JPH01218106A - Sleeve antenna - Google Patents
Sleeve antennaInfo
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- JPH01218106A JPH01218106A JP4318388A JP4318388A JPH01218106A JP H01218106 A JPH01218106 A JP H01218106A JP 4318388 A JP4318388 A JP 4318388A JP 4318388 A JP4318388 A JP 4318388A JP H01218106 A JPH01218106 A JP H01218106A
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、例えば自動車電話やデータ伝送等の無線機
用として用いて好適なスリーブアンテナに関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Field of Industrial Application] The present invention relates to a sleeve antenna suitable for use in radio equipment such as car telephones and data transmission.
この発明は、中心導体と外部導体からなる給電部と、こ
の給電部の中心導体に接続された垂直エレメントと、給
電部の外部導体の一部の周囲に形成されたスリーブとを
備えたスリーブアンテナにおいて、給電部の中心導体と
外部導体の間に誘電体を埋設するか、又は給電部の中心
導体と外部導体の空隙を狭めることにより、スリーブア
ンテナとこのアンテナに接続される給電線のインピーダ
ンスの整合をはかるようにしたものである。The present invention provides a sleeve antenna that includes a feeding section including a center conductor and an outer conductor, a vertical element connected to the center conductor of the feeding section, and a sleeve formed around a part of the outer conductor of the feeding section. In this method, the impedance of the sleeve antenna and the feeder line connected to this antenna can be reduced by burying a dielectric material between the center conductor and the outer conductor of the feeder, or by narrowing the gap between the center conductor and the outer conductor of the feeder. This is to ensure consistency.
一般にアンテナのインピーダンスはその種類や大きさに
よって異なっている。一方アンテナと接続される給電線
のインピーダンスは、５０Ω又は７５Ω（同軸型）、或
いは２００Ω又は３００Ω（平衡型）となったいるのが
−船釣である。従って、インピーダンスの不整合による
信号の減衰を軽減するために、アンテナと給電線の間に
は何等かのインピーダンス整合手段が必要となる。Generally, the impedance of an antenna differs depending on its type and size. On the other hand, in boat fishing, the impedance of the feed line connected to the antenna is 50Ω or 75Ω (coaxial type), or 200Ω or 300Ω (balanced type). Therefore, in order to reduce signal attenuation due to impedance mismatch, some kind of impedance matching means is required between the antenna and the feed line.
ところで、このインピーダンス整合手段は集中定数回路
（Ｌ、Ｃ）でも分布定数回路（マイクロストリップ線路
、同軸線路等）でも実現可能であるが、分布定数回路の
場合、波長や誘電率によってその物理的な大きさが決定
されるため、アンテナに対して必ずしも無視できない大
きさとなり、構造が大型で実装上の問題があった。By the way, this impedance matching means can be realized by lumped constant circuits (L, C) or distributed constant circuits (microstrip lines, coaxial lines, etc.), but in the case of distributed constant circuits, the physical Since the size is determined, the size cannot necessarily be ignored relative to the antenna, resulting in a large structure and problems in implementation.
また、集中定数回路の場合、これを使用することにより
小さくすることができるが、周波数が高くなると集中定
数の素子自身が本来の働きをしなくなる欠点があった。Further, in the case of a lumped constant circuit, it is possible to reduce the size by using this circuit, but there is a drawback that the lumped constant element itself does not function as intended when the frequency becomes high.
また、スリーブ素子の内部にバンドパスフィルタを配設
することが特開昭５７−７９７０６号公報で提案されて
いるが、これはあくまでもアンテナとバンドパスフィル
タの間のインピーダンス整合をはかるもので、アンテナ
と給電線のインピーダンスの整合をはかるものではない
。Additionally, JP-A-57-79706 proposes disposing a band-pass filter inside the sleeve element, but this is only for impedance matching between the antenna and the band-pass filter. It is not intended to match the impedance of the power line and the feed line.
