JP7434770B2 - Duty correction circuit, receiving circuit and duty correction method - Google Patents
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Description
本発明は、デューティー補正回路、受信回路およびデューティー補正方法に関する。 The present invention relates to a duty correction circuit, a receiving circuit, and a duty correction method.
装置間でクロック信号を伝送する場合、クロック信号を伝送する回路等の温度、電圧、電気的特性のばらつきや他の要因により、受信回路で受信するクロック信号のデューティー比が送信元のクロック信号のデューティー比に対してずれる場合がある。例えば、データ信号の受信用のクロック信号のデューティー比がずれた場合、受信回路でのデータ信号の受信マージンが低下する。 When transmitting a clock signal between devices, the duty ratio of the clock signal received by the receiving circuit may be different from that of the source clock signal due to variations in temperature, voltage, electrical characteristics of the circuit transmitting the clock signal, etc., and other factors. It may deviate from the duty ratio. For example, if the duty ratio of a clock signal for receiving a data signal deviates, the reception margin of the data signal in the receiving circuit decreases.
また、クロック信号が埋め込まれたデータ信号を受信回路で受信する場合、受信回路はデータ信号からクロック信号を再生し、再生したクロック信号に同期してデータ信号をラッチする。この場合にも、再生したクロック信号にジッタがある場合、データ信号の受信マージンは低下する。 Further, when a receiving circuit receives a data signal in which a clock signal is embedded, the receiving circuit reproduces the clock signal from the data signal and latches the data signal in synchronization with the reproduced clock signal. Also in this case, if there is jitter in the reproduced clock signal, the reception margin of the data signal decreases.
そこで、受信するクロック信号のデューティー比によらず、デューティー比が50%のクロック信号に補正するデューティー補正回路が提案されている(特許文献1参照)。 Therefore, a duty correction circuit has been proposed that corrects the clock signal to have a duty ratio of 50% regardless of the duty ratio of the received clock signal (see Patent Document 1).
しかしながら、従来のデューティー補正回路では、デューティー比が50%に設定されるものの、受信するクロック信号のデューティー比によっては、デューティー比を補正したクロック信号の位相が元のクロック信号の位相に対してずれるという問題がある。この場合、例えば、クロック信号に同期して受信するデータ信号の受信マージンを改善することができない。 However, in conventional duty correction circuits, although the duty ratio is set to 50%, depending on the duty ratio of the received clock signal, the phase of the clock signal whose duty ratio has been corrected may deviate from the phase of the original clock signal. There is a problem. In this case, for example, it is not possible to improve the reception margin of a data signal received in synchronization with a clock signal.
開示の技術は、上記の課題に鑑みてなされたものであり、受信した入力クロックのデューティー比を50%に補正しつつ、入力クロックの送信元の位相に合わせた出力クロックを生成することを目的とする。 The disclosed technology was developed in view of the above-mentioned problems, and aims to generate an output clock that matches the phase of the source of the input clock while correcting the duty ratio of the received input clock to 50%. shall be.
上記技術的課題を解決するため、本発明の一形態のデューティー補正回路は、受信した入力クロックに対して位相を180°ずらしたシフトクロックを生成する位相シフト回路と、前記入力クロックおよび前記シフトクロックの立ち上がりエッジまたは立ち下がりエッジの一方に応答して出力クロックの論理値を反転し、前記入力クロックおよび前記シフトクロックの前記立ち上がりエッジまたは前記立ち下がりエッジの他方に応答して、前記他方のエッジが現れる直前の前記出力クロックの論理値を保持する論理設定回路と、を有し、前記論理設定回路は、前記入力クロックを受ける第1NANDゲートと前記シフトクロックを受ける第2NANDゲートとを有する第1フリップフロップと、前記第1NANDゲートの出力信号を受ける第3NANDゲートと前記第2NANDゲートの出力信号を受ける第4NANDゲートとを有する第2フリップフロップと、前記入力クロックの先頭が立ち上がりエッジであるポジティブクロックモード時に前記入力クロックおよび前記シフトクロックがともにハイレベルのときにロウレベルを出力し、前記入力クロックの先頭が立ち下がりエッジであるネガティブクロックモード時にハイレベルを出力する第5NANDゲートと、前記ポジティブクロックモード時に前記入力クロックおよび前記シフトクロックがともにロウレベルのときにハイレベルを出力し、前記ネガティブクロックモード時にロウレベルを出力するNORゲートと、前記第5NANDゲートの出力信号と前記NORゲートの出力信号とを受ける第6NANDゲートと、前記第3NANDゲートの出力信号および前記第6NANDゲートの出力信号を受ける第7NANDゲートと、前記第4NANDゲートの出力信号および前記第6NANDゲートの出力信号を反転した信号を受ける第8NANDゲートと、前記第7NANDゲートの出力信号と前記第8NANDゲートの出力信号を受け、前記出力クロックを出力する第9NANDゲートと、を有し、前記出力クロックの論理値を反転する前記立ち上がりエッジまたは前記立ち下がりエッジの前記一方の遷移方向は、前記入力クロックの先頭エッジの遷移方向と同じである。
In order to solve the above technical problem, a duty correction circuit according to one embodiment of the present invention includes a phase shift circuit that generates a shift clock whose phase is shifted by 180 degrees with respect to a received input clock, and the input clock and the shift clock. inverts the logic value of the output clock in response to one of the rising or falling edges of the input clock and the shift clock, and in response to the other of the rising or falling edges of the input clock and the shift clock, the other edge a logic setting circuit that holds the logic value of the output clock immediately before it appears, and the logic setting circuit includes a first flip-flop circuit that has a first NAND gate that receives the input clock and a second NAND gate that receives the shift clock. a second flip-flop having a third NAND gate receiving the output signal of the first NAND gate and a fourth NAND gate receiving the output signal of the second NAND gate; and a positive clock mode in which the beginning of the input clock is a rising edge. a fifth NAND gate that outputs a low level when both the input clock and the shift clock are at a high level, and outputs a high level when the input clock has a leading edge as a falling edge in a negative clock mode; a NOR gate that outputs a high level when the input clock and the shift clock are both at a low level and outputs a low level when in the negative clock mode; and a NOR gate that receives an output signal of the fifth NAND gate and an output signal of the NOR gate. a seventh NAND gate receiving an output signal of the third NAND gate and an output signal of the sixth NAND gate; and an eighth NAND gate receiving an inverted signal of the output signal of the fourth NAND gate and the output signal of the sixth NAND gate. and a ninth NAND gate that receives the output signal of the seventh NAND gate and the output signal of the eighth NAND gate and outputs the output clock, and the rising edge or the rising edge that inverts the logic value of the output clock. The one transition direction of the falling edge is the same as the transition direction of the leading edge of the input clock.
受信した入力クロックのデューティー比を50%に補正しつつ、入力クロックの送信元の位相に合わせた出力クロックを生成することができる。 It is possible to generate an output clock that matches the phase of the source of the input clock while correcting the duty ratio of the received input clock to 50%.
以下、図面を参照して実施の形態の説明を行う。以下の説明では、信号が伝送される信号線は、信号名と同じ符号を使用する。信号の論理値は、ロウレベルとハイレベルにより示す。各図面において、同一構成部分には同一符号を付し、重複した説明を省略する場合がある。 Embodiments will be described below with reference to the drawings. In the following description, the same symbols as the signal names are used for signal lines through which signals are transmitted. The logical value of a signal is indicated by a low level and a high level. In each drawing, the same components are given the same reference numerals, and redundant explanations may be omitted.
(第1の実施形態)
図1は、本発明の第1の実施形態に係るデューティー補正回路を含むシステムの一例を示すブロック図である。図1に示すシステム100は、信号線を介して相互に接続された送信部200と受信部300とを有する。
(First embodiment)
FIG. 1 is a block diagram showing an example of a system including a duty correction circuit according to a first embodiment of the present invention. The
送信部200は、データ送信処理回路210を有し、受信部300は、デューティー補正回路310とデータ受信処理回路320とを有する。データ送信処理回路210は、クロック信号CLKと、クロック信号CLKに同期するデータ信号DATAとを受信部300に送信する。データ受信処理回路320は、デューティー補正回路310を介して受信したクロック信号CLK(図2の出力クロックOP)に同期してデータ信号DATAを受信し、受信したデータ信号DATAを使用してデータ処理等を実施する。
The transmitting
例えば、送信部200と受信部300とは、同じ筐体内または同じ基板上に配置されてもよく、異なる筐体にそれぞれ配置されてもよい。この場合、データ送信処理回路210とデータ受信処理回路320との間を接続するクロック信号線CLKおよびデータ信号線DATAは、ケーブルまたは配線パターンである。
For example, the
送信部200が基板と基板上に搭載される部品とで構成される場合、送信部200内のクロック信号線CLKおよびデータ信号線DATAは、基板上の配線パターンである。送信部200がLSI(Large-Scale Integration)等の半導体デバイスで構成される場合、送信部200内のクロック信号線CLKおよびデータ信号線DATAは、半導体デバイスの内部配線である。
When the
同様に、受信部300が基板と基板上に搭載される部品とで構成される場合、受信部300内のクロック信号線CLKおよびデータ信号線DATAは、基板上の配線パターンである。受信部300がLSI等の半導体デバイスで構成される場合、受信部300内のクロック信号線CLKおよびデータ信号線DATAは、半導体デバイスの内部配線である。
Similarly, when the
この実施形態では、システム100は、クロック信号CLKの立ち上がりエッジに対応してデータ信号DATAの送信を開始するポジティブクロック方式を採用している。また、システム100は、クロック信号CLKの立ち上がりエッジと立ち下がりエッジとのそれぞれに同期してデータ信号DATAを伝送する、いわゆるDDR(Double Data Rate)を採用している。
In this embodiment,
例えば、データ送信処理回路210は、クロック信号CLKの立ち上がりエッジと立ち下がりエッジがデータ信号DATAの有効期間の中心になるように、クロック信号CLKおよびデータ信号DATAを生成して送信する。すなわち、データ送信処理回路210は、クロック信号CLKの遷移エッジに対するセットアップ時間とホールド時間とを等しく設定する。
For example, the data
また、データ送信処理回路210は、データ信号DATAをクロック信号CLKの立ち上がりエッジと立ち下がりエッジとにそれぞれ同期して送信するため、クロック信号CLKのデューティー比を50%に設定する。データ受信処理回路320は、デューティー比が50%のクロック信号CLKの立ち上がりエッジと立ち下がりエッジとにそれぞれ同期してデータ信号DATAを受信するように設計されている。
Furthermore, the data
なお、図1では、1本のデータ信号線DATAを介して直列のデータ信号DATAを伝送する例を示すが、複数のデータ信号線DATAを介して複数のデータ信号DATAが並列に送信されてもよい。また、送信部200から受信部300に伝送されるデータ信号DATAは、シングルエンド信号でもよく、差動信号でもよいが、この実施形態では、シングルエンド信号の例を示す。差動信号の例は、図18および図20で説明する。
Although FIG. 1 shows an example in which serial data signals DATA are transmitted via one data signal line DATA, it is also possible to transmit multiple data signals DATA in parallel via multiple data signal lines DATA. good. Further, the data signal DATA transmitted from the transmitting
例えば、クロック信号CLKの伝送特性は、クロック信号CLKの送信回路の温度、電源電圧の変動、回路の電気的特性のばらつきや、クロック信号線CLKが受けるノイズ、クロック信号CLKの分配先の装置の追加、切り替え等に伴う様々な要因により変化する。これにより、受信部300で受信するクロック信号CLKのデューティー比が崩れ、デューティー比は50%より小さい値、あるいは、50%より大きい値になる場合がある。
For example, the transmission characteristics of the clock signal CLK are determined by the temperature of the clock signal CLK transmission circuit, fluctuations in the power supply voltage, variations in the electrical characteristics of the circuit, noise received by the clock signal line CLK, and the effects of the device to which the clock signal CLK is distributed. Changes due to various factors associated with additions, changes, etc. As a result, the duty ratio of the clock signal CLK received by the receiving
デューティー比が50%からずれることにより、データ信号線DATAの受信マージンは小さくなる。例えば、デューティー比の減少によりクロック信号CLKの立ち下がりエッジの位相が早くなり、クロック信号CLKの立ち下がりエッジに対するデータ信号DATAのセットアップ時間が減少すると、データ信号DATAが受信できないおそれがある。また、デューティー比の増加によりクロック信号CLKの立ち下がりエッジの位相が遅くなり、クロック信号CLKの立ち下がりエッジに対するデータ信号DATAのホールド時間が減少する場合にも、データ信号DATAが受信できないおそれがある。さらに、デューティー比が崩れたクロック信号CLKが複数サイクルにわたって供給される場合、受信エラー(NG)が連続して発生するおそれがある。 As the duty ratio deviates from 50%, the reception margin of the data signal line DATA becomes smaller. For example, if the phase of the falling edge of the clock signal CLK becomes earlier due to a decrease in the duty ratio, and the setup time of the data signal DATA with respect to the falling edge of the clock signal CLK decreases, there is a possibility that the data signal DATA cannot be received. Furthermore, if the phase of the falling edge of the clock signal CLK is delayed due to an increase in the duty ratio, and the hold time of the data signal DATA with respect to the falling edge of the clock signal CLK is reduced, there is a possibility that the data signal DATA cannot be received. . Furthermore, if the clock signal CLK with a corrupted duty ratio is supplied over multiple cycles, there is a possibility that reception errors (NG) will occur continuously.
