JPH01227662A - 直列共振コンバータ - Google Patents
直列共振コンバータInfo
- Publication number
- JPH01227662A JPH01227662A JP63053920A JP5392088A JPH01227662A JP H01227662 A JPH01227662 A JP H01227662A JP 63053920 A JP63053920 A JP 63053920A JP 5392088 A JP5392088 A JP 5392088A JP H01227662 A JPH01227662 A JP H01227662A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- resonance
- parallel
- frequency
- series
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 31
- 238000004804 winding Methods 0.000 abstract description 6
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 abstract description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 5
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 4
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 description 4
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 2
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 2
- 230000032683 aging Effects 0.000 description 1
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
「産業上の利用分野」
この発明はスイッチング電源等に適用される直列共振コ
ンバータに関するものである。
ンバータに関するものである。
「従来の技術」
直流電圧を極性或いは電圧値の異なった直流電圧に変換
する回路には小型、軽量化、高効率化を狙いとしてＤＣ
−ＤＣコンバータが適用されている。ＤＣ−ＤＣコンバ
ータの回路としてコンデンサ、リアクタによりスイッチ
ング素子を流れる電流波形を正弦波状にし、スイッチン
グ素子での損失を低減できる直列共振コンバータの検討
が盛んに行われている。従来の直列共振コンバータは第
４図に示すように２個のスイッチング素子２，３の直列
回路と、２個の帰還用ダイオード４，５の直列回路と、
２個の直列共振用コンデンサ６．７の直列回路とが直流
電源１に接続され、帰還用ダイオード４，５の接続点と
直列共振用コンデンサ６．７の接続点とが接続され、ス
イッチング素子２．３の接続点と帰還用ダイオード４，
５の接続点との間にトランス８の一次巻線と、直列共振
用リアクタ９と、並列共振用リアクタ１０及び並列共振
用コンデンサ１１の並列共振回路１２とを直列に接続し
、トランス８の二次巻線に整流回路１３と出力コンデン
サ１４及び負荷１５とが接続されている。８リアクタ９
及びコンデンサ６．７とで直列共振回路を構成している
。
する回路には小型、軽量化、高効率化を狙いとしてＤＣ
−ＤＣコンバータが適用されている。ＤＣ−ＤＣコンバ
ータの回路としてコンデンサ、リアクタによりスイッチ
ング素子を流れる電流波形を正弦波状にし、スイッチン
グ素子での損失を低減できる直列共振コンバータの検討
が盛んに行われている。従来の直列共振コンバータは第
４図に示すように２個のスイッチング素子２，３の直列
回路と、２個の帰還用ダイオード４，５の直列回路と、
２個の直列共振用コンデンサ６．７の直列回路とが直流
電源１に接続され、帰還用ダイオード４，５の接続点と
直列共振用コンデンサ６．７の接続点とが接続され、ス
イッチング素子２．３の接続点と帰還用ダイオード４，
５の接続点との間にトランス８の一次巻線と、直列共振
用リアクタ９と、並列共振用リアクタ１０及び並列共振
用コンデンサ１１の並列共振回路１２とを直列に接続し
、トランス８の二次巻線に整流回路１３と出力コンデン
サ１４及び負荷１５とが接続されている。８リアクタ９
