JPH01233902A - Planar antenna - Google Patents
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明は、クランク型のマイクロストリップラインを用
いた平面アンテナに関するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Field of Industrial Application] The present invention relates to a planar antenna using a crank-type microstrip line.
［従来の技術］
従来、クランク型のマイクロストリップラインを用いた
この種の平面アンテナは、所定の設計式によってマイク
ロストリップラインの形状寸法を算出しているが、クラ
ンク部のコーナ部分で特性インピーダンスが不連続にな
って反射損失が生じるという問題がある。そこで、クラ
ンク部のコーナを適当にカッ）（Ｍ験的にカット率を４
５〜７０％に設定）し、反射損失を少なくするようにし
ていた。[Prior Art] Conventionally, in this type of planar antenna using a crank-shaped microstrip line, the shape and dimensions of the microstrip line are calculated using a predetermined design formula, but the characteristic impedance is There is a problem of discontinuity and reflection loss. Therefore, I cut the corners of the crank part appropriately.
5 to 70%) to reduce reflection loss.
［発明が解決しようとする課題］
しかしながら、上述の従来例にあっては、クランク部の
コーナのカット率を経験的に求めた適当な値に設定して
いたので、カット部分における反射損失があまり小さく
ならず、アンテナ利得および軸比が悪くなって設計目標
値を満足しない場合があるという問題があった。[Problems to be Solved by the Invention] However, in the above-mentioned conventional example, the cut rate at the corner of the crank section was set to an appropriate value determined empirically, so the reflection loss at the cut portion was not large. There was a problem in that the antenna gain and axial ratio deteriorated and the design target values were not satisfied.
本発明は上記の点に鑑みて為されたものであり、その目
的とするところ（土、コーナ力・ント部分１こおける反
射損失をより少なくすることができ、アンテナ利得およ
び軸比が良好な平面アンテナを提供することにある。The present invention has been made in view of the above points, and its purpose is to further reduce the reflection loss at one corner of the earth, corner force, and base, and to achieve a good antenna gain and axial ratio. The purpose is to provide a flat antenna.
［課題を解決するための手段］
本発明の平面アンテナは、表面にマイクロストリップラ
インが形成された誘電体基板の裏面に接地導体を配置し
、上記マイクロストリップラインをクランク型とした平
面アンテナにおいて、クランク部の＃Ｘ幅をＷ（ｍｍ）
、マイクロストリップラインの長手方向に直交する方向
の突出寸法をｂ（１）とし、クランク部のコーナのカッ
ト率Ｍ（％）がＭ ＝ （７３−０，７８Ｘ ｂ−４，
７７Ｘ Ｗ ）±３となるようにマイクロストリップラ
インの形状寸法を設定したものである。[Means for Solving the Problems] A planar antenna of the present invention is a planar antenna in which a ground conductor is arranged on the back surface of a dielectric substrate on which a microstrip line is formed, and the microstrip line is crank-shaped. #X width of crank part W (mm)
, the protrusion dimension in the direction perpendicular to the longitudinal direction of the microstrip line is b(1), and the cut rate M (%) of the corner of the crank part is M = (73-0, 78X b-4,
The shape and dimensions of the microstrip line are set to be 77X W )±3.
［作 用］
本発明は上述のように構成されており、クランク型マイ
クロストリップラインを用いた平面アンテナにおいて、
クランク部のコーナ部分での反射損失が少なくなるよう
なカント率を実験結果お上１重回帰分析によって求めた
設計式により容易に設定できるようにしたものであり、
クランク部の線幅をＷ（＋＋ａ）、マイクロストリップ
ラインの長手方向に直交する方向の突出寸法をｂ（ｍｎ
）とし、クランク部のコーナのカット率Ｍ（％）を、Ｍ
＝ （７３−０，７８Ｘ ｂ−４，７７Ｘ Ｗ ）±
３となるようにマイクロストリップラインの形状寸法を
設定し、コーナカット部分における反射損失をより少な
くしてアンテナ利得お上ゾ軸比が良好な平面アンテナを
容易に実現できるようにするものである。[Function] The present invention is configured as described above, and in a planar antenna using a crank type microstrip line,
The cant ratio that reduces reflection loss at the corner portion of the crank part can be easily set using a design formula obtained from experimental results and a single regression analysis.
