｄｕｃｅｃｌ ５ｅｎｓｉ
ｔｉｖｉｔｙ”に記述されている。プレフィルタとは、
極めて簡単な係数（０、−１，１，、、）を少しだけ含
み従って乗算を行う必要かない簡略化されたＦｌｌ’ｌ
フィルタである。
れた。ｌＷ八へａｍｓ及び八、Ｎ、ｌ’１ｉｌｓｏｎの
１１八 ｎ ｅ ｗ ａ １１１１ ｒ ｏ ａ ｃ
ｈ ｔ ｏ Ｆ Ｉ Ｒｃｌｉｇｉｊａｌ ｆｉ
ｌｔｅｒｓ ｌｌ１ｉｔｈ ｆｅｕ＋ｅｒ ＋ｎｕｌｔ
ｉｐｌｉｅｒｓ ａｎｄｒｅｄｕｃｅｃｌ ５ｅｎｓｉ
ｔｉｖｉｔｙ”に記述されている。プレフィルタとは、
極めて簡単な係数（０、−１，１，、、）を少しだけ含
み従って乗算を行う必要かない簡略化されたＦｌｌ’ｌ
フィルタである。
このようなフィルタの最大スループットを限定するのは
加算操作タリである。このスループッ１〜は通常のＦＩ
Ｒフィルタの場合よりかなり大きい。
加算操作タリである。このスループッ１〜は通常のＦＩ
Ｒフィルタの場合よりかなり大きい。
等化器もＦＩＲフィルタであり、その役割はプレフィル
タの伝達関数を補正して所望の総伝達関数（プレフィル
タ及び等化器）を与えることにある。等化器は補正を１
つしか行わないなめ、オーターか比較的小さく、従って
乗算を少ししか行わない。
タの伝達関数を補正して所望の総伝達関数（プレフィル
タ及び等化器）を与えることにある。等化器は補正を１
つしか行わないなめ、オーターか比較的小さく、従って
乗算を少ししか行わない。
装置を極めて大規模な集積（ＶＬＳＩ）状態て形成ずれ
ば、フィルタによって占められる面積を節減することか
できる。フィルタによって許容され得る最大サンブリン
ク周波数の制限は従来のＩ’ｌＲフィルタの場合と同し
である。
ば、フィルタによって占められる面積を節減することか
できる。フィルタによって許容され得る最大サンブリン
ク周波数の制限は従来のＩ’ｌＲフィルタの場合と同し
である。
本明ａ書の冒頭て述べたように、本発明は限定的てはな
いが特に、オーバーサンプリンクした信号を伝送」二の
必要からろ波（ナイキス１〜フィルタ）にもかりなけれ
はならない場合に適用される。このＰ減操作は必ずデシ
メーションの前に行われる。
いが特に、オーバーサンプリンクした信号を伝送」二の
必要からろ波（ナイキス１〜フィルタ）にもかりなけれ
はならない場合に適用される。このＰ減操作は必ずデシ
メーションの前に行われる。
この操作は勿論、デシメーションに固有の前述のごとき
操作と組合わぜて実施することもてきるが、その場合は
様／ｌな係数か必要となり、通常は前述のごとき２つの
濾波モートにおける最大サンブリンク周波数の制限の問
題かより深刻になる。
操作と組合わぜて実施することもてきるが、その場合は
様／ｌな係数か必要となり、通常は前述のごとき２つの
濾波モートにおける最大サンブリンク周波数の制限の問
題かより深刻になる。
本発明は、これらの問題を解消すべく、入力信号の大き
なサンブリンク周波数で乗算を行う部分−４＝ か１つもない集積デシメーションフィルタを提供する。
なサンブリンク周波数で乗算を行う部分−４＝ か１つもない集積デシメーションフィルタを提供する。
本発明の集積デシメーションフィルタは、プレフィルタ
とデシメータと等化器とをカスケード状に含み、前記等
化器がデシメーションにかりられた信号に対するデシメ
ーション効果を考慮するのに適した特性を有し且つこの
等化器のみが乗算を行う。
とデシメータと等化器とをカスケード状に含み、前記等
化器がデシメーションにかりられた信号に対するデシメ
ーション効果を考慮するのに適した特性を有し且つこの
等化器のみが乗算を行う。
本発明の集積デシメーションフィルタでは、等化器がデ
シメータによって短縮されたサンブリンク周波数をもつ
信号を受信する。従ってこの等化器は、入力信号の大き
なサンブリンク周波数をもつ信号を処理する等化器より
小さいオーダーを有しマ」、そのため実施すべき乗算の
数が減少すると共に、各乗算の実施に使用できる時間が
サンプリンク周波数の低下によって増加する。その結果
、入力信号の最大許容サンプリンク周波数に関してゲイ
ンが得られ、又は乗算の実施に必要な手段を減らずこと
