JPH01144801A - 誘電体フィルタ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔概要〕 誘電体共振器とストリップラインとを結合させた誘電体
フィルタに関し、 振幅偏差特性を改善することを目的とし、表面にストリ
ップラインを有し、裏面に接地導体を有する誘電体基板
からなるマイクロストリップラインを、入力側と出力側
とに設け、ＴＥｏＩδモードの誘電体共振器と結合する
前記ストリップラインのλ／２　（λ−波長）の長さに
わたり、少なくとも該ストリップラインの下部の前記接
地導体を除去した構成とした。

〔産業上の利用分野〕

本発明は、誘電体共振器とストリップラインとを結合さ
せた誘電体フィルタに関する。

誘電体共振器は、誘電率がεの誘電体中のマイクロ波の
波長が、自由空間に比較して１／、／”丁となるから、
金属壁の空胴共振器に比較して小型化できるものである
。このような誘電体共振器をストリップラインと組合せ
ることにより、各種の帯域特性の小型の誘電体フィルタ
を構成することができる。

〔従来の技術〕

誘電体フィルタの一例として、帯域阻止フィルタの従来
例を第６図及び第７図に示す。同図に於いて、３１はス
トリップライン、３２は誘電体基板、３３は誘電体共振
器、３４は支持体、３５は筐体、３６．３７は同軸コネ
クタ、３８は周波数調整ねしである。ストリップライン
３１を表面に形成した゛誘電体基板３２の裏面の筺体３
５が接地導体となり、マイクロストリップラインが構成
されている。このマイクロストリップラインと結合する
ＴＥ、、δモードの誘電体共振器３３は、低誘電体損失
の支持体３４により支持されている。

又ストリップライン３１に同軸コネクタ３６゜３７の中
心導体が接続されて、入出力端子を構成している。又周
波数調整ねじ３８が誘電体共振器３３の上部に設けられ
、共振周波数の微調整を可能としている。

誘電体共振器３３は、誘電率が大きく、誘電体損失が小
さく、且つ共振周波数の温度変化が小さいことが要望さ
れており、例えば、誘電率εが約４０、無負荷Ｑ（ＱＯ
）が５０００〜８０００、誘電正接（ｔａｎ　δ）が１
〜２Ｘ１０−’のＴ　ｉ　Ｏ２−ＢａＯ系の誘電体によ
り構成されている。この誘電体共振器３３を支持する支
持体３４は、石英等の誘電体損失の小さい材料により構
成されている。

誘電体共振器３３の無負荷Ｑの大小により、周波数特性
が、例えば、第８図に示すように異なったものとなる。

この第８図に於いては、中心周波数６０００ＭＨｚの帯
域阻止フィルタの場合を示し、無負荷Ｑが大きく、実線
曲線ａに示すように、中心周波数６０００ＭＨｚで３０
ｄＢの減衰を与えることができる場合、誘電体共振器３
３の無負荷Ｑが小さくなると、それに従って、点線曲線
ｂ−ｔ”鎖線曲線Ｃに示すように中心周波数６０００Ｍ
Ｈｚに於ける減衰量が小さくなる。

このように無負荷Ｑが小さくて、所望の減衰量が得られ
ない場合は、誘電体共振器３３とストリップライン３１
との間隔を狭くして結合を強くすることにより、減衰量
が所望の値となるように構成するものである。

〔発明が解決しようとする問題点〕

誘電体共振器３３の無負荷Ｑが小さい為に、例えば、第
９図の実線曲線ｄに示すように、中心局に於ける所望の
減衰量（例えば３０ｄＢ）が得られない場合に、前述の
ように、誘電体共振器３３とストリップライン３１との
間隔を狭くして結合を強くすることになる。その場合の
周波数特性は点線曲線ｅに示すものとなり、所望の減衰
！３０ｄＢを得ることができる。

しかし、阻止周波数帯域が広くなり、それによって、帯
域外の振幅偏差が大きくなる欠点が生じる。例えば、第
９図の６０１０ＭＨｚ近傍を拡大して示す第１０図に於
いて、無負荷Ｑが小さい為に、中心周波数６ＧＨｚに於
ける所望の通過減衰量が得られない場合の実線曲線ｄに
よる６００９ＭＨｚと６０１１　Ｍ′Ｈｚとに於ける振
幅偏差は、約０．２５　ｄ　Ｂ程度であるが、結合を強
くして、中心周波数６ＧＨｚに於ける通過減衰量を所望
の値（３０ｄ　Ｂ）とした場合を示す点線曲線ｅに於い
ては、約０．８　ｄ　Ｂ程度の大きい値となる。

