JP7450435B2 - 高周波電源システム - Google Patents

Description

本開示は、高周波電源システムに関する。

半導体製造の分野では、電子機器の小型化・高機能化に伴って高密度な実装が要求されており、実装基板への素子の接続は微細化され、より信頼性の高い実装が必要となっている。

実装の信頼性を確保する方法の一つに、プラズマによる表面改質方法がある。例えば、被処理基板にプラズマ処理を施すと、基板の表面に付着した有機物による汚染を除去でき、ワイヤーボンディングのボンディング強度の向上が図れ、濡れ性が改善され、基板と封止樹脂との密着性を向上できる。このようなプラズマ処理を施すためには、プラズマ処理装置に対して電源装置を接続する必要がある。

プラズマ処理装置に電源を供給する高周波電源供給システムとして、例えば、２つの高周波電源装置を備える構成が用いることができる。つまり、ソース電源（第２周波数で動作：例えば、４０．６８ＭＨｚ）とバイアス電源（第１周波数より低い第１周波数で動作：例えば、４００ｋＨｚ）を備える構成であるが、２つの高周波電源装置の出力周波数に大きな差異があると、バイアス電源の第１周波数が原因となって、ソース電源側に周期的な反射波が生じてしまい、ソース電源から出力される高周波電力がプラズマ処理装置内に伝達しにくいという課題が生じる。

この課題を解決するために、例えば、特許文献１は、ソース電源（第２周波数で動作：例えば、４０．６８ＭＨｚ）とバイアス電源（第２周波数より低い第１周波数で動作：例えば、４００ｋＨｚ）を備える高周波電源供給システムにおいて、ソース電源は、プラズマのインピーダンス変動であるトリガー事象を検出し、当該トリガー事象に応答して、ソース電源のＲＦ出力信号に周波数オフセットを加えることを開示している。このようにすることにより、第１周波数が原因となる反射波の発生を抑えることができるようになる。

特表２０１８－５３６２９５号公報

特許文献１では、ソース電源のＲＦ出力信号に周波数オフセットを加えることによって、反射波電力を０（ゼロ）に近づけるように制御する。すなわち、負荷側のインピーダンスの抵抗値を目標値（通常は５０Ω）に近づけると共に、リアクタンス値を０（ゼロ）に近づけるように制御する必要があるので、どの程度の周波数オフセットを加えるのが適正なのかが分かり難い。そのため、制御が複雑になると思われる。その解決策として、周波数オフセットの適正値をルックアップテーブルに記憶させているが、その適正値を予め求めておく必要がある。
本開示は、このような状況に鑑みて、第１周波数が原因となる反射波を簡単な出力周波数の制御によって低減することを可能にする技術を提案する。

上記課題を解決するために、本開示は、接続される負荷に対して高周波電力を提供する、高周波電源システムであって、第１周波数でバイアス電力を出力するバイアス電源と、第１周波数よりも高い第２周波数でソース電力を出力するソース電源と、ソース電源側のインピーダンスと負荷側のインピーダンスとの整合を取るインピーダンス整合器と、を備え、ソース電源は、出力周波数を増減制御することによって、負荷側インピーダンスのリアクタンス値を予め定めた目標値に近づける、高周波電源システムを提供する。

本開示に関連する更なる特徴は、本明細書の記述、添付図面から明らかになるものである。また、本開示の態様は、要素および多様な要素の組み合わせ、ならびに以降の詳細な記述と添付される特許請求の範囲の様態により達成され実現される。
本明細書の記述は典型的な例示に過ぎず、特許請求の範囲又は適用例を如何なる意味においても限定するものではないことを理解する必要がある。

本開示の技術によれば、２周波数電源を提供する電源システムにおいて、バイアス電源から負荷に供給される進行波電力に起因して発生する反射波電力の変動を抑制することができる。この制御は、負荷側インピーダンスのリアクタンス値を予め定めた目標値に近づけるように制御するだけなので、制御が簡単である。

第１の実施形態による電源供給システム（高周波電源システムとも言う）１にプラズマ負荷２を接続した状態を示す図である。 位相差検出器１０５の内部構成例を示す図である。 位相差ゼロの状態を説明するための図である。 第２の実施形態による電源供給システム（高周波電源システム）１００にプラズマ負荷２を接続した状態を示す図である。 変形例による周波数制御器１０６の内部構成例を示す図である。 変形例によるインピーダンス整合器１０４の内部構成例を示す図である。

以下、添付図面を参照して本開示の実施形態について説明する。添付図面では、機能的に同じ要素は同じ番号で表示される場合もある。なお、添付図面は本開示の原理に則った具体的な実施形態と実装例を示しているが、これらは本開示の理解のためのものであり、決して本開示を限定的に解釈するために用いられるものではない。

本実施形態では、当業者が本開示を実施するのに十分詳細にその説明がなされているが、他の実装・形態も可能で、本開示の技術的思想の範囲と精神を逸脱することなく構成・構造の変更や多様な要素の置き換えが可能であることを理解する必要がある。従って、以降の記述をこれに限定して解釈してはならない。

更に、本開示の実施形態は、汎用コンピュータ上で稼動するソフトウェアで実装しても良いし専用ハードウェア又はソフトウェアとハードウェアの組み合わせで実装しても良い。

（１）第１の実施形態
第１の実施形態は、進行波電圧Ｖｆと反射波電圧Ｖｒの位相差を検出し、その位相差に基づいて電圧制御発振器における周波数シフト量を演算し、電圧制御発振器から出力される高周波信号の周波数を制御する電源供給システムについて提案する。