そこで、本実施形態では、データ受信処理回路320の手前にデューティー補正回路310を配置し、デューティー比が崩れたクロック信号CLKをデューティー比が50%の元のクロック信号CLKに戻して、データ受信処理回路320に供給する。
Therefore, in this embodiment, a
これにより、クロック信号CLKの遷移エッジに対するデータ信号DATAのセットアップマージンを、データ送信処理回路210が出力するデータ信号線DATAのセットアップマージンと等しくすることができる。また、クロック信号CLKの遷移エッジに対するデータ信号DATAのホールドマージンを、データ送信処理回路210が出力するデータ信号線DATAのホールドマージンと等しくすることができる。換言すれば、クロック信号CLKの立ち上がりエッジと立ち下がりエッジとにそれぞれ同期するDDR方式のデータ信号DATAのタイミングマージンを互いに等しくすることができる。この結果、クロック信号CLKのデューティー比が崩れた場合にも、データ受信処理回路320は、デューティー補正回路310がデューティー比を補正したクロック信号CLKの両エッジに同期してデータ信号DATAを確実に受信して処理することができる。
Thereby, the setup margin of the data signal DATA with respect to the transition edge of the clock signal CLK can be made equal to the setup margin of the data signal line DATA output from the data
図2は、図1のデューティー補正回路310の一例を示す回路図である。デューティー補正回路310は、位相シフト回路318と複数の2入力のナンドゲートNAND1、NAND2、NAND3、NAND4、NAND5、NAND6、NAND7、NAND8、NAND9とを有する。以下では、ナンドゲートNAND(NAND1-NAND9)を符号のみで、NAND1等と称する。また、以下では、各NAND1-NAND9の上側の入力を一方の入力と称し、各NAND1-NAND9の下側の入力を他方の入力と称する。
FIG. 2 is a circuit diagram showing an example of the
位相シフト回路318は、受信したクロック信号CLKの位相を180°シフトし、シフトクロック信号として出力する。以下では、デューティー補正回路310が受信するクロック信号CLKを入力クロックIPとも称し、位相シフト回路318が出力するシフトクロック信号を入力クロックINとも称する。
The
入力クロックIPは、NAND1の一方の入力と、NAND5の一方の入力に供給される。入力クロックINは、NAND2の他方の入力と、NAND5の他方の入力に供給される。NAND1およびNAND2は、フリップフロップFF1として機能し、NAND3およびNAND4は、フリップフロップFF2として機能する。フリップフロップFF1、FF2は、直列に接続される。 Input clock IP is supplied to one input of NAND1 and one input of NAND5. The input clock IN is supplied to the other input of NAND2 and the other input of NAND5. NAND1 and NAND2 function as flip-flop FF1, and NAND3 and NAND4 function as flip-flop FF2. Flip-flops FF1 and FF2 are connected in series.
NAND3の出力は、NAND7の一方の入力とNAND4の一方の入力とに接続され、NAND4の出力は、NAND8の他方の入力とNAND3の他方の入力とに接続される。NAND5の出力は、NAND6の一方および他方の入力と、NAND7の他方の入力に接続される。インバータとして動作するNAND6の出力は、NAND8の一方の入力に接続される。NAND7の出力は、NAND9の一方の入力に接続され、NAND8の出力は、NAND9の他方の入力に接続される。そして、NAND9の出力からデューティー比が50%に補正された出力クロックOPが出力される。出力クロックOPは、クロック信号CLKとして、図1のデータ受信処理回路320に供給される。
The output of NAND3 is connected to one input of NAND7 and one input of NAND4, and the output of NAND4 is connected to the other input of NAND8 and the other input of NAND3. The output of NAND5 is connected to one and the other input of NAND6 and the other input of NAND7. The output of NAND6, which operates as an inverter, is connected to one input of NAND8. The output of NAND7 is connected to one input of NAND9, and the output of NAND8 is connected to the other input of NAND9. Then, an output clock OP whose duty ratio has been corrected to 50% is output from the output of the NAND9. The output clock OP is supplied as a clock signal CLK to the data
図3は、図1のデューティー補正回路310がクロック信号CLKのデューティー比を50%に補正する動作の一例を示すタイミング図である。すなわち、図3は、デューティー補正回路310によるデューティー補正方法の一例を示す。図3は、データ送信処理回路210から受信するクロック信号CLKのデューティー比(Duty)が50%より小さい場合の例を示す。以降において、ポジティブクロック方式のデューティー比は、クロック信号CLKの1周期に対するクロック信号CLKのハイレベル期間の比率であるとする。
FIG. 3 is a timing chart showing an example of an operation in which the
なお、実際のシステム100では、データ送信処理回路210とデューティー補正回路310との間には伝送路の信号遅延がある。このため、入力クロックIPの位相は、データ送信処理回路210が送信するクロック信号CLKの位相とずれる。しかしながら、図3を含む以降のタイミング図では、説明を分かりやすくするため、伝送路の信号遅延がないものとして波形を示している。
Note that in the
初期状態において、入力クロックIP、INおよび出力クロックOPはロウレベルである(図3(a))。なお、初期状態は、データ信号DATAの送信の開始時のクロック信号CLKの先頭エッジが現れる前の状態を示す。また、図3は、データ信号DATAを送信中の波形を示しているが、データ信号DATAの送信を開始する直前の初期状態において、入力クロックIP、INはともにロウレベルである。 In the initial state, input clocks IP and IN and output clock OP are at low level (FIG. 3(a)). Note that the initial state indicates a state before the leading edge of the clock signal CLK appears at the start of transmission of the data signal DATA. Furthermore, although FIG. 3 shows the waveforms during transmission of the data signal DATA, both input clocks IP and IN are at a low level in the initial state immediately before starting transmission of the data signal DATA.
なお、図3では、データ送信処理回路210が送信するクロック信号CLKの立ち上がりエッジの位相と入力クロックIPの立ち上がりエッジの位相とは等しいとする。入力クロックINの位相は、入力クロックIPの位相に対して180°ずれている。クロック信号CLKの立ち上がりエッジおよび立ち下がりエッジは、データ信号DATAの有効期間の中心にそれぞれ位置する。このため、入力クロックIP、INの立ち上がりエッジは、データ信号DATAの有効期間の中心に位置し、入力クロックIP、INの立ち上がりエッジに対するデータ信号DATAのセットアップ時間およびホールド時間は互いに等しい。
In FIG. 3, it is assumed that the phase of the rising edge of the clock signal CLK transmitted by the data
初期状態では、NAND1、NAND2の出力はハイレベルであり、NAND3の出力はロウレベルであり、NAND4の出力はハイレベルである。NAND5の出力はハイレベルであり、NAND6の出力はロウレベルである。NAND7、NAND8の出力はハイレベルであり、NAND9の出力(出力クロックOP)はロウレベルである。 In the initial state, the outputs of NAND1 and NAND2 are at high level, the output of NAND3 is at low level, and the output of NAND4 is at high level. The output of NAND5 is high level, and the output of NAND6 is low level. The outputs of NAND7 and NAND8 are at high level, and the output of NAND9 (output clock OP) is at low level.
デューティー補正回路310の位相シフト回路318は、デューティー比が50%より小さいクロック信号CLKである入力クロックIPの位相を180°シフトして入力クロックINを生成する(図3(b))。
The
入力クロックIPの立ち上がりエッジに同期して、NAND1の出力がハイレベルからロウレベルに反転する。NAND1の出力がロウレベルに変化することにより、NAND3の出力がロウレベルからハイレベルに反転し、NAND4の出力がハイレベルからロウレベルに反転する。 In synchronization with the rising edge of the input clock IP, the output of NAND1 is inverted from high level to low level. As the output of NAND1 changes to low level, the output of NAND3 is inverted from low level to high level, and the output of NAND4 is inverted from high level to low level.
NAND7は、NAND3からのハイレベルにより、出力をハイレベルからロウレベルに反転する。NAND9は、NAND7からのロウレベルにより、出力をロウレベルからハイレベルに反転し、ハイレベルの出力クロックOPを出力する(図3(c))。これにより、デューティー補正回路310は、受信したクロック信号CLKと同じ立ち上がりエッジタイミングを有する出力クロックOPを生成し、生成した出力クロックOPをデータ受信処理回路320に供給することができる。
NAND7 inverts its output from high level to low level in response to the high level from NAND3. NAND9 inverts its output from low level to high level in response to the low level from NAND7, and outputs high level output clock OP (FIG. 3(c)). Thereby, the
データ受信処理回路320は、データ送信処理回路210から伝送されるデータ信号DATAを出力クロックOPの立ち上がりエッジに同期して受信する(図3(d))。このとき、出力クロックOPの立ち上がりエッジの位相は、データ送信処理回路210が送信した元のクロック信号CLKの立ち上がりエッジの位相と等しい。
The data
換言すれば、データ受信処理回路320が受信した出力クロックOPとデータ信号DATAとのタイミングの関係は、データ送信処理回路210が送信したクロック信号CLKとデータ信号DATAとのタイミングの関係と等しい。このため、データ受信処理回路320は、クロック信号CLKの立ち上がりエッジに対するデータ信号DATAのセットアップマージンおよびホールドマージンを低下させることなく、データ信号DATAを確実に受信して処理することができる。
In other words, the timing relationship between the output clock OP received by the data
デューティー比が50%より小さいため、入力クロックIPの立ち下がりエッジの位相は、データ送信処理回路210が出力したクロック信号CLKの立ち下がりエッジの位相より早い。このため、クロック信号CLKの立ち下がりエッジに対応して、入力クロックINがハイレベルに変化する前に、入力クロックIPがハイレベルからロウレベルに変化する(図3(e))。
Since the duty ratio is smaller than 50%, the phase of the falling edge of the input clock IP is earlier than the phase of the falling edge of the clock signal CLK output by the data
これにより、NAND1の出力がロウレベルからハイレベルに反転する。しかしながら、NAND3は、NAND4からロウレベルを受けているため、ハイレベルの出力を維持する。したがって、NAND7、NAND8、NAND9の状態は変化せず、出力クロックOPは、ハイレベルに保持される(図3(f))。すなわち、デューティー補正回路310は、入力クロックIPの立ち下がりエッジに応答して、入力クロックIPの立ち下がりエッジが現れる直前の出力クロックOPのハイレベルを保持するデューティー補正動作を実施する(図3(g))。
As a result, the output of NAND1 is inverted from low level to high level. However, since NAND3 receives a low level from NAND4, it maintains a high level output. Therefore, the states of NAND7, NAND8, and NAND9 do not change, and the output clock OP is held at a high level (FIG. 3(f)). That is, the
この後、入力クロックINがロウレベルからハイレベルに変化する(図3(h))。入力クロックINは、入力クロックIPの位相を180°シフトした信号であるため、入力クロックINの立ち上がりエッジの位相は、データ送信処理回路210が出力するクロック信号CLKの立ち下がりエッジの位相と等しい。
After this, the input clock IN changes from low level to high level (FIG. 3(h)). Since the input clock IN is a signal obtained by shifting the phase of the input clock IP by 180 degrees, the phase of the rising edge of the input clock IN is equal to the phase of the falling edge of the clock signal CLK output by the data
入力クロックINの立ち上がりエッジに同期して、NAND2の出力がハイレベルからロウレベルに反転する。NAND2の出力がロウレベルに変化することにより、NAND3の出力がハイレベルからロウレベルに反転し、NAND4の出力がロウレベルからハイレベルに反転する。 In synchronization with the rising edge of the input clock IN, the output of NAND2 is inverted from high level to low level. As the output of NAND2 changes to low level, the output of NAND3 is inverted from high level to low level, and the output of NAND4 is inverted from low level to high level.
NAND7は、NAND3からのロウレベルにより、出力をロウレベルからハイレベルに反転する。NAND9は、NAND7からのハイレベルにより、出力をハイレベルからロウレベルに反転し、ロウレベルの出力クロックOPを出力する(図3(i))。これにより、デューティー補正回路310は、受信したクロック信号CLKと同じ立ち下がりエッジタイミングを有する出力クロックOPを生成し、生成した出力クロックOPをデータ受信処理回路320に供給することができる。
NAND7 inverts its output from low level to high level in response to the low level from NAND3. NAND9 inverts its output from high level to low level in response to the high level from NAND7, and outputs the low level output clock OP (FIG. 3(i)). Thereby, the
データ受信処理回路320は、データ送信処理回路210から伝送されるデータ信号DATAを出力クロックOPの立ち下がりエッジに同期して受信する(図3(j))。このとき、出力クロックOPの立ち下がりエッジの位相は、データ送信処理回路210が送信した元のクロック信号CLKの立ち下がりエッジの位相と等しい。
The data
換言すれば、データ受信処理回路320が受信した出力クロックOPとデータ信号DATAとのタイミングの関係は、データ送信処理回路210が送信したクロック信号CLKとデータ信号DATAとのタイミングの関係と等しい。このため、データ受信処理回路320は、クロック信号CLKの立ち下がりエッジに対するデータ信号DATAのセットアップマージンおよびホールドマージンを低下させることなく、データ信号DATAを確実に受信して処理することができる。
In other words, the timing relationship between the output clock OP received by the data
次に、クロック信号CLKの立ち下がりエッジに対応して、位相を180°シフトした入力クロックIPがハイレベルからロウレベルに変化する(図3(k))。入力クロックINの立ち下がりエッジの位相は、データ送信処理回路210が出力したクロック信号CLKの立ち下がりエッジの位相より早い。
Next, in response to the falling edge of the clock signal CLK, the input clock IP whose phase has been shifted by 180° changes from high level to low level (FIG. 3(k)). The phase of the falling edge of the input clock IN is earlier than the phase of the falling edge of the clock signal CLK output from the data
これにより、NAND2の出力がロウレベルからハイレベルに反転する。しかしながら、NAND4は、NAND3からロウレベルを受けているため、ハイレベルの出力を維持する。したがって、NAND7、NAND8、NAND9の状態は変化せず、出力クロックOPは、ロウレベルに保持される(図3(l))。すなわち、デューティー補正回路310は、入力クロックINの立ち下がりエッジに応答して、入力クロックINの立ち下がりエッジが現れる直前の出力クロックOPのロウレベルを保持するデューティー補正動作を実施する(図3(m))。
As a result, the output of NAND2 is inverted from low level to high level. However, since NAND4 receives a low level from NAND3, it maintains a high level output. Therefore, the states of NAND7, NAND8, and NAND9 do not change, and the output clock OP is held at low level (FIG. 3(l)). That is, in response to the falling edge of the input clock IN, the
これ以降、上述した動作が繰り返され、デューティー補正回路310は、デューティー比が50%より小さい入力クロックIPに基づいて、デューティー比が50%の出力クロックOPを生成し、データ受信処理回路320に出力する。
After this, the above-described operation is repeated, and the
上述したように、デューティー補正回路310のNAND1-NAND9は、入力クロックIPの立ち上がりエッジに同期して出力クロックOPをロウレベルからハイレベルに変化させる機能を有する。また、NAND1-NAND9は、入力クロックINの立ち上がりエッジに同期して出力クロックOPをハイレベルからロウレベルに変化させる機能を有する。さらに、NAND1-NAND9は、入力クロックIPまたは入力クロックINの立ち下がりエッジに応答して、出力クロックOPの論理値を、立ち下がりエッジが現れる直前の論理値に保持する機能を有する。NAND1-NAND9は、出力クロックOPの論理を設定する論理設定回路の一例である。
As described above, NAND1 to NAND9 of the
図4は、図1のデューティー補正回路310がクロック信号CLKのデューティー比を50%に補正する動作の別の例を示すタイミング図である。すなわち、図4は、デューティー補正回路310によるデューティー補正方法の一例を示す。図3と同様の動作については、詳細な説明は省略する。図4は、データ送信処理回路210から受信するクロック信号CLKのデューティー比(Duty)が50%より大きい場合の例を示す。入力クロックIPの立ち上がりエッジの位相は、データ送信処理回路210が出力するクロック信号CLKの立ち上がりエッジの位相と等しいとする。
FIG. 4 is a timing diagram showing another example of the operation in which the
初期状態において、入力クロックIPはロウレベルであり、入力クロックINはハイレベルである。このとき、NAND1の出力はハイレベルであり、NAND2の出力はロウレベルである。NAND3の出力はロウレベルであり、NAND4の出力はハイレベルである。NAND5の出力はハイレベルであり、NAND6の出力はロウレベルである。NAND7、NAND8の出力はハイレベルであり、NAND9の出力はロウレベルである。 In the initial state, the input clock IP is at low level and the input clock IN is at high level. At this time, the output of NAND1 is at high level, and the output of NAND2 is at low level. The output of NAND3 is low level, and the output of NAND4 is high level. The output of NAND5 is high level, and the output of NAND6 is low level. The outputs of NAND7 and NAND8 are high level, and the output of NAND9 is low level.