及びコンデンサ６．７とで直列共振回路を構成している
。
動作を簡単に説明すると、直流電源１の電圧なり３、負
荷１５の電圧を■。、トランス８の一次巻線数と二次巻
線数の比をｎとする。コンデンサ６が図示の向きに電源
電圧■ｓで充電され、コンデンサ７が電圧零の状態でス
イッチング素子２をオンすると、コンデンサ６−スイッ
チング素子２−トランス８−リアクタ９−並列共振回路
１２−コンデ−ンサ６のルートと、直流電源１−スイン
“テング素子２−トランス８−リアクタ９−並列共振回
路１２−コンデンサ７−直流電源１のルートで第５図に
示す共振電流監が流れる。共振電流ｉが流れることによ
りコンデンサ７が電圧ｖＳに充電され、コンデンサ６が
放電して零電圧となる。コンデンサ７が７５以上に充電
されようとするとダイオード４が導通し、コンデンサ７
の電圧はＶ８にクランプされる。共振電流はトランス８
の二次側でｎｉとなり、整流回路１３で整流されて出力
コンデンサ１４を充電する。出力コンデンサ１４に蓄え
られたエネルギーは負荷１５に供給されて負荷電圧Ｖ。
荷１５の電圧を■。、トランス８の一次巻線数と二次巻
線数の比をｎとする。コンデンサ６が図示の向きに電源
電圧■ｓで充電され、コンデンサ７が電圧零の状態でス
イッチング素子２をオンすると、コンデンサ６−スイッ
チング素子２−トランス８−リアクタ９−並列共振回路
１２−コンデ−ンサ６のルートと、直流電源１−スイン
“テング素子２−トランス８−リアクタ９−並列共振回
路１２−コンデンサ７−直流電源１のルートで第５図に
示す共振電流監が流れる。共振電流ｉが流れることによ
りコンデンサ７が電圧ｖＳに充電され、コンデンサ６が
放電して零電圧となる。コンデンサ７が７５以上に充電
されようとするとダイオード４が導通し、コンデンサ７
の電圧はＶ８にクランプされる。共振電流はトランス８
の二次側でｎｉとなり、整流回路１３で整流されて出力
コンデンサ１４を充電する。出力コンデンサ１４に蓄え
られたエネルギーは負荷１５に供給されて負荷電圧Ｖ。
を得る。
共振電流ｉが流れている期間及びダイオード４が導通し
ている期間にはトランス−次側に電圧ｎｖ。
ている期間にはトランス−次側に電圧ｎｖ。
が現れ、ダイオード４が導通していｔ期間はりアクタ９
を流れる電流は直線的に減少し、零となって半サイクル
の動作は終了する。 。
を流れる電流は直線的に減少し、零となって半サイクル
の動作は終了する。 。
次の半サイクルではスイッチング素子３を導通させるこ
とにより、コンデンサ７−並列共振回路１２−リアクタ
９−トランス８−スイッチング素子３−コンデンサ７の
ルートと、直流型ｍ ｉ−コンデンサ６−並列共振回路
１２−リアクタ９−スイッチング素子３−一流電源１の
ルートで前の半サイクルと逆向きに共振電流ｉが流れる
。共振電流はりアクタ９のインダクタンスＬＳ、コンデ
ンサ６．７のキャパシタンスＣＳ、直流電源１の電圧■
。
とにより、コンデンサ７−並列共振回路１２−リアクタ
９−トランス８−スイッチング素子３−コンデンサ７の
ルートと、直流型ｍ ｉ−コンデンサ６−並列共振回路
１２−リアクタ９−スイッチング素子３−一流電源１の
ルートで前の半サイクルと逆向きに共振電流ｉが流れる
。共振電流はりアクタ９のインダクタンスＬＳ、コンデ
ンサ６．７のキャパシタンスＣＳ、直流電源１の電圧■
。
と負荷電圧Ｖ。によって一義的に決まるため、負荷電圧
を一定に制御する場合、負荷電流■。に比例して動作周
波数ｆを変化させる必要カミある。
を一定に制御する場合、負荷電流■。に比例して動作周
波数ｆを変化させる必要カミある。
制御回路５０は負荷１５の電圧を検出して負荷電圧が一
定になるようにスイッチング素子２，３を導通する動作
周波数ｆを変化させる。制御回路５０は負荷１５の両端
の電圧を検出して基準電圧１６と比較し、その差電圧を
誤差増幅器１７に入力する。誤差増幅器１７の出力は電
圧−周波数変換器（ＶＣ’０ ） １８ニ入力される。
定になるようにスイッチング素子２，３を導通する動作
周波数ｆを変化させる。制御回路５０は負荷１５の両端
の電圧を検出して基準電圧１６と比較し、その差電圧を
誤差増幅器１７に入力する。誤差増幅器１７の出力は電
圧−周波数変換器（ＶＣ’０ ） １８ニ入力される。
ｖＣＯ１８は誤差増幅器１７の出力信号を入力し、入力
信号レベルに比例して動作周波数を変化する第５図ａに
示すような信号を出力する。ＶＣＯ１８の出力から得ら
れる周波数は動作周波数ｆの２倍の周波数であり、これ
を駆動信号発生回路２０に入力する。
信号レベルに比例して動作周波数を変化する第５図ａに
