JPH01208001A

JPH01208001A - 共振器装置

Info

Publication number: JPH01208001A
Application number: JP3232788A
Authority: JP
Inventors: Yoshio Kobayashi; 禧夫小林
Original assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date: 1988-02-15
Filing date: 1988-02-15
Publication date: 1989-08-22
Anticipated expiration: 2009-07-06
Also published as: JPH0652841B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕この発明は共振器装置に関し、特にマイクロ波フィルタ
のように遮断導波管内に誘電体共振器を配置した、共振
器装置に関する。

〔従来技術〕

この種の共振器装置の一例が、たとえば１９８５１　Ｅ
ＥＥ−ＭＴＴ−３，Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ　Ｍｉ
ｃｒｏｗａｖｅ　Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ　Ｄｉｇｅｓｔ　
（１９８５年６月４日−６日）の第５１５ページから第
５１８ページに開示されている。この従来技術は、ＴＭ
ｏ１遮断導波管の底面に設けられたサブストレート上に
、電磁エネルギの伝搬方向すなわち直角座標系における
Ｚ軸にその軸が直交するように複数のＴＭ０１＆誘電体
共振器を配置し、結合係数を各ＴＭ０１＆誘電体共振器
間の距離によって調整するようにした、ＴＭ０１＃モー
ドのマイクロ波フィルタである。

〔発明が解決しようとする問題点〕

上述のマイクロ波フィルタは、ＴＥｏ工δモードのもの
と同程度の無負荷Ｑ　（Ｑｕ）が得られるという利点は
あるものの、さらに改善すべき次のような問題点がある
。

すなわち、ＴＭｏ１δ誘電体共振器の軸がＺ軸に直交し
ているため、ＴＭｏ工、誘電体共振器の励振のためにた
とえばループ状の人出力結合手段を使わなければならず
、したがって入出力手段の構造が複雑になる。さらに、
そのようなループ状の結合手段の存在によってＴＭｏ１
遮断導波管内の空間に乱れを生じる（対称性を失う）た
め、他のモードも励振されてしまうのでスプリアス特性
があまりよくない。

それゆえに、この発明の主たる目的は、無負荷Ｑ　（Ｑ
ｕ）が高くかつスプリアス特性のよい、共振器装置を提
供することである。

〔問題点を解決するための手段］この発明は、遮断導波管、遮断導波管内にその軸が遮断
導波管における電磁エネルギの伝搬方向と一致もしくは
実質的に一致するように配置されたＴＭＯｍｌｌ＋δ誘
電体共振器（ただし、ｍ＝１．２．・・・、ｆ＝０．１
，２．　　・・・）、および遮断導波管の両端にＴＭＯ
ｍ！！＋δ誘電体共振器と電界結合するように設けられ
た入出力手段を備える、共振器装置である。

〔作用〕

入出力手段の一方から電磁波（マイクロ波）が伝搬され
ると、それに電界結合するＴＭＯｍＪ＋、誘電体共振器
が固有の共振周波数で共振し、同様に結合している入出
力手段の他方によってその電磁波が取り出される。

〔発明の効果〕

この発明によれば、遮断導波管電磁エネルギの伝搬方向
にその軸が一致するようにＴＭｏｍ、＋、誘電体共振器
が配置されていて、しかもＴＭ。

ｍ、２＋δ誘電体共振器の周方向に空間を乱す不要なも
のが存在しないので、ＴＭＯｍｌｌ＋８誘電体共振器の
Ｚ軸を中心とした電気力線の回転対称性の乱れが殆どな
く、したがって不要モードが励振されることがないので
スプリアス特性が改善される。

さらに、この発明によれば、ＴＥｏｌ、誘電体共振器に
比べ、ＴＭＯｍｌヤδ誘電体共振器内に閉じ込められる
電気エネルギが小さいので、Ｑｄ（誘電体共振器の誘電
体損によるＱ）が大きくなるとともに、ＴＭＯｍＪ＋？
誘電体共振器の磁気エネルギはＴＥｏ□、誘電体共振器
と同程度であるためＱＣ（誘電体共振器の周囲に存在す
る導体損によるＱ）は差がない。したがって、共振器装
置全体としての無負荷Ｑ　（Ｑｕ）はより大きくなる。