なお、図4においても、データ送信処理回路210が送信するクロック信号CLKの立ち上がりエッジと入力クロックIP、INの立ち上がりエッジとの相対的な位置関係は等しいとする。すなわち、入力クロックIP、INの立ち上がりエッジは、データ信号DATAの有効期間の中心に位置し、入力クロックIP、INの立ち上がりエッジに対するデータ信号DATAのセットアップ時間およびホールド時間は互いに等しい。
In FIG. 4 as well, it is assumed that the relative positional relationship between the rising edge of the clock signal CLK transmitted by the data
入力クロックIPの立ち上がりエッジに同期して、NAND5の出力がハイレベルからロウレベルに反転し、NAND6の出力がロウレベルからハイレベルに反転する。NAND6の出力がロウレベルに変化することにより、NAND8の出力がハイレベルからロウレベルに反転する。NAND9は、NAND8からのロウレベルを受けて、出力クロックOPをロウレベルからハイレベルに変化する(図4(a))。これにより、デューティー補正回路310は、受信したクロック信号CLKと同じ立ち上がりエッジタイミングを有する出力クロックOPを生成し、生成した出力クロックOPをデータ受信処理回路320に供給することができる。
In synchronization with the rising edge of the input clock IP, the output of NAND5 is inverted from high level to low level, and the output of NAND6 is inverted from low level to high level. As the output of NAND6 changes to low level, the output of NAND8 is inverted from high level to low level. NAND9 receives the low level from NAND8 and changes the output clock OP from low level to high level (FIG. 4(a)). Thereby, the
データ受信処理回路320は、データ送信処理回路210から伝送されるデータ信号DATAを出力クロックOPの立ち上がりエッジに同期して受信する(図4(b))。このため、データ受信処理回路320は、クロック信号CLKの遷移エッジに対するデータ信号DATAのセットアップマージンおよびホールドマージンを低下させることなく、データ信号DATAを確実に受信して処理することができる。
The data
次に、クロック信号CLKの立ち下がりエッジに対応して、位相を180°シフトした入力クロックINがハイレベルからロウレベルに変化する(図4(c))。これにより、NAND1の出力がハイレベルからロウレベルに反転し、NAND2の出力がロウレベルからハイレベルに反転する。NAND3の出力がロウレベルからハイレベルに反転し、NAND4の出力がハイレベルからロウレベルに反転する。 Next, in response to the falling edge of the clock signal CLK, the input clock IN whose phase has been shifted by 180° changes from high level to low level (FIG. 4(c)). As a result, the output of NAND1 is inverted from high level to low level, and the output of NAND2 is inverted from low level to high level. The output of NAND3 is inverted from low level to high level, and the output of NAND4 is inverted from high level to low level.
また、NAND5の出力がロウレベルからハイレベルに反転し、NAND6の出力がハイレベルからロウレベルに反転する。NAND7の出力は、NAND3、NAND5からのハイレベルにより、ハイレベルからロウレベルに反転し、NAND8の出力は、NAND4、NAND6からのロウレベルにより、ロウレベルからハイレベルに反転する。 Further, the output of NAND5 is inverted from low level to high level, and the output of NAND6 is inverted from high level to low level. The output of NAND7 is inverted from high level to low level by the high level from NAND3 and NAND5, and the output of NAND8 is inverted from low level to high level by the low level from NAND4 and NAND6.
したがって、入力クロックINがロウレベルに変化する前後において、NAND9は、NAND7、NAND8の一方からロウレベルを受けるため、NAND9の状態は変化せず、出力クロックOPは、ハイレベルに保持される(図4(d))。すなわち、デューティー補正回路310は、入力クロックINの立ち下がりに応答して、入力クロックINの立ち下がりエッジが現れる直前の出力クロックOPのハイレベルを保持するデューティー補正動作を実施する(図4(e))。
Therefore, before and after the input clock IN changes to low level, NAND9 receives the low level from either NAND7 or NAND8, so the state of NAND9 does not change and the output clock OP is held at high level (see FIG. 4). d)). That is, in response to the falling edge of the input clock IN, the
この後、入力クロックINがロウレベルからハイレベルに変化する(図4(f))。図3で説明したように、入力クロックINの立ち上がりエッジの位相は、データ送信処理回路210が出力するクロック信号CLKの立ち下がりエッジの位相と等しい。
After this, the input clock IN changes from low level to high level (FIG. 4(f)). As described with reference to FIG. 3, the phase of the rising edge of the input clock IN is equal to the phase of the falling edge of the clock signal CLK output by the data
入力クロックINの立ち上がりエッジに同期して、NAND5の出力がハイレベルからロウレベルに反転し、NAND6の出力がロウレベルからハイレベルに変転する。NAND5の出力がロウレベルに変化することにより、NAND7の出力がロウレベルからハイレベルに反転する。NAND9は、NAND7、NAND8からハイレベルを受け、出力をハイレベルからロウレベルに反転し、ロウレベルの出力クロックOPを出力する(図4(g))。 In synchronization with the rising edge of the input clock IN, the output of NAND5 is inverted from high level to low level, and the output of NAND6 is changed from low level to high level. As the output of NAND5 changes to low level, the output of NAND7 is inverted from low level to high level. NAND9 receives high level from NAND7 and NAND8, inverts the output from high level to low level, and outputs low level output clock OP (FIG. 4(g)).
これにより、デューティー補正回路310は、受信したクロック信号CLKと同じ立ち下がりエッジタイミングを有する出力クロックOPを生成し、生成した出力クロックOPをデータ受信処理回路320に供給することができる。データ受信処理回路320は、データ送信処理回路210から伝送されるデータ信号DATAを出力クロックOPの立ち下がりエッジに同期して受信する(図4(h))。
Thereby, the
このとき、出力クロックOPの立ち下がりエッジの位相は、データ送信処理回路210が送信した元のクロック信号CLKの立ち下がりエッジの位相と等しい。このため、データ受信処理回路320は、クロック信号CLKの遷移エッジに対するデータ信号DATAのセットアップマージンおよびホールドマージンを低下させることなく、データ信号DATAを確実に受信して処理することができる。
At this time, the phase of the falling edge of the output clock OP is equal to the phase of the falling edge of the original clock signal CLK transmitted by the data
次に、入力クロックIPがハイレベルからロウレベルに変化する(図4(i))。入力クロックIPのデューティー比は、50%より大きいため、入力クロックIPの立ち下がりエッジの位相は、データ送信処理回路210が出力したクロック信号CLKの立ち下がりエッジの位相より遅い。入力クロックIPのロウレベルへの変化により、NAND1の出力がロウレベルからハイレベルに反転し、NAND2の出力がハイレベルからロウレベルに反転する。NAND3の出力がハイレベルからロウレベルに反転し、NAND4の出力がロウレベルからハイレベルに反転する。
Next, the input clock IP changes from high level to low level (FIG. 4(i)). Since the duty ratio of the input clock IP is greater than 50%, the phase of the falling edge of the input clock IP is slower than the phase of the falling edge of the clock signal CLK output by the data
また、NAND5の出力がロウレベルからハイレベルに反転し、NAND6の出力がハイレベルからロウレベルに反転する。しかしながら、NAND7の出力は、NAND3からのハイレベルによりハイレベルに維持され、NAND8の出力は、NAND6からのロウレベルによりハイレベルに維持される。 Further, the output of NAND5 is inverted from low level to high level, and the output of NAND6 is inverted from high level to low level. However, the output of NAND7 is maintained at a high level due to the high level from NAND3, and the output of NAND8 is maintained at a high level due to the low level from NAND6.
したがって、入力クロックIPがロウレベルに変化する前後において、NAND9は、NAND7、NAND8からハイレベルを受けるため、NAND9の状態は変化せず、出力クロックOPは、ロウレベルに保持される(図4(j))。すなわち、デューティー補正回路310は、入力クロックIPの立ち下がりエッジに応答して、入力クロックIPの立ち下がりエッジが現れる直前の出力クロックOPのロウレベルを保持するデューティー補正動作を実施する(図4(k))。
Therefore, before and after the input clock IP changes to low level, NAND9 receives high level from NAND7 and NAND8, so the state of NAND9 does not change and the output clock OP is held at low level (Fig. 4 (j) ). That is, in response to the falling edge of the input clock IP, the
これ以降、上述した動作が繰り返され、デューティー補正回路310は、クロック信号CLKに対してデューティー比が大きい入力クロックIPに基づいて、デューティー比が50%の出力クロックOPを生成し、データ受信処理回路320に出力する。このように、デューティー補正回路310は、受信するクロック信号CLKのデューティー比が50%より大きい場合にも、図3と同様に、データ送信処理回路210が出力するクロック信号CLKの位相と同じ位相を有する出力クロックOPを生成する。
After this, the above-described operation is repeated, and the
図5は、図1のデューティー補正回路310でポジティブクロック信号を受信する場合の動作のさらなる別の例を示すタイミング図である。図3および図4と同様の動作については、詳細な説明は省略する。図5は、データ送信処理回路210から受信するクロック信号CLKのデューティー比が50%より大きい場合と小さい場合とが混在する例を示す。入力クロックIPの立ち上がりエッジの位相は、データ送信処理回路210が出力するクロック信号CLKの立ち上がりエッジの位相と等しいとする。
FIG. 5 is a timing diagram showing still another example of the operation when the
図5に示すデューティー補正回路310の動作は、図3および図4に示した動作を組み合わせたものである。すなわち、受信するクロック信号CLK(入力クロックIP)のデューティー比が50%より小さい場合、デューティー補正回路310は、図3と同様に動作する。受信するクロック信号CLK(入力クロックIP)のデューティー比が50%より大きい場合、デューティー補正回路310は、図4と同様に動作する。
The operation of the
なお、図3から図5に示すように、デューティー補正回路310は、出力クロックOPの論理値を反転する入力クロックIP、INの遷移エッジの遷移方向を、データ信号DATAの送信の開始時のクロック信号CLKの先頭エッジの遷移方向と同じにする。また、デューティー補正回路310は、先頭エッジが現れる前の初期状態において、入力クロックIP(すなわち、クロック信号CLK)と出力クロックOPとの論理値を互いに同じ設定する。これにより、デューティー補正回路310は、データ送信処理回路210が出力するクロック信号CLKの遷移エッジと同じ位相の出力クロックOPを生成することができ、その結果、出力クロックOPのデューティー比を50%に補正することができる。
As shown in FIGS. 3 to 5, the
図6は、他のデューティー補正回路の一例(比較例)を示す回路図である。図2と同じ要素については、同じ符号を付し、詳細な説明は省略する。例えば、図6に示すデューティー補正回路319は、図1のシステム100において、デューティー補正回路310の代わりに受信部300に配置される。
FIG. 6 is a circuit diagram showing an example (comparative example) of another duty correction circuit. The same elements as in FIG. 2 are given the same reference numerals, and detailed explanations are omitted. For example, the
図6に示すデューティー補正回路319は、位相シフト回路318とフリップフロップFF1、FF2とを有する。そして、デューティー補正回路319は、図3に示したデューティー補正回路310と同様に、NAND1の一方の入力で入力クロックIPを受け、NAND2の他方の入力で入力クロックINを受ける。また、デューティー補正回路319は、NAND3の出力から出力クロックOPを出力する。
The
図7は、図6のデューティー補正回路319がクロック信号CLKのデューティー比を50%に補正する動作の一例を示すタイミング図である。デューティー補正回路319を搭載するシステム100は、クロック信号CLKの立ち上がりエッジからデータ信号DATAの送信を開始するポジティブクロック方式を採用している。図3から図5と同様の動作については、詳細な説明は省略する。図7は、データ送信処理回路210から受信するクロック信号CLKのデューティー比(Duty)が50%より大きい場合の例を示す。
FIG. 7 is a timing diagram showing an example of an operation in which the
デューティー補正回路319では、入力クロックIPがロウレベルからハイレベルに変化した場合、NAND1がハイレベルの出力を維持するため、出力クロックOPはロウレベルに保持される(図7(a)、(b))。すなわち、デューティー補正回路319は、入力クロックIPがロウレベルからハイレベルに変化した場合、出力クロックOPのロウレベルを保持するデューティー補正動作を実施する(図7(c))。
In the
次に、入力クロックINがハイレベルからロウレベルに変化した場合、NAND1の出力がロウレベルに変化し、NAND3の出力がハイレベルに変化するため、出力クロックOPがロウレベルからハイレベルに変化する(図7(d)、(e))。したがって、出力クロックOPの立ち上がりエッジの位相は、入力クロックIP(クロック信号CLK)の立ち上がりエッジの位相に対して遅れてしまう。 Next, when the input clock IN changes from high level to low level, the output of NAND1 changes to low level and the output of NAND3 changes to high level, so the output clock OP changes from low level to high level (Figure 7 (d), (e)). Therefore, the phase of the rising edge of the output clock OP lags behind the phase of the rising edge of the input clock IP (clock signal CLK).
次に、入力クロックINがロウレベルからハイレベルに変化した場合、NAND2がハイレベルの出力を維持するため、出力クロックOPはハイレベルに保持される(図7(f)、(g))。すなわち、デューティー補正回路319は、入力クロックINがロウレベルからハイレベルに変化した場合、出力クロックOPのハイレベルを保持するデューティー補正動作を実施する(図7(h))。
Next, when the input clock IN changes from low level to high level, NAND2 maintains the high level output, so the output clock OP is held at high level (FIGS. 7(f) and (g)). That is, when the input clock IN changes from a low level to a high level, the
次に、入力クロックIPがハイレベルからロウレベルに変化した場合、NAND1の出力がハイレベルに変化し、NAND3の出力がロウレベルに変化するため、出力クロックOPがハイレベルからロウレベルに変化する(図7(i)、(j))。したがって、出力クロックOPの立ち下がりエッジの位相は、入力クロックIP(クロック信号CLK)の立ち下がりエッジの位相に対して遅れてしまう。 Next, when the input clock IP changes from high level to low level, the output of NAND1 changes to high level and the output of NAND3 changes to low level, so the output clock OP changes from high level to low level (Figure 7 (i), (j)). Therefore, the phase of the falling edge of the output clock OP lags behind the phase of the falling edge of the input clock IP (clock signal CLK).