この発明は斯る点に鑑みてなされたものであって、イン
ピーダンス整合手段を実質的に分布定数回路で実現し、
これを給電部に内蔵させて実装上の問題を軽減し、しか
も高い周波数でも使用可能なスリーブアンテナを提供す
るものである。The present invention has been made in view of the above points, and the impedance matching means is substantially realized by a distributed constant circuit,
The purpose of this invention is to provide a sleeve antenna that is built into the power feeding section to reduce mounting problems and can be used even at high frequencies.
（課題を解決するための手段〕
この発明によるスリーブアンテナは、中心導体（２）と
外部導体（４）からなる給電部（１）と、この給電部（
１１の中心導体（２）に接続された垂直エレメント（５
）と、給電部（１）の外部導体（４）の一部の周囲に形
成されたスリーブ（６）とを備えたスリーブアンテナに
おいて、給電部（１）の中心導体（２）と外部導体（４
）の間に誘電体（１０）を埋設するか又は給電部（１）
の中心導体（２）と外部導体（４）の空隙（３）を狭め
、スリーブアンテナとこのアンテナに接続される給電線
のインピーダンスの整合をはかるように構成している。(Means for Solving the Problems) A sleeve antenna according to the present invention includes a power feeding portion (1) consisting of a center conductor (2) and an outer conductor (4), and a power feeding portion (
Vertical elements (5) connected to the center conductor (2) of 11
) and a sleeve (6) formed around a part of the outer conductor (4) of the feeder (1), in which the central conductor (2) of the feeder (1) and the outer conductor ( 4
) or bury the dielectric (10) between the
The air gap (3) between the center conductor (2) and the outer conductor (4) is narrowed to match the impedance of the sleeve antenna and the feeder line connected to this antenna.
給電部＋１１の中心導体（２）と外部導体（４）の間に
誘電体（１０）を埋設するか給電部（１）の中心導体（
２）と外部導体（４）の空隙（３）を狭めてスリーブア
ンテナとこのアンテナに接続される給電線のインピーダ
ンスの整合を行う。これにより実質的に給電部（１）内
に分布定数回路から成るインピーダンス整合手段が内蔵
され、構造が簡単で小型となり、また高い周波数でも使
用可能である。A dielectric (10) is buried between the center conductor (2) and the outer conductor (4) of the power feed section +11, or the center conductor (1) of the power feed section (1) is
2) and the outer conductor (4) to match the impedance of the sleeve antenna and the feed line connected to this antenna. As a result, impedance matching means consisting of a distributed constant circuit is essentially built into the power supply section (1), and the structure is simple and compact, and it can also be used at high frequencies.
以下、この発明の諸実施例を第１図〜第６図に基づいて
詳しく説明する。Hereinafter, various embodiments of the present invention will be described in detail based on FIGS. 1 to 6.
第１図はこの発明の第１実施例の構成を示すもので、第
１図Ａはその斜視図、第１図Ｂはその拡大断面図である
。第１図において、（１）は給電部であって、中心導体
（２）とこの中心導体（２）を所定の空隙（３）をもっ
て覆う円筒状の外部導体（４）とから成る。FIG. 1 shows the structure of a first embodiment of the present invention, FIG. 1A is a perspective view thereof, and FIG. 1B is an enlarged sectional view thereof. In FIG. 1, reference numeral (1) denotes a power feeding section, which consists of a center conductor (2) and a cylindrical outer conductor (4) that covers the center conductor (2) with a predetermined gap (3).
中心導体（２）の先端部には垂直エレメント（５）が接
続される。なお、ここでは中心導体（２）と垂直エレメ
ント（５）は一体成形の形で示しているが別体でもよい
。垂直エレメント（５）の長さはλ／４とされ、使用す
る周波数によって決定される。A vertical element (5) is connected to the tip of the center conductor (2). Although the center conductor (2) and the vertical element (5) are shown integrally molded here, they may be separate bodies. The length of the vertical element (5) is λ/4 and is determined by the frequency used.
