JP7460508B2 - Power Conversion Equipment - Google Patents

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Description

本発明は、電力変換装置に関する。 The present invention relates to a power conversion device.

ハイブリッド自動車や電気自動車等の車両には、モータを制御する電力変換装置が搭載されている。電力変換装置は、インバータ回路を備え、インバータ回路内のスイッチング素子を動作させることで、バッテリから供給される直流電力を交流電力に変換してモータを駆動している。また、モータが外力によって回転された場合は、モータは発電機として機能し、交流電力を直流電力に変換してバッテリを充電する。 Vehicles such as hybrid cars and electric cars are equipped with power conversion devices that control motors. The power conversion device includes an inverter circuit, and operates a switching element in the inverter circuit to convert direct current power supplied from a battery into alternating current power to drive a motor. Furthermore, when the motor is rotated by an external force, the motor functions as a generator, converting AC power to DC power and charging the battery.

モータが外力によって回転されている場合に、バッテリへの直流電力の入力が遮断されると、インバータ回路の正極と負極の間に設けられた平滑コンデンサがモータの誘起電力によって充電され、その電圧が上昇する。このような場合に、インバータ回路の各相の上アームもしくは下アームのすべてのスイッチング素子をオンにして三相短絡することにより、スイッチング素子を保護している。このような三相短絡時にはスイッチング素子に通常動作時よりも多くの電流が流れ、スイッチング素子が発熱する。 When the motor is being rotated by an external force and the input of DC power to the battery is cut off, the smoothing capacitor installed between the positive and negative electrodes of the inverter circuit is charged by the motor's induced power, and its voltage increases. Rise. In such a case, the switching elements are protected by turning on all switching elements of the upper arm or lower arm of each phase of the inverter circuit to short-circuit the three phases. When such a three-phase short circuit occurs, more current flows through the switching element than during normal operation, and the switching element generates heat.

特許文献１には、スイッチング素子の温度情報、インバータの直流側電圧情報等に応じてゲート駆動回路の電源電圧を変化させ、スイッチング素子のゲート電圧を調整することが記載されている。 Patent Document 1 describes adjusting the gate voltage of the switching element by changing the power supply voltage of the gate drive circuit according to temperature information of the switching element, DC side voltage information of the inverter, and the like.

特開２００７－８９３２５号公報Japanese Patent Application Publication No. 2007-89325

特許文献１では、三相短絡については考慮されておらず、通常動作より多くの電流が流れる三相短絡においてスイッチング素子の発熱を低減することができない。 Patent Document 1 does not take into consideration three-phase short circuits, and is therefore unable to reduce heat generation in the switching elements in a three-phase short circuit, in which a larger current flows than in normal operation.

本発明による電力変換装置は、インバータ回路の上アームおよび下アームを構成するスイッチング素子のオン／オフを制御する電力変換装置であって、前記スイッチング素子のオン／オフを制御して直流電力と交流電力との間で電力変換を行う第１制御モードと、前記上アームまたは前記下アームのいずれか一方の全てのスイッチング素子をオンにしてモータの巻線間を短絡する第２制御モードと、を有し、前記第２制御モードにおいて、前記上アームまたは前記下アームのいずれか一方の前記スイッチング素子のゲート電極に印加する第２ゲート電圧は、前記第１制御モードにおいて前記スイッチング素子のゲート電極に印加する第１ゲート電圧よりも高く設定する。 A power conversion device according to the present invention is a power conversion device that controls on/off of switching elements constituting an upper arm and a lower arm of an inverter circuit, and the power conversion device controls on/off of the switching elements to convert DC power and AC power. a first control mode in which power is converted to and from electric power; and a second control mode in which all switching elements of either the upper arm or the lower arm are turned on to short-circuit the windings of the motor. In the second control mode, the second gate voltage applied to the gate electrode of the switching element of either the upper arm or the lower arm is applied to the gate electrode of the switching element in the first control mode. The voltage is set higher than the first gate voltage to be applied.

本発明によれば、通常動作より多くの電流が流れる三相短絡時においてスイッチング素子の発熱を低減することができる。 According to the present invention, it is possible to reduce heat generation of the switching element during a three-phase short circuit in which more current flows than in normal operation.

電力変換装置の全体構成図である。FIG. 1 is an overall configuration diagram of a power conversion device. インバータ回路の回路構成図である。FIG. 3 is a circuit configuration diagram of an inverter circuit. ゲート駆動電源回路の回路構成図である。FIG. 3 is a circuit configuration diagram of a gate drive power supply circuit. （Ａ）（Ｂ）三相短絡時のタイムチャートである。13A and 13B are time charts showing a three-phase short circuit. 上アームの三相短絡時のタイムチャートである。13 is a time chart when a three-phase short circuit occurs in the upper arm. 下アームの三相短絡時のタイムチャートである。This is a time chart when a three-phase short circuit occurs in the lower arm. ゲート駆動回路の回路構成図である。FIG. 3 is a circuit configuration diagram of a gate drive circuit. スイッチング素子のドレイン電極－ソース電極間の電圧とドレイン電流との関係を示すグラフである。3 is a graph showing the relationship between the voltage between the drain electrode and the source electrode of a switching element and the drain current. ゲート駆動回路の他の例を示す回路構成図である。FIG. 7 is a circuit configuration diagram showing another example of the gate drive circuit. スイッチング素子のコレクタ電極－ミッタ電極間の電圧とコレクタ電流との関係を示すグラフである。3 is a graph showing the relationship between the voltage between the collector electrode and the emitter electrode of a switching element and the collector current.

以下、図面を参照して本発明の実施形態を説明する。以下の記載および図面は、本発明を説明するための例示であって、説明の明確化のため、適宜、省略および簡略化がなされている。本発明は、他の種々の形態でも実施する事が可能である。特に限定しない限り、各構成要素は単数でも複数でも構わない。 Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. The following description and drawings are examples for explaining the present invention, and some parts have been omitted or simplified as appropriate for clarity of explanation. The present invention can also be implemented in various other forms. Unless otherwise specified, each component may be singular or plural.

図面において示す各構成要素の位置、大きさ、形状、範囲などは、発明の理解を容易にするため、実際の位置、大きさ、形状、範囲などを表していない場合がある。このため、本発明は、必ずしも、図面に開示された位置、大きさ、形状、範囲などに限定されない。 The position, size, shape, range, etc. of each component shown in the drawings may not represent the actual position, size, shape, range, etc., in order to facilitate understanding of the invention. Therefore, the present invention is not necessarily limited to the position, size, shape, range, etc. disclosed in the drawings.

同一あるいは同様な機能を有する構成要素が複数ある場合には、同一の符号に異なる添字を付して説明する場合がある。ただし、これらの複数の構成要素を区別する必要がない場合には、添字を省略して説明する場合がある。 When there are multiple components with the same or similar functions, they may be described using the same reference numerals with different subscripts. However, when there is no need to distinguish between these multiple components, the subscripts may be omitted.

図１は、電力変換装置１００の全体構成図である。
電力変換装置１００は、直流電源２００よりコンタクタ３００を介して供給される直流電力を交流電力に変換し、モータ４００を駆動する。また、モータ４００が外力により回転された場合には、モータ４００は発電機として機能し、電力変換装置１００は、交流電力を直流電力に変換して直流電源２００を充電する。直流電源２００は、例えば高電圧バッテリである。 FIG. 1 is an overall configuration diagram of a power conversion device 100.
Power conversion device 100 converts DC power supplied from DC power supply 200 via contactor 300 into AC power, and drives motor 400 . Further, when the motor 400 is rotated by an external force, the motor 400 functions as a generator, and the power conversion device 100 converts AC power to DC power to charge the DC power supply 200. DC power supply 200 is, for example, a high voltage battery.

電力変換装置１００内には、モータ制御回路１１０、インバータ回路１２０、ゲート駆動電源回路１３０などが備えられている。
モータ制御回路１１０は、図示省略した上位コントローラからトルク指令や回転指令などのモータ４００を駆動するための指令を受ける。そして、モータ制御回路１１０は、指令に応じたゲート駆動指令１１０Ｕ、１１０Ｌをそれぞれ、バッファ回路１４０Ｕ、１４０Ｌに出力することで、バッファ回路１４０Ｕ、１４０Ｌを介して、ゲート駆動指令１５８Ｕ、１５８Ｌをゲート駆動回路１５０Ｕ、１５０Ｌに与える。ゲート駆動指令１１０Ｕ、バッファ回路１４０Ｕ、ゲート駆動指令１５８Ｕ、ゲート駆動回路１５０Ｕは、インバータ回路１２０の上アームに対応し、ゲート駆動指令１１０Ｌ、バッファ回路１４０Ｌ、ゲート駆動指令１５８Ｌ、ゲート駆動回路１５０Ｌは、インバータ回路１２０の下アームに対応する。 The power conversion device 100 includes a motor control circuit 110, an inverter circuit 120, a gate drive power supply circuit 130, and the like.
The motor control circuit 110 receives commands for driving the motor 400, such as torque commands and rotation commands, from a higher-level controller (not shown). Then, the motor control circuit 110 outputs the gate drive commands 110U and 110L according to the command to the buffer circuits 140U and 140L, respectively, thereby transmitting the gate drive commands 158U and 158L to the gate drive commands 158U and 158L via the buffer circuits 140U and 140L. It is applied to circuits 150U and 150L. The gate drive command 110U, buffer circuit 140U, gate drive command 158U, and gate drive circuit 150U correspond to the upper arm of the inverter circuit 120, and the gate drive command 110L, buffer circuit 140L, gate drive command 158L, and gate drive circuit 150L correspond to the upper arm of the inverter circuit 120. It corresponds to the lower arm of the inverter circuit 120.