The line width of the crank part is W (++a), and the protrusion dimension in the direction perpendicular to the longitudinal direction of the microstrip line is b (mn
), and the cut rate M (%) of the corner of the crank part is M
= (73-0,78X b-4,77X W)±
By setting the shape and dimensions of the microstrip line so that the angle becomes 3, the reflection loss at the corner cut portion can be further reduced, and a planar antenna with a good antenna gain-to-zoo axis ratio can be easily realized.
［実施例１
第１図乃至第６図は本発明一実施例を示すもので、表面
にマイクロストリップライン２が形成された誘電体基板
１の裏面に接地導体３を配置し、上記マイクロストリッ
プライン２をクランク型とした従来例と同様の平面アン
テナにおいて、クランク部２ａの線幅をＷ（＋ｍ）、マ
イクロストリップライン２の長手方向に直交する方向の
突出寸法をｂ（ＩＩＩＩｌｌ）とし、クランク部２ａの
コーナのカット率Ｍ（％）が
Ｍ ＝ （７３−０，７８Ｘ ｂ −４，７７Ｘ Ｗ
）±３・・・・・・（１）となるようにマイクロストリ
ップライン２の形状寸法を設定したものである。ここに
、実施例にあっては、厚ｆｉｔ２（５０〜１００μｍ）
のポリエチレン系合成樹脂よりなる誘電体基板１の表面
に、多数のクランク部２ａを有するマイクロストリップ
ライン２を形成するとともに、誘電体基板１をアルミニ
ウム板よりなる接地導体３上に積層配置し、マイクロス
トリップライン２上に厚さり、（１±０゜２ｆｆｌＩ１
１）のポリエチレンテレフタレートよりなる保護層４を
被覆して平面アンテナが形成されており、中心周波数ｆ
ｖａが１１．７ＧＨｚ−１２ＧＨｚで指向角θＩｆｌが
１０〜３０ＤＥＧとなるようにマイクロストリップライ
ン２のクランク部２ａの形状（寸法ａ、ｂ、ｅおよび線
幅Ｗ）が設計され、カット率Ｍは、コーナ部分の対角寸
法Ｘに対するコーナ部分の線幅ｄの百分比（ｄＸ １０
０ ／ｘ）としている。なお、マイクロストリップライ
ン２の厚さは反射損失ＲＬに影響の少ない３０μ艶程度
に設定している。[Example 1] Figures 1 to 6 show an example of the present invention, in which a ground conductor 3 is placed on the back surface of a dielectric substrate 1 on which a microstrip line 2 is formed, and the microstrip line 2 is In a flat antenna similar to the conventional example in which the crank part 2 is of a crank type, the line width of the crank part 2a is W (+m), the protrusion dimension in the direction orthogonal to the longitudinal direction of the microstrip line 2 is b (IIIll), and the crank part 2a is The cut rate M (%) of the corner of 2a is M = (73-0,78X b -4,77X W
) ±3 (1) The shape and dimensions of the microstrip line 2 are set so as to satisfy (1). Here, in the example, the thickness fit2 (50 to 100 μm)
A micro strip line 2 having a large number of crank parts 2a is formed on the surface of a dielectric substrate 1 made of polyethylene synthetic resin, and the dielectric substrate 1 is laminated on a ground conductor 3 made of an aluminum plate. Thickness on strip line 2, (1±0°2fflI1
A planar antenna is formed by covering the protective layer 4 made of polyethylene terephthalate in 1), and has a center frequency f.