また、この発明では、入出力結合部分の構造が非常に而
単になるという利点もある。

この発明の上述の目的、その他の目的、特徴および利点
は、図面を参照して行う以下の実施例の詳細な説明から
一層明らかとなろう。

〔実施例〕

第１図はこの発明の一実施例を示す断面図解図である。

この第１図では、この発明が適用された共振器装置の一
例として、４段のマイクロ波フィルタ１０が図示される
。しかしながら、この発明は、たとえば内蔵される誘電
体共振器が１個だけの場合のような、任意の他の形式な
いし種類の共振器装置に同様に適用できるものであるこ
とを、予め指摘しておく。

マイクロ波フィルタ１０はＴＭｏ１遮断円形導波管■２
を含み、このＴＭｏ工遮断円形導波管１２の内部には、
複数の（実施例では４つの）ＴＭ。□δ誘電体共振器１
４が、ＴＭｏ工遮断円形導波管１２における電磁エネル
ギの伝搬方向と一致する軸上に、適宜の間隔を隔てて同
軸的に配置されている。

ＴＭｏ工遮断円形導波管１２は、たとえば黄銅によって
形成され、その内面には銅めっきが施される。このＴ　
Ｍ　０１遮断円形導波管１２の導電率ｉは９０％であっ
た。なお、ＴＭｏ工遮断円形導波管１２は、たとえばセ
ラミックなどによって形成してその内面に同じように良
導体膜を付与したものであってよい。

また、この実施例では、工作精度のよい製造を可能にす
るために、Ｔ　Ｍ　０１遮断円形導波管１２を３つの分
割部材１２ａ、１２ｂおよび１２ｃによって構成した。

分割部材１２ａおよび１２ｃの一方端には、それぞれフ
ランジ１２ｄおよび１２ｇが形成されるとともに、分割
部材１２ｂの両端にフランジ１２ｅおよび１２ｆが形成
される。そして、分割部材１２ａのフランジ１２ｄと分
割部材１２ｂの一方のフランジ１２ｅとが、また分割部
材１２ｂの他方のフランジ１２ｆと分割部材１２ｃのフ
、ランジ１２ｇとが、それぞれ接合されてねじ１６で締
着され、一体的なＴ　Ｍ　Ｏ□遮断円形導波管１２が構
成される。しかしながら、このような分割部材１２ａ、
１２ｂおよび１２ｃを用いるのは単に製造の容易性のた
めであるので、より多くの分割部材が用いられてもよく
、またＴＭ。

、遮断円形導波管１２を単一部材のものとして構成して
もよいことはいうまでもない。

ＴＭＯＩＪ誘電体共振器１４は円柱状に形成され、それ
ぞれの中心軸がＴＭｏ１遮断導波管１２の中心軸と一致
するように、すなわち同軸的に、それぞれ支持リング１
８によって、ＴＭｏ１遮断導波管１２内に固定的に支持
される。ＴＭｏ□δ誘電体共振器１４は、低１員失セラ
ミツク、たとえばＢａ　（Ｚｎ、Ｍｇ、Ｓｂ、Ｔａ）Ｏ
ｘによって形成され得る。この低損失セラミックは、た
とえば１２ＧＨｚにおいて、ε、＝２４、ｔａｎδ＝４
×１０−５の特性を有する。支持リング１８の材料とし
ては、たとえばε、　＝１．０３１、ｔａｎδ＝　４　
Ｘｌ０−５のような、低誘電率の材料たとえば発泡ポリ
スチレンが用いられ得る。

ＴＭｏ工遮断円形導波管１２の両端には、それと同じよ
うな材料の円板２０が、それぞれたとえばねし構造によ
って固着され、それぞれの円板２Ｏには同軸コネクタ２
２が取り付けられる。すなわち、円板２０の周側面には
雄ねじが形成され、ＴＭｏ１遮断円形導波管１２の両端
内周面には雌ねじが形成され、円板２０の中心部には同
軸コネクタ２２を挿通するための孔が設けられる。した
がって、孔に同軸コネクタ２２を固定した状態で円板２
０の雄ねじをＴＭｏ１遮断円形導波管１２の雌ねじに螺
合させることによって、同軸コネクタ２２がＴＭｏ□遮
断円形導波管１２の両端にそれぞれ固着される。