ゲート駆動回路１５０Ｕ、１５０Ｌは、ゲート駆動指令１５８Ｕ、１５８Ｌに応じて、インバータ回路１２０の上アームおよび下アームのスイッチング素子を駆動するゲート駆動信号１５９Ｕ、１５９Ｌを出力する。インバータ回路１２０は、ゲート駆動信号１５９Ｕ、１５９Ｌに応じて各スイッチング素子を駆動させることで、直流電源２００より供給される直流電力を交流電力に変換し、モータ４００を駆動する。インバータ回路１２０は、上アームとして３個、下アームとして３個のスイッチング素子を有する。また、インバータ回路１２０には直流電源２００よりバスバーを介して直流電力が供給される。 The gate drive circuits 150U, 150L output gate drive signals 159U, 159L that drive the switching elements of the upper and lower arms of the inverter circuit 120 in response to the gate drive commands 158U, 158L. The inverter circuit 120 converts the DC power supplied from the DC power source 200 into AC power by driving each switching element in response to the gate drive signals 159U, 159L, and drives the motor 400. The inverter circuit 120 has three switching elements as the upper arm and three switching elements as the lower arm. In addition, the inverter circuit 120 is supplied with DC power from the DC power source 200 via a bus bar.

ゲート駆動回路１５０Ｕは、上アームの３個のスイッチング素子に対応して３個の駆動回路よりなる。ゲート駆動回路１５０Ｌも同様に、下アームの３個のスイッチング素子に対応して３個の駆動回路よりなる。ゲート駆動回路１５０Ｕ、１５０Ｌは、各スイッチング素子に流れる電流を監視する過電流検出部を備え、過電流であることが検出された場合には、過電流検出信号Ｉｅをモータ制御回路１１０へ通知する。 The gate drive circuit 150U consists of three drive circuits corresponding to the three switching elements of the upper arm. Similarly, the gate drive circuit 150L consists of three drive circuits corresponding to the three switching elements of the lower arm. The gate drive circuits 150U and 150L are equipped with an overcurrent detection unit that monitors the current flowing through each switching element, and if an overcurrent is detected, an overcurrent detection signal Ie is sent to the motor control circuit 110.

インバータ回路１２０からモータ４００への出力配線には電流検出器Ｉｄが設けられ、各相の電流値がモータ制御回路１１０へ入力される。電流検出器Ｉｄは２個の例を図示したが、３個備えてもよい。電流検出器Ｉｄが２個の場合は、モータ制御回路１１０が残りの相の電流値を演算によって求める。モータ制御回路１１０は、電流フィードバック制御によりモータ４００のトルクを制御する。 A current detector Id is provided in the output wiring from the inverter circuit 120 to the motor 400, and current values of each phase are input to the motor control circuit 110. Although two current detectors Id are illustrated, three current detectors Id may be provided. When there are two current detectors Id, the motor control circuit 110 calculates the current values of the remaining phases by calculation. Motor control circuit 110 controls the torque of motor 400 by current feedback control.

モータ制御回路１１０は、補助電源回路１１１、安全制御回路１１２を備える。補助電源回路１１１には、低圧バッテリ電源５００から例えば１２Ｖの電力が供給され、ダイオオードＤ１を介して、安全制御回路１１２、ゲート駆動電源回路１３０、高電圧センサ回路９００へ低圧電源を供給する。安全制御回路１１２は、後述の放電指令Ｈａ、三相短絡信号Ｓｐを出力し、インバータ回路１２０を安全な状態に移行させる。 The motor control circuit 110 includes an auxiliary power circuit 111 and a safety control circuit 112. The auxiliary power circuit 111 is supplied with, for example, 12V power from a low-voltage battery power supply 500, and supplies low-voltage power to the safety control circuit 112, the gate drive power supply circuit 130, and the high-voltage sensor circuit 900 via diode D1. The safety control circuit 112 outputs a discharge command Ha and a three-phase short-circuit signal Sp, which will be described later, to transition the inverter circuit 120 to a safe state.

直流電源２００の両極のバスバーには、電力変換時に変動する印加電圧を平滑する平滑コンデンサ６００の他に、バックアップ電源回路７００、アクティブ放電回路８００、高電圧センサ回路９００が並列に接続される。 A backup power supply circuit 700, an active discharge circuit 800, and a high voltage sensor circuit 900 are connected in parallel to the bus bars at both poles of the DC power supply 200, in addition to a smoothing capacitor 600 that smoothes applied voltage that fluctuates during power conversion.

バックアップ電源回路７００は、直流電源２００の電圧を降圧し、ダイオオードＤ２を介して、安全制御回路１１２、ゲート駆動電源回路１３０、高電圧センサ回路９００のバックアップ電源として供給する。直流電源２００が遮断されて、バックアップ電源回路７００から電源が供給されない場合には、補助電源回路１１１により、低圧バッテリ電源５００から供給される電力で、安全制御回路１１２、ゲート駆動電源回路１３０、高電圧センサ回路９００の動作を維持する。 Backup power supply circuit 700 steps down the voltage of DC power supply 200 and supplies it as a backup power supply to safety control circuit 112, gate drive power supply circuit 130, and high voltage sensor circuit 900 via diode D2. When the DC power supply 200 is cut off and power is not supplied from the backup power supply circuit 700, the auxiliary power supply circuit 111 uses the power supplied from the low voltage battery power supply 500 to operate the safety control circuit 112, the gate drive power supply circuit 130, and the high voltage power supply circuit 130. The operation of voltage sensor circuit 900 is maintained.

アクティブ放電回路８００は、電力変換装置１００内の回路が停止した場合等に、バスバーの両極にかかる電圧を放電抵抗Ｒ０を介して放電し、電圧を安全な値まで低下させる。高電圧センサ回路９００は、バスバーの両極にかかる電圧を検知して、検知した電圧情報Ｈｖを安全制御回路１１２へ入力する。安全制御回路１１２は、高電圧センサ回路９００からの電圧情報Ｈｖに基づいて、アクティブ放電回路８００へ放電指令Ｈａを出力する。 When the circuitry in the power conversion device 100 stops, the active discharge circuit 800 discharges the voltage across both poles of the busbar via a discharge resistor R0, lowering the voltage to a safe value. The high-voltage sensor circuit 900 detects the voltage across both poles of the busbar and inputs the detected voltage information Hv to the safety control circuit 112. The safety control circuit 112 outputs a discharge command Ha to the active discharge circuit 800 based on the voltage information Hv from the high-voltage sensor circuit 900.

モータ制御回路１１０は、インバータ回路１２０のスイッチング素子のオン／オフを制御して直流電力と交流電力との間で電力変換を行う第１制御モードと、上アームまたは下アームのいずれか一方の全てのスイッチング素子をオンにしてモータ４００の巻線間を短絡する第２制御モードと、を有する。第２制御モードでは、インバータ回路１２０は三相短絡の状態になる。 The motor control circuit 110 operates in a first control mode in which power is converted between DC power and AC power by controlling on/off of the switching elements of the inverter circuit 120, and in all modes in either the upper arm or the lower arm. and a second control mode in which the switching element of the motor 400 is turned on to short-circuit the windings of the motor 400. In the second control mode, the inverter circuit 120 is in a three-phase short circuit state.

モータ４００が外力によって回転されている場合に、直流電源２００への直流電力の入力が遮断されると、インバータ回路１２０の正極と負極の間に設けられた平滑コンデンサ６００がモータ４００の誘起電力によって充電され、その電圧が上昇する。 When the input of DC power to the DC power supply 200 is interrupted while the motor 400 is being rotated by an external force, the smoothing capacitor 600 provided between the positive and negative electrodes of the inverter circuit 120 is rotated by the induced power of the motor 400. It gets charged and its voltage increases.

高電圧センサ回路９００は、モータ４００の誘起電力によって平滑コンデンサ６００が充電されてバスバーの両極にかかる電圧を検知し、検知した電圧情報Ｈｖを安全制御回路１１２へ入力する。モータ制御回路１１０は、安全制御回路１１２に入力された高電圧センサ回路９００からの電圧情報Ｈｖと直流電源２００への入力の遮断（コンタクタ３００の開放）とを参照し、高電圧が検知され、且つ直流電源２００の入力が遮断されている場合に三相短絡信号Ｓｐを出力して第２制御モードへ移行する。三相短絡信号Ｓｐは、安全制御回路１１２よりゲート駆動電源回路１３０、バッファ回路１４０Ｕ、１４０Ｌへ出力される。バッファ回路１４０Ｕ、１４０Ｌは、三相短絡信号Ｓｐを受けて、インバータ回路１２０の各相の上アームもしくは下アームの全てのスイッチング素子をオンするゲート駆動指令１５８Ｕ、１５８Ｌを出力する。ゲート駆動回路１５０Ｕ、１５０Ｌは、このゲート駆動指令１５８Ｕ、１５８Ｌに応じて、インバータ回路１２０の各相の上アームもしくは下アームの全てのスイッチング素子をオンするゲート駆動信号１５９Ｕ、１５９Ｌを出力する。その結果、インバータ回路１２０の各相の上アームもしくは下アームのすべてのスイッチング素子をオンにして三相短絡する。これにより、スイッチング素子を保護する。 The high-voltage sensor circuit 900 detects the voltage applied to both poles of the busbar when the smoothing capacitor 600 is charged by the induced power of the motor 400, and inputs the detected voltage information Hv to the safety control circuit 112. The motor control circuit 110 refers to the voltage information Hv from the high-voltage sensor circuit 900 input to the safety control circuit 112 and the interruption of the input to the DC power supply 200 (opening of the contactor 300), and outputs a three-phase short-circuit signal Sp when a high voltage is detected and the input to the DC power supply 200 is interrupted, and transitions to the second control mode. The three-phase short-circuit signal Sp is output from the safety control circuit 112 to the gate drive power supply circuit 130 and the buffer circuits 140U and 140L. The buffer circuits 140U and 140L receive the three-phase short-circuit signal Sp and output gate drive commands 158U and 158L that turn on all switching elements of the upper arm or lower arm of each phase of the inverter circuit 120. In response to the gate drive commands 158U and 158L, the gate drive circuits 150U and 150L output gate drive signals 159U and 159L that turn on all switching elements in the upper or lower arms of each phase of the inverter circuit 120. As a result, all switching elements in the upper or lower arms of each phase of the inverter circuit 120 are turned on to create a three-phase short circuit. This protects the switching elements.