＜電源供給システム１の構成例＞
図１は、本実施形態による電源供給システム（高周波電源システムとも言う）１にプラズマ負荷２を接続した状態を示す図である。電源供給システム１は、電圧制御発振器（ＶＣＯ：第１発振器）１０１、第１増幅器１０２、方向性結合器１０３、インピーダンス整合器（第１整合器）１０４、位相差検出器１０５、周波数制御器１０６、反射レベル計測器１０７、周波数検出器１０８、モータ制御処理部１０９、およびモータ群１１０を含むソース電源（高周波出力を供給）と、バイアス用発振器（第２発振器）２０１、第２増幅器２０２、および第２整合器２０３を含むバイアス電源（低周波出力を供給）と、を備え、ソース電源１０から出力する進行波電力（ソース電力）、およびバイアス電源２０から出力する進行波電力（バイアス電力）を重畳（例）してプラズマ負荷２に供給するシステムである。

ソース電源において、電圧制御発振器１０１は、発振周波数（初期値ｆ１）で高周波信号を生成し、第１増幅器１０２に出力する。この発振周波数は所定の範囲で変更することが可能になっている。
なお、本実施形態では、電圧制御発振器１０１から出力する高周波信号の周波数は、４０．６８ＭＨｚを中心周波数としている。この電圧制御発振器１０１から出力する高周波信号の中心周波数は、４０．６８ＭＨｚに限定されるものではなく、例えば１３．５６ＭＨｚ、２７．１２ＭＨｚ等の工業用のＲＦ帯（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）の周波数であってもよい。
また、本実施形態では、バイアス用発振器から出力する信号の周波数は、周波数４００ｋＨｚであるが、この周波数に限定されるものではない。

第１増幅器１０２は、電圧制御発振器１０１から供給された高周波信号を増幅し（高周波出力）、方向性結合器１０３に出力する。
なお、第１増幅器１０２から出力される高周波出力は、所謂、進行波電力Ｐｆであり、その電圧成分は進行波電圧Ｖｆである。また、プラズマ負荷２側から反射される反射波電力Ｐｒの電圧成分は、反射波電圧Ｖｒである。また、第１増幅器１０２から出力される進行波電力Ｐｆ（進行波電圧Ｖｆ）の周波数である出力周波数は、電圧制御発振器１０１は発振周波数によって定まる。そのため、出力周波数も所定の範囲で変更することができるようになっている。そして、後述するインピーダンス整合器（第１整合器）１０４におけるインピーダンス整合とは別に、第１増幅器１０２の出力周波数を変更することによって、プラズマ負荷２側のインピーダンスを調整し、反射波電力Ｐｒを低減することが可能となる。

なお、電圧制御発振器１０１と第１増幅器１０２との間には、図示しない狭帯域通過フィルタを備える場合がある。電圧制御発振器１０１の周波数の追従時には、狭帯域通過フィルタの中心周波数からの周波数ずれが生じて、フィルタの効果が低減してしまう。そこで、この場合の不都合を解消するために、上記狭帯域通過フィルタは、追従周波数に応じて、中心周波数を変更し（第１増幅器１０２の帯域内に収める）、電圧制御発振器１０１からの信号（高周波信号）を取得できるように構成してもよい。狭帯域通過フィルタとしては、例えば、電圧制御によるチューナブルフィルタやフィルタバンクを用いる（挿入する）ことができる。

方向性結合器１０３は、第１増幅器１０２（第１増幅器１０２の出力端からインピーダンス整合器１０４の入力端であればよい）における進行波電力Ｐｆの電圧成分である進行波電圧Ｖｆを検出すると共に、第１増幅器１０２の出力端における反射波電力Ｐｒの電圧成分である反射波電圧Ｖｒを検出し、検出した進行波電圧Ｖｆおよび反射波電圧Ｖｒを位相差検出器１０５、および反射レベル計測器１０７に出力する。さらに、検出された進行波電圧Ｖｆは、周波数検出器１０８にも供給される。
なお、方向性結合器１０３から出力される進行波電圧Ｖｆおよび反射波電圧Ｖｒは、実際には、進行波電圧Ｖｆの検出信号及び反射波電圧Ｖｒの検出信号であるが、説明を簡略化するために、以降では、単に進行波電圧Ｖｆ及び反射波電圧Ｖｒとして説明する。