同軸コネクタ２２の中心導体２４は、ＴＭｏｌ、誘電体
共振器１４の中心軸上に配置されるとともに、電界結合
のためのプローブとして作用するように、同軸コネクタ
２２の端面より内方（誘電体共振器１４側）に突出され
る。なお、同軸コネクタ２２の外部導体２６は円板２０
を介してＴＭ。、遮断円形導波管１２と電気的に接続さ
れる。

ＴＭｏ、遮断円形導波管１２の側面には、その中に配置
された４つのＴ　Ｍ　□よ、誘電体共振器１４のそれぞ
れの端面付近に、周波数微調整用の誘電体ねじ２８が設
けられる。誘電体ねじ２８は、Ｔ　Ｍ　０１遮断円形導
波管１２の側壁を貫通するように固着されたそれぞれの
スリーブ３０に螺合する。この誘電体ねじ２８による各
ＴＭｏ１δ、、、１体共振器１４の共振周波数ｆ。の変
化量は約０．２％程度である。

このようにして、たとえば放送衛星搭載合波器（１３チ
ヤネル）用の帯域通過マイクロ波フィルタ１０が構成さ
れる。したがって、この実施例では、マイクロ波フィル
タ１０は、その中心周波数が１１．９５８Ｇ　Ｈｚであ
り、３ｄＢ比帯域幅が０．３％のチェビシェフ特性４段
帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）である。

この実施例において、一方のプローブすなわち同軸コネ
クタ２２の中心導体２４からマイクロ波が放射されると
、４つのＴＭｏ□δ誘電体共振器１４によって設定され
た周波数帯域成分が他方のプローブすなわち同軸コネク
タ２２の中心導体２４によって取り出される。この実施
例の透過特性と反射特性すなわちフィルタ特性が第２図
に示される。

また、この実施例では、プローブすなわち中心導体２４
がともにＴ’ｌ”Ｉｏｔａ’誘電体共振器１４の中心軸
上に配置されているので、Ｔ　Ｍ　０１遮断円形導波管
１２内の電気力線はＴＭｏ１δ誘電体共振器１４の中心
軸、すなわちＺ軸に対してほぼ回転対称となる。このた
め対称性の乱れに起因するスプリアスモードの励振が抑
制され、この実施例のマイクロ波フィルタ１０のスプリ
アス特性は、第３図に示すように、非常に良好である。

以下、この実施例に基づいて、Ｔ　Ｍ　０１δ誘電体共
振器１４の共振周波数ｆＯと無負荷Ｑおよび共振器１４
間の結合係数ｋをモード展開法により解析し、高い無負
荷Ｑ　（Ｑｕ）の共振器装置が実現できることを明らか
にする。

従来、誘電体共振器間の結合は、相互誘導結合によるＬ
Ｃ等価回路として表されていた。しかしながら、この発
明では、ＴＭモードの電界結合を利用するので、容量結
合によるＬＣ等価回路を考える必要がある。

相互誘導結合の場合、結合共振回路におけるＴ面短絡の
ときの共振周波数ｆｓｈおよびＴ面開放のときの共振周
波数ｆｏｐは、結合が強くなるにつれて単一共振器の共
振周波数ｆ。を中心としてほぼ対称的に分離し、ｆ　ｓ
ｈ＞　ｆ　ｏｐの関係がある。

一方、容量結合の場合、結合が強くなると共振周波数ｆ
ｓｈは低下するが、共振周波数ｒａｐは共振周波数ｆ。

のまま変化せずｆ　ｏｐ＞　ｆ　ｓｈの関係がある。

フィルタ設計に必要な結合係数１ｋｌは、共振周波数ｆ
ｓｈおよび共振周波数ｆｏｐを用いると次式％式％したがって、（１）式の結合係数にの解析は共振周波数
ｆｓｈおよびｆｏｐを求める問題に帰着する。