ゲート駆動電源回路１３０は、三相短絡信号Ｓｐを受けて、ゲート駆動回路１５０Ｕ、１５０Ｌが出力するゲート駆動信号１５９Ｕ、１５９Ｌの電圧（ゲート駆動電圧）を上げる。すなわち、第２制御モードにおいて、上アームまたは下アームのいずれか一方のスイッチング素子のゲート電極に印加する第２ゲート電圧を、第１制御モードにおいてスイッチング素子のゲート電極に印加する第１ゲート電圧よりも高く設定する。また、バッファ回路１４０Ｕ、１４０Ｌは、三相短絡信号Ｓｐを受けて、インバータ回路１２０の各相の上アームもしくは下アームの全てのスイッチング素子をオンするゲート駆動指令１５８Ｕ、１５８Ｌを出力する。また、モータ制御回路１１０は、ゲート駆動回路１５０Ｕ、１５０Ｌ内の過電流検出部から過電流検出信号Ｉｅを受けた場合には、インバータ回路１２０の各相の上アームおよび下アームの全てのスイッチング素子をオフする。 The gate drive power supply circuit 130 receives the three-phase short-circuit signal Sp and increases the voltage (gate drive voltage) of the gate drive signals 159U, 159L output by the gate drive circuits 150U, 150L. That is, in the second control mode, the second gate voltage applied to the gate electrode of either the upper arm or the lower arm switching element is set higher than the first gate voltage applied to the gate electrode of the switching element in the first control mode. In addition, in response to the three-phase short-circuit signal Sp, the buffer circuits 140U, 140L output gate drive commands 158U, 158L that turn on all switching elements of the upper arm or lower arm of each phase of the inverter circuit 120. In addition, when the motor control circuit 110 receives an overcurrent detection signal Ie from the overcurrent detection unit in the gate drive circuits 150U, 150L, it turns off all switching elements of the upper arm and lower arm of each phase of the inverter circuit 120.

図２は、インバータ回路１２０の回路構成図である。
インバータ回路１２０は、ＵＶＷ相の上下アーム直列回路を有する。Ｕ相上下アーム直列回路は、Ｕ相上アームスイッチング素子Ｔｕｕ及びＵ相上アームダイオードＤｕｕと、Ｕ相下アームスイッチング素子Ｔｕｌ及びＵ相下アームダイオードＤｕｌとよりなる。Ｖ相上下アーム直列回路は、Ｖ相上アームスイッチング素子Ｔｖｕ及びＶ相上アームダイオードＤｖｕと、Ｖ相下アームスイッチング素子Ｔｖｌ及びＶ相下アームダイオードＤｖｌとよりなる。Ｗ相上下アーム直列回路は、Ｗ相上アームスイッチング素子Ｔｗｕ及びＷ相上アームダイオードＤｗｕと、Ｗ相下アームスイッチング素子Ｔｗｌ及びＷ相下アームダイオードＤｗｌとよりなる。 FIG. 2 is a circuit configuration diagram of the inverter circuit 120. As shown in FIG.
The inverter circuit 120 has UVW-phase upper and lower arm series circuits. The U-phase upper and lower arm series circuit is made up of a U-phase upper arm switching element Tuu and a U-phase upper arm diode Duu, and a U-phase lower arm switching element Tul and a U-phase lower arm diode Dul. The V-phase upper and lower arm series circuit is made up of a V-phase upper arm switching element Tvu and a V-phase upper arm diode Dvu, and a V-phase lower arm switching element Tvl and a V-phase lower arm diode Dvl. The W-phase upper and lower arm series circuit is made up of a W-phase upper arm switching element Twu and a W-phase upper arm diode Dwu, and a W-phase lower arm switching element Twl and a W-phase lower arm diode Dwl.

上アームは、Ｕ相上アームスイッチング素子Ｔｕｕ及びＵ相上アームダイオードＤｕｕと、Ｖ相上アームスイッチング素子Ｔｖｕ及びＶ相上アームダイオードＤｖｕと、Ｗ相上アームスイッチング素子Ｔｗｕ及びＷ相上アームダイオードＤｗｕとを有する。下アームは、Ｕ相下アームスイッチング素子Ｔｕｌ及びＵ相下アームダイオードＤｕｌと、Ｖ相下アームスイッチング素子Ｔｖｌ及びＶ相下アームダイオードＤｖｌと、Ｗ相下アームスイッチング素子Ｔｗｌ及びＷ相下アームダイオードＤｗｌとを有する。これらのスイッチング素子を以下ではスイッチング素子１２１と称する。スイッチング素子１２１は、ＭＯＳＦＥＴ(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)の例を示したが、ＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)やその他の素子であってもよい。 The upper arm includes a U-phase upper arm switching element Tuu and a U-phase upper arm diode Duu, a V-phase upper arm switching element Tvu and a V-phase upper arm diode Dvu, a W-phase upper arm switching element Twu and a W-phase upper arm diode Dwu. and has. The lower arm includes a U-phase lower arm switching element Tul, a U-phase lower arm diode Dul, a V-phase lower arm switching element Tvl, a V-phase lower arm diode Dvl, a W-phase lower arm switching element Twl, and a W-phase lower arm diode Dwl. and has. These switching elements will be referred to as switching elements 121 below. Although the switching element 121 is an example of a MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor), it may be an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) or other element.

インバータ回路１２０にはバスバーの正極Ｂ＋および負極Ｂ－が接続され、直流電力が供給される。各スイッチング素子１２１のゲート電極には、ゲート駆動回路１５０Ｕ、１５０Ｌよりゲート駆動信号１５９Ｕ、１５９Ｌが入力される。なお、以降の説明において、一つのスイッチング素子１２１のゲート電極に入力されるゲート駆動信号をゲート駆動信号１５９Ｘと称する。ＵＶＷ相の上下アーム直列回路の各上下アーム接続点から交流配線が導出され、モータ４００の巻線へ接続される。 The inverter circuit 120 is connected to the positive pole B+ and negative pole B- of the bus bar and is supplied with DC power. Gate drive signals 159U and 159L are input from gate drive circuits 150U and 150L to the gate electrodes of each switching element 121. In the following explanation, the gate drive signal input to the gate electrode of one switching element 121 is referred to as gate drive signal 159X. AC wiring is led out from each upper and lower arm connection point of the upper and lower arm series circuit of the UVW phases and connected to the windings of the motor 400.

図３は、ゲート駆動電源回路１３０の回路構成図である。ゲート駆動電源回路１３０は絶縁型フライバックコンバータ方式を採用している。
図３に示すように、ゲート駆動電源回路１３０は、トランス１３１、電源制御ＩＣ１３２を備える。 3 is a circuit configuration diagram of the gate drive power supply circuit 130. The gate drive power supply circuit 130 employs an isolated flyback converter system.
As shown in FIG. 3 , the gate drive power supply circuit 130 includes a transformer 131 and a power supply control IC 132 .

トランス１３１の一次側と二次側には、一次側の巻線１３３と、複数の二次側巻線回路１３４と、フィードバック巻線回路１３５を備える。
トランス１３１の一次側には、１２Ｖの低圧電源から巻線１３３を介してＦＥＴ１３６、抵抗Ｒ１３が直列に接続されている。ＦＥＴ１３６のゲートには、電源制御ＩＣ１３２の端子ＯＵＴより抵抗Ｒ１４を介して信号が入力される。また、ＦＥＴ１３６と抵抗Ｒ１３の接続点には電源制御ＩＣ１３２の端子ＣＳが接続される。なお、本実施形態では電源の入力として１２Ｖの低圧電源を用いているが、発明としてはこれに限られず、高圧対応を施した上で高圧電源を入力としてもよい。 The primary and secondary sides of the transformer 131 are provided with a primary winding 133, a plurality of secondary winding circuits 134, and a feedback winding circuit 135.
A FET 136 and a resistor R13 are connected in series to the primary side of the transformer 131 via a winding 133 from a 12V low voltage power source. A signal is input to the gate of the FET 136 from the terminal OUT of the power supply control IC 132 via the resistor R14. Further, the terminal CS of the power supply control IC 132 is connected to the connection point between the FET 136 and the resistor R13. In this embodiment, a 12V low-voltage power source is used as the power input, but the invention is not limited to this, and a high-voltage power source may be input after providing high-voltage support.

各二次側巻線回路１３４は、巻線とダイオードＤ１３の直列回路にコンデンサＣ１３が並列に接続され、ダイオードＤ１３を介してゲート駆動電圧Ｖｇが出力される。ゲート駆動電圧Ｖｇは、インバータ回路１２０の各スイッチング素子１２１のゲート電極に印加する電圧の電源である。 In each secondary winding circuit 134, a capacitor C13 is connected in parallel to a series circuit of a winding and a diode D13, and a gate drive voltage Vg is output via the diode D13. The gate drive voltage Vg is the power source of the voltage applied to the gate electrode of each switching element 121 of the inverter circuit 120.