位相差検出器１０５は、方向性結合器１０３から供給された進行波電圧Ｖｆと反射波電圧Ｖｒとの位相差φを検出し、当該位相差φの情報を周波数制御器１０６に出力する。
図２は、位相差検出器１０５の内部構成例を示す図である。図２に示されるように、位相差検出器１０５は、進行波電圧Ｖｆの振幅を一定範囲内に制限する第１リミッタ回路１０５１と、反射波電圧Ｖｒの振幅を一定範囲内に制限する第２リミッタ回路１０５２と、第１および第２リミッタ回路１０５１および１０５２によって振幅が制限された進行波電圧Ｖｆと反射波電圧Ｖｒとを乗算する乗算器１０５３と、乗算器１０５３による乗算結果から遮断周波数よりも高い周波数成分を遮断するローパスフィルタＬＰＦ１０５４と、進行波電圧Ｖｆと反射波電圧Ｖｒの位相差を演算する演算部１０５５と、を備える。
ここで、進行波電圧Ｖｆの振幅をＡ、角周波数をω、時間をｔとし、反射波電圧Ｖｒの振幅をＢ、角周波数をω、時間をｔとし、進行波電圧Ｖｆと反射波電圧Ｖｒとの位相差をφとすると、Ｖｆ＝Ａ・ｃｏｓ（ω・ｔ）、Ｖｒ＝Ｂ・ｃｏｓ（ω・ｔ＋φ）と表すことができる。このとき、ローパスフィルタＬＰＦ１０５４の出力ｓはｓ＝ｃｏｓφとなるため、演算部１０５５において、位相差φはφ＝ａｒｃｃｏｓ（ｓ）により演算される。
また、進行波電圧Ｖｆの位相角をφｆ、反射波電圧Ｖｒの位相角をφｒとすると、位相差φ＝φｒ－φｆで演算することもできる。

周波数制御器１０６は、位相差検出器１０５で検出された進行波電圧Ｖｆと反射波電圧Ｖｒとの位相差φに対応する周波数ずれ（エラー信号）を演算（例えば、検出された位相差φの微分、および位相差φの目標値（例えば位相差ゼロ）に対する±（差分）に基づいて、周波数のシフト値を演算することができる）し、周波数をシフトして上記周波数ずれを補正するような電圧（指令信号）を電圧制御発振器１０１に印加する。これにより、電圧制御発振器１０１は、前回の発振周波数（初期値ｆ１）から位相差φの目標値に対する差分に対応する量だけシフトされた周波数ｆ１＋Δｆで高周波信号を出力する。なお、Δｆは、周波数補正量を示す。また、周波数制御器１０６は、電圧制御発振器１０１の発振信号の周波数を認識している。そのため、インピーダンス整合器１０４におけるインピーダンス整合動作に周波数値が必要な場合に、周波数制御器１０６が認識している発振信号の周波数を用いることができる。

図３は、位相差ゼロを説明するための図である。この図３は、所謂スミスチャートを簡易的に表したものに、抵抗軸（横軸）とリアクタンス軸（縦軸）を追加した図であるが、等リアクタンス円、等レジスタンス円等の目盛りを省略している。また、リアクタンス軸の右側において囲まれている領域は、負荷側インピーダンス（第１増幅器１０２（厳密には方向性結合器１０３）からプラズマ負荷２側を見たインピーダンス）が取り得る一例を示している。
この図３を用いて進行波電圧Ｖｆと反射波電圧Ｖｒの位相差φをゼロにするための説明を行う。
図３に示す例では、矢印で示される位相差φが、現時点での進行波電圧Ｖｆと反射波電圧Ｖｒとの位相差φであるとする。なお、位相差φは、反射係数Γを絶対値と位相角で表したときの位相角と対応関係を有する。
図３に示す例では、矢印で示される位相差φが抵抗軸よりも上方にあるため、負荷側インピーダンスが誘導性を示す。このような場合、ソース電源の出力周波数が共振周波数よりも高い領域であるので、ソース電源の出力周波数を低くすることによって、共振周波数に近づけることが可能となる。すなわち、位相差φに対応する周波数だけソース電源の出力周波数を補正することによって、ソース電源の出力周波数を共振周波数に近づけて位相差φ＝０の状態にすることができる。図３に示す例では、位相差φが正（プラス）であるため、周波数補正量Δｆは負（マイナス）の値となる。

上記とは逆に、位相差φが抵抗軸よりも下方の場合は、負荷側インピーダンスが容量性を示すので、ソース電源の出力周波数を共振周波数に近づけるためには、周波数補正量Δｆを正にして、ソース電源の出力周波数を高くすればよい。これにより、ソース電源の出力周波数を共振周波数に近づけて位相差φ＝０の状態にすることができる。
つまり、周波数制御器１０６は、進行波電圧Ｖｆと反射波電圧Ｖｒとの位相差φの符号（±）に基づいて、発振周波数の増減制御を実行する。
なお、周波数補正量Δｆは、例えば、位相差φに対応する周波数にすることができる。この場合は、対応する周波数を予め実験やシミュレーションによって求めておけばよい。もちろん、周波数補正量Δｆは、位相差φに対応する周波数よりも小さな周波数にすることもできる。

ここで、図１に示したソース電源とバイアス電源とから異なる出力周波数の進行波電力を供給する場合の問題点について補足する。
プラズマ負荷２においてプラズマが生成されている際、バイアス電源からプラズマ負荷２に供給される進行波電力の影響を受けて、プラズマシースの厚みがバイアス電源の出力周波数に対応した周波数（例えば、バイアス電源の出力周波数と同じ周波数４００ｋＨｚ）で周期的に変動する。

プラズマシースは、電気的な絶縁体と考えられるので、プラズマシースをコンデンサ（静電容量）と考えることができる。すなわち、プラズマ負荷２を等価回路で示したときに、その等価回路にはコンデンサ（静電容量）が含まれていると考えることができる。そのため、プラズマシースの厚みが周期的に変動するということは、プラズマ負荷２の静電容量成分が周期的に変動ということなので、リアクタンス値が周期的に変動する。すなわち、プラズマ負荷２のインピーダンスが変動するので、反射波電力Ｐｒが発生してしまう。この反射波電力Ｐｒは、非常に早い周期（上記例では４００ｋＨｚ）で大きさが変動するので、モータを使用したインピーダンス整合器１０４における整合動作では低減できないので、対策が望まれていた。