The shape of the crank part 2a of the microstrip line 2 (dimensions a, b, e and line width W) is designed so that va is 11.7 GHz-12 GHz and the directivity angle θIfl is 10 to 30 DEG, and the cut rate M is Percentage of the line width d of the corner portion to the diagonal dimension X of the corner portion (dX 10
0/x). Note that the thickness of the microstrip line 2 is set to about 30 μm, which has little effect on the reflection loss RL.
以下、マイクロストリップライン２の形状寸法の設計式
の導出について具体的に説明する。一般に、反射損失Ｒ
Ｌはａ ＋ ｂ ＋ ｅ ｒ Ｗ ＋ Ｍの相互関係に
よって大きく影響を受けるので、その形状寸法の設計は
充分検討する必要がある。特に、反射損失ＲＬを−１５
［ｄＢ］以下とするには、ｆ＋ｎ、θｍの設計目標値を
も満足させねばならないので、ａ １ ｂ ＋ Ｃｒ
Ｗ ＩＭの設計値の相互関係の自由度は者しく制約を受
けることになる。本発明においては、ｆｍ、θｍおよび
反射損失ＲＬの設計目標値を共に満足させるａ。Hereinafter, derivation of the design formula for the shape and dimensions of the microstrip line 2 will be specifically explained. In general, reflection loss R
Since L is greatly influenced by the mutual relationship of a + b + e r W + M, it is necessary to carefully consider the design of its shape and dimensions. In particular, the reflection loss RL is -15
[dB] or less, the design target values of f + n and θm must also be satisfied, so a 1 b + Cr
The degree of freedom in the interrelationship of the WIM design values is severely restricted. In the present invention, a that satisfies the design target values of fm, θm, and return loss RL.
ｂ、ｃ、Ｗ、Ｍの相互関係を実験によって求め、その領
域を明確にして最適な設計式を導き、設計が容易に行え
るようにするものである。The interrelationships among b, c, W, and M are determined through experiments, and the region is clarified to derive an optimal design formula, thereby facilitating the design.
ところで、ｆ、θｍの設計目標値を満足させる条件から
ａ、ｅを求める設計式は、理論および実験からす、Ｗ、
Ｍの関数として以下のようになっている。By the way, the design formula for calculating a and e from the conditions that satisfy the design target values of f and θm is based on theory and experiment, W,
The function of M is as follows.
ａ＝ ｆａ（Ｗ 、ｂ、 Ｍ ）・・・・・・・・・・
・・・・・（２）ｂ＝ ［６（Ｗ 、ｂ、 Ｍ ）・・
・・・・・・・・・・・・・（３）例えば、
ｆｍ＝ １１．９５Ｇ Ｈｚ θｍ＝２６［Ｄ Ｅ
Ｇ ］Ｗ＝１．５＋ｍ ｂ＝８，６２１ｆｉＩＩ
ＩＭ＝５６［％］のとき、マイクロストリップライン２
のクランク部の形状設計データとして、ａ＝ １１．１
９［ｍｍｌ、ｃ＝７゜７２［ｍｎ＋］が得られる。a=fa(W,b,M)・・・・・・・・・・・・
...(2) b= [6(W, b, M)...
・・・・・・・・・・・・・・・(3) For example, fm=11.95GHz θm=26[D E
G]W=1.5+m b=8,621fiII
When IM=56[%], microstrip line 2
As the shape design data of the crank part, a= 11.1
9 [mml, c=7°72 [mn+] is obtained.
しかしながら、このときの反射ノ！１失尺りは−１２［
ｄＢ］となって、目標イ直である−１５［ｄＢ］よりも
高い値になっている。However, the reflection at this time! 1 lag is -12[
dB], which is higher than the target value of -15 [dB].
そこで、本発明にあっては、後述する所定の実験サンプ
ルの反射損失ＲＬをネットワークアナライザによって測
定し、測定によって得られたデータと、重回帰分析手法
を用いて導出された設計式によって設計目標値を総て満
足する形状寸法（ａ、ｂ。Therefore, in the present invention, the return loss RL of a predetermined experimental sample, which will be described later, is measured using a network analyzer, and a design target value is determined using the data obtained by the measurement and a design formula derived using a multiple regression analysis method. The shape and dimensions (a, b.