このように、図6に示すデューティー補正回路319では、データ送信処理回路210が出力したクロック信号CLKの位相と同じ位相の出力クロックOPを生成することができない。このため、データ送信処理回路210が出力するデータ信号DATAのクロック信号CLKに対するセットアップマージンおよびホールドマージンは低下する。最悪の場合、データ受信処理回路320は、データ信号DATAを受信できない。
As described above, the
以上、この実施形態では、デューティー補正回路310は、デューティー比が50%でないクロック信号CLKを受けた場合にも、データ送信処理回路210が出力したクロック信号CLKと同じ位相を有する出力クロックOPを生成することができる。すなわち、デューティー補正回路310は、受信したクロック信号CLKのデューティー比を50%に補正しつつ、受信したクロック信号CLKの位相に合わせた出力クロックOPを生成することができる。これにより、受信部300は、デューティー比が50%でないクロック信号CLKを受けた場合にも、データ送信処理回路210が出力したクロック信号CLKと同じ位相の出力クロックOPに同期してデータ信号DATAを受信することができる。
As described above, in this embodiment, the
換言すれば、クロック信号CLKの遷移エッジに対するデータ信号DATAのセットアップマージンおよびホールドマージンを低下させることなく、データ送信処理回路210にデータ信号DATAを確実に受信して処理させることができる。この結果、システム100は、クロック信号CLKのデューティー比にかかわらず安定して動作することができ、システム100の信頼性を向上することができる。
In other words, the data
(第2の実施形態)
図8は、本発明の第2の実施形態に係るデューティー補正回路を含むシステムの一例を示すブロック図である。図1と同様の同じ要素については、同じ符号を付し、詳細な説明は省略する。図8に示すシステム101は、信号線を介して相互に接続された送信部201と受信部301とを有する。
(Second embodiment)
FIG. 8 is a block diagram showing an example of a system including a duty correction circuit according to the second embodiment of the present invention. The same elements as in FIG. 1 are given the same reference numerals, and detailed explanations are omitted. The
送信部201は、データ送信処理回路211を有し、受信部301は、デューティー補正回路311とデータ受信処理回路321とを有する。この実施形態では、システム101は、クロック信号CLKの立ち下がりエッジからデータ信号DATAの送信を開始するネガティブクロック方式を採用している。
The transmitting
送信部201は、データ送信処理回路211がクロック信号CLKの立ち下がりエッジからデータ信号DATAの送信を開始することを除き、図1に示した送信部200と同様である。受信部301は、デューティー補正回路311およびデータ受信処理回路321が受信するクロック信号CLKの極性が逆であることを除き、図1に示した受信部300と同様である。
The
図9は、図8のデューティー補正回路311の一例を示す回路図である。図2と同じ要素については、同じ符号を付し、詳細な説明は省略する。
FIG. 9 is a circuit diagram showing an example of the
デューティー補正回路311は、図2のデューティー補正回路310のNAND5の代わりにノアゲートNOR1を有する。以下では、ノアゲートNORを符号のみでNOR1等と称する。また、NAND6の一方および他方の入力は、NOR1の出力に接続され、NAND7の他方の入力は、NAND6の出力に接続され、NAND8の一方の入力は、NOR1の出力に接続されている。デューティー補正回路311のその他の構成は、図1のデューティー補正回路310と同様である。NAND1-NAND4、NOR1、NAND6-NAND9は、出力クロックOPの論理を設定する論理設定回路の一例である。
The
図10は、図9のデューティー補正回路311がクロック信号CLKのデューティー比を50%に補正する動作の一例を示すタイミング図である。すなわち、図10は、デューティー補正回路311によるデューティー補正方法の一例を示す。図3から図5と同様の動作については、詳細な説明は省略する。
FIG. 10 is a timing diagram showing an example of an operation in which the
図10は、データ送信処理回路211から受信するクロック信号CLKのデューティー比(Duty)が50%より大きい場合と小さい場合とが混在する例を示す。入力クロックIPの立ち下がりエッジの位相は、データ送信処理回路211が出力するクロック信号CLKの立ち下がりエッジの位相と等しいとする。以下の説明では、ネガティブクロック方式のデューティー比は、クロック信号CLKの1周期に対するクロック信号CLKのロウレベル期間の比率であるとする。
FIG. 10 shows an example in which cases where the duty ratio (Duty) of the clock signal CLK received from the data
図10の初期状態において、入力クロックIPはハイレベルであり、入力クロックINはロウレベルである。このとき、NAND1の出力はロウレベルであり、NAND2の出力はハイレベルである。NAND3の出力はハイレベルであり、NAND4の出力はロウレベルである。NOR1の出力はロウレベルであり、NAND6の出力はハイレベルである。NAND7の出力はロウレベルであり、NAND8の出力はハイレベルであり、NAND9の出力である出力クロックOPはハイレベルである。 In the initial state of FIG. 10, the input clock IP is at high level and the input clock IN is at low level. At this time, the output of NAND1 is at low level, and the output of NAND2 is at high level. The output of NAND3 is high level, and the output of NAND4 is low level. The output of NOR1 is low level, and the output of NAND6 is high level. The output of NAND7 is low level, the output of NAND8 is high level, and the output clock OP, which is the output of NAND9, is high level.
図10において、データ送信処理回路211が送信するクロック信号CLKの立ち上がりエッジと入力クロックIP、INの立ち下がりエッジとの相対的な位置関係は等しいとする。すなわち、入力クロックIP、INの立ち下がりエッジは、データ信号DATAの有効期間の中心に位置し、入力クロックIP、INの立ち下がりエッジに対するデータ信号DATAのセットアップ時間およびホールド時間は互いに等しい。
In FIG. 10, it is assumed that the relative positional relationship between the rising edge of the clock signal CLK transmitted by the data
入力クロックIPの立ち下がりエッジに同期して、NAND1の出力がロウレベルからハイレベルに反転し、NOR1の出力がロウレベルからハイレベルに反転する(図10(a))。NOR1が出力するハイレベルにより、NAND6の出力がロウレベルに変化し、NAND7の出力がハイレベルに変化する。これにより、NAND9は、出力をハイレベルからロウレベルに反転し、ロウレベルの出力クロックOPを出力する(図10(b))。これにより、デューティー補正回路310は、受信したクロック信号CLKと同じ立ち下がりエッジタイミングを有する出力クロックOPを生成し、生成した出力クロックOPをデータ受信処理回路321に供給することができる。
In synchronization with the falling edge of the input clock IP, the output of NAND1 is inverted from low level to high level, and the output of NOR1 is inverted from low level to high level (FIG. 10(a)). Due to the high level output from NOR1, the output from NAND6 changes to low level, and the output from NAND7 changes to high level. As a result, the NAND 9 inverts its output from high level to low level and outputs the low level output clock OP (FIG. 10(b)). Thereby, the
データ受信処理回路321は、データ送信処理回路211から伝送されるデータ信号DATAを出力クロックOPの立ち下がりエッジに同期して受信する(図10(c))。このとき、出力クロックOPの立ち下がりエッジの位相は、データ送信処理回路211が送信した元のクロック信号CLKの立ち下がりエッジの位相と等しい。このため、データ送信処理回路211は、クロック信号CLKの遷移エッジに対するデータ信号DATAのセットアップマージンおよびホールドマージンを低下させることなく、データ信号DATAを確実に受信して処理することができる。
The data
次に、クロック信号CLKの立ち下がりエッジに対応して、位相を180°シフトした入力クロックIPがロウレベルからハイレベルに変化する(図10(d))。これにより、NAND2の出力がハイレベルからロウレベルに反転し、NAND4の出力がロウレベルからハイレベルに反転する。また、NOR1の出力がハイレベルからロウレベルに反転し、NAND6の出力がロウレベルからハイレベルに反転する。 Next, in response to the falling edge of the clock signal CLK, the input clock IP whose phase has been shifted by 180° changes from low level to high level (FIG. 10(d)). As a result, the output of NAND2 is inverted from high level to low level, and the output of NAND4 is inverted from low level to high level. Further, the output of NOR1 is inverted from high level to low level, and the output of NAND6 is inverted from low level to high level.
NAND7の出力は、NAND3からのハイレベルによりハイレベルを維持し、NAND8の出力は、NOR1からのロウレベルによりハイレベルを維持する。したがって、入力クロックINがハイレベルに変化する前後において、NAND9は、NAND7、NAND8からハイレベルを受けるため、NAND9の状態は変化せず、出力クロックOPは、ロウレベルに保持される(図10(e))。すなわち、デューティー補正回路311は、入力クロックINの立ち上がりエッジが現れる直前の出力クロックOPのロウレベルを保持するデューティー補正動作を実施する(図10(f))。
The output of NAND7 maintains a high level due to the high level from NAND3, and the output of NAND8 maintains a high level due to the low level from NOR1. Therefore, before and after the input clock IN changes to high level, NAND9 receives high level from NAND7 and NAND8, so the state of NAND9 does not change and the output clock OP is held at low level (Fig. 10(e) )). That is, the
この後、入力クロックINがハイレベルからロウレベルに変化する(図10(g))。入力クロックINの立ち下がりエッジの位相は、データ送信処理回路211が出力するクロック信号CLKの立ち上がりエッジの位相と等しい。
After this, the input clock IN changes from high level to low level (FIG. 10(g)). The phase of the falling edge of the input clock IN is equal to the phase of the rising edge of the clock signal CLK output by the data
入力クロックINの立ち下がりエッジに同期して、フリップフロップFF1のNAND2の出力がロウレベルからハイレベルに反転する。また、NOR1の出力がロウレベルからハイレベルに反転し、NAND6の出力がハイレベルからロウレベルに反転する。NOR1の出力がハイレベルに変化することにより、NAND8の出力がハイレベルからロウレベルに反転する。NAND9は、NAND8からのロウレベルを受け、出力をロウレベルからハイレベルに反転し、ハイレベルの出力クロックOPを出力する(図10(h))。 In synchronization with the falling edge of the input clock IN, the output of NAND2 of the flip-flop FF1 is inverted from low level to high level. Further, the output of NOR1 is inverted from low level to high level, and the output of NAND6 is inverted from high level to low level. As the output of NOR1 changes to high level, the output of NAND8 is inverted from high level to low level. NAND9 receives the low level from NAND8, inverts the output from low level to high level, and outputs high level output clock OP (FIG. 10(h)).
これにより、デューティー補正回路310は、受信したクロック信号CLKと同じ立ち上がりエッジタイミングを有する出力クロックOPを生成し、生成した出力クロックOPをデータ受信処理回路321に供給することができる。データ受信処理回路321は、データ送信処理回路211から伝送されるデータ信号DATAを出力クロックOPの立ち上がりエッジに同期して受信する(図10(i))。
Thereby, the
このとき、出力クロックOPの立ち上がりエッジの位相は、データ送信処理回路211が送信した元のクロック信号CLKの立ち上がりエッジの位相と等しい。このため、データ送信処理回路211は、クロック信号CLKの遷移エッジに対するデータ信号DATAのセットアップマージンおよびホールドマージンを低下させることなく、データ信号DATAを確実に受信して処理することができる。
At this time, the phase of the rising edge of the output clock OP is equal to the phase of the rising edge of the original clock signal CLK transmitted by the data
次に、入力クロックIPがロウレベルからハイレベルに変化する(図10(j))。このとき、入力クロックIPのデューティー比は、50%より大きいため、入力クロックIPの立ち上がりエッジの位相は、データ送信処理回路211が出力したクロック信号CLKの立ち上がりエッジの位相より遅い。
Next, the input clock IP changes from low level to high level (FIG. 10(j)). At this time, since the duty ratio of the input clock IP is greater than 50%, the phase of the rising edge of the input clock IP is later than the phase of the rising edge of the clock signal CLK output by the data
入力クロックIPのハイレベルへの変化により、NAND1の出力がハイレベルからロウレベルに反転する。NAND3の出力がロウレベルからハイレベルに反転し、NAND4の出力がハイレベルからロウレベルに反転する。また、NOR1の出力がハイレベルからロウレベルに反転し、NAND6の出力がロウレベルからハイレベルに反転する。NAND8の出力は、NOR1、NAND4からのロウレベルによりハイレベルに反転する。しかしながら、NAND7の出力は、NAND3、NAND6からのハイレベルによりロウレベルに反転するため、NAND9の出力はハイレベルに維持される。 As the input clock IP changes to high level, the output of NAND1 is inverted from high level to low level. The output of NAND3 is inverted from low level to high level, and the output of NAND4 is inverted from high level to low level. Further, the output of NOR1 is inverted from high level to low level, and the output of NAND6 is inverted from low level to high level. The output of NAND8 is inverted to high level by the low level from NOR1 and NAND4. However, since the output of NAND7 is inverted to low level by the high level from NAND3 and NAND6, the output of NAND9 is maintained at high level.
したがって、入力クロックIPがハイレベルに変化する前後において、NAND9は、ハイレベルの出力を維持し、出力クロックOPは、ハイレベルに保持される(図10(k))。すなわち、デューティー補正回路310は、入力クロックIPの立ち上がりエッジが現れる直前の出力クロックOPのハイレベルを保持するデューティー補正動作を実施する(図10(l))。
Therefore, before and after the input clock IP changes to high level, NAND9 maintains the output at high level, and the output clock OP is held at high level (FIG. 10(k)). That is, the
次に、入力クロックINがロウレベルの期間に、入力クロックIPがハイレベルからロウレベルに変化した場合(図10(m))、デューティー補正回路311は、上述と同様に、出力クロックOPをハイレベルからロウレベルに反転する(図10(n))。また、入力クロックIPがロウレベルの期間に、入力クロックINがロウレベルからハイレベルに変化した場合(図10(o))、デューティー補正回路311は、上述と同様に、出力クロックOPのロウレベルを維持するデューティー補正動作を実施する(図10(p))。
Next, when the input clock IP changes from a high level to a low level while the input clock IN is at a low level (FIG. 10(m)), the
次に、入力クロックIPのデューティー比が50%より小さくなることにより、入力クロックINがハイレベルの期間に、入力クロックIPがロウレベルからハイレベルに変化する(図10(q))。このとき、NAND1は、NAND2からのロウレベルによりハイレベルの出力を維持し、NOR1は、入力クロックINのハイレベルによりロウレベルの出力を維持する。このため、NAND2-NAND9の状態は変わらず、出力クロックOPはロウレベルに維持される(図10(r))。すなわち、デューティー補正回路310は、入力クロックIPの立ち上がりエッジが現れる直前の出力クロックOPのハイレベルを保持するデューティー補正動作を実施する(図10(s))。
Next, as the duty ratio of the input clock IP becomes smaller than 50%, the input clock IP changes from a low level to a high level while the input clock IN is at a high level (FIG. 10(q)). At this time, NAND1 maintains a high level output due to the low level from NAND2, and NOR1 maintains a low level output due to the high level of the input clock IN. Therefore, the states of NAND2 to NAND9 do not change, and the output clock OP is maintained at a low level (FIG. 10(r)). That is, the
次に、入力クロックIPがハイレベルの期間に、入力クロックINがハイレベルからロウレベルに変化する(図10(t))。入力クロックINのロウレベルへの変化により、NAND2の出力がロウレベルからハイレベルに反転し、NAND1の出力がハイレベルからロウレベルに反転する。NAND3の出力がロウレベルからハイレベルに反転し、NAND4の出力がハイレベルからロウレベルに反転する。 Next, while the input clock IP is at the high level, the input clock IN changes from the high level to the low level (FIG. 10(t)). As the input clock IN changes to low level, the output of NAND2 is inverted from low level to high level, and the output of NAND1 is inverted from high level to low level. The output of NAND3 is inverted from low level to high level, and the output of NAND4 is inverted from high level to low level.