リアクタンス値が周期的に変動して反射波電力Ｐｒが発生するということは、進行波電圧Ｖｆと反射波電圧Ｖｒの位相差φが周期的に変動することを意味するので、ソース電源の出力周波数を共振周波数に近づけて位相差φ＝０の状態にすることができれば、バイアス電源からプラズマ負荷２に供給される進行波電力に起因する反射波電力Ｐｒの周期的な変動を低減させることができる。

そこで、常に位相差φを監視し、その位相差φが０（ゼロ）に近づくようにソース電源の出力周波数を制御すればよい。
そのためには、上記の変動の周期よりも速い周期で、位相差φを監視すると共に、ソース電源の出力周波数を制御する必要がある。例えば、バイアス電源の出力周波数が４００ｋＨｚである場合、少なくとも数倍、好ましくは１０倍以上の周波数（４ＭＨｚ以上）に相当する周期でソース電源の出力周波数を制御すればよい。
このように、ソース電源の出力周波数は高速に変更可能なので、バイアス電源からプラズマ負荷２に供給される進行波電力に起因する上記の反射波電力の変動を低減することができる。

また、上記の説明から分かるように、位相差φが周期的に変動することにより、反射波電力Ｐｒが周期的な変動をするので、位相差φは、必ずしも０（ゼロ）になるようにソース電源の出力周波数を制御する必要はなく、他の目標値になるように制御してもよい。しかし、上述したように、位相差φが０（ゼロ）になるようにソース電源の出力周波数を制御することにより、ソース電源の出力周波数を共振周波数に近づけることができるので好ましい。ただし、負荷側インピーダンスが容量性であると、スイッチング動作に伴って電流波形が歪むという問題が生じ易い。そのため、基準とする位相差φを０（ゼロ）よりも大きくするようにしてもよい。また、位相差φが、目標値（例えばゼロ）に対して設定された許容値内であれば、ソース電源の出力周波数を変更しないようにしてもよい。

反射レベル計測器１０７は、進行波電圧Ｖｆと反射波電圧Ｖｒとの比（＝Ｖｒ／Ｖｆ）で定義される反射係数から反射レベル量を演算し、制御量としてモータ制御処理部１０９に出力する。なお、進行波電圧Ｖｆに基づいて進行波電力Ｐｆの大きさを演算するとともに、反射波電圧Ｖｒに基づいて反射波電力Ｐｒの大きさを演算した後、進行波電圧Ｐｆに対する反射波電力Ｐｒの割合（＝Ｐｒ／Ｐｆ）で定義される反射レベル量を演算してもよい。
また、周波数検出器１０８は、プラズマ負荷２に供給されている進行波電圧Ｖｆの周波数値（＝ソース電源の出力周波数）を検出し、モータ制御処理部１０９に出力する。

モータ制御処理部１０９は、例えば、ＣＰＵやＭＰＵなどのプロセッサによって構成され、反射レベル計測器１０７からの反射レベル量と、周波数検出器１０８からの進行波電力周波数値とに基づいて、インピーダンス値が適正値（例えば、５０Ω）になるようにモータ群１１０に含まれる各モータ（例えば、モータＭ１からＭ３）の回転制御量を決定し、各モータを制御する。具体的には、モータ制御処理部１０９は、反射レベル量と所定の閾値を比較し、インピーダンス整合を実行するか（モータＭ１からＭ３を回転させることによって、可変コンデンサ値および可変インダクタンス値を変更する必要があるか）判断する。そして、インピーダンス整合を実行すると判断した場合には、負荷側インピーダンスとソース電源の出力インピーダンスとが整合状態に近づくように、可変コンデンサ値および可変インダクタンス値を調整すべく、モータＭ１からＭ３の回転量を制御する。このモータＭ１からＭ３の回転量決定のさらなる詳細については後述する。
なお、周波数検出器１０８で検出する周波数値は必ずしも必要ではなく、インピーダンス整合器１０４におけるインピーダンス整合動作に周波数値が必要な場合に用いればよい。そのため、周波数値が不要な場合は、周波数検出器１０８は必ずしも必要ではない。

インピーダンス整合器１０４は、例えば、複数（図１では２つ）の可変コンデンサ、および可変インダクタを含み、方向性結合器１０３からの直接波（進行波電力Ｐｆ）の周波数におけるインピーダンス整合器１０４の入出力インピーダンスを演算する。そして、インピーダンス整合器１０４では、この演算地点からプラズマ負荷２の共振周波数（最適周波数：初期値ｆ１）で動作するように、可変コンデンサおよび可変インダクタの値が調整される。可変コンデンサおよび可変インダクタの値の調整は、上述のようにモータ制御処理部１０９で制御されるモータ群（Ｍ１からＭ３）１１０によって行われる。

＜モータＭ１からＭ３の回転量制御＞
上述のように、モータ制御処理部１０９は、反射レベル計測器１０７からの反射レベル量と、周波数検出器１０８からの進行波電力周波数値とに基づいて、インピーダンス値が適正値（例えば、５０Ω）になるようにモータ群１１０に含まれる各モータ（例えば、モータＭ１からＭ３）の回転制御量を決定し、各モータを制御する。当該モータ制御については、例えば、次のような方法が考えられる。