ｃ 、 Ｗ 、 Ｍ ）を容易に求められるようにして
おり、カット率Ｍ（％）が（１）式となるように設定し
、コーナカット部分における反射損失ＲＬをより少なく
してアンテナ利得および軸比が良好な平面アンテナを容
易に実現できるようにしている。なお、この場合、寸法
すは７〜９ ［ｍｍｌの範囲内、＃！幅Ｗは１〜４［ａ
＋＋＋＋］の範囲内で、アンテナの総合利得、サイ−ロ
ーブなどを考慮しでＵ験的に選択される。すなわち、ア
ンテナの仕様が設定されて、総合利得、交差偏波特性、
指向角などより、理論と経験からマイクロストリップラ
イン２の線幅Ｗおよび５寸法が設定されれば、（１）式
に基いて反射損失ＲＬが目標値よりも少なくなるコーナ
のカッ）率Ｍ［％１が決定でき、次に、（２Ｈ３）式に
基いて寸法ａ、Ｃが求められ、総ての設計目標値を満足
するマイクロストリップライン２の形状寸法が得られ、
形状寸法（ａ、ｂ、ｃ、Ｗ、Ｍ ）の合理的な設計が容
易に且つ短ＶｆＦＪＩに行うことができるようになって
いる。c , W , M ) can be easily obtained, and the cut rate M (%) is set to be as shown in equation (1), and the reflection loss RL at the corner cut portion is reduced to reduce the antenna gain and axis. This makes it possible to easily realize a planar antenna with a good ratio. In this case, the dimensions are 7 to 9 [mml, #! The width W is 1 to 4 [a
++++] and is selected empirically, taking into account the antenna's overall gain, cy-lobes, etc. In other words, the specifications of the antenna are set, and the overall gain, cross-polarization characteristics,
If the line width W and dimension 5 of the microstrip line 2 are set based on theory and experience based on the directivity angle, etc., then the corner cutoff rate M[ %1 can be determined, and then the dimensions a and C are determined based on equation (2H3), and the shape and dimensions of the microstrip line 2 that satisfy all design target values are obtained,
The shape and dimensions (a, b, c, W, M) can be rationally designed easily and with a short VfFJI.
以下に設計式（１）を導出する実験方法について説明す
る。いま、クランク型のマイクロストリップラインの設
計式によるパターン寸法ａ、ｂ、ｃは以下のようになっ
ている。An experimental method for deriving design formula (1) will be described below. Now, the pattern dimensions a, b, and c according to the design formula of the crank type microstrip line are as follows.
ｂ＋（１−ηｃｏｓθｄ）ｃ＝２δ十λｇ（１ｔａｎ−
’ Ｈ１λｇ＝りＣ８／ｆｄ
βｚ２π／λ８
但し、
ｌ・・・波長短縮率 θｄ・・・設計主放射方向λｇ
・・・＃Ｘ路波艮 β・・・直線部の位相定数δ・・
・補正長（周波数調整）
ｆｄ・・・設計周波数
また、電気的パターン寸法ｔ、ｂ＋、ｃ＋およびパター
ン実寸法ａ″、ｂ″、Ｃ”は、周波数補正長、紬比袖正
艮をδ、にとすれば以下のようになる。b+(1-ηcosθd)c=2δ+λg(1tan-
'H1λg=riC8/fd βz2π/λ8 However, l...Wavelength shortening rate θd...Design main radiation direction λg
...#X-road wave angle β...phase constant δ of straight line part...
・Correction length (frequency adjustment) fd...Design frequency Also, the electrical pattern dimensions t, b+, c+ and the pattern actual dimensions a'', b'', C'' are the frequency correction length, Tsumugisode Masaaki is δ, If we do this, we get the following.