これにより、NAND7の出力がハイレベルからロウレベルに反転し、NAND9の出力がロウレベルからハイレベルに反転し、受信したクロック信号CLKと同じ立ち上がりエッジタイミングを有する出力クロックOPが生成される(図10(u))。したがって、データ受信処理回路321は、データ送信処理回路211から伝送されるデータ信号DATAを、元のクロック信号CLKと同じ位相の出力クロックOPの立ち上がりエッジに同期して受信することができる(図10(v))。
As a result, the output of NAND7 is inverted from high level to low level, the output of NAND9 is inverted from low level to high level, and an output clock OP having the same rising edge timing as the received clock signal CLK is generated (see FIG. 10). u)). Therefore, the data
次に、入力クロックINのデューティー比が50%より小さくなることにより、入力クロックIPがハイレベルの期間に、入力クロックINがハイレベルからロウレベルに変化する(図10(w))。このとき、NAND2は、NAND1からのロウレベルによりハイレベルの出力を維持し、NOR1は、入力クロックIPのハイレベルによりロウレベルの出力を維持する。このため、NAND2-NAND9の状態は変わらず、出力クロックOPはハイレベルに維持される(図10(x))。すなわち、デューティー補正回路310は、入力クロックINの立ち上がりエッジが現れる直前の出力クロックOPのハイレベルを保持するデューティー補正動作を実施する(図10(y))。
Next, as the duty ratio of the input clock IN becomes smaller than 50%, the input clock IN changes from a high level to a low level while the input clock IP is at a high level (FIG. 10(w)). At this time, NAND2 maintains a high level output due to the low level from NAND1, and NOR1 maintains a low level output due to the high level of the input clock IP. Therefore, the states of NAND2 to NAND9 do not change, and the output clock OP is maintained at a high level (FIG. 10(x)). That is, the
次に、入力クロックINがハイレベルの期間に、入力クロックIPがハイレベルからロウレベルに変化する(図10(z))。これにより、NAND1の出力がロウレベルからハイレベルに反転し、NAND2の出力がハイレベルからロウレベルに反転する。NAND3の出力がハイレベルからロウレベルに反転し、NAND4の出力がロウレベルからハイレベルに反転する。 Next, while the input clock IN is at a high level, the input clock IP changes from a high level to a low level (FIG. 10(z)). As a result, the output of NAND1 is inverted from low level to high level, and the output of NAND2 is inverted from high level to low level. The output of NAND3 is inverted from high level to low level, and the output of NAND4 is inverted from low level to high level.
NAND3からのロウレベルにより、NAND7の出力は、ロウレベルからハイレベルに反転する。そして、NAND9は、NAND7、NAND8からのハイレベルにより出力をハイレベルからロウレベルに反転する。そして、デューティー補正回路310は、受信したクロック信号CLKと同じ立ち下がりエッジタイミングを有する出力クロックOPを生成する(図10(z1))。したがって、データ受信処理回路321は、データ送信処理回路211から伝送されるデータ信号DATAを、元のクロック信号CLKと同じ位相の出力クロックOPの立ち下がりエッジに同期して受信することができる(図10(z2))。
Due to the low level from NAND3, the output of NAND7 is inverted from low level to high level. Then, NAND9 inverts the output from high level to low level due to the high level from NAND7 and NAND8. Then, the
図11は、図6のデューティー補正回路319がクロック信号CLKのデューティー比を50%に補正する動作の別の例を示すタイミング図である。デューティー補正回路319を搭載するシステム100は、クロック信号CLKの立ち下がりエッジからデータ信号DATAの送信を開始するネガティブクロック方式を採用している。図3から図5、図7と同様の動作については、詳細な説明は省略する。図11は、データ送信処理回路211から受信するクロック信号CLKのデューティー比が50%より大きい場合の例を示す。
FIG. 11 is a timing diagram showing another example of the operation in which the
デューティー補正回路319では、入力クロックIPがハイレベルからロウレベルに変化した場合(図11(a))、NAND1の出力はロウレベルに変化するが、NAND4の出力がロウレベルであるため、NAND3の出力はハイレベルに維持される。このため、出力クロックOPはハイレベルに保持される(図11(b))。すなわち、デューティー補正回路319は、入力クロックIPがハイレベルからロウレベルに変化した場合、出力クロックOPのハイレベルを保持するデューティー補正動作を実施する(図11(c))。
In the
次に、入力クロックINがロウレベルからハイレベルに変化した場合(図11(d))、NAND2の出力がロウレベルに変化し、NAND4の出力がハイレベルに変化する。NAND1の出力がハイレベルのため、NAND3の出力である出力クロックOPは、ハイレベルからロウレベルに変化する(図11(e))。したがって、出力クロックOPの立ち下がりエッジの位相は、入力クロックIP(クロック信号CLK)の立ち下がりエッジの位相に対して遅れてしまう。 Next, when the input clock IN changes from low level to high level (FIG. 11(d)), the output of NAND2 changes to low level, and the output of NAND4 changes to high level. Since the output of NAND1 is at high level, the output clock OP, which is the output of NAND3, changes from high level to low level (FIG. 11(e)). Therefore, the phase of the falling edge of the output clock OP lags behind the phase of the falling edge of the input clock IP (clock signal CLK).
次に、入力クロックINがハイレベルからロウレベルに変化した場合(図11(f))、NAND2の出力はハイレベルに変化するが、NAND3の出力がロウレベルであるため、NAND4の出力はハイレベルに維持される。このため、出力クロックOPはロウレベルに保持される(図11(g))。すなわち、デューティー補正回路319は、入力クロックINがハイレベルからロウレベルに変化した場合、出力クロックOPのロウレベルを保持するデューティー補正動作を実施する(図11(h))。
Next, when the input clock IN changes from high level to low level (Fig. 11(f)), the output of NAND2 changes to high level, but since the output of NAND3 is low level, the output of NAND4 changes to high level. maintained. Therefore, the output clock OP is held at low level (FIG. 11(g)). That is, when the input clock IN changes from high level to low level, the
次に、入力クロックIPがロウレベルからハイレベルに変化した場合(図11(i))、NAND1の出力がロウレベルに変化し、NAND3の出力がハイレベルに変化するため、出力クロックOPがロウレベルからハイレベルに変化する(図11(j))。このため、出力クロックOPの立ち上がりエッジの位相は、入力クロックIP(クロック信号CLK)の立ち上がりエッジの位相に対して遅れてしまう。 Next, when the input clock IP changes from low level to high level (Fig. 11(i)), the output of NAND1 changes to low level and the output of NAND3 changes to high level, so the output clock OP changes from low level to high level. level (Fig. 11(j)). Therefore, the phase of the rising edge of the output clock OP lags behind the phase of the rising edge of the input clock IP (clock signal CLK).
したがって、図6のデューティー補正回路319では、ネガティブクロック方式においても、データ送信処理回路211が出力したクロック信号CLKの位相と同じ位相の出力クロックOPを生成することができない。このため、データ送信処理回路211が出力するデータ信号DATAのクロック信号CLKに対するセットアップマージンおよびホールドマージンは低下する。最悪の場合、データ送信処理回路211は、データ信号DATAを受信することができない。
Therefore, the
以上、この実施形態においても、上述した実施形態と同様の効果を得ることができる。すなわち、ネガティブクロック方式において、デューティー補正回路311は、受信したクロック信号CLKのデューティー比を50%に補正しつつ、受信したクロック信号CLKの位相に合わせた出力クロックOPを生成することができる。これにより、受信部300は、デューティー比が50%でないクロック信号CLKを受けた場合にも、データ送信処理回路211が出力したクロック信号CLKと同じ位相の出力クロックOPに同期してデータ信号DATAを受信することができる。
As described above, in this embodiment as well, the same effects as in the above-described embodiment can be obtained. That is, in the negative clock method, the
(第3の実施形態)
図12は、本発明の第3の実施形態に係るデューティー補正回路を含むシステムの一例を示すブロック図である。図1と同様の同じ要素については、同じ符号を付し、詳細な説明は省略する。図12に示すシステム102は、信号線を介して相互に接続された送信部202と受信部302とを有する。
(Third embodiment)
FIG. 12 is a block diagram showing an example of a system including a duty correction circuit according to the third embodiment of the present invention. The same elements as in FIG. 1 are given the same reference numerals, and detailed explanations are omitted. The
送信部202は、図1に示した送信部200のデータ送信処理回路210の代わりにクロック出力回路222を有すること除き、図1に示した送信部200と同様である。クロック出力回路222は、デューティー比がそれぞれ50%の差動のクロック信号CLKP、CLKNを出力する。クロック信号CLKPは、立ち上がりエッジから生成が開始されるポジティブクロック信号である。クロック信号CLKNは、立ち下がりエッジから生成が開始されるネガティブクロック信号である。
The transmitting
受信部302は、図1に示したデューティー補正回路310、図9に示したデューティー補正回路311およびハードウェアIP(Intellectual Property)322を有する。デューティー補正回路310は、受信したクロック信号CLKPのデューティー比を50%に補正してハードウェアIP322に出力する。デューティー補正回路311は、受信したクロック信号CLKNのデューティー比を50%に補正してハードウェアIP322に出力する。なお、ハードウェアIP322のクロック信号CLKP、CLKNのデューティー比は、例えば、50%±5%に規定されている。
The receiving
以上、この実施形態においても、上述した実施形態と同様の効果を得ることができる。さらに、この実施形態では、受信部302が差動のクロック信号CLKP、CLKNを受信する場合にも、クロック信号CLKP、CLKNの極性によらず、それぞれのデューティー比を50%に補正し、ハードウェアIP322に出力することができる。
As described above, in this embodiment as well, the same effects as in the above-described embodiment can be obtained. Furthermore, in this embodiment, even when the receiving
図13は、本発明の第4の実施形態に係るデューティー補正回路の一例を示す回路図である。図2と同じ要素については、同じ符号を付し、詳細な説明は省略する。図13に示すデューティー補正回路312が搭載されるシステムは、図1に示したシステム100および図8に示したシステム101と同様であるが、クロック信号CLKは、ポジティブクロック信号またはネガティブクロック信号として伝送される。
FIG. 13 is a circuit diagram showing an example of a duty correction circuit according to the fourth embodiment of the present invention. The same elements as in FIG. 2 are given the same reference numerals, and detailed explanations are omitted. A system equipped with the
デューティー補正回路312は、制御信号Pの論理値が"1"の場合、クロック信号CLKがポジティブクロック信号であるとして動作し、制御信号Pの論理値が"0"の場合、クロック信号CLKがネガティブクロック信号であるとして動作する。このように、クロック信号CLKがポジティブクロック信号かネガティブクロック信号かは、システム100、101のクロックモードを示す制御信号Pに応じて決定される。
The
例えば、デューティー補正回路312が、図1に示したシステム100の受信部300に、デューティー補正回路310の代わりに搭載される場合、制御信号Pの論理値は、受信部300内で"1"に固定される。また、デューティー補正回路312が、図8に示したシステム101の受信部301に、デューティー補正回路311の代わりに搭載される場合、制御信号Pの論理値は、受信部301内で"0"に固定される。
For example, when the
このように、デューティー補正回路312を、ポジティブクロック信号を採用するシステム100と、ネガティブクロック方式を採用するシステム101のいずれにも搭載することができる。したがって、図1のデューティー補正回路311と図8のデューティー補正回路311とを、1つのデューティー補正回路312で置き換えることができる。この結果、デューティー補正回路310、311をそれぞれ開発する場合に比べて、デューティー補正回路312の開発コストを抑えることができる。
In this way, the
なお、クロックモードを切り替えることで、ポジティブクロック方式またはネガティブクロック方式のいずれでも動作が可能なシステムでは、制御信号Pの論理値が、クロックモードに応じて切り替えられてもよい。 Note that in a system that can operate in either a positive clock method or a negative clock method by switching the clock mode, the logical value of the control signal P may be switched depending on the clock mode.
デューティー補正回路312は、図2のデューティー補正回路310のNAND5、NAND6の代わりに、インバータIV1、IV2、NAND10、NAND11およびNOR2を有する。以下では、インバータIVを符号のみでIV1、IV2等と称する。NAND1-NAND4、NAND7-NAND11、NOR2、IV1、IV2は、出力クロックOPの論理を設定する論理設定回路の一例である。
NAND10は、入力クロックIP、INと制御信号Pとを受ける3つの入力を有し、出力がNAND11の一方の入力に接続される。NAND10は、制御信号Pの論理値が"1"の場合に有効になり、ポジティブクロックである入力クロックIP、INを受けて、出力クロックOPを生成する制御を実施する。
NAND10 has three inputs that receive input clocks IP, IN and control signal P, and its output is connected to one input of NAND11. The
NOR2は、入力クロックIP、INとインバータIV1で論理値を反転した制御信号Pとを受ける3つの入力を有し、出力がNAND11の他方の入力に接続される。NOR2は、制御信号Pの論理値が"0"の場合に有効になり、ネガティブクロックである入力クロックIP、INを受けて、出力クロックOPを生成する制御を実施する。NAND11の出力は、NAND7の他方の入力に接続され、インバータIV2を介してNAND8の一方の入力に接続される。 NOR2 has three inputs that receive input clocks IP and IN and a control signal P whose logic value is inverted by inverter IV1, and its output is connected to the other input of NAND11. NOR2 becomes valid when the logical value of control signal P is "0", and performs control to generate output clock OP by receiving input clocks IP and IN, which are negative clocks. The output of NAND11 is connected to the other input of NAND7, and is connected to one input of NAND8 via inverter IV2.