フィードバック巻線回路１３５は、巻線とダイオードＤ１４の直列回路にコンデンサＣ１４が並列に接続され、ダイオードＤ１４を介してフィードバック巻線の一端から電源が出力される。フィードバック巻線の他端は負極のバスバーと同電位ＨＶ＿Ｎである。さらに、コンデンサＣ１４と並列に、抵抗Ｒ１５と抵抗Ｒ１６との直列回路が接続され、抵抗Ｒ１６と並列に、抵抗Ｒ１７とＦＥＴ１３７との直列回路が接続される。ＦＥＴ１３７のゲートには、モータ制御回路１１０より三相短絡信号Ｓｐが入力される。そして、抵抗Ｒ１５と抵抗Ｒ１６で分圧した電圧を電源制御ＩＣ１３２のフィードバック端子ＦＢに入力する。 In the feedback winding circuit 135, a capacitor C14 is connected in parallel to a series circuit of a winding and a diode D14, and power is output from one end of the feedback winding via the diode D14. The other end of the feedback winding is at the same potential HV_N as the negative bus bar. Furthermore, a series circuit of resistors R15 and R16 is connected in parallel to the capacitor C14, and a series circuit of resistors R17 and FET137 is connected in parallel to the resistor R16. A three-phase short-circuit signal Sp is input to the gate of FET137 from the motor control circuit 110. Then, the voltage divided by resistors R15 and R16 is input to the feedback terminal FB of the power supply control IC132.

電源制御ＩＣ１３２は、ＦＥＴ１３６をオンすることにより、トランス１３１の１次側の巻線に電流を流す。１次側の巻線に電流を流すことで、トランス１３１に磁気エネルギーを蓄積し、電源制御ＩＣ１３２がＦＥＴ１３６をオフすると、トランス１３１の２次側の複数の巻線に誘起電圧を生じさせる。 By turning on FET 136, the power supply control IC 132 passes a current through the primary winding of the transformer 131. By passing a current through the primary winding, magnetic energy is accumulated in the transformer 131, and when the power supply control IC 132 turns off FET 136, an induced voltage is generated in the multiple windings on the secondary side of the transformer 131.

電源制御ＩＣ１３２によりＦＥＴ１３６のスイッチングが繰り返されることで、２次側の巻線に誘起電圧が断続的に生じ、二次側巻線回路１３４のダイオードＤ１３とコンデンサＣ１３により平滑化され、ゲート駆動電圧Ｖｇを供給する。電源制御ＩＣ１３２は、フィードバック端子ＦＢの入力電圧が一定になるように、ＦＥＴ１３６のスイッチングを制御し、フィードバック巻線の出力とゲート駆動電圧Ｖｇの電圧を一定に安定させる。 By repeatedly switching FET 136 by the power supply control IC 132, an induced voltage is intermittently generated in the secondary winding, which is smoothed by diode D13 and capacitor C13 of the secondary winding circuit 134 to supply the gate drive voltage Vg. The power supply control IC 132 controls the switching of FET 136 so that the input voltage of the feedback terminal FB is constant, and stabilizes the output of the feedback winding and the gate drive voltage Vg at a constant voltage.

ＦＥＴ１３７のゲートに、モータ制御回路１１０より三相短絡信号Ｓｐが入力された場合は、ＦＥＴ１３７が導通状態になり、抵抗Ｒ１７が接続される。これにより、フィードバック巻線出力に接続する抵抗分割回路の分圧比が変更され、各二次側巻線回路１３４より出力されるゲート駆動電圧Ｖｇの電圧を高くする。すなわち、ゲート駆動電源回路１３０は、トランス１３１の二次側に設けたフィードバック巻線にかかる抵抗値を第２制御モードで入力される三相短絡信号Ｓｐによって変更して、二次側巻線より出力されるゲート駆動電圧Ｖｇを第１ゲート電圧から第２ゲート電圧に変更する。 When the three-phase short circuit signal Sp is input from the motor control circuit 110 to the gate of the FET 137, the FET 137 becomes conductive and the resistor R17 is connected. As a result, the voltage division ratio of the resistance divider circuit connected to the feedback winding output is changed, and the voltage of the gate drive voltage Vg output from each secondary winding circuit 134 is increased. That is, the gate drive power supply circuit 130 changes the resistance value applied to the feedback winding provided on the secondary side of the transformer 131 by the three-phase short circuit signal Sp input in the second control mode, and The output gate drive voltage Vg is changed from the first gate voltage to the second gate voltage.

図３では、二次側巻線回路１３４を６個備え、インバータ回路１２０の上アームおよび下アームのスイッチング素子１２１のゲート電極に電源として印加する第２ゲート電圧を一括して高くする例を示した。しかし、三相短絡する上アームまたは下アームのいずれか一方のスイッチング素子１２１のゲート電極に電源として印加する第２ゲート電圧を高くしてもよい。この場合は、図３に示したゲート駆動電源回路１３０を２個備え、ゲート駆動電源回路１３０は、二次側巻線回路１３４を３個備えた構成とし、一方のゲート駆動電源回路１３０より上アームのゲート電極へ、他方のゲート駆動電源回路１３０より下アームのゲート電極へ電源電圧として印加する。 FIG. 3 shows an example in which six secondary winding circuits 134 are provided, and the second gate voltage applied as a power source to the gate electrodes of the switching elements 121 in the upper and lower arms of the inverter circuit 120 is raised all at once. Ta. However, the second gate voltage applied as a power source to the gate electrode of the switching element 121 of either the upper arm or the lower arm that short-circuits the three phases may be increased. In this case, two gate drive power supply circuits 130 shown in FIG. A power supply voltage is applied to the gate electrode of the lower arm from the other gate drive power supply circuit 130 to the gate electrode of the lower arm.

図４（Ａ）、図４（Ｂ）は、三相短絡時のタイムチャートである。図４（Ａ）は、本実施形態を適用しない場合を、図４（Ｂ）は、本実施形態を適用した場合を示す。各図において、（ａ）は、上アームのＰＷＭ信号を、（ｂ）は、下アームのＰＷＭ信号を、（ｃ）は、三相短絡信号Ｓｐを、（ｄ）は、ゲート電圧を示す。 FIG. 4(A) and FIG. 4(B) are time charts when three phases are short-circuited. FIG. 4(A) shows a case where this embodiment is not applied, and FIG. 4(B) shows a case where this embodiment is applied. In each figure, (a) shows the PWM signal of the upper arm, (b) shows the PWM signal of the lower arm, (c) shows the three-phase short circuit signal Sp, and (d) shows the gate voltage.

図４（Ａ）の（ｃ）に示す三相短絡信号Ｓｐが入力される前は、モータ制御回路１１０より、インバータ回路１２０の上アームおよび下アームのスイッチング素子１２１へ（ａ）に示す上アームへのＰＷＭ信号と、（ｂ）に示す下アームのＰＷＭ信号とが出力されている。（ｃ）に示す三相短絡信号Ｓｐが入力されると、モータ制御回路１１０は、ＰＷＭ信号の出力を停止し、上アームまたは下アームのスイッチング素子１２１をオンし、三相短絡を行う。本実施形態を適用しない場合は、（ｄ）に示すように、駆動源として印加されているゲート電圧は、三相短絡信号Ｓｐの入力後も変わらない。 Before the three-phase short circuit signal Sp shown in (c) of FIG. A PWM signal for the lower arm and a PWM signal for the lower arm shown in (b) are output. When the three-phase short circuit signal Sp shown in (c) is input, the motor control circuit 110 stops outputting the PWM signal, turns on the switching element 121 of the upper arm or the lower arm, and performs a three-phase short circuit. When this embodiment is not applied, as shown in (d), the gate voltage applied as the drive source does not change even after the three-phase short circuit signal Sp is input.

一方、本実施形態を適用した場合は、図４（Ｂ）の（ｃ）に示す三相短絡信号Ｓｐが入力される前は、すなわち第１制御モードでは、モータ制御回路１１０より、インバータ回路１２０の上アームおよび下アームのスイッチング素子１２１へ（ａ）に示す上アームへのＰＷＭ信号と、（ｂ）に示す下アームのＰＷＭ信号とが出力されている。（ｃ）に示す三相短絡信号Ｓｐが入力されると、すなわち第２制御モードでは、モータ制御回路１１０は、ＰＷＭ信号の出力を停止し、上アームまたは下アームのスイッチング素子１２１をオンし、三相短絡を行う。安全制御を解除してよい条件になった場合は、三相短絡信号Ｓｐが入力されなくなり、それに合わせてゲート電圧も元に戻る。 On the other hand, when this embodiment is applied, before the three-phase short circuit signal Sp shown in (c) of FIG. 4B is input, that is, in the first control mode, the inverter circuit 120 A PWM signal for the upper arm shown in (a) and a PWM signal for the lower arm shown in (b) are output to the switching elements 121 of the upper arm and lower arm. When the three-phase short circuit signal Sp shown in (c) is input, that is, in the second control mode, the motor control circuit 110 stops outputting the PWM signal, turns on the switching element 121 of the upper arm or the lower arm, Perform a three-phase short circuit. When conditions are met that allow the safety control to be canceled, the three-phase short circuit signal Sp is no longer input, and the gate voltage is also returned to its original state accordingly.