ａ ’ ＝ ａ”−δ／２
ｂ’＝ｂ″−δ
ｅ””ｅ”−δ
ａ””ａｋ
ｂ″＝ｂ
Ｃ″＝ｃ＋２に
上記各計算式からパターン実寸法ａ″、ｂ”、Ｃ”を求
めると、
ｂ″＝ｂ’＝
ｂ’十δ
ところで、上述の計算に使用する７ンテナ股計データの
うち、波長短縮率ηお上り周波数補正長δは構成部材の
材料によって値が異なるので、アンテナを設計する場合
には、これらのアンテナ設計データを測定により求めな
ければならない。下記第１表は、誘電体基板としてεｒ
≦２．４、ｔａｎδ＜０．００１のものを用い、マイク
ロストリップラインの線幅Ｗの異なる直線状のものを準
備し、ＴＲＤ法によりサンプルをカットバックして波長
短縮率を測定した結果を示している。但し、接地導体３
の厚さは２ｍＦ６、Ｒ電体基板１の厚さは１ ［１１１
１１゜マイクロストリップライン２の厚さは３５μ【ｎ
、保護膜４の厚さは１００μ槌である。a' = a"-δ/2 b'=b"-δ e""e"-δ a""ak b"=b C"=c+2 from each of the above calculation formulas, calculate the pattern actual dimensions a", b", By the way, among the 7-antenna multimeter data used for the above calculation, the wavelength shortening rate η and the rising frequency correction length δ vary depending on the material of the constituent members. Therefore, when designing an antenna, these antenna design data must be obtained by measurement.Table 1 below shows that εr as a dielectric substrate.
≦2.4, tan δ < 0.001, straight microstrip lines with different line widths W were prepared, and the samples were cut back using the TRD method to measure the wavelength shortening rate. ing. However, the ground conductor 3
The thickness of is 2 mF6, and the thickness of R electric board 1 is 1 [111
The thickness of the 11° microstrip line 2 is 35 μ [n
, the thickness of the protective film 4 is 100 μm.
ｇｉ表
また、下記第２表は、測定サンプルとしてｉｌ福Ｗ、カ
ット率Ｍの異なる１列のアレイアンテナを準ａ（ｂ’＝
７λｇ／１６、ｋ＝ ０ ［ｍ＋＋＋］、δ＝ １ （
ｍｍｌ）し、このサンプルの主放射方向θｄを示す中心
周波数ｆｍを精度の良い指向特性測定装置によって求め
、次式によってδを計算したものである。gi table Also, Table 2 below shows that one row of array antennas with different illumination W and cut rate M is used as a measurement sample in quasi-a (b'=
7λg/16, k= 0 [m+++], δ= 1 (
mml), the center frequency fm indicating the main radiation direction θd of this sample was determined using a highly accurate directional characteristic measuring device, and δ was calculated using the following equation.
（２ａ”＋２ｂ″＋Ｃ″）−η（２ａ″十Ｃ”）ｃｏｓ
θｄ＝４δ＋２ηＣｏ／ｆｍ
第２表
但し、Ｍ＝５０〜６０
上述のようにしで計算されたパターン実寸法ａ″。(2a"+2b"+C") - η(2a"10C") cos
θd=4δ+2ηCo/fm Table 2 However, M=50 to 60 Actual pattern size a″ calculated as described above.
ｂ″、Ｃ″の平面アンテナサンプルの反射損失ＲＬをネ
ットワークアナライザで測定し、反射損失ＲＬが一１５
ｄＢ以下になる（Ｗ、ｂ’、に、Ｍ）の組み合わせを求
めると、下記の第３表および第４表のようになる。The return loss RL of the planar antenna samples b″ and C″ was measured using a network analyzer, and the return loss RL was 115
Combinations of (W, b', M) that result in a value of dB or less are as shown in Tables 3 and 4 below.
第３表
第４表
以上のようにして求められたデータと、重回帰分析手法
を用いてカット率Ｍをｂ 、 Ｗの関数として数式化す
ると、（１）式が得られることになる。When the cut rate M is expressed as a function of b and W using the data obtained as described above in Table 3 and Table 4 and the multiple regression analysis method, equation (1) is obtained.