これにより、デューティー補正回路312は、制御信号Pの論理値が"1"に設定された場合、図2に示したデューティー補正回路310と同様に、ポジティブクロック信号であるクロック信号CLKのデューティー比を50%に補正する動作を実施する。また、デューティー補正回路312は、制御信号Pの論理値が"0"に設定された場合、図9に示したデューティー補正回路311と同様に、ネガティブクロック信号であるクロック信号CLKのデューティー比を50%に補正する動作を実施する。
As a result, when the logical value of the control signal P is set to "1", the
図14は、図13のデューティー補正回路312でポジティブクロック信号を受信する場合の動作の一例を示すタイミング図である。すなわち、図14は、デューティー補正回路312によるデューティー補正方法の一例を示す。図14に示すクロック信号CLKの波形は、例えば、図1に示した送信部200のデータ送信処理回路210が出力する波形である。デューティー補正回路312が受信するクロック信号CLKの波形は、入力クロックIPの波形として示される。制御信号Pの論理値は"1"に設定される。
FIG. 14 is a timing diagram showing an example of the operation when the
図14の上側のタイミング波形に示すように、デューティー補正回路312は、クロック信号CLKのデューティー比が50%より小さい場合にも、デューティー比が50%の出力クロックOPを生成することができる。また、図14の下側のタイミング波形に示すように、デューティー補正回路312は、クロック信号CLKのデューティー比が50%より大きい場合にも、デューティー比が50%の出力クロックOPを生成することができる。
As shown in the upper timing waveform of FIG. 14, the
図15は、図13のデューティー補正回路312でネガティブクロック信号を受信する場合の動作の一例を示すタイミング図である。すなわち、図15は、デューティー補正回路312によるデューティー補正方法の一例を示す。図15に示すクロック信号CLKの波形は、例えば、図8に示した送信部201のデータ送信処理回路211が出力する波形である。デューティー補正回路312が受信するクロック信号CLKの波形は、入力クロックIPの波形として示される。制御信号Pの論理値は"0"に設定される。
FIG. 15 is a timing diagram showing an example of the operation when the
図15の上側のタイミング波形に示すように、デューティー補正回路312は、クロック信号CLKのデューティー比が50%より小さい場合にも、デューティー比が50%の出力クロックOPを生成することができる。また、図15の下側のタイミング波形に示すように、デューティー補正回路312は、クロック信号CLKのデューティー比が50%より大きい場合にも、デューティー比が50%の出力クロックOPを生成することができる。
As shown in the upper timing waveform of FIG. 15, the
以上、この実施形態においても、上述した実施形態と同様の効果を得ることができる。さらに、この実施形態では、デューティー補正回路312を、ポジティブクロック信号を採用するシステム100とネガティブクロック方式を採用するシステム101とのいずれにも搭載することができる。この結果、デューティー補正回路310、311をそれぞれ開発する場合に比べて、システム100、101の開発コストを抑えることができる。
As described above, in this embodiment as well, the same effects as in the above-described embodiment can be obtained. Furthermore, in this embodiment, the
クロックモードに応じてクロック信号CLKがポジティブクロック信号またはネガティブクロック信号に切り替わるシステムにおいて、受信したクロック信号CLKのデューティー比を補正して、デューティー比が50%の出力クロックOPを生成することができる。すなわち、1つのデューティー補正回路312により、ポジティブクロック方式およびネガティブクロック方式の両方のクロック信号CLKのデューティー比を補正することができる。
In a system where the clock signal CLK switches to a positive clock signal or a negative clock signal depending on the clock mode, the duty ratio of the received clock signal CLK can be corrected to generate an output clock OP with a duty ratio of 50%. That is, one
(第5の実施形態)
図16は、本発明の第5の実施形態に係るデューティー補正回路の一例を示す回路図である。図2および図13と同じ要素については、同じ符号を付し、詳細な説明は省略する。図16に示すデューティー補正回路313が搭載されるシステムは、図1に示したシステム100および図8に示したシステム101と同様であるが、クロック信号CLKは、図13と同様にポジティブクロック信号またはネガティブクロック信号として伝送される。デューティー補正回路313は、10個のNAND21-NAND30と、5個のIV21-IV25と、位相シフト回路318とを有する。NAND21-NAND30およびIV21-IV25は、出力クロックOPの論理を設定する論理設定回路の一例である。
(Fifth embodiment)
FIG. 16 is a circuit diagram showing an example of a duty correction circuit according to the fifth embodiment of the present invention. The same elements as in FIGS. 2 and 13 are given the same reference numerals, and detailed explanations are omitted. A system equipped with the
NAND21の一方の入力は、クロック信号線CLK(入力クロックIP)に接続され、NAND21の他方の入力は、インバータIV22の出力に接続される。NAND22の一方の入力は、クロック信号線CLKに接続され、NAND22の他方の入力は、NAND24の出力に接続される。 One input of NAND21 is connected to the clock signal line CLK (input clock IP), and the other input of NAND21 is connected to the output of inverter IV22. One input of NAND22 is connected to the clock signal line CLK, and the other input of NAND22 is connected to the output of NAND24.
NAND23の一方の入力は、インバータIV22の出力に接続され、NAND23の他方の入力は、NAND24の出力に接続される。NAND24の3つの入力は、NAND21、NAND22、NAND23の出力にそれぞれ接続される。 One input of NAND23 is connected to the output of inverter IV22, and the other input of NAND23 is connected to the output of NAND24. Three inputs of NAND24 are connected to outputs of NAND21, NAND22, and NAND23, respectively.
NAND25の上側の入力は、クロック信号線CLKに接続され、NAND25の中央の入力は、位相シフト回路318の出力(入力クロックIN)に接続され、NAND25の下側の入力は、制御信号線Pに接続される。NAND26の上側の入力は、インバータIV21の出力に接続され、NAND26の中央の入力は、インバータIV22の出力に接続され、NAND26の下側の入力は、インバータIV23の出力に接続される。
The upper input of the NAND 25 is connected to the clock signal line CLK, the center input of the NAND 25 is connected to the output (input clock IN) of the
インバータIV21は、入力クロックIPの論理値を反転し、インバータIV22は、位相シフト回路318からの入力クロックINの論理値を反転し、インバータIV23は、制御信号Pの論理値を反転する。NAND27の一方の入力は、NAND25の出力に接続され、NAND27の他方の入力は、NAND26の出力に接続される。
Inverter IV21 inverts the logical value of input clock IP, inverter IV22 inverts the logical value of input clock IN from
NAND28の一方の入力は、NAND24の出力に接続され、NAND28の他方の入力は、NAND27の出力に接続される。NAND29の一方の入力は、インバータIV24を介してNAND24の出力に接続され、NAND29の他方の入力は、インバータIV25を介してNAND27の出力に接続される。NAND30の一方の入力は、NAND28の出力に接続され、NAND30の他方の入力は、NAND29の出力に接続される。そして、NAND30の出力から、デューティー比が50%に補正された出力クロックOPが出力される。 One input of NAND28 is connected to the output of NAND24, and the other input of NAND28 is connected to the output of NAND27. One input of NAND29 is connected to the output of NAND24 via inverter IV24, and the other input of NAND29 is connected to the output of NAND27 via inverter IV25. One input of NAND30 is connected to the output of NAND28, and the other input of NAND30 is connected to the output of NAND29. Then, an output clock OP whose duty ratio has been corrected to 50% is output from the output of the NAND 30.
この実施形態のデューティー補正回路313は、図13に示したデューティー補正回路312と同様に、制御信号Pの論理値が"1"の場合、クロック信号CLKをポジティブクロック信号としてデューティー比を50%に補正する動作を実施する。また、デューティー補正回路313は、制御信号Pの論理値が"0"の場合、クロック信号CLKがネガティブクロック信号であるとしてデューティー比を50%に補正する動作を実施する。デューティー補正回路313の動作タイミングは、上述した図14および図15と同じである。
Similar to the
以上、この実施形態においても、上述した実施形態と同様の効果を得ることができる。例えば、ポジティブクロック方式のクロック信号CLKのデューティー比を50%に補正することができ、ネガティブクロック方式のクロック信号CLKのデューティー比を50%に補正することができる。また、制御信号Pの論理値に応じて、ポジティブクロック方式およびネガティブクロック方式の両方のクロック信号CLKのデューティー比を1つのデューティー補正回路313により補正することができる。
As described above, in this embodiment as well, the same effects as in the above-described embodiment can be obtained. For example, the duty ratio of the positive clock type clock signal CLK can be corrected to 50%, and the duty ratio of the negative clock type clock signal CLK can be corrected to 50%. Further, depending on the logical value of the control signal P, the duty ratio of the clock signal CLK in both the positive clock system and the negative clock system can be corrected by one
(第6の実施形態)
図17は、本発明の第6の実施形態に係るデューティー補正回路を含む受信回路の一例を示す回路図である。図2および図13と同じ要素については、同じ符号を付し、詳細な説明は省略する。図17に示すデューティー補正回路314が搭載されるシステムは、図1に示したシステム100および図8に示したシステム101と同様であるが、クロック信号CLKは、図13と同様にポジティブクロック信号またはネガティブクロック信号として伝送される。
(Sixth embodiment)
FIG. 17 is a circuit diagram showing an example of a receiving circuit including a duty correction circuit according to the sixth embodiment of the present invention. The same elements as in FIGS. 2 and 13 are given the same reference numerals, and detailed explanations are omitted. A system equipped with the duty correction circuit 314 shown in FIG. 17 is similar to the
図17に示す受信回路330は、図1に示した受信部300または図8に示した受信部301に搭載される。受信回路330は、デューティー補正回路314と、データ遅延調整回路340とを有する。デューティー補正回路314は、図13に示したデューティー補正回路312にバッファ回路BUF11、BUF12と、遅延回路DLY1、DLY2、DLY3とを追加している。例えば、遅延回路DLY1、DLY2、DLY3は、同じ回路であり、インバータIV2の遅延時間と同じ遅延時間を有する。また、遅延回路DLY1-DLY3は、遅延時間が微調整可能な可変遅延回路である。NAND1-NAND4、NAND7-NAND11、NOR2、IV1、IV2および遅延回路DLY1-DLY3は、出力クロックOPの論理を設定する論理設定回路の一例である。
The receiving
バッファ回路BUF11は、クロック信号CLKを受け、入力クロックIPを出力する。バッファ回路BUF12は、入力がNAND9の出力に接続され、出力クロックOPを出力する。遅延回路DLY1は、NAND3の出力とNAND7の一方の入力との間に配置される。遅延回路DLY2は、NAND4の出力とNAND8の他方の入力との間に配置される。遅延回路DLY3は、NAND11の出力とNAND7の他方の入力との間に配置される。 Buffer circuit BUF11 receives clock signal CLK and outputs input clock IP. The buffer circuit BUF12 has an input connected to the output of NAND9, and outputs an output clock OP. Delay circuit DLY1 is arranged between the output of NAND3 and one input of NAND7. Delay circuit DLY2 is arranged between the output of NAND4 and the other input of NAND8. Delay circuit DLY3 is arranged between the output of NAND11 and the other input of NAND7.
インバータIV2と同じ遅延時間を有する遅延回路DLY1-DLY3を、NAND3、NAND4、NAND11からNAND7、NAND8への信号経路に追加することで、NAND7、NAND8が受ける信号の遅延量を揃えることができる。これは、バッファ回路BUF11の出力に接続される初段の論理ゲートからバッファ回路BUF12までの論理ゲートの段数と、制御信号線Pからバッファ回路BUF12までの論理段数とを等しくすることで達成することができる。さらに、遅延回路DLY1-DLY3を可変遅延回路とすることで、例えば、NAND3から出力される信号がNAND4を経由する場合にも、遅延量を揃えることができる。 By adding delay circuits DLY1 to DLY3 having the same delay time as inverter IV2 to the signal paths from NAND3, NAND4, and NAND11 to NAND7 and NAND8, the amount of delay of the signals received by NAND7 and NAND8 can be made equal. This can be achieved by making the number of logic gates from the first stage logic gate connected to the output of the buffer circuit BUF11 to the buffer circuit BUF12 equal to the number of logic stages from the control signal line P to the buffer circuit BUF12. can. Furthermore, by making the delay circuits DLY1 to DLY3 variable delay circuits, the amount of delay can be made uniform even when, for example, a signal output from NAND3 passes through NAND4.
これにより、制御信号Pの論理値にかかわらず、NAND7、NAND8に同じタイミングで信号を供給することができ、デューティー比が50%の出力クロックOPを生成する精度を向上することができる。なお、制御信号Pは、システムの動作中に論理値が固定される信号であるため、制御信号Pの入力経路に遅延回路を配置する必要はない。すなわち、制御信号Pの入力経路に破線の三角で示した遅延回路は不要である。 Thereby, regardless of the logical value of the control signal P, signals can be supplied to NAND7 and NAND8 at the same timing, and the accuracy of generating the output clock OP with a duty ratio of 50% can be improved. Note that since the control signal P is a signal whose logical value is fixed during operation of the system, there is no need to arrange a delay circuit in the input path of the control signal P. That is, the delay circuit shown by the broken triangle in the input path of the control signal P is unnecessary.
データ遅延調整回路340は、デューティー補正回路314によるクロック信号CLKから出力クロックOPまでの遅延時間と同じ遅延時間を、受信したn+1個のデータ信号DATAにそれぞれ与える。このため、データ遅延調整回路340は、各データ信号DATAの伝送路上に直列に配置された、バッファ回路BUF13、NAND12、NAND13、遅延回路DLY4、NAND14およびNAND15を有する。
The data delay
例えば、バッファ回路BUF13は、バッファ回路BUF11と同じ回路であり、バッファ回路BUF14は、バッファ回路BUF12と同じ回路である。例えば、NAND12-NAND15は、NAND1-NAND4、NAND7-NAND11と同じ回路である。例えば、遅延回路DLY4は、遅延回路DLY1-DLY3と同じ回路であり、可変遅延回路である。 For example, the buffer circuit BUF13 is the same circuit as the buffer circuit BUF11, and the buffer circuit BUF14 is the same circuit as the buffer circuit BUF12. For example, NAND12-NAND15 are the same circuits as NAND1-NAND4 and NAND7-NAND11. For example, the delay circuit DLY4 is the same circuit as the delay circuits DLY1-DLY3, and is a variable delay circuit.