かできる。
シメータによって短縮されたサンブリンク周波数をもつ
信号を受信する。従ってこの等化器は、入力信号の大き
なサンブリンク周波数をもつ信号を処理する等化器より
小さいオーダーを有しマ」、そのため実施すべき乗算の
数が減少すると共に、各乗算の実施に使用できる時間が
サンプリンク周波数の低下によって増加する。その結果
、入力信号の最大許容サンプリンク周波数に関してゲイ
ンが得られ、又は乗算の実施に必要な手段を減らずこと
かできる。
以下、添（＝Ｉ図面に基づき非限定的具体例を挙けて、
本発明の目的及び特徴をより詳細に説明する。
本発明の目的及び特徴をより詳細に説明する。
第１図はＦＩＲフィルタの全体を簡単に示している。
このフィルタの入力１には、大きなサンプリンタ周波数
をもつデジタル入力信号Ｘ（ｎＴ）か与えられる。この
信号は、各々が固有の係数ｈ（０）〜ｈ（Ｎ−１）を受
容する８個の乗算器２（Ｏ）〜２（Ｎ−１）に送られる
。
をもつデジタル入力信号Ｘ（ｎＴ）か与えられる。この
信号は、各々が固有の係数ｈ（０）〜ｈ（Ｎ−１）を受
容する８個の乗算器２（Ｏ）〜２（Ｎ−１）に送られる
。
乗算器２（０）から送出された信号Ｘ（ｎＴ）のサンプ
ルと係数ｈ（０）との積は１ヱ延素子３（０）によって
サンプリング周期−回分たり遅延され、その後加算器４
（０）て、乗算器２（１）から送出された信号Ｘ（ｎＴ
）のサンプルと係数ｂ （１，）との積に加算される。
ルと係数ｈ（０）との積は１ヱ延素子３（０）によって
サンプリング周期−回分たり遅延され、その後加算器４
（０）て、乗算器２（１）から送出された信号Ｘ（ｎＴ
）のサンプルと係数ｂ （１，）との積に加算される。
その結果得られた和は遅延素子３（１）でサンプリンク
周期−回分だけ遅延され、その後攻の乗算器から送出さ
れノ、：積に加算される。これらの操作は以下同様にし
て加算器４（Ｎ−２）まで繰り返され、この加算器から
２戸波されたテジタル出力信号Ｙ（ｎＴ）か送出される
。
周期−回分だけ遅延され、その後攻の乗算器から送出さ
れノ、：積に加算される。これらの操作は以下同様にし
て加算器４（Ｎ−２）まで繰り返され、この加算器から
２戸波されたテジタル出力信号Ｙ（ｎＴ）か送出される
。
係数ｈ（０）〜ｈ（Ｎ−１）は複数のビットにわたって
符号化された数である。従って、乗算操作は比較的長い
。これらの乗算の時間は１つのサンプリング周期より大
きくてはならないため、乗算の実施に使用される手段が
入力信号の最大許容サンプリング周波数を決定し、又は
サンプリンタ周波数が固定されている場合には、この周
波数によって乗算の実施に使用される手段か条件付けら
れる。このような拘束条件は、場合によっては、実際に
解消できない問題を発生させ得る。
符号化された数である。従って、乗算操作は比較的長い
。これらの乗算の時間は１つのサンプリング周期より大
きくてはならないため、乗算の実施に使用される手段が
入力信号の最大許容サンプリング周波数を決定し、又は
サンプリンタ周波数が固定されている場合には、この周
波数によって乗算の実施に使用される手段か条件付けら
れる。このような拘束条件は、場合によっては、実際に
解消できない問題を発生させ得る。
第２図は信号Ｘ（ｎＴ）を受容し、信号Ｕ、（ｎＴ）を
送出するプレフィルタ５と信号Ｚ（ｎ Ｔ＞を送出する
等化器６とを含む構造体を示している。このような構造
体は第１図のフィルタと等価であり得、信号Ｚ（ｎＴ）
は信号Ｙ（ｎＴ）とほぼ同しである。この構造体は、１
９８３年５月のＩ Ｅ Ｅ ＩＥ Ｔ ｒ ａ ｎ ｓ
ａ ｃ Ｌ ｉ ｏ ｎ ｓ ｏ ｎＣ１ｒｃｕｉｔ
ｓ ａｎｄ Ｓｙｓｔｅｍｓ、ｖｏｌ、ｃＡｓ−３０，
２７７〜２８３ぺ一−７＝ ジに掲載されたＪ、Ｗへｄａｍｓ及びΔＮ、Ｗｉｌｓｏ
ｎのＩＩΔｎｅｕ＋ ａｐｐｒｏａｃｈ ｔｏ ＦＩＲ
ｄｉｇｉｔａｌｆｉｌｔｅｒｓ ｕｒ已ｈｆｅｗｅｒ
ｍｕｌｔｉｐｌｉｅｒｓ ａｎｄ ｒｅｄｕｃｅｄ ５
ｅｎｓｉｔｉｖｉｔｙ”に記述されている。このような
構造体は、プレフィルタがフィルタによる乗算を必要と
しない係数（０、〜１．１ 、）を含むＦＩＲフィルタ