（i）制御方法１
複数のモータ（モータＭ１からＭ３）を同時に、例えば予め決められた所定量動かし（回転させ）、動かしたときのそれぞれの反射波電力レベルを反射レベル計測器１０７でモニタし、反射波電力レベルが最小値になったときのモータの回転量を採用する。その後、各モータを順番に所定量ずつ動かして（例えば、モータＭ１、モータＭ２、モータＭ３の順で動かす）、それぞれにおいて反射波電力レベルが最小となる回転量を採用する。

（ii）制御方法２
複数のモータ（モータＭ１からＭ３）を予め決めた順番で、例えば、予め決められた所定量ずつ動かし（回転させる）、それぞれで反射波電力レベルが最小となる各モータの位置（回転量）で止める。その後、反射波電力レベルを反射レベル計測器１０７で計測し、その値が所定の閾値（反射波電力レベルが許容される範囲にあるかみるための閾値）以下となったか否か判断し、当該閾値より大きいと判断した場合は、最初からモータ回転量制御を実行する（モータＭ１からＭ３を順番に動かして反射波電力レベルを確認する動作が再度実行される）。

（iii）制御方法３
複数のモータ（モータＭ１からＭ３）の任意の組み合わせ（例えば、Ｍ１とＭ２、Ｍ２とＭ３、Ｍ３とＭ１）でそれぞれ反射波電力レベルが最小となる各組み合わせのモータの位置（回転量）で止める。そして、全体の反射波電力が所定の閾値以下となったか否か判断し、当該閾値より大きいと判断した場合は、最初からモータ回転量制御を実行する（モータＭ１からＭ３の任意の組み合わせで反射波電力レベルを確認する動作が再度実行される）。

モータ制御処理部１０９は、（i）から（iii）の何れかの方法でモータの回転制御量を決定することにより、共振周波数又は共振周波数近傍でのインピーダンス整合を行うことができる。なお、上述したように、通常は、既に位相差φ＝０となっているか、位相差φが目標値に対して設定された許容値以下となっている状態においてインピーダンス整合を行うので、主に負荷側インピーダンスの抵抗値を目標値（例えば５０Ω）に近づけるように制御することになる。そのため、負荷側インピーダンスの抵抗値とリアクタンス値の両方を目標値に近づけるよりも制御量が少ない。そのため、インピーダンス整合のための時間を短縮することが可能となる。

＜第１の実施形態の技術的効果＞
第１の実施形態によれば、位相差検出器１０５を設け、進行波電圧Ｖｆと反射波電圧Ｖｒの位相差φを検出し、当該位相差φを目標値（好ましくはゼロ）に近づけるように前記ソース電源の出力周波数を増減制御する。このようにすることにより、負荷側インピーダンスのリアクタンス値を予め定めた目標値に近づけることができるので、バイアス電源からプラズマ負荷２に供給される進行波電力に起因して発生する反射波電力Ｐｒの変動を抑制することができる。この制御は、位相差φを目標値に近づけるように制御するだけなので、制御が簡単である。
また、モータ制御処理部１０９によるインピーダンス整合器１０４の可変コンデンサ値および可変インダクタンス値の制御では、インピーダンス整合のための時間を短縮することが可能となる。

（２）第２の実施形態
第１の実施形態では、進行波電圧Ｖｆと反射波電圧Ｖｒを用いて位相差を検出する位相差検出器１０５を備えた電源供給システム１について説明したが、第２の実施形態では、電流検出器（電流波形信号検出器）および電圧検出器（電圧波形信号検出器）を備え、電圧と電流の位相差を検出する構成例について説明する。

＜電源供給システムの構成例＞
図４は、第２の実施形態による電源供給システム（高周波電源システム）１００にプラズマ負荷２を接続した状態を示す図である。電源供給システム１００は、第１の実施形態による電源供給システム１の方向性結合器１０３、位相差検出器１０５、周波数制御器１０６、反射レベル計測器１０７、および周波数検出器１０８の代わりに、第１増幅器１０２の出力端（第１増幅器１０２の出力端からインピーダンス整合器１０４の入力端であればよい）における電流の電流波形信号Ｉ１を検出する電流波形信号検出器１００１と、第１増幅器１０２の出力端における電圧の電圧波形信号Ｖ１を検出する電圧波形信号検出器１００２と、検出された電圧波形信号Ｖ１と電流波形信号Ｉ１とを用いて電圧（電圧波形信号Ｖ１）と電流（電流波形信号Ｉ１）との位相差θを検出すると共に反射係数を演算する制御部１００３と、を備えている。