また給電部（１）の外部導体（４）の先端部にこれを取
り巻くようにして一例を閉塞した円筒状のスリーブ（６
）が設けられる。なお、ここではスリーブ（６）と外部
導体（４）を一体成形の形で示しているが、別体でもよ
い。スリーブ（６）の長さも垂直エレメント（５）と同
じくλ／４とされる。従って、垂直エレメント（５）と
スリーブ（６）の部分が一種のλ／２垂直ダイポールア
ンテナを構成している。そして、このアンテナへの同軸
給電線として中心導体（２）及び外部導体（４）は働き
、両者の間が真空（比誘電率８ｌ−１）のとき、特性イ
ンピーダンスが所定の値例えば５０Ωとなるような寸法
関係となっている。（７）及び（８）は中心導体（２）
及び外部導体（４）を支持するための支持部材で、例え
ばテフロンが使用される。また、（９）は外部導体（４
）とスリーブ（５）を支持するための支持部材であって
、同じく例えばテフロンが使用される。In addition, a cylindrical sleeve (6) is provided at the tip of the external conductor (4) of the power feeding section (1) so as to surround it.
) is provided. Although the sleeve (6) and the outer conductor (4) are shown as integrally molded here, they may be formed separately. The length of the sleeve (6) is also λ/4 like the vertical element (5). Therefore, the vertical element (5) and the sleeve (6) constitute a kind of λ/2 vertical dipole antenna. The center conductor (2) and the outer conductor (4) act as a coaxial feed line to this antenna, and when there is a vacuum between them (relative dielectric constant 8l-1), the characteristic impedance becomes a predetermined value, for example 50Ω. The dimensions are as follows. (7) and (8) are the center conductor (2)
and a support member for supporting the outer conductor (4), for example Teflon is used. In addition, (9) is the outer conductor (4
) and the sleeve (5), also made of Teflon, for example.
さて、本実施例では中心導体（２）と外部導体（４）の
間で支持部材（７）及び（８）の間の適当な位置に、適
当な長さのε、＞１なる誘電体（１０）を挿入する。In this embodiment, a dielectric material (with an appropriate length ε > 1) is placed between the center conductor (2) and the outer conductor (4) at an appropriate position between the support members (7) and (8). 10) Insert.
誘電体（ｌＯ）としては例えばテフロン等が使用される
。このように誘電体（ｌのを挿入することにより、その
部分の特性インピーダンス及び実効波長は１／ ｆ了と
なり、インピーダンス変換が可能となる。For example, Teflon or the like is used as the dielectric (IO). By inserting a dielectric material (l) in this way, the characteristic impedance and effective wavelength of that part become 1/f, making impedance conversion possible.
一例として第１図の如きスリーブアンテナにおいて、垂
直エレメント（５）及びスリーブ（６）から成るスリー
ブアンテナのアンテナ部のインピーダンスすなわちＡ点
におけるインピーダンスが１５０Ω。As an example, in the sleeve antenna shown in FIG. 1, the impedance of the antenna portion of the sleeve antenna consisting of the vertical element (5) and the sleeve (6), that is, the impedance at point A, is 150Ω.
誘電体（１０）の比誘電率ε１が３９周波数がＩＧＨｚ
としたときの給電部（１）内の誘電体（１ｏ）の寸法及
び位置を第２図に示す。同図において、（１１）はスリ
ーブアンテナと給電線（図示せず）を結合するコネクタ
である。The dielectric constant ε1 of the dielectric (10) is 39, and the frequency is IGHz.
FIG. 2 shows the dimensions and position of the dielectric body (1o) in the power feeding section (1) when the following conditions are met. In the figure, (11) is a connector that connects the sleeve antenna and the feeder line (not shown).