であるため前述のごとき拘束条件にしばられず、また等
化器が少数の係数を有するＦＩＲフィルタであるなめ前
記拘束条件が存在しても少数の乗算器に係わるたけてあ
り、従ってコストが低下するという利点を有する。但し
、ここで留意すべきこととして、この構造体には乗算器
が存在するため最大サンブリング周波数は前述のこと〈
制限される。
送出するプレフィルタ５と信号Ｚ（ｎ Ｔ＞を送出する
等化器６とを含む構造体を示している。このような構造
体は第１図のフィルタと等価であり得、信号Ｚ（ｎＴ）
は信号Ｙ（ｎＴ）とほぼ同しである。この構造体は、１
９８３年５月のＩ Ｅ Ｅ ＩＥ Ｔ ｒ ａ ｎ ｓ
ａ ｃ Ｌ ｉ ｏ ｎ ｓ ｏ ｎＣ１ｒｃｕｉｔ
ｓ ａｎｄ Ｓｙｓｔｅｍｓ、ｖｏｌ、ｃＡｓ−３０，
２７７〜２８３ぺ一−７＝ ジに掲載されたＪ、Ｗへｄａｍｓ及びΔＮ、Ｗｉｌｓｏ
ｎのＩＩΔｎｅｕ＋ ａｐｐｒｏａｃｈ ｔｏ ＦＩＲ
ｄｉｇｉｔａｌｆｉｌｔｅｒｓ ｕｒ已ｈｆｅｗｅｒ
ｍｕｌｔｉｐｌｉｅｒｓ ａｎｄ ｒｅｄｕｃｅｄ ５
ｅｎｓｉｔｉｖｉｔｙ”に記述されている。このような
構造体は、プレフィルタがフィルタによる乗算を必要と
しない係数（０、〜１．１ 、）を含むＦＩＲフィルタ
であるため前述のごとき拘束条件にしばられず、また等
化器が少数の係数を有するＦＩＲフィルタであるなめ前
記拘束条件が存在しても少数の乗算器に係わるたけてあ
り、従ってコストが低下するという利点を有する。但し
、ここで留意すべきこととして、この構造体には乗算器
が存在するため最大サンブリング周波数は前述のこと〈
制限される。
第３図は入力信号Ｘ（ｎＴ）を処理し、且つ第２図のフ
ィルタであってよい信号Ｙ（ｎｌ’）を送出する低域フ
ィルタ７と、信号Ｚ（ｎＴ’ ）を送出するデシメーシ
ョン段８とをカスケード状に含む構造体を示している。
ィルタであってよい信号Ｙ（ｎｌ’）を送出する低域フ
ィルタ７と、信号Ｚ（ｎＴ’ ）を送出するデシメーシ
ョン段８とをカスケード状に含む構造体を示している。
前記信号Ｚ（ｎＴ’）は信号Ｙ（ｎＴ）、即ち周期Ｔ′
及びＴの比Ｒに等しい数のサンプルの中から１つのサン
プルか保持された信号と同しである。
及びＴの比Ｒに等しい数のサンプルの中から１つのサン
プルか保持された信号と同しである。
このデシメータでは乗算器が存在するため、フィルタ７
を第２図の形態に形成しても、又は第１図の形態に形成
しても、最大許容サンプリング周波数がやはり制限され
る。
を第２図の形態に形成しても、又は第１図の形態に形成
しても、最大許容サンプリング周波数がやはり制限され
る。
この従来のデシメータをデシメーション前の入力信号の
処理にも使用しなければならない場合には、フィルタの
係数を修正し、通常は係数を加えればよい。このように
しても、前記拘束条件か重くなるたけである。
処理にも使用しなければならない場合には、フィルタの
係数を修正し、通常は係数を加えればよい。このように
しても、前記拘束条件か重くなるたけである。
本発明てはこの拘束・条件を実質的に取り除くための方
法として、第４図に示すような集積デシメーションフィ
ルタを提案する。このフィルタは、信号Ｘ（ｎＴ）を受
容し且つ信号Ｕ（ｎＴ）を送出する第２図と同しプレフ
ィルタ５を含み、且つ第３図のデシメータと同様にデシ
メーション段８を含む。このデシメーション段は、比Ｒ
て短縮されなＦ、１期で信号Ｖ（ｎＴ’）を送出する。
法として、第４図に示すような集積デシメーションフィ
ルタを提案する。このフィルタは、信号Ｘ（ｎＴ）を受
容し且つ信号Ｕ（ｎＴ）を送出する第２図と同しプレフ
ィルタ５を含み、且つ第３図のデシメータと同様にデシ
メーション段８を含む。このデシメーション段は、比Ｒ
て短縮されなＦ、１期で信号Ｖ（ｎＴ’）を送出する。
このデシメータ段の次には等化器９が配置されている。
この等化器は、信号処理の観点から７ノで、信号Ｕ（ｎ
Ｔ）に対する第２図の等化器６と同じ機能を信号Ｖ（ｎ
Ｔ’）に対して行う。
Ｔ）に対する第２図の等化器６と同じ機能を信号Ｖ（ｎ
Ｔ’）に対して行う。
この等化器から送出される信号Ｗ（ｎＴ’）はフィルタ