また、制御部１００３は、電圧（電圧波形信号Ｖ１）と電流（電流波形信号Ｉ１）との位相差θの情報に基づき位相差θに対応する周波数ずれ（エラー信号）を演算（例えば、検出された位相差θの微分、および位相差θの目標値（例えば位相差ゼロ）に対する±（差分）に基づいて、周波数のシフト値を演算することができる）し、周波数をシフトして上記周波数ずれを補正するような電圧（指令信号）を電圧制御発振器１０１に印加する。これにより、電圧制御発振器１０１は、前回の発振周波数（初期値ｆ１）から位相差θの目標値に対する差分に対応する量だけシフトされた周波数ｆ１＋Δｆで高周波信号を出力する。なお、Δｆは、周波数補正量を示す。
また、制御部１００３は、電圧制御発振器１０１の発振信号の周波数を認識している。そのため、インピーダンス整合器１０４におけるインピーダンス整合動作に周波数値が必要な場合に、制御部１００３が認識している発振信号の周波数を用いることができる。
また、制御部１００３は、反射係数の情報をモータ制御処理部１０９に出力する。具体的に、制御部１００３は、インピーダンス整合器１０４側のインピーダンスＺ１を電流波形信号Ｉ１と電圧波形信号Ｖ１からＺ１＝Ｖ１／Ｉ１によって演算する。ここで、Ｚ１＝Ｒ１＋ｊＸ１（ｊは虚数）と定義することができる。そして、制御部１００３は、電圧波形信号Ｖ１と電流波形信号Ｉ１との位相差θをθ＝ｔａｎ^－１（Ｘ１／Ｒ１）によって求める。また、制御部１００３は、反射係数Γ１をΓ１＝（Ｚ１－Ｚ０）／（Ｚ１＋Ｚ０）によって求める。ここで、Ｚ０は、インピーダンス整合器１０４とプラズマ負荷２との間の特性インピーダンスを示しており、通常５０Ωである。
また、電圧波形信号Ｖ１の位相角をθｖ、電流波形信号Ｉ１の位相角をθｉとすると、位相差θ＝θｉ－θｖで演算することもできる。

電圧制御発振器１０１は、制御部１００３から出力された指令信号に基づいて、ソース電源の出力周波数の制御を実行する。具体的には、電圧波形信号Ｖ１と電流波形信号Ｉ１との位相差θが０（ゼロ）であれば、電圧と電流が同相であるので、負荷側インピーダンスのリアクタンス値が０（ゼロ）である。そのため、電圧波形信号Ｖ１と電流波形信号Ｉ１との位相差θが０（ゼロ）になるように、ソース電源の出力周波数を制御すれば、第１の実施形態で説明と同様の効果を得ることができる。
もちろん、第１の実施形態と同様に、電圧波形信号Ｖ１と電流波形信号Ｉ１との位相差θは、必ずしも０（ゼロ）になるようにソース電源の出力周波数を制御する必要はなく、他の目標値になるように制御してもよい。
しかし、位相差θが０（ゼロ）になるようにソース電源の出力周波数を制御することにより、ソース電源の出力周波数を共振周波数に近づけることができるので好ましい。
ただし、負荷側インピーダンスが容量性であると、スイッチング動作に伴って電流波形が歪むという問題が生じ易い。そのため、基準とする位相差θを０（ゼロ）よりも大きくして、電圧よりも電流が遅れるするようにしてもよい。
また、位相差θが、目標値（例えばゼロ）に対して設定された許容値内であれば、ソース電源の出力周波数を変更しないようにしてもよい。
また、モータ制御処理部１０９は、制御部１００３からの反射係数の値が所定の閾値以上である場合、インピーダンス整合器１０４に含まれる可変コンデンサや可変インダクタの値を変更するためのモータ群１１０に含まれるモータＭ１からＭ３の回転数を決定する。なお、モータ制御処理部１０９の動作は上述したものと同一であるため、説明は省略する。

＜第２の実施形態の技術的効果＞
第２の実施形態によれば、第１増幅器１０２の出力端（第１増幅器１０２の出力端からインピーダンス整合器１０４の入力端であればよい）における電流及び電圧に基づいて、電圧と電流との位相差θを検出する。そして、この位相差θを目標値（好ましくはゼロ（リアクタンスゼロ））になるように制御する。
このようにすることにより、バイアス電源からプラズマ負荷２に供給される進行波電力に起因して発生する反射波電力Ｐｒの変動を抑制して安定的に高周波電力をプラズマ負荷２に供給することができるようになる。この制御は、位相差θを目標値に近づけるように制御するだけなので、制御が簡単である。
また、モータ制御処理部１０９によるインピーダンス整合器１０４の可変コンデンサ値および可変インダクタンス値の制御では、インピーダンス整合のための時間を短縮することが可能となる。

（３）変形例
（i）電圧制御発振器１０１の内部構成例
図５は、変形例による周波数制御器１０６の内部構成例を示す図である。

変形例による周波数制御器１０６は、フィルタ１０１１と、乗算器１０１２と、フィルタ１０１３と、分周器１０１４と、乗算器１０１６と、固定発振器１０１５と、ゲイン調整器１０１７と、フィルタ１０１８と、電圧制御発振器１０１と、を備えている。
なお、この変形例では、第１の実施形態と同様に、進行波電圧Ｖｆと反射波電圧Ｖｒとの位相差φに応じて電圧制御発振器１０１の発振周波数を変化させる場合を例にして説明する。

電圧制御発振器１０１は、ローパスフィルタ１０１８を介して出力されるゲイン調整器１０１７の出力に応じて、出力する発振信号の周波数を変更できるものであり、図１の電圧制御発振器１０１と同様の構成である。本実施形態では、電圧制御発振器１０１から出力する高周波信号の周波数は、４０．６８ＭＨｚを中心周波数としている。

フィルタ１０１１は、位相差検出器１０５から出力される位相差φの情報に含まれる不要な周波数成分を遮断又は十分減衰させて出力する。フィルタ１０１１は、例えば、ローパスフィルタ、バンドパスフィルタを用いることができる。