そこで、まず、第４図に示すような円筒座標系を想定し
て、共振周波数ｆｓｈおよびｆｏｐをモード展開法によ
り厳密に解析する。

円柱状のＴ　Ｍ　０１δ誘電体共振器１４においては、
比誘電率がε１、直径がＤ（＝２Ｒ）、長さがＬであり
、このようなＴＭｏ工δ誘電体共振器１４が、比誘電率
がεｂ　（＜ｇｒ）、長さがＬの支持リング１８によっ
て、直径がｄ　（＝２ａ）のＴＭｏ１遮断円形導波管１
２内に、距離２Ｍを隔てて、配置されている。

そして、Ｔ　Ｍ　０１遮断円形導波管１２内の空気領域
の比誘電率をε３＝１、各媒質の比透磁率をむ＝１とす
る。一方、誘電体および導体は無損失とする。この場合
、（１）式のｆｓｈおよびｆｏｐは対称面Ｔが短絡面お
よび開放面となる場合の共振周波数に対応する。Ｔ面に
おける対称性を利用して、Ｚ軸方向の距離Ｚ≧−（Ｌ／
２＋Ｍ）となる領域のみを考える。これを第４図に示す
ように、４つの媒質（１）〜（ＩＶ）に分け、以下の説
明ではそれらにおける諸量に添字１〜４を付加して区別
する。

いま、ＴＭｏｍ！やδモードのみを考慮するので、電気
的ヘルツベクトルのＺ成分のπ。を考えればよい。各媒
質のπ８は、導体面およびＴ面の境界条件を考慮すると
、次のように固有モードで展開される。

π８１＝胃ＩＡｐ　Ｊ□　（ｋｌ　ｐ　ｒ）　ｃｏｓ　
（β、２−φｐ）×ｋｏ　（ｋ２　ｐ　ｒ）　）　ｃｏ
ｓ　（β、２−φ、）πｅ３　鼾ＩＣ，ＪＯ（ｋ、ｒ）
　ｅｘｐ　（−αｑｚ）・・・（２）ただし、 βＩ）”’ｋｏεｒ　　’ｉ　ｐ＝ｋＯεｂ　＋に２　
ｐαｊ＝に矛−に台＝　（ｊ□ｑ　／ａ）”−に□Ｊ□
　（ｊ□ｑ）＝Ｏｋ。＝２πｆｏ／Ｃ−・（３）（２）
式中における中括弧（）内の上式および下式はそれぞれ
Ｔ面短絡および１面開放の場合を表す。Ｊｎ（ｘ）およ
びＮｎ　（ｘ）は第一種および第二種のベッセル関数で
あり、Ｉｎ（ｘ）およびＫｎ　（ｘ）は第一種および第
二種の変形ベッセル関数である。また、（２）弐におい
ては、時間因子ｅｘｐ（Ｊｏｔ）；　（Ｊ）＝　２　ｒ
ｃ　ｆ　□　　（ｆ　□は共振周波数）は省略され、ｋ
ｏおよびＣは真空中の波数および光速を表し、さらにＡ
ｐ’　、Ｂｐ、Ｃｑ、Ｄｑおよびφｐは境界条件より決
定されるべき展開係数である。

ＴＭｏ工遮断円形導波管１２のＴＭｏ１モードが非伝搬
域にある条件は次式で与えられる。

ｄ＜　−Ｊｏｔ　　　　ｊ（Ｈ＝２．４０５　　　　　
・・・（４）πｆ。

このとき、αｑはすべてのｑ値に対して実数となる。

各媒質の電磁界成分は、（２）式を次のマクスウェルの
方程式に代入することにより得られる。

（以下余白）ただし、ｋは各媒質の波数である。

第４図において媒質ＩおよびＨの境界面ｒ＝Ｒにおける
ＥｚおよびＨθは、電界および磁界の連続性によりｕｐ　　Ｊ（）　（ｕ、）・・・（６）（以下余白）ただし、ｕｐ　＝に１　ｐ　ＲＶｐ＝に２ｐＲ＝Ｒｋ、）ε、　−εｂ）　−ｕｐ／Ｒ
ＦＳ＝ｄ／Ｄ＝ａ／Ｒ・・・（７）（７）式において、Ｉｊ　ｐおよびＶｐは（６）式の２
番目の根であり、ｕｐ　＜ｕｐ　＋１　（ｐ＝１．２．
　　・・・）である。