示すような信号を出力する。ＶＣＯ１８の出力から得ら
れる周波数は動作周波数ｆの２倍の周波数であり、これ
を駆動信号発生回路２０に入力する。
駆動信号発生回路２０は第５図に示すようにｖＣＯ１８
の出力信号ａから第５図す、ｃに示すようなスイッチン
グ素子２，３を駆動する信号に変換する論理回路である
。制御回路５０は負荷電流工。が大きく、出力電圧が低
下すると動作周波数ｆを高くして出力電圧の低下を補い
、負荷電流Ｉ。が小さい軽負荷時には動作周波数ｆを圓
＜シて定電圧制御を行う。軽負荷時には動作周波数が可
聴周波数以下に低下する・ため騒音が発生するという問
題がある。このため直列共振ループに並列共振回路１２
を挿入し、動作周波数ｆが並列共振回路１２の共振周波
数ｆで並列共振回路のインピーダンスを非常に大きくし
て直列共振電流を小さく抑えることにより、負荷１５に
流れる電流が非常に小さい無負荷に近い状態でも動作周
波数ｆをｆ以下にする必要はなく、ｆ、を可聴周波数以
上に設□定することにより無負荷から全負荷領域にわた
って無騒音化が図れるという利点がある。
の出力信号ａから第５図す、ｃに示すようなスイッチン
グ素子２，３を駆動する信号に変換する論理回路である
。制御回路５０は負荷電流工。が大きく、出力電圧が低
下すると動作周波数ｆを高くして出力電圧の低下を補い
、負荷電流Ｉ。が小さい軽負荷時には動作周波数ｆを圓
＜シて定電圧制御を行う。軽負荷時には動作周波数が可
聴周波数以下に低下する・ため騒音が発生するという問
題がある。このため直列共振ループに並列共振回路１２
を挿入し、動作周波数ｆが並列共振回路１２の共振周波
数ｆで並列共振回路のインピーダンスを非常に大きくし
て直列共振電流を小さく抑えることにより、負荷１５に
流れる電流が非常に小さい無負荷に近い状態でも動作周
波数ｆをｆ以下にする必要はなく、ｆ、を可聴周波数以
上に設□定することにより無負荷から全負荷領域にわた
って無騒音化が図れるという利点がある。
「発明が解決しようとする課題」
しかし、従来のように出力電圧Ｖ。のみを検出して動作
周波数ｆを変化していたのでは、例えば全負荷の状態か
ら無負荷の状態に急激に変化した場合は、動作周波数ｆ
を最大周波数から並列共振周波数ｆ、まで急激に変化さ
せて並列共振回路のインピーダンスを増加させる必要が
ある。動作周波数ｆが並列共振周波数ｆに近づくにつれ
て並列共振回路のインピーダンスは増加するが、動作周
波数ｆが僅かでも並列□共振゛周波数ｆｐ以下になると
並列共振回路のインピーダンスが急激に減少するた□め
並列共振周波数ｆｐの近傍では動作周波数ｆを減少して
も出力電圧が減少せず、逆に増加して出力電圧の増大を
招き制御不可能となる問題がある。そのため制御回路で
動作周波数ｆをｆ、にクランプし、動作周波数ｆが並列
共振周波数ｆ、以下とならないようにしているが、並列
共振回路のりアクタのインダクタンスやコンデンサのキ
ャパシタンスの値が経年変化等により変化し、それにつ
れて並列共振周波数部の値が変化するという問題がある
ので最低動作周波数を並列共振周波数ｆｐに一致させる
ことは原理的Ｃ二無理である。並列共振周波数ｆ、がク
ラップしている最低動作周波数より低い場合には、軽負
荷時に直列共振電流を小さく抑えることができず、並列
共振周波数部が最低動作周波数がより高い場合には軽負
荷時に不安定動作となり、直列共振コンバータを安定（
二動作することはできなかった。
周波数ｆを変化していたのでは、例えば全負荷の状態か
ら無負荷の状態に急激に変化した場合は、動作周波数ｆ
を最大周波数から並列共振周波数ｆ、まで急激に変化さ
せて並列共振回路のインピーダンスを増加させる必要が
ある。動作周波数ｆが並列共振周波数ｆに近づくにつれ
て並列共振回路のインピーダンスは増加するが、動作周
波数ｆが僅かでも並列□共振゛周波数ｆｐ以下になると
並列共振回路のインピーダンスが急激に減少するた□め
並列共振周波数ｆｐの近傍では動作周波数ｆを減少して
も出力電圧が減少せず、逆に増加して出力電圧の増大を
招き制御不可能となる問題がある。そのため制御回路で
動作周波数ｆをｆ、にクランプし、動作周波数ｆが並列
共振周波数ｆ、以下とならないようにしているが、並列
共振回路のりアクタのインダクタンスやコンデンサのキ
ャパシタンスの値が経年変化等により変化し、それにつ
れて並列共振周波数部の値が変化するという問題がある
ので最低動作周波数を並列共振周波数ｆｐに一致させる
ことは原理的Ｃ二無理である。並列共振周波数ｆ、がク
ラップしている最低動作周波数より低い場合には、軽負
荷時に直列共振電流を小さく抑えることができず、並列