９に適した係数を使用することによって第２図の信号Ｚ
（ｎＴ″）とほぼ同じにすることができる。小さいサン
プリンク周波数を考慮してこれらの係数を計算する方法
は当業者に良く知られている。但し、第２図の構造と異
なって、この等化器はＲで割った゛リーンプリンク周波
数で作動するため、同一人力信号の乗算操作にＲ倍の時
間を使用することがてき、又は入力信号の１ノ一ンプリ
ング周波数を大きくすることがてきる。また、分析の結
果、この場合の等化器はより小さいオーク−を有し得、
従ってより少数の乗算器を含み得ることが判明した。
９に適した係数を使用することによって第２図の信号Ｚ
（ｎＴ″）とほぼ同じにすることができる。小さいサン
プリンク周波数を考慮してこれらの係数を計算する方法
は当業者に良く知られている。但し、第２図の構造と異
なって、この等化器はＲで割った゛リーンプリンク周波
数で作動するため、同一人力信号の乗算操作にＲ倍の時
間を使用することがてき、又は入力信号の１ノ一ンプリ
ング周波数を大きくすることがてきる。また、分析の結
果、この場合の等化器はより小さいオーク−を有し得、
従ってより少数の乗算器を含み得ることが判明した。
本発明では、入力信号の大きなサンプリンク周波数をも
つ信月を処理するブし・フィルタを含み乗算器は使用し
ないフィルタ構造を適用し、且つデシメーション後に等
化器ての処理をより小さいサンプリンク周波数で行うこ
とによって、入力信号のサンプリンク周波数に関する拘
束条件を除去すると共に等化器の回路数を実質的に節減
させる。
つ信月を処理するブし・フィルタを含み乗算器は使用し
ないフィルタ構造を適用し、且つデシメーション後に等
化器ての処理をより小さいサンプリンク周波数で行うこ
とによって、入力信号のサンプリンク周波数に関する拘
束条件を除去すると共に等化器の回路数を実質的に節減
させる。
第１図はＦＩ［フィルタの簡略全体説明図、第２図はプ
レフィルタと等［ヒ器とを含むフィルタの構造を示す説
明図、第３図は入力低域フィルタを含む従来のデシメー
タの簡略説明図、第４図は本発明の集積デシノーシミ１
ンフイルタの簡略全体説明図である。 ５ ・プレフィルタ、８・ ・デシメーション段、９
・等化器。
レフィルタと等［ヒ器とを含むフィルタの構造を示す説
明図、第３図は入力低域フィルタを含む従来のデシメー
タの簡略説明図、第４図は本発明の集積デシノーシミ１
ンフイルタの簡略全体説明図である。 ５ ・プレフィルタ、８・ ・デシメーション段、９
・等化器。
Claims (1)
- （１）オーバーサンプリングした信号を整形すべく処理
し且つ短縮サンプリング周波数の信号を供給すべくデシ
メーションを行う集積デシメーションデジタルフィルタ
であって、プレフィルタとデシメータ段と等化器とをカ
スケード状に含み、前記等化器がデシメーションにかけ
られた信号に対するデシメーション効果を考慮するのに
適した特性を有し且つこの等化器のみが乗算操作を行う
ようになっているフィルタ。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR8802235 | 1988-02-24 | ||
| FR8802235A FR2627647B1 (fr) | 1988-02-24 | 1988-02-24 | Filtre numerique a decimation integree |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01265713A true JPH01265713A (ja) | 1989-10-23 |
Family
ID=9363576
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1042910A Pending JPH01265713A (ja) | 1988-02-24 | 1989-02-22 | 集積デシメーションデジタルフィルタ |
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