本実施形態では、図３を参照して説明したように、三相短絡信号Ｓｐがゲート駆動電源回路１３０に入力され、ゲート駆動電源回路１３０は、（ｄ）に示すように、駆動源として印加されているゲート電圧を上げる。この例では、インバータ回路１２０の上アームおよび下アームのスイッチング素子１２１のゲート電極に電源として印加する第２ゲート電圧を高くする例を示した。 In this embodiment, as described with reference to FIG. 3, the three-phase short-circuit signal Sp is input to the gate drive power supply circuit 130, and the gate drive power supply circuit 130 increases the gate voltage applied as a drive source, as shown in (d). In this example, an example is shown in which the second gate voltage applied as a power source to the gate electrodes of the switching elements 121 of the upper and lower arms of the inverter circuit 120 is increased.

図５は、上アームの三相短絡時のタイムチャートである。（ａ）は、上アームへのＰＷＭ信号を、（ｂ）は、下アームへのＰＷＭ信号を、（ｃ）は、上アームへの三相短絡信号Ｓｐを、（ｄ）は、下アームへの三相短絡信号Ｓｐを、（ｅ）は、上アームのゲート電圧を、（ｆ）は、下アームのゲート電圧を示す。 Figure 5 is a time chart when the upper arm is three-phase short-circuited. (a) shows the PWM signal to the upper arm, (b) shows the PWM signal to the lower arm, (c) shows the three-phase short-circuit signal Sp to the upper arm, (d) shows the three-phase short-circuit signal Sp to the lower arm, (e) shows the gate voltage of the upper arm, and (f) shows the gate voltage of the lower arm.

図５に示すタイムチャートは、図３に示したゲート駆動電源回路１３０を２個備え、ゲート駆動電源回路１３０は、二次側巻線回路１３４を３個備えた構成とし、一方のゲート駆動電源回路１３０より上アームのゲート電極へ、他方のゲート駆動電源回路１３０より下アームのゲート電極へ電源電圧として印加する構成の場合を示す。 The time chart shown in FIG. 5 has a configuration in which two gate drive power supply circuits 130 shown in FIG. 3 are provided, and the gate drive power supply circuit 130 is provided with three secondary winding circuits 134. A case is shown in which a power supply voltage is applied from the circuit 130 to the gate electrode of the upper arm, and from the other gate drive power supply circuit 130 to the gate electrode of the lower arm.

図５の（ｃ）に示す三相短絡信号Ｓｐが入力される前は、モータ制御回路１１０より、インバータ回路１２０の上アームおよび下アームのスイッチング素子１２１へ（ａ）に示す上アームへのＰＷＭ信号と、（ｂ）に示す下アームのＰＷＭ信号とが出力されている。（ｃ）に示す上アームの三相短絡信号Ｓｐが入力されると、すなわち第２制御モードでは、モータ制御回路１１０は、ＰＷＭ信号の出力を停止し、上アームのスイッチング素子１２１をオンし、三相短絡を行う。この時、三相短絡信号Ｓｐが上アーム用のゲート駆動電源回路１３０に入力され、ゲート駆動電源回路１３０は、（ｅ）に示すように、駆動源として印加されているゲート電圧を上げる。この例では、インバータ回路１２０の上アームのスイッチング素子１２１のゲート電極に電源として印加する第２ゲート電圧を高くする。なお、（ｄ）に示す下アームへの三相短絡信号Ｓｐは入力されず、（ｆ）に示す下アームのゲート電圧は変更されない。 Before the three-phase short circuit signal Sp shown in FIG. 5(c) is input, the motor control circuit 110 sends PWM to the upper arm shown in FIG. The signal and the PWM signal of the lower arm shown in (b) are output. When the upper arm three-phase short circuit signal Sp shown in (c) is input, that is, in the second control mode, the motor control circuit 110 stops outputting the PWM signal, turns on the upper arm switching element 121, Perform a three-phase short circuit. At this time, the three-phase short circuit signal Sp is input to the gate drive power supply circuit 130 for the upper arm, and the gate drive power supply circuit 130 increases the gate voltage applied as a drive source, as shown in (e). In this example, the second gate voltage applied as a power source to the gate electrode of the switching element 121 in the upper arm of the inverter circuit 120 is increased. Note that the three-phase short circuit signal Sp shown in (d) to the lower arm is not input, and the gate voltage of the lower arm shown in (f) is not changed.

図６は、下アームの三相短絡時のタイムチャートである。（ａ）は、上アームへのＰＷＭ信号を、（ｂ）は、下アームへのＰＷＭ信号を、（ｃ）は、上アームへの三相短絡信号Ｓｐを、（ｄ）は、下アームへの三相短絡信号Ｓｐを、（ｅ）は、上アームのゲート電圧を、（ｆ）は、下アームのゲート電圧を示す。 Figure 6 is a time chart when the lower arm is three-phase short-circuited. (a) shows the PWM signal to the upper arm, (b) shows the PWM signal to the lower arm, (c) shows the three-phase short-circuit signal Sp to the upper arm, (d) shows the three-phase short-circuit signal Sp to the lower arm, (e) shows the gate voltage of the upper arm, and (f) shows the gate voltage of the lower arm.

図６に示すタイムチャートは、図３に示したゲート駆動電源回路１３０を２個備え、ゲート駆動電源回路１３０は、二次側巻線回路１３４を３個備えた構成とし、一方のゲート駆動電源回路１３０より上アームのゲート電極へ、他方のゲート駆動電源回路１３０より下アームのゲート電極へ電源電圧として印加する構成の場合を示す。 The time chart shown in FIG. 6 shows a configuration in which two gate drive power supply circuits 130 shown in FIG. 3 are provided, and the gate drive power supply circuits 130 are provided with three secondary winding circuits 134, and a power supply voltage is applied from one gate drive power supply circuit 130 to the gate electrode of the upper arm, and from the other gate drive power supply circuit 130 to the gate electrode of the lower arm.

図６の（ｄ）に示す三相短絡信号Ｓｐが入力される前は、モータ制御回路１１０より、インバータ回路１２０の上アームおよび下アームのスイッチング素子１２１へ（ａ）に示す上アームへのＰＷＭ信号と、（ｂ）に示す下アームのＰＷＭ信号とが出力されている。（ｄ）に示す下アームの三相短絡信号Ｓｐが入力されると、すなわち第２制御モードでは、モータ制御回路１１０は、ＰＷＭ信号の出力を停止し、下アームのスイッチング素子１２１をオンし、三相短絡を行う。この時、三相短絡信号Ｓｐが下アーム用のゲート駆動電源回路１３０に入力され、ゲート駆動電源回路１３０は、（ｆ）に示すように、駆動源として印加されているゲート電圧を上げる。この例では、インバータ回路１２０の下アームのスイッチング素子１２１のゲート電極に電源として印加する第２ゲート電圧を高くする。なお、（ｃ）に示す上アームへの三相短絡信号Ｓｐは入力されず、（ｅ）に示す上アームのゲート電圧は変更されない。 6(d) is input, the motor control circuit 110 outputs the PWM signal to the upper arm shown in (a) and the PWM signal to the lower arm shown in (b) to the switching elements 121 of the upper and lower arms of the inverter circuit 120. When the three-phase short-circuit signal Sp to the lower arm shown in (d) is input, that is, in the second control mode, the motor control circuit 110 stops outputting the PWM signal, turns on the switching element 121 of the lower arm, and performs three-phase short-circuiting. At this time, the three-phase short-circuit signal Sp is input to the gate drive power circuit 130 for the lower arm, and the gate drive power circuit 130 increases the gate voltage applied as a drive source as shown in (f). In this example, the second gate voltage applied as a power source to the gate electrode of the switching element 121 of the lower arm of the inverter circuit 120 is increased. Note that the three-phase short-circuit signal Sp to the upper arm shown in (c) is not input, and the gate voltage of the upper arm shown in (e) is not changed.

図７は、ゲート駆動回路１５０の回路構成図である。
図７では、例えば、図２に示したスイッチング素子１２１Ｔｕｕ及びダイオードＤｕｕを一例とし、これを総称してスイッチング素子１２１としている。すなわち、図７では、インバータ回路１２０を構成する６個のスイッチング素子の１素子分を示す。スイッチング素子Ｔｕｕは、ＭＯＳＦＥＴの場合を例に説明する。 FIG. 7 is a circuit configuration diagram of the gate drive circuit 150.
In FIG. 7, for example, the switching element 121Tuu and the diode Duu shown in FIG. 2 are taken as an example, and are collectively referred to as the switching element 121. That is, FIG. 7 shows one element of the six switching elements that constitute the inverter circuit 120. The switching element Tuu will be explained using a MOSFET as an example.

図７に示すように、１素子分のスイッチング素子１２１に対応して、ゲート駆動回路１５０を備える。図２に示したゲート駆動回路１５０Ｕは上アームに対応して、図７に示したゲート駆動回路１５０を３個備え、ゲート駆動回路１５０Ｌは下アームに対応して、図７に示したゲート駆動回路１５０を３個備える。なお、以降の説明において、一つのゲート駆動回路１５０に入力されるゲート駆動指令をゲート駆動指令１５８Ｘと称する。図７に示すように、ゲート駆動回路１５０には、ゲート駆動指令１５８Ｘが入力され、ゲート駆動信号１５９Ｘがスイッチング素子１２１のゲート電極に入力される。 As shown in FIG. 7, a gate drive circuit 150 is provided corresponding to one switching element 121. The gate drive circuit 150U shown in FIG. 2 is provided with three gate drive circuits 150 shown in FIG. 7 corresponding to the upper arm, and the gate drive circuit 150L is provided with three gate drive circuits 150 shown in FIG. Three circuits 150 are provided. Note that in the following description, a gate drive command input to one gate drive circuit 150 will be referred to as a gate drive command 158X. As shown in FIG. 7, a gate drive command 158X is input to the gate drive circuit 150, and a gate drive signal 159X is input to the gate electrode of the switching element 121.