周波数がＩＧＨｚのとき垂直エレメント（５）及びスリ
ーブ（６）の長さは７５ｍｍ （λ／４）であり、誘電
体（ｌＯ）の長さはε１が３であるので（λ／４）×（
１／ ｆ７）より４３．３ｍ＋＊である。また、給電部
（１１の特性インピーダンスＺｏが誘電体（１０）がな
いとき５０Ωとすると、誘電体（ｌＯ）が存在する場所
での特性インピーダンスＺｏは５０／ ｆｉより約２８
．９Ω＜ −＝ ｓｏ／、ｌ”’ｉ ＞となる。従って
、Ａ点で１５０ΩだったインピーダンスはＡ点よりＢ点
までの特性インピーダンスＺｏが５０ΩであるのでＢ点
では約１６．７Ω（ｙ５０）／１５０）となり、史にＣ
点では５０Ω（２２８，９２／１６．７）となる。そし
て、Ｃ点からＤ点まではその特性インピーダンスＺｏが
５０Ωであるので、Ｄ点におけるインピーダンスは５０
Ω（５０’ １５０）のままである。よって、Ｄ点にコ
ネクタ（１１）を介して５０Ωの給電線が接続されれば
、スリーブアンテナと給電線のインピーダンス接合がと
れることになる。なお、第２図ではＡ点、Ｂ点及びＤ点
における支持部材（７） 、 （９）及び（８）の８１
は略１とした。また、Ａ点のインピーダンスが変われば
、誘電体（１０）の位置は第２図の位置より変わり得る
ものである。When the frequency is IGHz, the length of the vertical element (5) and sleeve (6) is 75 mm (λ/4), and since ε1 is 3, the length of the dielectric (lO) is (λ/4)×(
1/f7), it is 43.3m+*. Furthermore, if the characteristic impedance Zo of the power supply section (11) is 50Ω when there is no dielectric (10), then the characteristic impedance Zo at the place where the dielectric (lO) is present is approximately 28 from 50/fi.
．． 9Ω < -= so/, l"'i >. Therefore, the impedance that was 150Ω at point A is approximately 16.7Ω (y50) at point B because the characteristic impedance Zo from point A to point B is 50Ω. /150), and C in history
At the point, it is 50Ω (228,92/16.7). Since the characteristic impedance Zo from point C to point D is 50Ω, the impedance at point D is 50Ω.
It remains Ω (50' 150). Therefore, if a 50Ω feed line is connected to point D via the connector (11), the impedance connection between the sleeve antenna and the feed line can be established. In addition, in Fig. 2, support members (7), (9), and (8) 81 at points A, B, and D are shown.
was set to approximately 1. Furthermore, if the impedance at point A changes, the position of the dielectric (10) can change from the position shown in FIG. 2.
このように本実施例では中心導体（２）と外部導体（４
）の間の任意の位置に適当な長さの誘電体（５）を挿入
することにより、その部分の特性インピーダンス及び実
効波長を約１／ｆ］としてインピーダンス変換でき、も
って構造が簡単で小型とすることができ、また実質的に
分布定数回路によるインピーダンス整合手段であるので
、高い周波数でも使用できる。In this way, in this embodiment, the center conductor (2) and the outer conductor (4)
) By inserting a dielectric material (5) of an appropriate length at any position between ), it is possible to convert the impedance so that the characteristic impedance and effective wavelength of that part are approximately 1/f], which makes the structure simple and compact. Moreover, since it is essentially an impedance matching means using a distributed constant circuit, it can be used even at high frequencies.
第３図はこの発明の第２実施例の構成を示すもので、同
図において、第１図及び第２図と対応する部分には同一
符号を付し、その詳細説明は省略する。また、第４図Ａ
は第３図の線１−１における断面拡大図、第４図Ｂは第
３図の線Ｕ−Ｕにおける断面拡大図である。FIG. 3 shows the configuration of a second embodiment of the present invention. In this figure, parts corresponding to those in FIGS. 1 and 2 are denoted by the same reference numerals, and detailed explanation thereof will be omitted. Also, Figure 4A
is an enlarged cross-sectional view taken along line 1--1 in FIG. 3, and FIG. 4B is an enlarged cross-sectional view taken along line U--U in FIG.