共振周波数部が最低動作周波数がより高い場合には軽負
荷時に不安定動作となり、直列共振コンバータを安定（
二動作することはできなかった。
この発明の目的は並列共振回路を直列共振ループに挿入
し、並列共振周波数以上に動作周波数をクランプする直
列共振コンバータを安定に高速で動作させる直列共振コ
ンバータを提供することにある。
し、並列共振周波数以上に動作周波数をクランプする直
列共振コンバータを安定に高速で動作させる直列共振コ
ンバータを提供することにある。
「課題を解決するための手段」
この発明は単に出力電圧を検出して直列共振コンバータ
の動作周波数を制御するのではなく、並列共振回路の電
流を検出する回路を備え、並列共振電流の位相に合わせ
てスイッチング素子を導通させることにより並列共振周
波数以上で確実に動作させることを最も主要な特徴とす
る。
の動作周波数を制御するのではなく、並列共振回路の電
流を検出する回路を備え、並列共振電流の位相に合わせ
てスイッチング素子を導通させることにより並列共振周
波数以上で確実に動作させることを最も主要な特徴とす
る。
従来ではりアクタ１０のインダクタンスやコンデンサ１
１のキャパシタンスの値が経年変化等により変わった場
合には動作周波数が並列共振周波数以下となることがあ
ったが、並列共振電流を外部から検出することによって
並列共振回路の定数が変わった場合でも確実に動作周波
数を並列共振周波数以上にすることができることが従来
技術と異なる。
１のキャパシタンスの値が経年変化等により変わった場
合には動作周波数が並列共振周波数以下となることがあ
ったが、並列共振電流を外部から検出することによって
並列共振回路の定数が変わった場合でも確実に動作周波
数を並列共振周波数以上にすることができることが従来
技術と異なる。
並列共振回路に共振電流を流すトリガとなる直列共振電
流と並列共振電流の位相を説明する図を第６図に示す。
流と並列共振電流の位相を説明する図を第６図に示す。
並列共振回路の電圧■、を基準にすると動作周波数が並
列共振周波数に比べて高い場合には第６図に示すように
並列共振電流はコンデンサ１１を流れ、電圧■、に比べ
並列共振電流は９０゜位相が進む。動作周波数が並列共
振周波数に比べて低い場合には並列共振電流はりアクタ
１０を流れ、電圧Ｖ、に比べ並列共振電流は９０°位相
が遅れる。従って動作周波数ｆが並列共振周波数ｆｐよ
り高い場合には並列共振電流のトリガパルスである直列
共振電流１は第、６図に示すように並列共振電流ｌＬ、
ＩＣの位相と同じ（二なるため、並列共振電流を検出し
、ｉＬが正の場合にスイッチング素子２を導通させ、Ｉ
Ｌが負の場合にスイッチング素子３を導通するようにす
れは動作周波数を並列共振周波数以上で確実に動作させ
ることができる。
列共振周波数に比べて高い場合には第６図に示すように
並列共振電流はコンデンサ１１を流れ、電圧■、に比べ
並列共振電流は９０゜位相が進む。動作周波数が並列共
振周波数に比べて低い場合には並列共振電流はりアクタ
１０を流れ、電圧Ｖ、に比べ並列共振電流は９０°位相
が遅れる。従って動作周波数ｆが並列共振周波数ｆｐよ
り高い場合には並列共振電流のトリガパルスである直列
共振電流１は第、６図に示すように並列共振電流ｌＬ、
ＩＣの位相と同じ（二なるため、並列共振電流を検出し
、ｉＬが正の場合にスイッチング素子２を導通させ、Ｉ
Ｌが負の場合にスイッチング素子３を導通するようにす
れは動作周波数を並列共振周波数以上で確実に動作させ
ることができる。
「実施例」
第１図はこの発明の実施例であり、第４図の従来の回路
の他に並列共振回路１２の共振電流を検出する並列共振
電流幅検出回路３０及び並列共振電流幅検出回路３０の
出力信号と駆動信号発生回路２０の出力信号を人力し、
動作周波数を並列共振周波数（二制限するリミッタ回路
４０とから構成される。リミッタ回路４０の一例を第２
図に示す。
の他に並列共振回路１２の共振電流を検出する並列共振
電流幅検出回路３０及び並列共振電流幅検出回路３０の
出力信号と駆動信号発生回路２０の出力信号を人力し、
動作周波数を並列共振周波数（二制限するリミッタ回路
４０とから構成される。リミッタ回路４０の一例を第２
図に示す。
リアクタ１０に流れる並列共振電流ｉＬの幅を検出する
並列共振電流幅検出回路３０の出力ｄ、ｅとスイッチン
グ素子２を駆動する信号すとをリミッタ回路４０に人力
し、ｂ信号とｄ信号のＮＡＮＤ出力をＸ、ｂ信号とｅ信
号のＡＮＤ出力をＹとすると、Ｘ信号とＸ信号がともＣ
二Ｈレベルの場合にのみリミッタ回路４０の出力信号ｆ