次に、Ｚ軸方向の距’４　ｚ　＝　Ｌ　／　２とｚ＝−
Ｌ／２におけるＥｒとＢθの連続性の弐にベンセル関数
の直交性を適用すると、展開係数に関する連立同次方程
式を得る。これが、有意な解をもつには係数の行列式の
値が零となる必要がある。これより、共振周波数を求め
る次のような特性方程式を得る。

ｄｅｔＨ（ｆ□　；ε、、　εＢ、　ｄ、　Ｄ、　Ｌ、
　Ｍ）　＝Ｏ・・・（８）ただし、Ｎ行Ｎ列の正方行列
の要素は、ｐ、　　ｑ＝１．２．　　・・・、Ｎ／２と
して次式で与えられる。

・・・（９）さらに、＋　　ａＱ［）Ｑ＝　、２　ＳＲｒ　（１１（ｋ２ｐ　ｒ）Ｂｐ
　　　　ｕ、Ｆ　　　　　　　Ｊ□　（ｕｐ）・・・０
０］（８）式において、Ｍ−（１）とすると単一のＴ　Ｍ　
０１、誘電体共振器１４の共振周波数が求められる。

この場合の行列要素）ｉｐ、ｑは、ρ、ｑ＝１．２、・
・・、Ｎとして次式で表される。

円柱形のＴ　Ｍ　Ｏ１、ｙ誘電体共振器１４の無負荷Ｑ
　（Ｑｕ）は次式で与えられる。

１／Ｑｕ＝Ｉ／Ｑｄ＋１／Ｑｄｂ＋１／Ｑｃ　　　　　
　　・・・Ｕ２）ここで、ＱｄおよびＱｄｂはそれぞれ
媒ｆｆ　ｌおよびＩＪの誘電体損によるＱ値であり、摂
動法を用いて次式で表される。

ただし、ｔａｎδおよびｔａｎδｂはそれぞれ媒質Ｉお
よび■の誘電正接である。また、Ｑｃは導体損によるＱ
であり、ＴＭｏ工、誘電体共振器１４の蓄積エネルギと
ＴＭｏ工遮断円形導波管１２の導体）員とを計算するこ
とによって求められる。

実際の数値計算では行列数Ｎが大きいほど真の解に近づ
くので、解が必要な精度に収束するＮの値で行う。フィ
ルタ構成に必要な精度（０，１％）を得るための行列数
をＮ＝３０（固有値数１５）と決定するとともに、単一
のＴＭｏ　１　Ｂ　誘電体共振器の共振周波数に関する
必要行列数をＮ＝１５（固有値数１５）と決定した。

次に、このＴＭｏ１ｙ誘電体共振器の高Ｑ設計について
述べる。着目するＴＭｏ１δモードの共振周波数をｒ。

、その隣接モードの共振周波数をｒｒとし、共振周波数
比をＦ、　−ｆ、／ｆｏと定義する。Ｑｄは主にｔａｎ
δにより決まるので、高いＱｕを得るにはＱｃを高（す
ればよい。そこでＴＥｏｌ　δモードを用いた高Ｑ誘電
体リング状共振器の設計で得られたＦ、　＝１．１４を
一定にして、Ｑｃが最大となる寸法比Ｓ＝ｄ／Ｄおよび
Ｘ＝Ｄ／Ｌを決定することにより行う。