本実施例ではインピーダンス変換のために第１実施例で
用いた誘電体（１０）の代りに給電部（１）の中心導体
（２）と外部導体（４）の空隙（３）を狭めることによ
り達成しようとするものである。そこで本実施例では例
えば外部導体（４）の内壁にＢ点からＣ点にわたってλ
／４ （周波数ＩＧＨｚのとき７５ｍｍ）の長さを有す
る突部（４ａ）を設ける。いま、第４図への如くＢ点及
びＣ点間の突部（４ａ）における中心導体（２）の半径
をａ、外部導体（４）の内径をｂとすると、Ｂ点及びＣ
点間の特性インピーダンスＺｏは次式で求められる。In this embodiment, instead of the dielectric (10) used in the first embodiment for impedance conversion, the gap (3) between the center conductor (2) and the outer conductor (4) of the power feeding section (1) is narrowed. This is what we are trying to achieve. Therefore, in this embodiment, for example, λ is applied to the inner wall of the outer conductor (4) from point B to point C.
A protrusion (4a) having a length of /4 (75 mm when the frequency is IGHz) is provided. Now, if the radius of the center conductor (2) at the protrusion (4a) between points B and C is a, and the inner diameter of the outer conductor (4) is b, as shown in FIG.
The characteristic impedance Zo between points is determined by the following equation.
Ｚ ｏ ” ６０ｊ？ ｎ ”
・・・・（１）そこで１．Ｂ点におけるインピーダンス
を２とすると、Ｚｏ’／Ｚの値がＣ点におけるインピー
ダンス５０Ωと等しくなるようにａ、ｂの値を定めれば
よい。Z o ” 60j? n ”
...(1) So 1. Assuming that the impedance at point B is 2, the values of a and b may be determined so that the value of Zo'/Z is equal to the impedance of 50Ω at point C.
また、第４図Ｂの如くＣ点及びＤ点（第２図参照）にお
ける中心導体（２）の半径をａ、外部導体（４）の内径
をｂ′とすると、Ｃ点及びＤ点間の特性インピーダンス
Ｚｏ’は次式で求められる。Also, as shown in Figure 4B, if the radius of the center conductor (2) at points C and D (see Figure 2) is a, and the inner diameter of the outer conductor (4) is b', then between points C and D Characteristic impedance Zo' is obtained by the following equation.
Ｚｏ’＝６０６ｎ −
ａ ・・・・・・（２）そこで
Ｃ点におけるインピーダンスをＺ′ （＝５０Ω）とす
るとＺ ’ｏ２／ Ｚ ’の値がＤ点におけるインピー
ダンス５０Ωと等しくなるようにａ、ｂ’ の値を定め
ればよい。Zo' = 606n - a ...... (2) Then, if the impedance at point C is Z' (=50Ω), then a, so that the value of Z 'o2/Z' is equal to the impedance 50Ω at point D, It is sufficient to determine the value of b'.
このように本実施例では給電部（１）の中心導体（２）
に対して外部導体（４）の内径を所定の長さにわたって
小さ（して両者間の空隙（３）を狭めることによりその
部分のインピーダンスを変換することができ、もって構
造が簡単で小型とすることができ、またこの場合も実質
的に分布定数回路によるインピーダンス整合手段である
ので、高い周波数でも使用できる。In this way, in this embodiment, the center conductor (2) of the power feeding section (1)
By reducing the inner diameter of the outer conductor (4) over a predetermined length (and narrowing the gap (3) between the two, the impedance of that portion can be changed, thereby making the structure simple and compact). In this case as well, since the impedance matching means is essentially a distributed constant circuit, it can be used even at high frequencies.
第５図はこの発明の第３実施例の構成を示すもので、同
図において、第１図〜第４図と対応する部分には同一符
号を付し、その詳細説明は省略する。また、第６図Ａは
第５図の線■−■における断面拡大図、第６図Ｂは第５
図の線ＩＶ −ＩＶにおける断面拡大図である。FIG. 5 shows the configuration of a third embodiment of the present invention. In this figure, parts corresponding to those in FIGS. 1 to 4 are designated by the same reference numerals, and detailed explanation thereof will be omitted. Also, Figure 6A is an enlarged cross-sectional view taken along the line ■-■ in Figure 5, and Figure 6B is an enlarged cross-sectional view of the line
FIG. 3 is an enlarged cross-sectional view taken along line IV-IV in the figure.