がＨレベルとなり、ＶＣＯ１８をフェーズロックして発
振を停止するように構成する。
並列共振電流幅検出回路３０の出力ｄ、ｅとスイッチン
グ素子２を駆動する信号すとをリミッタ回路４０に人力
し、ｂ信号とｄ信号のＮＡＮＤ出力をＸ、ｂ信号とｅ信
号のＡＮＤ出力をＹとすると、Ｘ信号とＸ信号がともＣ
二Ｈレベルの場合にのみリミッタ回路４０の出力信号ｆ
がＨレベルとなり、ＶＣＯ１８をフェーズロックして発
振を停止するように構成する。
仮にスイッチング素子２を導通させる駆動信号が第３図
ｂ＋に示すような３つのモード（モードＡ、モードＢ、
モードＣ）になったとする。モードＡは正常な動作状態
でスイッチング素子２を駆動する信号が並列共振電流ｉ
Ｌが正の期間に発生している場合で、モードＢはスイッ
チング素子２の駆動信号が並列共振型（Ｍ、ｌＬが負の
期間に発生している場合、モードＣは並列共振電流ｉＬ
が負から正となる期間に発生している場合である。」二
記モ−ドＡ、Ｂ、Ｃの場合にはリミッタ回路４０の出力
に第３図ｆに示す信号が得られる。モードＡの場合には
ｆ’ｌ二信号は出力されないが、モードＢ。
ｂ＋に示すような３つのモード（モードＡ、モードＢ、
モードＣ）になったとする。モードＡは正常な動作状態
でスイッチング素子２を駆動する信号が並列共振電流ｉ
Ｌが正の期間に発生している場合で、モードＢはスイッ
チング素子２の駆動信号が並列共振型（Ｍ、ｌＬが負の
期間に発生している場合、モードＣは並列共振電流ｉＬ
が負から正となる期間に発生している場合である。」二
記モ−ドＡ、Ｂ、Ｃの場合にはリミッタ回路４０の出力
に第３図ｆに示す信号が得られる。モードＡの場合には
ｆ’ｌ二信号は出力されないが、モードＢ。
Ｃの場合にはｆに信号が出力される。この信号ｆにより
ＶＣＯ１８をフェーズロックし、発振が停止されるので
第３図すに示す信号が実際に出力される。従ってｉＬが
正の期間に確実に、スイッチング素子２を駆動し、ｉＬ
が負の期間に確実にスイッチング素子３を駆動すること
ができる。
ＶＣＯ１８をフェーズロックし、発振が停止されるので
第３図すに示す信号が実際に出力される。従ってｉＬが
正の期間に確実に、スイッチング素子２を駆動し、ｉＬ
が負の期間に確実にスイッチング素子３を駆動すること
ができる。
第１図ではこの発明を直列共振コンデンサと並列（二帰
還ダイオードが接続されている直列共振コンバータに適
用した例を示したが、直列共振ループに並列共振回路を
直列に挿入して動作周波数ｆを並列共振周波数ｆｐ１１
上で動作させる他の直列共振コンバータについてもこの
発明が適用できることは言うまでもない。
還ダイオードが接続されている直列共振コンバータに適
用した例を示したが、直列共振ループに並列共振回路を
直列に挿入して動作周波数ｆを並列共振周波数ｆｐ１１
上で動作させる他の直列共振コンバータについてもこの
発明が適用できることは言うまでもない。
「発明の効果」
以上説明したように、この発明によれば動作周波数を並
列共振回路の共振周波数にクランプする直列共振コンバ
ータにおいて並列共振回路のりアクタやコンデンサの定
数が経年変化（二より変化し、並列共振周波数が変化し
た場合でも動作周波数を並列共振周波数以下としないよ
うにできるため、軽負荷時に動作周波数を並列共振周波
数まで低下させる必要がある時に、安定かつ高速で直列
共振コンバータを制御できるという利点がある。
列共振回路の共振周波数にクランプする直列共振コンバ
ータにおいて並列共振回路のりアクタやコンデンサの定
数が経年変化（二より変化し、並列共振周波数が変化し
た場合でも動作周波数を並列共振周波数以下としないよ
うにできるため、軽負荷時に動作周波数を並列共振周波
数まで低下させる必要がある時に、安定かつ高速で直列
共振コンバータを制御できるという利点がある。
第１図はこの発明の実施例を示す回路図、第２図は第１
図のリミッタ回路の具体回路の一例を示す図、第３図は
第２図のリミッタ回路の各部波形を示す図、第４図は従
来の直列共振コンバータを示す回路図、第５図は第４図
の各部の波形図、第６図は並列共振回路の電流と電圧の
関係を表す図である。 １：直流電源、２，３ニスイツチング素子、４゜５：帰
還用ダイオード、６，７：直列共振用コンデンサ、８ニ
ドランス、９：直列共振用リアクタ、１０：並列共振用
リアクタ、１１：並列共振用コンデンサ、１２：並列共
振回路、１３：整流回路、１４：出力コンデンサ、１５
；負荷、１６：基準電圧源、１７：誤差増幅器、１８：
フェーズロック機能を備えた電圧−周波数変換器（Ｖ、
ＣＯ）、２０：駆動信号発生回路、３０：並列共振電流