［発明の効果１
本発明は上述のように構成されており、クランク型マイ
クロストリップラインを用いた平面アンテナにおいて、
クランク部のコーナ部分での反射損失が少なくなるよう
なカット率を実験結果および重回帰分析によって求めた
設計式により容易に設定できるようにしたものであり、
クランク部の線幅をＷ（ｍ＋１１）、マイクロストリッ
プラインの艮手力向に直交する方向の突出寸法をｂ（Ｉ
Ｉｌｍ）とし、クランク部のコーナのカット率Ｍ（％）
がＭ ＝ （７３−０，７８Ｘ ｂ−４，７７Ｘ Ｗ
’）±３となるようにマイクロストリップラインの形状
寸法を設定しているので、コーナカット部分における反
射損失をより少なくしてアンテナ利得および軸比が良好
な平面アンテナを提供できるという効果がある。[Effect of the invention 1] The present invention is configured as described above, and in a planar antenna using a crank type microstrip line,
The cut rate that reduces reflection loss at the corners of the crank part can be easily set using a design formula determined from experimental results and multiple regression analysis.
The line width of the crank part is W (m + 11), and the protrusion dimension of the microstrip line in the direction perpendicular to the direction of force in the hand is b (I
Ilm), and the cut rate M (%) of the corner of the crank part
is M = (73-0,78X b-4,77X W
') Since the shape and dimensions of the microstrip line are set to be ±3, there is an effect that reflection loss at the corner cut portion can be further reduced and a planar antenna with good antenna gain and axial ratio can be provided.
第１図は本発明に係る平面アンテナの斜視図、第２図は
同上の要部断面図、第３図は同上の動作説明図、第４図
乃至第６図は同上の要部正面図である。
１は誘電体基板、２はマイクロストリップライン、２ａ
はクランク部、３は接地導体である。
代理人 弁理士 石 １）長 七
第４図
第５図
ａ
第６図FIG. 1 is a perspective view of a planar antenna according to the present invention, FIG. 2 is a cross-sectional view of the same essential parts, FIG. 3 is an explanatory diagram of the same operation, and FIGS. 4 to 6 are front views of the essential parts thereof. be. 1 is a dielectric substrate, 2 is a microstrip line, 2a
is a crank part, and 3 is a ground conductor. Agent Patent Attorney Ishi 1) Chief 7 Figure 4 Figure 5 a Figure 6
Claims (1)
電体基板の裏面に接地導体を配置し、上記マイクロスト
リップラインをクランク型とした平面アンテナにおいて
、クランク部の線幅をＷ（ｍｍ）、マイクロストリップ
ラインの長手方向に直交する方向の突出寸法をｂ（ｍｍ
）とし、クランク部のコーナのカット率Ｍ（％）が Ｍ＝（７３−０．７８×ｂ−４．７７×Ｗ）±３となる
ようにマイクロストリップラインの形状寸法を設定した
ことを特徴とする平面アンテナ。(1) In a planar antenna in which a ground conductor is arranged on the back side of a dielectric substrate with a microstrip line formed on the surface, and the microstrip line is crank-shaped, the line width of the crank part is W (mm), and the microstrip line is The protrusion dimension in the direction perpendicular to the longitudinal direction of the line is b (mm
), and the shape and dimensions of the microstrip line are set so that the cut rate M (%) of the corner of the crank part is M = (73 - 0.78 x b - 4.77 x W) ± 3. A planar antenna.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6156288A JPH01233902A (en) | 1988-03-15 | 1988-03-15 | Planar antenna |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6156288A JPH01233902A (en) | 1988-03-15 | 1988-03-15 | Planar antenna |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01233902A true JPH01233902A (en) | 1989-09-19 |
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Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6156288A Pending JPH01233902A (en) | 1988-03-15 | 1988-03-15 | Planar antenna |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH01233902A (en) |
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-
1988
- 1988-03-15 JP JP6156288A patent/JPH01233902A/en active Pending
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