本実施例ではインピーダンス変換を第２実施例同様給電
部＋１１の中心導体（２）と外部導体（４）の空隙（３
）を狭めることにより達成しようとするものである。In this embodiment, impedance conversion is performed as in the second embodiment, with the air gap (3) between the center conductor (2) and the outer conductor (4) of the power feeding section
).
そこで本実施例では例えば中心導体（２）の外壁にＢ点
からＣ点にわたってλ／４ （周波数ＩＧＨｚのとき７
５＋＋＋ｍ）の長さを有する突部（２ａ）を設ける。い
ま、第６図Ａの如くＢ点及びＣ点間の突部（２ａ）にお
ける中心導体（２）の半径をａ′、外部導体（４）の内
径をｂ′とすると、Ｂ点及びＣ点間の特性インピーダン
スＺ″ｏは次式で求められる。Therefore, in this embodiment, for example, on the outer wall of the center conductor (2) from point B to point C, λ/4 (7 at frequency IGHz)
A protrusion (2a) having a length of 5 +++ m) is provided. Now, if the radius of the center conductor (2) at the protrusion (2a) between points B and C is a' and the inner diameter of the outer conductor (4) is b' as shown in FIG. 6A, then points B and C The characteristic impedance Z″o between is determined by the following equation.
ｂ′
Ｚ ”ｏ ＝ ６０ｉｎ ” ”
” （３１ａ′
そこで、Ｂ点におけるインピーダンス２ ／／とすると
、ｚ″ｏ２／ｚ″の値がＣ点におけるインピーダンス５
０Ωと等しくなるように Ｉ 、 ｂｌの値を定めれば
よい。b′ Z ”o = 60in ” ”
” (31a′ Therefore, if the impedance at point B is 2 //, then the value of z″o2/z″ is the impedance 5 at point C.
The values of I and bl may be determined so that they are equal to 0Ω.
また、第６図Ｂの如く０点及びＤ点（第２図参照）にお
ける中心導体（２）の半径をａ、外部導体（４）の内径
をｂ′とすると、Ｃ点及びＤ点間の特性インピーダンス
Ｚｏ’は上記（２）式で求められる。Furthermore, if the radius of the center conductor (2) at point 0 and point D (see Figure 2) as shown in Figure 6B is a, and the inner diameter of the outer conductor (4) is b', then between points C and D The characteristic impedance Zo' is determined by the above equation (2).
そこでこの場合も上述同様Ｃ点におけるインピーダンス
をＺ’ （−５０Ω）とするとＺ ’ｏ２／ Ｚ ’
（７）値がＤ点におけるインピーダンス５ｏΩと等し
くなるようにａ、ｂ’の値を定めればよい。Therefore, in this case as well, if the impedance at point C is Z' (-50Ω), then Z'o2/Z'
(7) The values of a and b' may be determined so that the values are equal to the impedance of 50Ω at point D.
このようにして本実施例でも第１及び第２実施例と略同
様の作用効果を得ることができる。In this way, substantially the same effects as in the first and second embodiments can be obtained in this embodiment as well.
なお、上述の第２及び第３実施例において、Ａ点のイン
ピーダンスが変われば突部（４ａ）及び（２ａ）を設け
る位置は、夫々第３図及び第５図の位置より変わり得る
ものである。In addition, in the above-mentioned second and third embodiments, if the impedance at point A changes, the positions where the protrusions (4a) and (2a) are provided can be changed from the positions shown in FIGS. 3 and 5, respectively. .
上述の如くこの発明によれば、給電部の中心導体と外部
導体の間に誘電体を埋設するか又は給電部の中心導体と
外部導体の空隙を狭めることにより、スリーブアンテナ
とこのアンテナに接続される給電線のインピーダンスの
整合を図るようしたので、実質的に給電部内に分布定数
回路から成るインピーダンス整合手段が内蔵され、構造
が簡単で小型となり、また高い周波数でも使用可能とな
る。As described above, according to the present invention, the sleeve antenna is connected to this antenna by embedding a dielectric material between the center conductor and the outer conductor of the power feeder, or by narrowing the gap between the center conductor and the outer conductor of the power feeder. Since the impedance of the feeder line is matched, the impedance matching means consisting of a distributed constant circuit is essentially built into the feeder, and the structure is simple and compact, and it can be used at high frequencies.