また、ゲート駆動回路１５０には、ゲート駆動電源回路１３０よりゲート駆動電圧Ｖｇが供給される。ゲート駆動電源回路１３０は、第１制御モードにおいては第１ゲート電圧を、第２制御モードにおいては、第１ゲート電圧よりも高い第２ゲート電圧をゲート駆動電圧Ｖｇとして供給する。 Further, the gate drive circuit 150 is supplied with a gate drive voltage Vg from the gate drive power supply circuit 130. The gate drive power supply circuit 130 supplies a first gate voltage as the gate drive voltage Vg in the first control mode, and supplies a second gate voltage higher than the first gate voltage in the second control mode.

ゲート駆動回路１５０は、電圧変換回路１５１、ゲートドライバＩＣ１５２を備える。ゲートドライバＩＣ１５２内には、ゲート駆動部１５３、過電流検出部１５４、フォルト管理部１５５を備える。
ゲート駆動部１５３は、ゲート駆動電源回路１３０より供給されたるゲート駆動電圧Ｖｇにより、ゲート駆動指令１５８Ｘの入力に応じてゲート駆動信号１５９Ｘをスイッチング素子１２１のゲートに出力し、スイッチング素子１２１を駆動する。 The gate drive circuit 150 includes a voltage conversion circuit 151 and a gate driver IC 152. The gate driver IC 152 includes a gate drive unit 153, an overcurrent detection unit 154, and a fault management unit 155.
The gate driver 153 outputs a gate drive signal 159X to the gate of the switching element 121 in response to the input of a gate drive command 158X, using a gate drive voltage Vg supplied from the gate drive power supply circuit 130, to drive the switching element 121.

電圧変換回路１５１は、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３の直列回路を、ゲート駆動電圧Ｖｇとスイッチング素子１２１のソース電極の間に設ける。さらに、抵抗Ｒ１、Ｒ２の接続点よりダイオードＤ４を介してスイッチング素子１２１のドレイン電極に接続する。また、抵抗Ｒ３と並列にキャパシタＣ４を接続する。 The voltage conversion circuit 151 includes a series circuit of resistors R1, R2, and R3 between the gate drive voltage Vg and the source electrode of the switching element 121. Furthermore, the connection point between the resistors R1 and R2 is connected to the drain electrode of the switching element 121 via the diode D4. Further, a capacitor C4 is connected in parallel with the resistor R3.

過電流検出部１５４には、キャパシタＣ４の両極が入力され、スイッチング素子１２１の過電流状態をソース電極とドレイン電極との間の電圧によって検知する。すなわち、過電流検出部１５４は、スイッチング素子１２１のソース電極とドレイン電極との間の電圧が所定の閾値電圧VDET2を上回った場合に、スイッチング素子１２１が過電流状態であることを検出する。 Both poles of the capacitor C4 are input to the overcurrent detection section 154, and the overcurrent state of the switching element 121 is detected by the voltage between the source electrode and the drain electrode. That is, the overcurrent detection unit 154 detects that the switching element 121 is in an overcurrent state when the voltage between the source electrode and the drain electrode of the switching element 121 exceeds a predetermined threshold voltage V DET2 .

フォルト管理部１５５は、過電流検出部１５４で過電流が検出された場合に、過電流検出信号Ｉｅをモータ制御回路１１０へ通知する。さらに、過電流であることをゲート駆動部１５３へ通知する。ゲート駆動部１５３は、スイッチング素子１２１をオフするなどの過電流保護動作を行う。 When an overcurrent is detected by the overcurrent detection unit 154, the fault management unit 155 notifies the motor control circuit 110 of an overcurrent detection signal Ie. It also notifies the gate drive unit 153 that an overcurrent has occurred. The gate drive unit 153 performs an overcurrent protection operation, such as turning off the switching element 121.

図８は、スイッチング素子１２１のドレイン電極－ソース電極間の電圧Ｖｄｓとドレイン電流Ｉｄとの関係を示すグラフである。スイッチング素子１２１がＭＯＳＦＥＴの場合を例に説明する。
図８の実線Ｍ１は、第１制御モードにおけるスイッチング素子１２１のゲート電極－ソース電極間電圧Ｖｇｓを示し、実線Ｍ２は、第２制御モードにおけるスイッチング素子１２１のゲート電極－ソース電極間電圧Ｖｇｓを示す。実線Ｍ１では、Ｖｇｓ＝１８Ｖ、実線Ｍ２では、Ｖｇｓ＝２０Ｖを一例として示す。 FIG. 8 is a graph showing the relationship between the voltage Vds between the drain electrode and the source electrode of the switching element 121 and the drain current Id. The case where the switching element 121 is a MOSFET will be explained as an example.
The solid line M1 in FIG. 8 indicates the voltage Vgs between the gate electrode and the source electrode of the switching element 121 in the first control mode, and the solid line M2 indicates the voltage Vgs between the gate electrode and the source electrode of the switching element 121 in the second control mode. . As an example, the solid line M1 shows Vgs=18V, and the solid line M2 shows Vgs=20V.

本実施形態を適用しない場合は、第１制御モードのみであり、第２制御モードは存在しない。この場合は、実線Ｍ１で示すように、過電流を検知する閾値電圧VDET1は、三相短絡時の最大電流IASCを想定し、三相短絡時のドレイン電極－ソース電極間の電圧VASC1より高い電圧に設定する必要がある。これは、インバータ回路１２０を過電圧から保護する三相短絡動作時に、過電流検知により、三相短絡が解除されて、過電圧が引き起こされないようにするためである。なお、閾値電圧VDET1における検知電流IDET1は大きな値である。 When this embodiment is not applied, only the first control mode exists and the second control mode does not exist. In this case, as shown by the solid line M1, the threshold voltage V DET1 for detecting overcurrent is the voltage V ASC1 between the drain electrode and the source electrode during a three-phase short circuit, assuming the maximum current I ASC at the time of a three-phase short circuit. It is necessary to set it to a higher voltage. This is to prevent the three-phase short circuit from being canceled due to overcurrent detection during the three-phase short circuit operation to protect the inverter circuit 120 from overvoltage, thereby preventing overvoltage from occurring. Note that the detection current I DET1 at the threshold voltage V DET1 is a large value.

本実施形態では、第１制御モードの他に第２制御モードを備え、第２制御モードではスイッチング素子１２１のゲート電圧を、実線Ｍ２で示すように、高くしている。ゲート電圧を上げることで、三相短絡の最大電流IASCが流れたときのドレイン電極－ソース電極間の電圧VASC2を、矢印Ａに示すように、第１制御モードでの電圧VASC1よりも下げることができる。したがって、三相短絡動作時のみゲート電圧を上げることで、三相短絡時以外の過電流を検知する閾値電圧VDET1を閾値電圧VDET2に下げることができる。この結果、三相短絡時以外の動作における過電流の検知電流IDET2は検知電流IDET1より小さな値になり、三相短絡電流IASCより下げることができ、スイッチング素子１２１の信頼性を上げることができる。 In this embodiment, a second control mode is provided in addition to the first control mode, and in the second control mode, the gate voltage of the switching element 121 is increased as shown by a solid line M2. By increasing the gate voltage, the voltage V ASC2 between the drain electrode and the source electrode when the maximum three-phase short-circuit current I ASC flows is lower than the voltage V ASC1 in the first control mode, as shown by arrow A. Can be lowered. Therefore, by increasing the gate voltage only during the three-phase short-circuit operation, the threshold voltage V DET1 for detecting overcurrent other than the three-phase short circuit can be lowered to the threshold voltage V DET2 . As a result, the overcurrent detection current I DET2 in operations other than the three-phase short circuit becomes a smaller value than the detection current I DET1 and can be lower than the three-phase short circuit current I ASC , increasing the reliability of the switching element 121. Can be done.

すなわち、過電流検出部１５４は、スイッチング素子１２１に流れる主電流が閾値以上である場合に過電流状態であることを検出する。そして、この閾値は、第１制御モードにおいてスイッチング素子１２１が過電流状態であることを検出する検知電流IDET2であり、第１電流値IDET2は、第２制御モードにおいてスイッチング素子１２１に流れる三相短絡電流IASCよりも小さい値に設定される。 That is, the overcurrent detection unit 154 detects an overcurrent state when the main current flowing through the switching element 121 is equal to or higher than a threshold value. This threshold value is a detection current I DET2 that detects that the switching element 121 is in an overcurrent state in the first control mode, and the first current value I DET2 is a detection current I DET2 that detects that the switching element 121 is in an overcurrent state in the first control mode. Phase short circuit current I Set to a value smaller than ASC .

図９は、ゲート駆動回路１５０の他の例を示す回路構成図である。
図９では、図７と同様に、インバータ回路１２０を構成する６個のスイッチング素子１２１の１素子分を示す。スイッチング素子１２１は、電流センス付きのＩＧＢＴの場合を例に説明する。 FIG. 9 is a circuit diagram showing another example of the gate drive circuit 150. As shown in FIG.
7, Fig. 9 shows one of the six switching elements 121 that constitute the inverter circuit 120. The switching element 121 will be described as an IGBT with a current sense, as an example.