帯域阻止フィルタに於いては、阻止帯域の通過減衰量を
大きくするように構成するが、通過帯域に対しては減衰
量を小さくする必要があり、且つ振幅偏差ができるだけ
小さいことが望ましいものである。しかし、前述のよう
に、所望の減衰量を得る為に、誘電体共振器３３とスト
リップライン３１との結合を強くすると、帯域幅が広く
なり、振幅偏差が大きくなる欠点が生じる。同様に、帯
域通過フィルタに於いても、通過帯域内の振幅偏差が小
さいことが必要であるが、結合を強くすることにより、
振幅偏差が大きくなる。

又前述の帯域阻止フィルタの構成に於いて、中心周波数
を６ＧＨｚより高い例えば１１ＧＨｚとすると、誘電体
共振器自体の無負荷Ｑが小さくなるから、誘電体共振器
をストリップラインに近づけて結合を強くする構成を採
用しなければならない。従って、前述の場合と同様に振
幅偏差が大きくなる問題が生じる。

本発明は、振幅偏差特性を改善することを目的とするも
のである。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明の誘電体フィルタは、誘電体共振器と結合する部
分のストリップラインの損失を低減したものであり、第
１図を参照して説明する。

表面にストリップライン１を有し、裏面に接地導体２を
有する誘電体基板３からなるマイクロストリップライン
４を、入力側と出力側とに設け、Ｔ　Ｅ　ｏ　＋δモー
ドの誘電体共振器５と結合するストリップライン２のλ
／２（λ−波長）の長さにわたり、少なくともストリッ
プライン２の下部の接地導体２を除去した構成としたも
のであり、６はその接地導体２の除去部分を示す。

〔作用〕

接地導体２を有するマイクロストリップライン４に比較
して、接地導体を除去した例えばサスペンデッド・マイ
クロストリップラインの方がＱが大きいものであり、従
って、マイクロストリップライン４に直接的に誘電体共
振器５を結合させ場合に比較して、接地導体２を除去し
たストリップライン１に誘電体共振器５を結合させるこ
とにより、無負荷Ｑを大きくすることが可能となり、所
望の減衰量が得られるように結合を強くしても、帯域が
広くなるようにことはなくなるから、振幅偏差特性を改
善することができる。

又接地導体２を除去した部分のストリップライン１のイ
ンピーダンスは大きくなるが、その部分の長さをλ／２
（λ−波長であり、正確には、中心周波数の波長にスト
リップラインの波長短縮率を乗算した値）としたことに
より、中心周波数近傍に於ける入出力側のインピーダン
ス整合を保持することができる。

〔実施例〕

以下図面を参照して本発明の実施例について詳細に説明
する。

第２図は本発明の一実施例の要部斜視図であり、表面に
ストリップライン１１を有し、裏面に接地導体１２を有
する誘電体基板１３によりマイクロストリップライン１
４を構成し、入力側と出力側とはマイクロストリップラ
イン１４により構成し、誘電体共振器１５と結合するス
トリップライン１１のλ／２の長さにわたり、その下部
の接地導体１２を除去したものであり、１６はその接地
導体１２の除去部分を示す。又１７は誘電体共振器１５
の支持体を示す。

マイクロストリップライン１４を第６図及び第７図に示
すように筐体内に設けた場合は、そのマイクロストリッ
プライン１４の直下の筐体の一部をλ／２の長さにわた
り除去するか、又はλ／２の長さにわたる穴を形成して
、ストリップライン１１の直下には接地導体が作用しな
い構成とするものである。

前述のように、ストリップライン１１の下部の接地導体
１２を除去したことにより、λ／２の長さの部分はサス
ペンデッド・マイクロストリップラインと同様な構成と
なり、同一幅のストリップライン１１の場合には、接地
導体１２の除去部分のインピーダンスは、接地導体１２
を有する部分に比較して高くなるものである。なお、ス
トリップライン１１のみで自己支持できる場合は、接地
導体１２と共に誘電体基板１３も除去することができる
。

第３図は等価回路を示し、マイクロストリップライン１
４の特性インピーダンスを５０Ω、負荷抵抗ＺＬ＝５０
Ωとし、又接地導体１２の除去部分の特性インピーダン
スを１００Ωとした場合、矢印で見た方向のインピーダ
ンスを示すものであり、入力側のマイクロストリップラ
インから出力側を見た時、λ／２の長さのストリップラ
インのインピーダンスには関係なく、中心周波数近傍で
およそ５０Ωとなる。従って、入出力のインピーダンス
整合は保持されることになる。