第１図はこの発明の一実施例を示す斜視図及び断面図、
第２図はこの発明の要部の断面拡大図、第３図はこの発
明の他の実施例を示す断面図、第４図は第３図の線１−
Ｉ及び■−■における断面拡大図、第５図はこの発明の
更に他の実施例を示す断面図、第６図は第５図の線ＩＩ
Ｉ−ＩＩＩ及びＩＶ −ＩＶにおける断面拡大図である
。
（１）は給電部、（２）は中心導体、（３）は空隙、（
４）は外部導体、（５）は垂直エレメント、（６）はス
リーブ、（１０）は誘電体である。FIG. 1 is a perspective view and a sectional view showing an embodiment of the present invention,
FIG. 2 is an enlarged sectional view of the main part of this invention, FIG. 3 is a sectional view showing another embodiment of this invention, and FIG. 4 is a line 1--
5 is a sectional view showing still another embodiment of the present invention, and FIG. 6 is an enlarged cross-sectional view taken along line II in FIG. 5.
It is an enlarged cross-sectional view at I-III and IV-IV. (1) is the power feeding part, (2) is the center conductor, (3) is the air gap, (
4) is an outer conductor, (5) is a vertical element, (6) is a sleeve, and (10) is a dielectric.
Claims (2)
中心導体に接続された垂直エレメントと、 上記給電部の外部導体の一部の周囲に形成されたスリー
ブとを備えたスリーブアンテナにおいて、 上記給電部の中心導体と外部導体の間に上記スリーブア
ンテナと該アンテナに接続される給電線のインピーダン
スの整合をはかるための誘電体を埋設したことを特徴と
するスリーブアンテナ。1. In the sleeve antenna, the sleeve antenna is provided with a power feeding part consisting of a center conductor and an outer conductor, a vertical element connected to the center conductor of the power feeding part, and a sleeve formed around a part of the outer conductor of the power feeding part, A sleeve antenna characterized in that a dielectric material for matching the impedance of the sleeve antenna and the feed line connected to the antenna is buried between the center conductor and the outer conductor of the feed section.
中心導体に接続された垂直エレメントと、 上記給電部の外部導体の一部の周囲に形成されたスリー
ブとを備えたスリーブアンテナにおいて、 上記給電部の中心導体と外部導体の空隙を狭め、上記ス
リーブアンテナと該アンテナに接続される給電線のイン
ピーダンスの整合をはかるようにしたことを特徴とする
スリーブアンテナ。2. In the sleeve antenna, the sleeve antenna is provided with a power feeding part consisting of a center conductor and an outer conductor, a vertical element connected to the center conductor of the power feeding part, and a sleeve formed around a part of the outer conductor of the power feeding part, A sleeve antenna characterized in that the gap between the center conductor and the outer conductor of the feed section is narrowed to match the impedance of the sleeve antenna and the feed line connected to the antenna.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4318388A JPH01218106A (en) | 1988-02-25 | 1988-02-25 | Sleeve antenna |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4318388A JPH01218106A (en) | 1988-02-25 | 1988-02-25 | Sleeve antenna |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01218106A true JPH01218106A (en) | 1989-08-31 |
Family
ID=12656790
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4318388A Pending JPH01218106A (en) | 1988-02-25 | 1988-02-25 | Sleeve antenna |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH01218106A (en) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH03236613A (en) * | 1990-02-14 | 1991-10-22 | Harada Ind Co Ltd | Antenna shared with 3-wave for automobile with sleeve |
| JPH03252203A (en) * | 1990-03-01 | 1991-11-11 | Harada Ind Co Ltd | Antenna shared among three waves for automobile with sleeve |
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Citations (1)
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-
1988
- 1988-02-25 JP JP4318388A patent/JPH01218106A/en active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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