幅検出回路、４０：りミッタ回路。 特許出願人 日本電信電話株式会社 代 理 人 草 野 卓４０リミッタ
回路 Ｕ Φ −℃ Φ −Ｏ、、−−〇
図のリミッタ回路の具体回路の一例を示す図、第３図は
第２図のリミッタ回路の各部波形を示す図、第４図は従
来の直列共振コンバータを示す回路図、第５図は第４図
の各部の波形図、第６図は並列共振回路の電流と電圧の
関係を表す図である。 １：直流電源、２，３ニスイツチング素子、４゜５：帰
還用ダイオード、６，７：直列共振用コンデンサ、８ニ
ドランス、９：直列共振用リアクタ、１０：並列共振用
リアクタ、１１：並列共振用コンデンサ、１２：並列共
振回路、１３：整流回路、１４：出力コンデンサ、１５
；負荷、１６：基準電圧源、１７：誤差増幅器、１８：
フェーズロック機能を備えた電圧−周波数変換器（Ｖ、
ＣＯ）、２０：駆動信号発生回路、３０：並列共振電流
幅検出回路、４０：りミッタ回路。 特許出願人 日本電信電話株式会社 代 理 人 草 野 卓４０リミッタ
回路 Ｕ Φ −℃ Φ −Ｏ、、−−〇
Claims (1)
- （１）直列共振回路と、複数のスイッチング素子と、上
記直列共振回路と直列に接続され、共振用リアクタと共
振用コンデンサの並列共振回路とを備え、上記並列共振
回路の共振周波数は上記直列共振周波数の共振周波数よ
り低く選定されている直列共振コンバータにおいて、 上記並列共振回路の電流を検出して、上記並列共振回路
の並列共振周波数以上で上記スイッチング素子をオン、
オフさせて上記直列共振回路に上記並列共振回路の並列
共振電流に同期して直列共振電流を流すことを特徴とす
る直列共振コンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63053920A JP2714610B2 (ja) | 1988-03-07 | 1988-03-07 | 直列共振コンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63053920A JP2714610B2 (ja) | 1988-03-07 | 1988-03-07 | 直列共振コンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01227662A true JPH01227662A (ja) | 1989-09-11 |
| JP2714610B2 JP2714610B2 (ja) | 1998-02-16 |
Family
ID=12956153
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63053920A Expired - Lifetime JP2714610B2 (ja) | 1988-03-07 | 1988-03-07 | 直列共振コンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2714610B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1999016163A3 (en) * | 1997-09-22 | 1999-08-19 | Thomson Brandt Gmbh | Switched-mode power supply |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5827755A (ja) * | 1981-08-10 | 1983-02-18 | Kuraray Co Ltd | コ−テイング材組成物 |
-
1988
- 1988-03-07 JP JP63053920A patent/JP2714610B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5827755A (ja) * | 1981-08-10 | 1983-02-18 | Kuraray Co Ltd | コ−テイング材組成物 |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1999016163A3 (en) * | 1997-09-22 | 1999-08-19 | Thomson Brandt Gmbh | Switched-mode power supply |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2714610B2 (ja) | 1998-02-16 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4935857A (en) | Transistor conduction-angle control for a series-parallel resonant converter | |