第４図は本発明の他の実施例の要部斜視図であり、表面
にストリップライン２１を有し、裏面に接地導体２２を
有する誘電体基板２３によりマイクロストリップライン
２４を構成し、入力側と出力側とはマイクロストリップ
ライン１４により構成し、誘電体共振器２５と結合する
ストリップライン２１のλ／２の長さにわたり、その下
部の接地導体２２を除去したものであり、２７は誘電体
共振器２５の支持体である。

この実施例に於ける接地導体２２は、例えば、第６図及
び第７図に示す筐体内にマイクロストリップライン２４
を設ける場合に、同軸コネクタとの位置合わせ等の為に
、筐体の底に設けるものであり、その為に、誘電体共振
器２５を支持する支持体２７の高さを、第２図に於ける
支持体１７より高くすることになる。従って、筐体の底
部から誘電体共振器２５が離れた位置に配置されること
になり、第２図に示す実施例よりも、誘電体共振器２５
の無負荷Ｑを高くすることができる。即ち、誘電体共振
器２５に導体が近くに存在すると、磁界結合による電流
が流れて損失となり、無負荷Ｑが低下することになるが
、前述のように、支持体２７により筐体の底部から離れ
た位置に誘電体共振器２５が配置されることにより、無
負荷Ｑを高くすることができる。

第５図は本発明の実施例の周波数特性曲線図を示し、実
線曲線ｆは、第４図に示す本発明の実施例の構成により
、中心周波数１１ＧＨ２の帯域阻止フィルタを構成した
場合の周波数特性を示し、誘電体共振器２５とストリッ
プライン２１との結合を強くして、中心周波数１１ＧＨ
ｚに於ける通過減衰量を２８ｄＢとすることができた。

これに対して、従来例の構成を用いた場合は、誘電体共
振器２５の無負荷Ｑが小さくなることにより、点線曲線
ｇの周波数特性となり、中心周波数１１ＧＨｚに於ける
通過減衰量は約２５ｄＢであった。即ち、本発明の実施
例により無負荷Ｑを高くできることが判り、且つ帯域外
の振幅偏差についても、実線曲線ｆと点線向Ｋｇとを比
較すると判るように、大きくなることはない。

前述の各実施例は、帯域阻止フィルタについて示すもの
であるが、本発明はこれに限定されるものではなく、例
えば、帯域通過フィルタに対しても同様に適用すること
ができるものである。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明は、入力側と出力側とをマ
イクロストリップライン４とすると共に、ＴＥｏ＋δモ
ードの誘電体共振器５と結合するストリップライン１の
λ／２の長さにわたり、その下部の接地導体２を除去し
たものであり、接地導体２の除去部分によりストリップ
ライン１のＱが大きくなると共に、誘電体共振器５に近
接する導体がなくなるから、その無負荷Ｑも太き（なり
、誘電体共振器５とストリップライン１とを近づけて結
合を強くしても、帯域幅が拡がるようなことはなくなる
。従って、各種の帯域特性の誘電体フィルタに於ける振
幅偏差特性を改善することができる利点がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の原理説明図、第２図は本発明の一実施
例の要部斜視図、第３図は本発明の実施例の等価回路、
第４図は本発明の他の実施例の要部斜視図、第５図は本
発明の実施例の周波数特性曲線図、第６図は従来例の誘
電体フィルタの内部を示す上面図、第７図は従来例の誘
電体フィルタの断面図、第８図及び第９図は周波数特性
曲線図、第１０図は振幅偏差特性曲線図である。 １．１１．２１はストリップライン、２，１２．２２は
接地導体、３．１３．２３は誘電体基板、４，１４．２
４はマイクロストリップライン、５．１５．２５は誘電
体共振器、６．１６は接地導体の除去部分、１７．２７
は支持体である。 本発明の原理説明図 第１図 本発明の実施例の等価回路 第３図 本発明の一実施例の要部斜視図 本発明の他の実施例の要部斜視図 周波数（ＭＨｚ） 本児明の実施例の周波数特性曲線図 第５図 従来例の諺電体フィルタの内部を示す上面図従来例の諺
電体フィルタの断面図 第７図 周波数（ＭＨｚ） ８Ｍ数（ＭＨｚ） 周波数特性曲線図 第９図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 　表面にストリップライン（１）を有し、裏面に接地導
   体（２）を有する誘電体基板（３）からなるマイクロス
   トリップライン（４）を、入力側と出力側とに設け、Ｔ
   Ｅ＿０＿１＿δモードの誘電体共振器（５）と結合する
   前記ストリップライン（１）のλ／２（λ＝波長）の長
   さにわたり、少なくとも該ストリップライン（１）の下
   部の前記接地導体（２）を除去した構成とした ことを特徴とする誘電体フィルタ。