これにより、データ遅延調整回路340とデューティー補正回路314とのゲート段数を互いに等しくすることができる。また、データ遅延調整回路340によるデータ信号DATAの遅延量をデューティー補正回路314によるクロック信号CLKの遅延量と同じにすることができる。なお、遅延回路DLY4は、デューティー補正回路314とのゲート段数を揃えるとともに、遅延回路DLY1-DLY3の遅延量の調整に合わせて遅延量を調整するために設けられる。
Thereby, the number of gate stages of the data delay
そして、データ遅延調整回路340は、受信したデータ信号DATA_IN[0]~DATA_IN[n]を遅延させ、遅延データ信号DATA_OUT[0]~DATA_OUT[n]として出力する。遅延データ信号DATA_OUT[0]~DATA_OUT[n]は、出力クロックOPとともに、図1に示したデータ受信処理回路320または図8に示したデータ受信処理回路321に供給される。データ受信処理回路320、321は、出力クロックOPに同期して遅延データ信号DATA_OUT[0]~DATA_OUT[n]を受信するデータ受信回路の一例である。デューティー補正回路314の動作タイミングは、上述した図14および図15と同じである。
Then, the data delay
なお、デューティー補正回路314は、図16に示したデューティー補正回路313にバッファ回路BUF21、BUF22と、遅延回路DLY1、DLY2、DLY3とを追加することで構成されてもよい。
Note that the duty correction circuit 314 may be configured by adding buffer circuits BUF21 and BUF22 and delay circuits DLY1, DLY2, and DLY3 to the
以上、この実施形態においても、上述した実施形態と同様の効果を得ることができる。さらに、この実施形態では、データ遅延調整回路340により、デューティー補正回路314の内部遅延量と同じ遅延量をデータ信号DATAに与えることで、出力クロックOPの遅延量に対応して遅延された遅延データ信号DATA_OUTを生成することができる。この結果、データ受信処理回路320、321において、出力クロックOPの遅延量に合わせた遅延データ信号DATA_OUTを受信して処理することができ、タイミングマージンを向上することができる。
As described above, in this embodiment as well, the same effects as in the above-described embodiment can be obtained. Furthermore, in this embodiment, the data delay
なお、遅延回路DLY1、DLY2、DLY3は、図2のデューティー補正回路310、図9のデューティー補正回路311または図16のデューティー補正回路313に設けられてもよい。
Note that the delay circuits DLY1, DLY2, and DLY3 may be provided in the
(第7の実施形態)
図18は、本発明の第7の実施形態に係るデューティー補正回路を含む受信回路の一例を示す回路図である。図2、図13および図17と同じ要素については、同じ符号を付し、詳細な説明は省略する。図18に示すデューティー補正回路315が搭載されるシステムは、図1に示したシステム100および図8に示したシステム101と同様であるが、クロック信号CLKは、図13と同様にポジティブクロック信号またはネガティブクロック信号として伝送される。
(Seventh embodiment)
FIG. 18 is a circuit diagram showing an example of a receiving circuit including a duty correction circuit according to the seventh embodiment of the present invention. Elements that are the same as those in FIGS. 2, 13, and 17 are given the same reference numerals, and detailed explanations will be omitted. A system equipped with the duty correction circuit 315 shown in FIG. 18 is similar to the
図18に示す受信回路350は、図1に示した受信部300または図8に示した受信部301と同様の受信部に搭載される。但し、この実施形態の受信部は、差動のクロック信号CLK+、CLK-と、差動のデータ信号DATA_IN+、DATA_IN-とを受ける。受信回路350は、デューティー補正回路315と、データ遅延調整回路340とを有する。デューティー補正回路315は、図13に示したデューティー補正回路312にバッファ回路BUF21、BUF22と、遅延回路DLY1、DLY2、DLY3とを追加している。NAND1-NAND4、NAND7-NAND11、NOR2、IV1、IV2および遅延回路DLY1-DLY3は、出力クロックOPの論理を設定する論理設定回路の一例である。
The receiving
この実施形態では、図1の送信部200等と受信部300等との間で差動のクロック信号CLK+、CLK-と、差動のデータ信号DATA_IN+、DATA_IN-とが伝送される。このため、バッファ回路BUF21は、差動のクロック信号CLK+、CLK-を受けて、シングルエンドの入力クロックIPを出力する。バッファ回路BUF22は、シングルエンドの出力クロックOPを受けて、差動の出力クロックOP+、OP-を出力する。デューティー補正回路315の動作タイミングは、上述した図14および図15と同じである。
In this embodiment, differential clock signals CLK+ and CLK- and differential data signals DATA_IN+ and DATA_IN- are transmitted between the
データ遅延調整回路360は、図17に示したデータ遅延調整回路340と同様に、デューティー補正回路315による入力クロックIPから出力クロックOPまでの遅延時間と同じ遅延時間を、受信したn+1個のデータ信号DATAにそれぞれ与える。このため、データ遅延調整回路360は、データ遅延調整回路340と同様に、NAND12、NAND13、遅延回路DLY4、NAND14およびNAND15を有する。
Similar to the data delay
また、データ遅延調整回路360は、図17に示したデータ遅延調整回路340のバッファ回路BUF13、BUF14の代わりに、バッファ回路BUF23、BUF24を有する。バッファ回路BUF23は、差動のデータ信号DATA_IN+、DATA_IN-を受けて、シングルエンドのデータ信号DATA_INを出力する。バッファ回路BUF24は、シングルエンドの遅延データ信号DATA_OUTを受けて、差動の遅延データ信号DATA_OUT+、DATA_OUT-を出力する。
Further, the data delay
データ遅延調整回路360は、受信したデータ信号DATA_IN+、DATA_IN-(DATA_IN[0]+~DATA_IN[n]+、データ信号DATA_IN[0]-~DATA_IN[n]-)を遅延させる。そして、データ遅延調整回路360は、遅延データ信号DATA_OUT+、DATA_OUT-を出力する。遅延データ信号DATA_OUT+、DATA_OUT-は、出力クロックOPとともに、図示しないデータ受信回路に供給される。データ受信回路は、出力クロックOPに同期して遅延データ信号DATA_OUT[0]~DATA_OUT[n]を受信する。例えば、データ受信回路は、SerDes(SERializer/DESerializer)を内蔵しており、クロック信号CLK+、CLK-とデータ信号DATA_IN+、DATA_IN-とは、LVDS(Low Voltage Differential Signal)インタフェースを使用して伝送される。
The data delay
以上、この実施形態においても、上述した実施形態と同様の効果を得ることができる。さらに、この実施形態では、送信部と受信部との間で差動のクロック信号CLK+、CLK-が伝送されるシステムにおいて、クロック信号CLK+、CLK-のデューティー比を50%に補正することができる。さらに、デューティー補正回路315による遅延量に合わせて、データ信号DATA_IN+、DATA_IN-の遅延量を調整することができる。この結果、データ受信回路において、出力クロックOP+、OP-の遅延量に合わせた遅延データ信号DATA_OUT+、DATA_OUT+を受信して処理することができ、タイミングマージンを向上することができる。 As described above, in this embodiment as well, the same effects as in the above-described embodiment can be obtained. Furthermore, in this embodiment, in a system in which differential clock signals CLK+ and CLK- are transmitted between the transmitting section and the receiving section, the duty ratio of the clock signals CLK+ and CLK- can be corrected to 50%. . Furthermore, the amount of delay of the data signals DATA_IN+ and DATA_IN- can be adjusted according to the amount of delay caused by the duty correction circuit 315. As a result, the data receiving circuit can receive and process the delayed data signals DATA_OUT+ and DATA_OUT+ in accordance with the amount of delay of the output clocks OP+ and OP-, and the timing margin can be improved.
(第8の実施形態)
図19は、本発明の第8の実施形態に係るデューティー補正回路の一例を示す回路図である。図2および図13と同じ要素については、同じ符号を付し、詳細な説明は省略する。図19に示すデューティー補正回路316が搭載されるシステムは、図1に示したシステム100および図8に示したシステム101と同様であるが、クロック信号CLKは、図13と同様にポジティブクロック信号またはネガティブクロック信号として伝送される。
(Eighth embodiment)
FIG. 19 is a circuit diagram showing an example of a duty correction circuit according to the eighth embodiment of the present invention. The same elements as in FIGS. 2 and 13 are given the same reference numerals, and detailed explanations are omitted. A system equipped with the
例えば、デューティー補正回路316は、図1に示したデューティー補正回路310の代わりに受信部300に搭載され、または図8に示したデューティー補正回路311の代わりに受信部301に搭載される。デューティー補正回路316は、図13に示したデューティー補正回路312のNAND7、NAND8、NAND9およびインバータIV2の代わりにスイッチ回路SW1を有する。また、デューティー補正回路316は、図7と同じバッファ回路BUF11、BUF12を有する。NAND1-NAND4、NAND10、NAND11、NOR2、IV1およびスイッチ回路SW1は、出力クロックOPの論理を設定する論理設定回路の一例である。
For example, the
スイッチ回路SW1は、NAND11の出力が論理0の場合、NAND3の出力をバッファ回路BUF12の入力に接続する。また、スイッチ回路SW1は、NAND11の出力が論理1の場合、NAND4の出力をバッファ回路BUF12の入力に接続する。
Switch circuit SW1 connects the output of NAND3 to the input of buffer circuit BUF12 when the output of NAND11 is
上述した図13に示すデューティー補正回路312は、NAND11が出力する論理値に応じて、NAND7、NAND9の経路またはNAND8、NAND9の経路のいずれかを有効にして出力クロックOPを出力する。図19のデューティー補正回路316は、図13のNAND7、NAND8、NAND9およびインバータIV2の機能を、NAND11の出力で制御されるスイッチ回路SW1により実現する。
The
これにより、デューティー補正回路316の内部の高速化を図ることができ、また、回路規模を削減することができる。例えば、スイッチ回路SW1は、pチャネルトランジスタとnチャネルトランジスタと1つずつを含むCMOS(Complementary Metal Oxide Semiconductor)トランスミッションゲートと、トランスミッションゲートを制御するインバータとで構成することができる。
Thereby, the internal speed of the
CMOSトランスミッションゲートによる信号の伝送速度は、図13に示したNAND7-NAND9による信号の伝送速度より高くすることができる。また、例えば、CMOSトランスミッションゲートは、NAND等のゲート回路と異なり、入力信号の立ち上がりエッジと立ち下がりエッジに対する出力信号の伝搬遅延時間に差がないため、タイミング設計等を容易にすることができる。なお、デューティー補正回路314の動作タイミングは、上述した図14および図15と同じである。 The signal transmission speed by the CMOS transmission gate can be made higher than the signal transmission speed by NAND7-NAND9 shown in FIG. Further, for example, a CMOS transmission gate, unlike a gate circuit such as a NAND, has no difference in propagation delay time of an output signal with respect to a rising edge and a falling edge of an input signal, so timing design etc. can be facilitated. Note that the operation timing of the duty correction circuit 314 is the same as in FIGS. 14 and 15 described above.
以上、この実施形態においても、上述した実施形態と同様の効果を得ることができる。さらに、この実施形態では、デューティー補正回路316を高速化することができ、回路規模を削減することができ、タイミング設計を容易にすることができる。
As described above, in this embodiment as well, the same effects as in the above-described embodiment can be obtained. Furthermore, in this embodiment, the speed of the
(第9の実施形態)
図20は、本発明の第9の実施形態に係るデューティー補正回路の一例を示す回路図である。図2、図13および図19と同じ要素については、同じ符号を付し、詳細な説明は省略する。図20に示すデューティー補正回路317が搭載されるシステムは、図1に示したシステム100および図8に示したシステム101と同様であるが、クロック信号CLKは、図13と同様にポジティブクロック信号またはネガティブクロック信号として伝送される。
(Ninth embodiment)
FIG. 20 is a circuit diagram showing an example of a duty correction circuit according to the ninth embodiment of the present invention. Elements that are the same as those in FIGS. 2, 13, and 19 are designated by the same reference numerals, and detailed description thereof will be omitted. The system equipped with the
例えば、デューティー補正回路317は、図1に示したデューティー補正回路310の代わりに受信部300に搭載され、または図8に示したデューティー補正回路311の代わりに受信部301に搭載される。デューティー補正回路317は、図19に示したデューティー補正回路316のバッファ回路BUF11、BUF12の代わりに、図18に示したバッファ回路BUF21、BUF22を有する。そして、デューティー補正回路3107は、差動のクロック信号CLK+、CLK-のデューティー比を50%に補正して、差動の出力ロックOP+、OP-として出力する。その他の構成は、図19に示したデューティー補正回路316と同じである。
For example, the
以上、この実施形態においても、上述した実施形態と同様の効果を得ることができる。さらに、この実施形態では、送信部と受信部との間で差動のクロック信号CLK+、CLK-が伝送されるシステムにおいて、デューティー補正回路317を高速化することができ、回路規模を削減することができ、タイミング設計を容易にすることができる。
As described above, in this embodiment as well, the same effects as in the above-described embodiment can be obtained. Furthermore, in this embodiment, in a system in which differential clock signals CLK+ and CLK- are transmitted between the transmitting section and the receiving section, the
図21は、上述した実施形態のデューティー補正回路が搭載されるシステムの一例を示すブロック図である。例えば、図21に示すシステム103は、MFP(MultiFunction Printer)と称される複合機に含まれ、図21の例では、自動原稿送り装置(ADF;Auto Document Feeder)付きのスキャナ装置に搭載される。スキャナ装置は、裏面スキャナ410、表面スキャナ420、IPU(Image Processing Unit)基板430およびコントローラボード440を有する。
FIG. 21 is a block diagram showing an example of a system in which the duty correction circuit of the embodiment described above is installed. For example, the
裏面スキャナ410は、例えば、CIS(Contact Image Sensor)により読み取った裏面画像データをLVDSインタフェースによりIPU基板430に出力する。同様に、表面スキャナ420は、CISにより読み取った表面画像データを、LVDSインタフェースによりIPU基板430に出力する。
The
IPU基板430は、LVDSリピータ431、432、前処理部433およびIPU434を有する。LVDSリピータ431は、裏面スキャナ410から受信した裏面画像データを前処理部433に出力する。LVDSリピータ432は、表面スキャナ420から受信した表面画像データを前処理部433に出力する。
The
前処理部433は、裏面スキャナ410から受信した裏面画像データの前処理を実施し、前処理した裏面画像データをLVDSインタフェースによりIPU434に出力する。また、前処理部433は、表面スキャナ420から受信した表面画像データの前処理を実施し、前処理した表面画像データをLVDSインタフェースによりIPU434に出力する。例えば、前処理は、画像データのフォーマット変換等である。IPU434は、受信した裏面画像データおよび表面画像データを画像処理し、例えば、PCIeインタフェースを介してコントローラボード440内の図示しないメモリに書き込む。
The
例えば、図18に示したデューティー補正回路315または図20に示したデューティー補正回路317が、図21中に破線の丸印を付けた信号を受信するために、前処理部433およびIPU436にそれぞれ設けられる。破線の丸印を付けた信号は、クロック信号CLK+、CLK-およびデータ信号DATA+、DATA-を含む。これにより、スキャナ装置のボード設計(タイミング設計)を容易にすることができる。また、信号品質を高めることができるため、スキャナ装置の信頼性を向上することができる。
For example, the duty correction circuit 315 shown in FIG. 18 or the
図22は、上述した実施形態のデューティー補正回路が搭載されるシステムの別の例を示すブロック図である。例えば、図21に示すシステム104は、MFPに含まれるプリンタに搭載される。プリンタは、例えば、図21のIPU基板430のIPU434およびCPU(Central Processing Unit)435に接続される後処理部450と、プリンタ制御部460とを有する。後処理部450は、例えば、IPU434で処理されたCMYK(Cyan、Magenta、Yellow、Key plate)等の書き込み画像データをフォーマット変換して、プリンタ制御部460に送信する。プリンタ制御部460は、図示しないプリンタエンジン等を制御して、書き込み画像データを用紙等にプリントする。
FIG. 22 is a block diagram showing another example of a system in which the duty correction circuit of the embodiment described above is installed. For example, the
例えば、図2のデューティー補正回路310、図9のデューティー補正回路311、図13のデューティー補正回路312等が、図22中に破線の丸印を付けた信号を受信するために、後処理部450およびプリンタ制御部460にそれぞれ設けられる。これにより、プリンタのボード設計(タイミング設計)を容易にすることができる。また、信号品質を高めることができるため、プリンタの信頼性を向上することができる。
For example, the
図23は、上述した実施形態のデューティー補正回路が搭載されるシステムのさらなる別の例を示すブロック図である。例えば、図21に示すシステム105は、右カメラ510および左カメラ520による撮像で得られた画像データを画像処理し、画像処理用のプロセッサに送信する画像処理装置に搭載される。
FIG. 23 is a block diagram showing still another example of a system in which the duty correction circuit of the embodiment described above is installed. For example, the
画像処理装置は、右カメラ510および左カメラ520から入力される動画像データを画像処理する動画前処理デバイス530と、動画前処理デバイス530により処理された動画像データを処理する動画処理プロセッサ540とを有する。
The image processing device includes a
例えば、図2のデューティー補正回路310、図9のデューティー補正回路311、図13のデューティー補正回路312等が、図23中に破線の丸印を付けた信号を受信するために、動画処理プロセッサ540に設けられる。これにより、画像処理装置のボード設計やチップ設計(タイミング設計)を容易にすることができる。また、信号品質を高めることができるため、画像処理装置の信頼性を向上することができる。
For example, the
以上、各実施形態に基づき本発明の説明を行ってきたが、上記実施形態に示した要件に本発明が限定されるものではない。これらの点に関しては、本発明の主旨をそこなわない範囲で変更することができ、その応用形態に応じて適切に定めることができる。 Although the present invention has been described above based on each embodiment, the present invention is not limited to the requirements shown in the above embodiments. These points can be changed without detracting from the gist of the present invention, and can be determined appropriately depending on the application thereof.