| US4035710A (en) | Pulse width modulated voltage regulator-converter/power converter having means for improving the static stability characteristics thereof | |
| US5045989A (en) | PWM power supply eliminating modulation-frequency components from ground potentials | |
| US6038142A (en) | Full-bridge isolated Current Fed converter with active clamp | |
| US5644214A (en) | Power factor correction circuit | |
| US8582321B2 (en) | Resonant converters and burst mode control method thereof | |
| US4628426A (en) | Dual output DC-DC converter with independently controllable output voltages | |
| US8184456B1 (en) | Adaptive power converter and related circuitry | |
| US4742535A (en) | Inverter type X-ray apparatus | |
| US5572112A (en) | Power supply unit | |
| US4805081A (en) | Multi-mode control systems for high-frequency resonant inverters | |
| US6151231A (en) | Circuit and method for reactive energy recirculation control in a series-resonant converter | |
| US5181160A (en) | Driving circuit for inverter microwave oven | |
| WO2002060044A1 (fr) | Dispositif de puissance | |
| EP0726640B1 (en) | AC/DC converter power supply circuit | |
| US5680301A (en) | Series/parallel resonant converter | |
| JPH08130871A (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JPH01227662A (ja) | 直列共振コンバータ | |
| JPH0746903B2 (ja) | 共振型スイッチング電源回路 | |
| CN114825975A (zh) | 电源供应器及驱动方法 | |
| JPH07135769A (ja) | 直列共振コンバータ | |
| JP2603646B2 (ja) | コンバータ | |
| JP2976603B2 (ja) | 直列共振コンバータ制御回路 | |
| JPH01298957A (ja) | 直列共振コンバータ | |
| JPH01274661A (ja) | 直列共振コンバータ |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20071107 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081107 Year of fee payment: 11 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term | ||
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081107 Year of fee payment: 11 |