Ｑｃは、第５図に示す導体空洞の中に置かれたＴＭｏ　
１　Ｂ　誘電体共振器１４に対するエネルギ計算法によ
り求めた。この場合、円筒導体空洞の導体損によって低
下するＱをＱｃｙ、端板の導体損によて低下するＱをＱ
ｃｅすると、Ｑｃ＝ｌ／Ｑｃｙ＋１／Ｑｃｅで与えられ
る。計算ではＣ＝Ｍ／Ｄ＝２．０とすれば、Ｑｃｅを無
視し得る程大きくすることができる。たとえば、Ｓ＝１
．５およびＸ＝１．８に対する計算では、ＱｃｙδＳ／
λ〇−２，７に対して、ＱｃｅδＳ／λ。＝４９は無視
できる。以上の結果、最適寸法比としてＳ’　＝１．５
およびＸ０＝１．８を決定した。この寸法比付近のモー
ドチャートε、（Ｄ／λ。）２およびＴＭｏ１δモード
の規格化Ｑ値を、第６Ａ図および第６Ｂ図にそれぞれ示
す。

このようにして得たＦｒ＝１．１４、ｆ　ｏ＝１１．９
５８ＧＨｚ、　ε、−２４、ｔａｎδ＝４　Ｘ　ｔｏ−
Ｓ、　ｔ　Ｂ　＝　１゜０３１、ｔａｎδ、　＝４　Ｘ
ｌ０−’および；；　＝０．９における誘電体共振器の
Ｑの計算値を、次表に、円柱形ＴＭｏＢ誘電体共振器と
リング形ＴＥｏ１δ誘電体共振器とを対比して表す。

本Ｌ　　　Ｄ　＝７．２７ｍｍ、、　Ｄ　　ｘ　　＝Ｏ
ｍｍ　　、、　Ｌ　＝４．０４ｍｍｄ　＝１０．９０ｍ
ｍ＊２　　Ｄ＝４．９４ｍｍ、　Ｄｘ＝１．４８ｍｍ、　
Ｌ＝３．６３ｍｍｄ　＝　１１．８０ｍｍこの表から、Ｆｒが同じであれば、円柱形の誘電体共振
器のＴＭモードはＴＥモードより高いＱＵをもつことが
明らかにされた。実施例に用いたＴＭ０１＃誘電体共振
器に対する測定値はＱｕ＝２１．０００であった。

上述の寸法比をもつＴ　Ｍ　０１　Ｂ誘電体共振器１４
を同軸上に２個配列したときのｆ　ｓｈ、　　ｆ　ｏｐ
およびｋの計算結果と測定結果が、第７図に示されてい
る。ｆ　ｓｈ＞　ｆ　ｏｐよりＴＭＯ１ａモードの結合
は電界結合であることがわかる。測定値は計算値に対し
て、ｆｓｈおよびｆｏｐの場合は０．４％以内で一致し
、ｋの場合は２％以内で一致した。第１図実施例のよう
な狭帯域フィルタの場合のようにｋく６Ｘ１０−３であ
れば、中心周波数ｆｏｋと共振周波数ｆｏとの差は０．
０２％以内で無視できる。しかし、広帯域フィルタを構
成する場合はｆｏｋの補正が必要である。

次に、励振方法について説明する。第１図に示すマイク
ロ波フィルタ１０において、円囲２０の内面から中心導
体２４の先端までの距離λｐをノぐラメータにとり、Ｔ
Ｍｏ□、誘電体共振器１４と中心導体２４との間の距離
βｄに対する外部Ｑ（Ｑｅ）を、反射法により、またそ
のときの共振周波数ｆｏｅを透過法によりそれぞれ測定
した。その結果を第８図に示す。この第８図より、ｆｆ
ｉ　ｐ　＝６゜６１Ｔ１ｍのとき最も低いＱｅが得られ
、しかも！ｄ値を変えてもｆｏｅが変化しないためにフ
ィルタ構成に好都合な特性が得られた。ｆｏｅが変化し
ない理由は、中心導体２４が共振状態にあるため、ＴＭ
。１δ誘電体共振器１４側からみたインピーダンスが純
抵抗であるからであると考えられる。