上述したように、バイアス電源からプラズマ負荷２に供給される進行波電力に起因して位相差φが変動する。そのため、位相差φの情報は、バイアス電源の出力周波数（本実施形態では４００ｋＨｚ）で大きさが変動する信号となるが、バイアス電源の出力周波数以外の不要な周波数成分が含まれているので、フィルタ１０１１を用いて、バイアス電源の出力周波数成分の信号を抽出している。

乗算器１０１２は、電圧制御発振器１０１から出力する発振信号とフィルタ１０１１の出力信号（位相差φの情報）とを混合した際に生成される和周波数成分と差周波数成分のうち差周波数成分の信号を出力する。そのため、電圧制御発振器１０１から出力する高周波信号の周波数が４０．６８ＭＨｚであり、フィルタ１０１１の出力信号の周波数が４００ｋＨｚの場合は、４０．２８ＭＨｚ（４０．６８ＭＨｚ－０．４ＭＨｚ＝４０．２８ＭＨｚ）の周波数成分を有する信号を出力する。

フィルタ１０１３は、上記の差周波数成分を通過させるように設計されたフィルタであり、例えば、ローパスフィルタ、バンドパスフィルタを用いることができる。
分周器１０１４は、フィルタ１０１３から出力された信号を分周するためのものであり、例えば、１／４に分周される。なお、分周比は、１／４に限定されるものではなく、他の分周比にしてもよい。また、外部からの設定信号に応じて分周比を変更できる機能を有していてもよい。

固定発振器１０１５は、固定周波数の発振信号を生成する発振部であり、例えば１０．１７ＭＨｚの周波数の発振信号を出力する。
この固定発振器１０１５の発振信号の周波数は、電圧制御発振器１０１の発振信号の周波数と分周器１０１４の分周比によって定めている。上記の例では、電圧制御発振器１０１から出力する高周波信号の中心周波数が４０．６８ＭＨｚであり、分周器１０１４の分周比が１／４なので、１０．１７ＭＨｚ（４０．６８ＭＨｚ／４＝１０．１７ＭＨｚ）に設定している。分周器１０１４の分周比を変更することを考慮して、固定発振器１０１５の発振信号の周波数を変更できる機能を有するものにしてもよい。

乗算器１０１６は、固定発振器１０１５の出力信号と分周器１０１４の出力信号とを混合とを混合した際に生成される和周波数成分と差周波数成分のうち差周波数成分の信号を出力する。

ゲイン調整器１０１７は、乗算器１０１６の出力信号に基づいて、電圧制御発振器１０１に対して発振周波数の増減制御を行う。この際、必要に応じて、フィルタ１０１８（例えば、ローパスフィルタ）を介して、電圧制御発振器１０１に対して発振周波数の増減制御を行う。以下、この増減制御について説明する。

分周器１０１４の出力信号の振幅は、位相差φに応じて変化する。一方、固定発振器１０１５の出力信号の振幅は一定なので、乗算器１０１６の出力信号の振幅は位相差φに応じて変化する。また、位相差φが目標値（例えばゼロ）の場合の乗算器１０１６の出力信号の振幅（目標振幅）は予め分かっているので、乗算器１０１６の出力信号の振幅が目標振幅になるように、目標振幅と乗算器１０１６の出力信号の振幅との差分に対応する量だけ電圧制御発振器１０１の出力信号の周波数をシフトして、周波数ずれを補正するような電圧（指令信号）を電圧制御発振器１０１に印加することによって、電圧制御発振器１０１に対して発振周波数の増減制御を行う。

このようにすれば、バイアス電源の出力に起因して発生する反射波電力Ｐｒの周期的な変動が発生しても、その反射波電力Ｐｒを打ち消すように、電圧制御発振器１０１の出力信号の周波数がシフトされるので、位相差φが目標値又は目標値近傍で推移するようになる。その結果、バイアス電源の出力に起因して発生する反射波電力Ｐｒの周期的な変動が抑制される。
なお、上記では、乗算器１０１６の出力信号の振幅に基づいて制御をする例を示したが、振幅は、平均値、実効値、波高値、ピークピーク値等の振幅の大きさを表すものであればよい。

また、乗算器１０１６は、デジタル処理方式であれば、固定発振器１０１５の出力信号と分周器１０１４の出力信号との振幅差情報と、固定発振器１０１５の出力信号と分周器１０１４の出力信号との位相差情報とを出力するようにしてもよい。
この場合、位相差φが目標値であるときの振幅差情報は予め分かっているので、ゲイン調整器１０１７は、乗算器１０１６から出力された振幅差情報に基づいて、上記と同様に、周波数ずれを補正するような電圧（指令信号）を電圧制御発振器１０１に印加することによって、電圧制御発振器１０１に対して発振周波数の増減制御を行うことができる。

また、上記の位相差情報は、フィルタ１０１１の出力信号の周波数（４００ｋＨｚ）に起因して変動するので、位相差情報が一定値になるようにすれば、バイアス電源からプラズマ負荷２に供給される進行波電力に起因して発生する反射波電力Ｐｒの変動を抑制することができる。そのため、位相差φが目標値であるときの位相差情報は予め分かっているので、乗算器１０１６から出力された位相差情報に基づいて、上記と同様に、周波数ずれを補正するような電圧（指令信号）を電圧制御発振器１０１に印加することによって、電圧制御発振器１０１に対して発振周波数の増減制御を行うことができる。