図９に示すように、１素子分のスイッチング素子１２１に対応して、ゲート駆動回路１５０を備える。ゲート駆動回路１５０には、ゲート駆動指令１５８Ｘが入力され、ゲート駆動信号１５９Ｘがスイッチング素子１２１のゲート電極に入力される。
また、ゲート駆動回路１５０には、ゲート駆動電源回路１３０よりゲート駆動電圧Ｖｇが供給される。ゲート駆動電源回路１３０は、第１制御モードにおいては第１ゲート電圧を、第２制御モードにおいては、第１ゲート電圧よりも高い第２ゲート電圧をゲート駆動電圧Ｖｇとして供給する。 As shown in FIG. 9, a gate drive circuit 150 is provided corresponding to one switching element 121. A gate drive command 158X is input to the gate drive circuit 150, and a gate drive signal 159X is input to the gate electrode of the switching element 121.
Further, the gate drive circuit 150 is supplied with a gate drive voltage Vg from the gate drive power supply circuit 130. The gate drive power supply circuit 130 supplies a first gate voltage as the gate drive voltage Vg in the first control mode, and supplies a second gate voltage higher than the first gate voltage in the second control mode.

ゲート駆動回路１５０は、ゲートドライバＩＣ１５２を備え、ゲートドライバＩＣ１５２内には、ゲート駆動部１５３、過電流検出部１５４、フォルト管理部１５５を備える。
ゲート駆動部１５３は、ゲート駆動電源回路１３０より供給されたるゲート駆動電圧Ｖｇにより、ゲート駆動指令１５８Ｘの入力に応じてゲート駆動信号１５９Ｘをスイッチング素子１２１のゲートへ出力し、スイッチング素子１２１を駆動する。 The gate drive circuit 150 includes a gate driver IC 152, and the gate driver IC 152 includes a gate drive section 153, an overcurrent detection section 154, and a fault management section 155.
The gate drive unit 153 outputs a gate drive signal 159X to the gate of the switching element 121 in response to the input of the gate drive command 158X, and drives the switching element 121 using the gate drive voltage Vg supplied from the gate drive power supply circuit 130. .

スイッチング素子１２１は、主電流電極間の電流に対して所定の分流比で電流が流れるエミッタ分流端子を備える。スイッチング素子１２１のエミッタ分流端子の電圧は、抵抗Ｒ４を介して過電流検出部１５４の一方へ、エミッタ電極の電圧は、過電流検出部１５４の他方へ入力される。抵抗Ｒ４のエミッタ分流端子側には、エミッタ分流端子とエミッタ電極間に抵抗Ｒ５が接続される。抵抗Ｒ４の過電流検出部１５４側には、抵抗Ｒ５と並列にキャパシタＣ５が接続される。 The switching element 121 includes an emitter shunt terminal through which a current flows at a predetermined shunt ratio with respect to the current between the main current electrodes. The voltage at the emitter shunt terminal of the switching element 121 is input to one side of the overcurrent detection section 154 via the resistor R4, and the voltage at the emitter electrode is inputted to the other side of the overcurrent detection section 154. On the emitter shunt terminal side of the resistor R4, a resistor R5 is connected between the emitter shunt terminal and the emitter electrode. A capacitor C5 is connected to the overcurrent detection section 154 side of the resistor R4 in parallel with the resistor R5.

過電流検出部１５４は、エミッタ分流端子に接続された抵抗Ｒ５に生じる電圧が所定の閾値電圧を上回った場合に、スイッチング素子１２１が過電流状態であることを検出する。
フォルト管理部１５５は、過電流検出部１５４で過電流が検出された場合に、過電流検出信号Ｉｅをモータ制御回路１１０へ通知する。さらに、過電流であることをゲート駆動部１５３へ通知する。ゲート駆動部１５３は、スイッチング素子１２１をオフするなどの過電流保護動作を行う。 The overcurrent detection unit 154 detects that the switching element 121 is in an overcurrent state when the voltage generated across the resistor R5 connected to the emitter shunt terminal exceeds a predetermined threshold voltage.
Fault management section 155 notifies motor control circuit 110 of overcurrent detection signal Ie when overcurrent detection section 154 detects an overcurrent. Furthermore, it notifies the gate drive unit 153 that there is an overcurrent. The gate drive unit 153 performs an overcurrent protection operation such as turning off the switching element 121.

図１０は、スイッチング素子１２１のコレクタ電極－エミッタ電極間の電圧Ｖｃｅとコレクタ電流Ｉｃとの関係を示すグラフである。スイッチング素子１２１がＩＧＢＴの場合を例に説明する。
図１０の実線Ｍ３は、第１制御モードにおけるスイッチング素子１２１のゲート電極－エミッタ電極間電圧Ｖｇｅを示し、実線Ｍ４は、第２制御モードにおけるスイッチング素子１２１のゲート電極－エミッタ電極間電圧Ｖｇｅを示す。実線Ｍ３では、Ｖｇｅ＝１５Ｖ、実線Ｍ４では、Ｖｇｅ＝２０Ｖを一例として示す。 FIG. 10 is a graph showing the relationship between the voltage Vce between the collector electrode and the emitter electrode of the switching element 121 and the collector current Ic. The case where the switching element 121 is an IGBT will be explained as an example.
The solid line M3 in FIG. 10 indicates the voltage Vge between the gate electrode and the emitter electrode of the switching element 121 in the first control mode, and the solid line M4 indicates the voltage Vge between the gate electrode and the emitter electrode of the switching element 121 in the second control mode. . The solid line M3 shows Vge=15V, and the solid line M4 shows Vge=20V as an example.

本実施形態を適用しない場合は、第１制御モードのみであり、第２制御モードは存在しない。この場合は、実線Ｍ３で示すように、過電流を検知する閾値電圧VDET1は、三相短絡時の最大電流IASCを想定し、三相短絡時のコレクタ電極－エミッタ電極間の電圧VASC1より高い電圧に設定する必要がある。これは、インバータ回路１２０を過電圧から保護する三相短絡動作時に、過電流検知により、三相短絡が解除されることで、過電圧が引き起こされないようにするためである。なお、閾値電圧VDET1における検知電流IDET1は大きな値である。 When this embodiment is not applied, only the first control mode exists and the second control mode does not exist. In this case, as shown by the solid line M3, the threshold voltage V DET1 for detecting overcurrent is the voltage V ASC1 between the collector electrode and the emitter electrode during a three-phase short circuit, assuming the maximum current I ASC during a three-phase short circuit. It is necessary to set it to a higher voltage. This is to prevent overvoltage from being caused by the three-phase short circuit being canceled by overcurrent detection during the three-phase short circuit operation to protect the inverter circuit 120 from overvoltage. Note that the detection current I DET1 at the threshold voltage V DET1 is a large value.

本実施形態では、第１制御モードの他に第２制御モードを備え、第２制御モードではスイッチング素子１２１のゲート電圧を、実線Ｍ４で示すように、高くしている。ゲート電圧を上げることで、三相短絡の最大電流IASCが流れたときのコレクタ電極－エミッタ電極間の電圧VASC2を、矢印Ａに示すように、第１制御モードでの電圧VASC1よりも下げることができる。したがって、三相短絡動作時のみゲート電圧を上げることで、三相短絡時以外の過電流を検知する閾値電圧VDET1を閾値電圧VDET2に下げることができる。この結果、三相短絡時以外の動作における過電流の検知電流IDET2は検知電流IDET1より小さな値になり、三相短絡電流IASCより下げることができ、スイッチング素子１２１の信頼性を上げることができる。 In this embodiment, in addition to the first control mode, a second control mode is provided, and in the second control mode, the gate voltage of the switching element 121 is increased as shown by the solid line M4. By increasing the gate voltage, the voltage V ASC2 between the collector electrode and the emitter electrode when the maximum current I ASC of a three-phase short circuit flows can be reduced below the voltage V ASC1 in the first control mode, as shown by the arrow A. Therefore, by increasing the gate voltage only during three-phase short circuit operation, the threshold voltage V DET1 for detecting an overcurrent other than during a three-phase short circuit can be reduced to the threshold voltage V DET2 . As a result, the detection current I DET2 of an overcurrent during operation other than during a three-phase short circuit becomes smaller than the detection current I DET1 and can be reduced below the three-phase short circuit current I ASC , thereby improving the reliability of the switching element 121.

本実施形態によれば、通常動作より多くの電流が流れる三相短絡時において、ゲート電圧を上げることにより、スイッチング素子１２１のオン抵抗を下げてスイッチング素子１２１の発熱を低減することができる。一般に、スイッチング素子１２１のゲート電圧を上げるとスイッチングサージが大きくなるが、三相短絡時はスイッチング動作を行わないので、三相短絡時にゲート電圧を上げることによるスイッチングサージは問題とならない。また、通常のスイッチング動作時に過電流検知電圧を下げることが可能になるので、スイッチング素子１２１の過電流状態を少ない電流で検出でき、過電流が検知されるまでにスイッチング素子１２１にかかる負荷を軽減できる。 According to this embodiment, during a three-phase short circuit in which more current flows than in normal operation, by increasing the gate voltage, it is possible to lower the on-resistance of the switching element 121 and reduce the heat generation of the switching element 121. Generally, increasing the gate voltage of the switching element 121 increases the switching surge, but since no switching operation is performed during a three-phase short circuit, the switching surge caused by increasing the gate voltage during a three-phase short circuit does not pose a problem. Additionally, since it is possible to lower the overcurrent detection voltage during normal switching operation, the overcurrent state of the switching element 121 can be detected with a small amount of current, reducing the load on the switching element 121 before overcurrent is detected. can.