第１図実施例のマイクロ波フィルタ１０の設計仕様は次
のように定めた。ｆ　ｏ　＝１１．９５８Ｇ　Ｈｚ、１
５ｄＢ帯域幅Δｆ　１５ｄ　Ｂ　＝５０Ｍ　Ｈｚ、リッ
プル帯域幅ΔｆＲＷ＝２７ＭＨｚ、リップル幅ＲＷ＝０
゜０４ｄＢである。これにより算出した設計値は、ｋ１
２＝　ｋ３４＝２．１　ｘｌＯ−３、ｋ　２３　＝１．
６　Ｘｌ０−３、Ｑｅ＝３９０である。ここで、ｋｉ、
ｉ＋１　（ｉ＝１．２，３．４）は、ｉ番目とｉ＋１番
目の共振器間結合係数である。以上の結果、第７図より
２Ｍ＝　１１．０．１１．８＋＋＋＋ｎと決定し、第８
図よりｆｆｉ　ｄ　＝５．７ｍｍと決定した。

このようにして得られた第１図のマイクロ波フィルタ１
０の透過特性と反射特性が前述の第２図に示される。測
定結果は、計算結果とよく一致し、中心周波数は０．１
％以内の誤差で、また、帯域幅は３％以内の誤差で、設
計値と一致した。

なお、測定値Ｑ　ｕ　＝２１，０００は挿入１ｉＩＬｏ
＝０゜４ｄＢに相当し、測定したＩＬｏ＝０．５ｄＢは
Ｑｕ＝１８，０００に相当する。このようなＱｕ劣化の
原因は励振線、すなわち中心導体２４のものと考えられ
る。

第１図のマイクロ波フィルタ１０の帯域外特性の測定値
が第３図に示される。なお、第３図の上部には、単一共
振器の各共振モードの共振周波数が併せて図示されてい
る。ＴＭｏ工、誘電体共振器１４の励振を同軸コネクタ
２２の中心導体２４の電界プローブによって行った結果
、第３図から明らかなように、正規のモードＴＭｏ１δ
の他、ＴＭｏ２δモード以外はすべて４０ｄＢ以上減衰
され、良好なスプリアス特性が実現できた。

なお、第１図実施例および上述の説明では、入出力励振
手段として中心導体２４による電界プローブを用いた場
合を述べた。この中心導体２４の先端に結合容量を大き
くとるための大径の円板状ないし円柱状部分を形成して
もよい。この場合、この円板状ないし円柱状部分は導体
または誘電体で構成することが考えられる。しかしなが
ら、この入出力手段としては、第９図および第１０図に
示すように導波管を用いることも可能である。

第９図を参照すると、ＴＭｏ１遮断円形導波管１２の端
部には第１図図示の同軸コネクタ２２に代わって、入出
力用の円形ＴＭｏｎ　（たとえば円形ＴＭｏ１）伝［波
管３２が接合されている。

第１０図を参照すると、ＴＭｏ０遮断円形導波管１２の
端部には第１図図示の同軸コネクタ２２に代わって、入
出力用のＴＥｏ１ｉ波管３４が接合される。そして、こ
のＴＥｏ１導波管３４には、ＴＭｏｌ、誘電体共振器１
４の中心軸すなわちＺ軸の延長上に開口３６が形成され
る。したがって、Ｔ　Ｍ　□工遮断円形導波管１２の内
部空間とＴＥｏ１導波管３４の内部空間とは開口３６を
介して連続する。ＴＥｏ１導波管３４はＴ　Ｍ　０１　
Ｂ　３Ａ電体共振器１４の軸に平行な電界分布を有する
。

したがって、その間口３６を通して電気力線がＴＭ□工
遮断円形導波管１２内に達することによって、ＴＥｏ１
導波管３４がＴＭｏ１誘電体共振器１４と結合する。

なお、開口３６の中心とＴＥｏ１導波管３４の閉塞面と
の距離はλ／４に設定される。また、ＴＥＯＬ導波管３
４とＴＭｏ１誘電体共振器１４との結合係数は、開口３
６の大きさや距離！によって言周整される。