上記のように、位相差φを目標値（好ましくはゼロ）になるように（近づくように）制御するので、位相差φは目標値又は目標値近傍で推移する。すなわち、本実施形態によって、位相差φが目標値又は目標値近傍で推移するようになると、フィルタ１０１１の出力信号は、実質的に一定値となる。もちろん、位相差φをゼロ（リアクタンスゼロ）になるように（近づくように）制御すると、フィルタ１０１１の出力信号は、実質的にゼロとなる。

また、上記の図５の変形例の説明では、第１の実施形態と同様に、進行波電圧Ｖｆと反射波電圧Ｖｒとの位相差φに応じて電圧制御発振器１０１の発振周波数を変化させる場合を例にして説明したが、第１の実施形態と同様に、電圧波形信号Ｖ１と電流波形信号Ｉ１との位相差θに応じて電圧制御発振器１０１の発振周波数を変化させる場合にも適用することができる。

（ii）インピーダンス整合器１０４の内部構成例
図６は、変形例によるインピーダンス整合器１０４の内部構成例を示す図である。
変形例によるインピーダンス整合器１０４は、固定容量の第１コンデンサ４０１と、固定容量の第２コンデンサ４０２と、固定リアクタンスのコイル４０３と、電子式可変容量コンデンサ４０４から４０６と、を備えている。変形例によるインピーダンス整合器１０４においては、第１の実施形態のようにモータＭ１からＭ３によって容量値を調整する可変コンデンサや可変リアクタを備えるのではなく、電圧印加制御によって容量値を変化させる電子式可変容量コンデンサを用いている。なお、電子式可変容量コンデンサを用いる場合には、周波数検出器１０８によって検出される周波数が、プラズマ負荷２の最適周波数近傍であることが望ましい。
以上のように、電子式可変容量コンデンサを用いることにより、インピーダンス整合器１０４を高速に制御することが可能となる。

本実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、本実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。

さらに、上述の実施形態において、制御線や情報線は説明上必要と考えられるものを示しており、製品上必ずしも全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。全ての構成が相互に接続されていても良い。

例えば、上記の実施形態では、インピーダンス整合器１０４は、モータによって可変コンデンサ値を調整するタイプを例示したが、半導体スイッチ（例えば、ＰＩＮダイオード）によって、可変コンデンサ値を調整するタイプを用いてもよい。
また、上記の実施形態では、発振器として電圧制御発振器１０１を例示したが、これに限定されない。例えば、発振器としてダイレクト・デジタル・シンセサイザー（ＤＤＳ）を用いてもよい。
また、上記の実施形態では、インピーダンス整合器１０４に備わっている可変素子（可変コンデンサ、可変インダクタ）が３つの例を示したが、これに限定されない。例えば、可変コンデンサが２つでもよい場合がある。

１，１００ 電源供給システム（高周波電源システム）
２ プラズマ負荷
１０１ 電圧制御発振器
１０２ 第１増幅器
１０３ 方向性結合器
１０４ インピーダンス整合器（第１整合器）
１０５ 位相差検出器
１０６ 周波数制御器
１０７ 反射レベル計測器
１０８ 周波数検出器
１０９ モータ制御処理部
１１０ モータ群
２０１ バイアス用発振器
２０２ 第２増幅器
２０３ 第２整合器
１００１ 電流波形信号検出器
１００２ 電圧波形信号検出器
１００３ 制御部

Claims (4)

1. 接続されるプラズマ負荷に対して高周波電力を提供する、高周波電源システムであって、
   第１周波数でバイアス電力を出力するバイアス電源と、
   前記第１周波数よりも高い第２周波数でソース電力を出力するソース電源と、
   前記ソース電源側のインピーダンスと前記プラズマ負荷側のインピーダンスとの整合を取るインピーダンス整合器と、を備え、
   前記ソース電源は、前記プラズマ負荷においてプラズマが生成されているときに、前記プラズマ負荷に供給する進行波電力に対応する検出信号と前記プラズマ負荷から戻ってくる反射波電力に対応する検出信号との位相差、または前記プラズマ負荷に供給する進行波電力の電流に対応する検出信号と電圧に対応する検出信号との位相差を、前記第１周波数の１０倍以上の周波数に相当する周期で検出するとともに、前記位相差を予め定めた目標値に近づけるように出力周波数を前記第１周波数の１０倍以上の周波数に相当する周期で増減制御することによって、プラズマ負荷側インピーダンスのリアクタンス値を予め定めた目標値に近づけ、
   前記インピーダンス整合器は、前記ソース電源における出力周波数の増減制御によって前記位相差が前記目標値に対して設定された許容値以下となっている状態においてインピーダンス整合を行う、高周波電源システム。
2. 請求項１において、
   前記検出した位相差の信号を、分周器及び乗算器を用いて低い周波数の信号に変換し、変換後の信号に基づいて位相差を予め定めた目標値に近づけるように出力周波数を増減制御する、高周波電源システム。
3. 請求項１または２において、
   前記リアクタンスの目標値はゼロである、高周波電源システム。
4. 請求項１から３の何れか１項において、
   前記プラズマ負荷から戻ってくる反射波電力のレベルが低下するように前記インピーダンス整合器に含まれる複数の可変素子の値を変更する、高周波電源システム。