以上説明した実施形態によれば、次の作用効果が得られる。
（１）電力変換装置１００は、インバータ回路１２０の上アームおよび下アームを構成するスイッチング素子１２１のオン／オフを制御する。そして、スイッチング素子１２１のオン／オフを制御して直流電力と交流電力との間で電力変換を行う第１制御モードと、上アームまたは下アームのいずれか一方の全てのスイッチング素子１２１をオンにしてモータ４００の巻線間を短絡する第２制御モードと、を有し、第２制御モードにおいて、上アームまたは下アームのいずれか一方のスイッチング素子１２１のゲート電極に印加する第２ゲート電圧は、第１制御モードにおいてスイッチング素子１２１のゲート電極に印加する第１ゲート電圧よりも高く設定する。これにより、通常動作より多くの電流が流れる三相短絡時においてスイッチング素子の発熱を低減することができる。 According to the embodiment described above, the following advantageous effects can be obtained.
(1) The power conversion device 100 controls the on/off of the switching elements 121 constituting the upper arm and the lower arm of the inverter circuit 120. The power conversion device 100 has a first control mode in which the on/off of the switching elements 121 is controlled to convert power between DC power and AC power, and a second control mode in which all the switching elements 121 in either the upper arm or the lower arm are turned on to short-circuit the windings of the motor 400, and in the second control mode, a second gate voltage applied to the gate electrodes of the switching elements 121 in either the upper arm or the lower arm is set higher than the first gate voltage applied to the gate electrodes of the switching elements 121 in the first control mode. This makes it possible to reduce heat generation in the switching elements during a three-phase short circuit in which a larger current flows than in normal operation.

本発明は、上述の実施形態に限定されるものではなく、本発明の特徴を損なわない限り、本発明の技術思想の範囲内で考えられるその他の形態についても、本発明の範囲内に含まれる。また、上述の実施形態を組み合わせた構成としてもよい。 The present invention is not limited to the above-described embodiments, and other forms that are conceivable within the scope of the technical concept of the present invention are also included within the scope of the present invention, so long as they do not impair the characteristics of the present invention. In addition, configurations that combine the above-described embodiments may also be used.

１００・・・電力変換装置、１１０・・・モータ制御回路、１１０Ｕ、１１０Ｌ・・・ゲート駆動指令、１１１・・・補助電源回路、１１２・・・安全制御回路、１２０・・・インバータ回路、１２１・・・スイッチング素子、１３０・・・ゲート駆動電源回路、１３１・・・トランス、１３２・・・電源制御ＩＣ、１３３・・・巻線、１３４・・・二次側巻線回路、１３５・・・フィードバック巻線回路、１３６、１３７・・・ＦＥＴ、１４０Ｕ、１４０Ｌ・・・バッファ回路、１５０Ｕ、１５０Ｌ・・・ゲート駆動回路、１５１・・・電圧変換回路、１５２・・・ゲートドライバＩＣ、１５３・・・ゲート駆動部、１５４・・・過電流検出部、１５５・・・フォルト管理部、１５９Ｕ、１５９Ｌ・・・ゲート駆動信号、２００・・・直流電源、３００・・・コンタクタ、４００・・・モータ、５００・・・低圧バッテリ電源、６００・・・平滑コンデンサ、７００・・・バックアップ電源回路、８００・・・アクティブ放電回路、９００・・・高電圧センサ回路、Ｉｅ・・・過電流検出信号、Ｉｄ・・・電流検出器、Ｈａ・・・放電指令、Ｓｐ・・・三相短絡信号、Ｔｕｕ・・・Ｕ相上アームスイッチング素子、Ｄｕｕ・・・Ｕ相上アームダイオード、Ｔｕｌ・・・Ｕ相下アームスイッチング素子、Ｄｕｌ・・・Ｕ相下アームダイオード、Ｔｖｕ・・・Ｖ相上アームスイッチング素子、Ｄｖｕ・・・Ｖ相上アームダイオード、Ｔｖｌ・・・Ｖ相下アームスイッチング素子、Ｄｖｌ・・・Ｖ相下アームダイオード、Ｔｗｕ・・・Ｗ相上アームスイッチング素子、Ｄｗｕ・・・Ｗ相上アームダイオード、Ｔｗｌ・・・Ｗ相下アームスイッチング素子、Ｄｗｌ・・・Ｗ相下アームダイオード。 100...power conversion device, 110...motor control circuit, 110U, 110L...gate drive command, 111...auxiliary power supply circuit, 112...safety control circuit, 120...inverter circuit, 121...switching element, 130...gate drive power supply circuit, 131...transformer, 132...power supply control IC, 133...winding, 134...secondary winding circuit, 135...feedback winding circuit, 136, 137...FET, 140U, 140L...buffer circuit, 150U, 150L...gate drive circuit, 151...voltage conversion circuit, 152...gate driver IC, 153...gate drive unit, 154...overcurrent detection unit, 155...fault management unit, 159U, 159L...gate drive signal, 200...DC power supply, 300...contactor, 400...motor, 500: Low voltage battery power supply, 600: Smoothing capacitor, 700: Backup power supply circuit, 800: Active discharge circuit, 900: High voltage sensor circuit, Ie: Overcurrent detection signal, Id: Current detector, Ha: Discharge command, Sp: Three-phase short circuit signal, Tuu: U-phase upper arm switching element, Duu: U-phase upper arm diode, Tul: U-phase lower arm switching element, Dul: U-phase lower arm diode, Tvu: V-phase upper arm switching element, Dvu: V-phase upper arm diode, Tvl: V-phase lower arm switching element, Dvl: V-phase lower arm diode, Twu: W-phase upper arm switching element, Dwu: W-phase upper arm diode, Twl: W-phase lower arm switching element, Dwl: W-phase lower arm diode.

Claims (7)

インバータ回路の上アームおよび下アームを構成するスイッチング素子のオン／オフを制御する電力変換装置であって、
前記スイッチング素子のオン／オフを制御して直流電力と交流電力との間で電力変換を行う第１制御モードと、前記上アームまたは前記下アームのいずれか一方の全てのスイッチング素子をオンにしてモータの巻線間を短絡する第２制御モードと、を有し、
前記第２制御モードにおいて、前記上アームまたは前記下アームのいずれか一方の前記スイッチング素子のゲート電極に印加する第２ゲート電圧は、前記第１制御モードにおいて前記スイッチング素子のゲート電極に印加する第１ゲート電圧よりも高く設定する電力変換装置。 A power conversion device that controls on/off of switching elements forming an upper arm and a lower arm of an inverter circuit,
a first control mode in which power conversion is performed between DC power and AC power by controlling on/off of the switching elements; and a first control mode in which all switching elements of either the upper arm or the lower arm are turned on. a second control mode in which the windings of the motor are short-circuited;
In the second control mode, the second gate voltage applied to the gate electrode of the switching element of either the upper arm or the lower arm is the same as the second gate voltage applied to the gate electrode of the switching element in the first control mode. A power conversion device that sets the voltage higher than 1 gate voltage. 請求項１に記載の電力変換装置において、
前記スイッチング素子のゲート電極に印加する電圧を供給するゲート駆動電源回路を備え、
前記ゲート駆動電源回路は、トランスのフィードバック巻線にかかる抵抗値を前記第２制御モードで入力される三相短絡信号によって変更し、前記トランスの巻線より出力される電圧を前記第１ゲート電圧から前記第２ゲート電圧に変更する電力変換装置。 The power conversion device according to claim 1,
comprising a gate drive power supply circuit that supplies a voltage to be applied to the gate electrode of the switching element,
The gate drive power supply circuit changes the resistance value applied to the feedback winding of the transformer according to the three-phase short circuit signal input in the second control mode, and changes the voltage output from the transformer winding to the first gate voltage. A power conversion device that changes the voltage from the voltage to the second gate voltage. 請求項１または請求項２に記載の電力変換装置において、
前記スイッチング素子に流れる主電流が閾値以上である場合に過電流状態であることを検出する過電流検出部を備え、
前記閾値は、前記第１制御モードにおいて前記スイッチング素子が過電流状態であることを検出する第１電流値であり、前記第１電流値は、前記第２制御モードにおいて前記スイッチング素子に流れる第２電流値よりも小さい値に設定される電力変換装置。 3. The power conversion device according to claim 1,
an overcurrent detection unit that detects an overcurrent state when a main current flowing through the switching element is equal to or greater than a threshold;
The threshold value is a first current value that detects that the switching element is in an overcurrent state in the first control mode, and the first current value is set to a value smaller than a second current value that flows through the switching element in the second control mode. 請求項３に記載の電力変換装置であって、
前記過電流検出部は、前記スイッチング素子のソース電極とドレイン電極と間の電圧が所定の閾値電圧を上回った場合に、前記スイッチング素子が過電流状態であることを検出する電力変換装置。 The power conversion device according to claim 3,
The overcurrent detection unit detects that the switching element is in an overcurrent state when a voltage between a source electrode and a drain electrode of the switching element exceeds a predetermined threshold voltage. 請求項４に記載の電力変換装置であって、
前記スイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴである電力変換装置。 The power conversion device according to claim 4,
A power conversion device in which the switching element is a MOSFET. 請求項３に記載の電力変換装置であって、
前記スイッチング素子は、主電流電極間の電流に対して所定の分流比で電流が流れるエミッタ分流端子を備え、
前記過電流検出部は、前記エミッタ分流端子に接続された抵抗に生じる電圧が所定の閾値電圧を上回った場合に、前記スイッチング素子が過電流状態であることを検出する電力変換装置。 The power conversion device according to claim 3,
the switching element includes an emitter shunt terminal through which a current flows at a predetermined shunt ratio with respect to a current between main current electrodes;
The overcurrent detection unit detects that the switching element is in an overcurrent state when a voltage generated across a resistor connected to the emitter shunt terminal exceeds a predetermined threshold voltage. 請求項６に記載の電力変換装置であって、
前記スイッチング素子は、ＩＧＢＴである電力変換装置。 The power conversion device according to claim 6,
The power conversion device, wherein the switching element is an IGBT.
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