この第９図および第１０図実施例においても、第１図実
施例と同様に、電気力線の乱れが生じないので、スプリ
アス特性がよい。

なお、ＴＭＯＡ’ｍ＋ａ誘電体共振器およびこれを収容
した遮断導波管の横断面形状は第１１図ないし第１３図
に例示するように種々の組合せが考えろれる。つまり、
第１１図は方形導波管１２′と円柱状共振器１４との組
合せの例を、第１２図は方形導波管１２′と角柱形共振
器１４′との組合せの例を、第１３図は円形導波管１２
と角柱形共振器１４′との組合せの例をそれぞれ示す。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例を示す断面図解図である。第２図は第１図実施例のフィルタ特性を示すグラフであ
る。第３図は第１図実施例のスプリアス特性を示すグラフで
ある。第４図は第１図実施例を解析するために参照される、Ｔ
Ｍｏ１誘電体共振器とＴＭｏ工遮断円形導波管との関係
を示す図解図である。第５図は導体空洞の中に配置された円柱形誘電体共振器
を示す図解図である。第６Ａ図および第６Ｂ図は第４図に示す誘電体共振器の
寸法比付近におけるモードチャートおよびＴＭｏｌ、モ
ードの規格化Ｑ値を示すグラフである。第７図は第４図に示す誘電体共振器間の距離２Ｍに対す
る各共振周波数ｒ　ｓｈ、　　ｆ　ｏｐおよび結合係ｉ
ｋ　ｋの関係を示すグラフである。第８図は第１図に示す長さｌｄに対する共振周波数ｆｏ
ｅおよび外部Ｑ（Ｑｅ）の関係を示すグラフである。第９図および第１０図はいずれもこの発明の他の実施例
を示す要部断面図解図である。第１１図ないし第１３図はそれぞれ異なる遮断導波管と
誘電体共振器との組合せの例における横断面形状を示す
図解図である。図において、１０はマイクロ波フィルタ、１２は′Ｉ’
　Ｍ　ｏ１遮断導波管、１４は′ｒＭ０１ｙ　ａｇ重体
共振器、１８は支持リング、２４は中心導体、３２は円
形Ｔ’Ｍｏ１導波管、３４は′ｒ”Ｅｏ、導波管、３６
は開口を示す。特許出願人　株式会社　村田製作所代理人　弁理士　山　［Ｈ義　人第５ト１第６Ａメ１　　　　　　　　　　第６Ｂ図寸；ｔｒ乙Ｓ
：ｄ７ｏ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　ｊ；Ｅｒｔ、Ｘ、Ｄ／Ｌ第７因距難２Ｍ（ｍｍ）第８　図長”’：　　７ｄ　（ｍｍ）第　９　図隻第１０３１第１１図第１３団

Claims

【特許請求の範囲】１　遮断導波管、前記遮断導波管内にその軸が前記遮断導波管における電
磁エネルギの伝搬方向と一致もしくは実質的に一致する
ように配置されたＴＭｏ＿ｍ＿ｌ＿＋＿δ誘電体共振器
（ただし、ｍ＝１，２，…、ｌ＝０，１，２，…）、お
よび前記遮断導波管の両端に前記ＴＭｏ＿ｍ＿ｌ＿＋＿δ誘
電体共振器と電界結合するように設けられた入出力手段
を備える、共振器装置。２　前記入出力手段は前記ＴＭｏ＿ｍ＿ｌ＿＋＿δ誘電
体共振器の前記軸上に配置された回転対称性の高い形状
の結合導体を含む、特許請求の範囲第１項記載の共振器
装置。３　前記入出力手段は前記遮断導波管に連通する伝搬導
波管を含む、特許請求の範囲第１項記載の共振器装置。４　前記入出力手段は前記ＴＭｏ＿ｍ＿ｌ＿＋＿δ誘電
体共振器の前記軸と交差する電磁エネルギの伝搬方向を
有する入出力用導波管を含み、前記入出力用導波管には
開口が形成されていて、その開口を通して前記遮断導波
管と前記入出力用導波管との空間が連続することによっ
て、前記入出力用導波管と前記ＴＭｏ＿ｍ＿ｌ＿＋＿δ
誘電体共振器とが結合する、特許請求の範囲第１項記載
の共振器装置。