100、101、102、103、104、105 システム
200、201、202 送信部
210、211 データ送信処理回路
222 クロック出力回路
300、301、302 受信部
310、311、312、313 デューティー補正回路
314、315、316、317 デューティー補正回路
318 位相シフト回路
320、321 データ受信処理回路
322 ハードウェアIP
330 受信回路
340 データ遅延調整回路
350 受信回路
410 裏面スキャナ
420 表面スキャナ
430 IPU基板
440 コントローラボード
431、432 LVDSリピータ
433 前処理部
434 IPU
435 CPU
450 後処理部
460 プリンタ制御部
510 右カメラ
520 左カメラ
530 動画前処理デバイス
540 動画処理プロセッサ
CLK、CLK+、CLK- クロック信号
DATA、DATA_IN+、DATA_IN- データ信号
DATA_OUT+、DATA_OUT- 遅延データ信号
DLY1、DLY2、DLY3、DLY4 遅延回路
IN、IP 入力クロック
OP 出力クロック
P 制御信号
SW1 スイッチ回路
100, 101, 102, 103, 104, 105
330
435 CPU
450
Claims (8)
前記入力クロックおよび前記シフトクロックの立ち上がりエッジまたは立ち下がりエッジの一方に応答して出力クロックの論理値を反転し、前記入力クロックおよび前記シフトクロックの前記立ち上がりエッジまたは前記立ち下がりエッジの他方に応答して、前記他方のエッジが現れる直前の前記出力クロックの論理値を保持する論理設定回路と、を有し、
前記論理設定回路は、
前記入力クロックを受ける第1NANDゲートと前記シフトクロックを受ける第2NANDゲートとを有する第1フリップフロップと、
前記第1NANDゲートの出力信号を受ける第3NANDゲートと前記第2NANDゲートの出力信号を受ける第4NANDゲートとを有する第2フリップフロップと、
前記入力クロックの先頭が立ち上がりエッジであるポジティブクロックモード時に前記入力クロックおよび前記シフトクロックがともにハイレベルのときにロウレベルを出力し、前記入力クロックの先頭が立ち下がりエッジであるネガティブクロックモード時にハイレベルを出力する第5NANDゲートと、
前記ポジティブクロックモード時に前記入力クロックおよび前記シフトクロックがともにロウレベルのときにハイレベルを出力し、前記ネガティブクロックモード時にロウレベルを出力するNORゲートと、
前記第5NANDゲートの出力信号と前記NORゲートの出力信号とを受ける第6NANDゲートと、
前記第3NANDゲートの出力信号および前記第6NANDゲートの出力信号を受ける第7NANDゲートと、
前記第4NANDゲートの出力信号および前記第6NANDゲートの出力信号を反転した信号を受ける第8NANDゲートと、
前記第7NANDゲートの出力信号と前記第8NANDゲートの出力信号を受け、前記出力クロックを出力する第9NANDゲートと、を有し、
前記出力クロックの論理値を反転する前記立ち上がりエッジまたは前記立ち下がりエッジの前記一方の遷移方向は、前記入力クロックの先頭エッジの遷移方向と同じである、デューティー補正回路。 a phase shift circuit that generates a shift clock whose phase is shifted by 180 degrees with respect to the received input clock;
inverting the logical value of an output clock in response to one of the rising edge or the falling edge of the input clock and the shift clock, and in response to the other of the rising edge or the falling edge of the input clock and the shift clock; a logic setting circuit that holds the logic value of the output clock immediately before the other edge appears;
The logic setting circuit is
a first flip-flop having a first NAND gate receiving the input clock and a second NAND gate receiving the shift clock;
a second flip-flop having a third NAND gate receiving the output signal of the first NAND gate and a fourth NAND gate receiving the output signal of the second NAND gate;
A low level is output when the input clock and the shift clock are both high level in a positive clock mode in which the leading edge of the input clock is a rising edge, and a high level in a negative clock mode in which the leading edge of the input clock is a falling edge. a fifth NAND gate that outputs
a NOR gate that outputs a high level when the input clock and the shift clock are both low in the positive clock mode, and outputs a low level in the negative clock mode;
a sixth NAND gate receiving the output signal of the fifth NAND gate and the output signal of the NOR gate;
a seventh NAND gate receiving the output signal of the third NAND gate and the output signal of the sixth NAND gate;
an eighth NAND gate receiving a signal obtained by inverting the output signal of the fourth NAND gate and the output signal of the sixth NAND gate;
a ninth NAND gate that receives the output signal of the seventh NAND gate and the output signal of the eighth NAND gate and outputs the output clock;
A duty correction circuit, wherein a transition direction of one of the rising edge and the falling edge that inverts the logical value of the output clock is the same as the transition direction of the leading edge of the input clock.
前記入力クロックの先頭エッジが立ち上がりエッジであることを示す制御信号を受けた場合、前記入力クロックおよび前記シフトクロックの前記立ち上がりエッジに応答して前記出力クロックの論理値を反転し、前記入力クロックおよび前記シフトクロックの前記立ち下がりエッジに応答して、前記立ち下がりエッジが現れる直前の前記出力クロックの論理値を保持し、
前記入力クロックの先頭エッジが立ち下がりエッジであることを示す前記制御信号を受けた場合、前記入力クロックおよび前記シフトクロックの前記立ち下がりエッジに応答して前記出力クロックの論理値を反転し、前記入力クロックおよび前記シフトクロックの前記立ち上がりエッジに応答して、前記立ち上がりエッジが現れる直前の前記出力クロックの論理値を保持する、請求項1または請求項2に記載のデューティー補正回路。 The logic setting circuit is
When a control signal indicating that the leading edge of the input clock is a rising edge is received, the logic value of the output clock is inverted in response to the rising edges of the input clock and the shift clock, and the logic value of the output clock is inverted. responsive to the falling edge of the shift clock, holding the logical value of the output clock immediately before the falling edge appeared;
When receiving the control signal indicating that the leading edge of the input clock is a falling edge, inverting the logical value of the output clock in response to the falling edges of the input clock and the shift clock; 3. The duty correction circuit according to claim 1, wherein in response to the rising edge of the input clock and the shift clock , the logic value of the output clock immediately before the rising edge appears is held .
前記入力クロックに同期して供給されるデータ信号の遅延量を調整し、遅延データ信号を出力するデータ遅延調整回路と、
前記出力クロックに同期して前記遅延データ信号を受信するデータ受信回路と、を有し、
前記デューティー補正回路は、
受信した入力クロックに対して位相を180°ずらしたシフトクロックを生成する位相シフト回路と、
前記入力クロックおよび前記シフトクロックの立ち上がりエッジまたは立ち下がりエッジの一方に応答して前記出力クロックの論理値を反転し、前記入力クロックおよび前記シフトクロックの前記立ち上がりエッジまたは前記立ち下がりエッジの他方に応答して、前記他方のエッジが現れる直前の前記出力クロックの論理値を保持する論理設定回路と、を有し、
前記論理設定回路は、
前記入力クロックを受ける第1NANDゲートと前記シフトクロックを受ける第2NANDゲートとを有する第1フリップフロップと、
前記第1NANDゲートの出力信号を受ける第3NANDゲートと前記第2NANDゲートの出力信号を受ける第4NANDゲートとを有する第2フリップフロップと、
前記入力クロックの先頭が立ち上がりエッジであるポジティブクロックモード時に前記入力クロックおよび前記シフトクロックがともにハイレベルのときにロウレベルを出力し、前記入力クロックの先頭が立ち下がりエッジであるネガティブクロックモード時にハイレベルを出力する第5NANDゲートと、
前記ポジティブクロックモード時に前記入力クロックおよび前記シフトクロックがともにロウレベルのときにハイレベルを出力し、前記ネガティブクロックモード時にロウレベルを出力するNORゲートと、
前記第5NANDゲートの出力信号と前記NORゲートの出力信号とを受ける第6NANDゲートと、
前記第3NANDゲートの出力信号および前記第6NANDゲートの出力信号を受ける第7NANDゲートと、
前記第4NANDゲートの出力信号および前記第6NANDゲートの出力信号を反転した信号を受ける第8NANDゲートと、
前記第7NANDゲートの出力信号と前記第8NANDゲートの出力信号を受け、前記出力クロックを出力する第9NANDゲートと、を有し、
前記出力クロックの論理値を反転する前記立ち上がりエッジまたは前記立ち下がりエッジの前記一方の遷移方向は、前記入力クロックの先頭エッジの遷移方向と同じであり、
前記データ遅延調整回路において前記データ信号を受ける初段の論理ゲートから前記遅延データ信号を出力する論理ゲートまでの段数は、前記論理設定回路において前記入力クロックを受ける初段の論理ゲートから前記出力クロックを出力する論理ゲートまでの段数と等しい、受信回路。 a duty correction circuit that generates an output clock by correcting the duty ratio of the received input clock;
a data delay adjustment circuit that adjusts a delay amount of a data signal supplied in synchronization with the input clock and outputs a delayed data signal;
a data receiving circuit that receives the delayed data signal in synchronization with the output clock;
The duty correction circuit is
a phase shift circuit that generates a shift clock whose phase is shifted by 180 degrees with respect to the received input clock;
inverting the logical value of the output clock in response to one of the rising edge or the falling edge of the input clock and the shift clock, and in response to the other of the rising edge or the falling edge of the input clock and the shift clock; and a logic setting circuit that holds the logic value of the output clock immediately before the other edge appears,
The logic setting circuit is
a first flip-flop having a first NAND gate receiving the input clock and a second NAND gate receiving the shift clock;
a second flip-flop having a third NAND gate receiving the output signal of the first NAND gate and a fourth NAND gate receiving the output signal of the second NAND gate;
A low level is output when the input clock and the shift clock are both high level in a positive clock mode in which the leading edge of the input clock is a rising edge, and a high level in a negative clock mode in which the leading edge of the input clock is a falling edge. a fifth NAND gate that outputs
a NOR gate that outputs a high level when the input clock and the shift clock are both low in the positive clock mode, and outputs a low level in the negative clock mode;
a sixth NAND gate receiving the output signal of the fifth NAND gate and the output signal of the NOR gate;
a seventh NAND gate receiving the output signal of the third NAND gate and the output signal of the sixth NAND gate;
an eighth NAND gate receiving a signal obtained by inverting the output signal of the fourth NAND gate and the output signal of the sixth NAND gate;
a ninth NAND gate that receives the output signal of the seventh NAND gate and the output signal of the eighth NAND gate and outputs the output clock;
The one transition direction of the rising edge or the falling edge that inverts the logical value of the output clock is the same as the transition direction of the leading edge of the input clock,
The number of stages from the first-stage logic gate that receives the data signal to the logic gate that outputs the delayed data signal in the data delay adjustment circuit is such that in the logic setting circuit, the first-stage logic gate that receives the input clock outputs the output clock. The receiving circuit is equal to the number of stages up to the logic gate.
前記データ遅延調整回路は、差動の前記データ信号の遅延量を調整する、請求項5に記載の受信回路。 The duty correction circuit corrects the duty ratio of the differential input clock,
6. The receiving circuit according to claim 5, wherein the data delay adjustment circuit adjusts a delay amount of the differential data signal.
前記入力クロックを受ける第1NANDゲートと前記シフトクロックを受ける第2NANDゲートとを有する第1フリップフロップと、前記第1NANDゲートの出力信号を受ける第3NANDゲートと前記第2NANDゲートの出力信号を受ける第4NANDゲートとを有する第2フリップフロップと、前記入力クロックの先頭が立ち上がりエッジであるポジティブクロックモード時に前記入力クロックおよび前記シフトクロックがともにハイレベルのときにロウレベルを出力し、前記入力クロックの先頭が立ち下がりエッジであるネガティブクロックモード時にハイレベルを出力する第5NANDゲートと、前記ポジティブクロックモード時に前記入力クロックおよび前記シフトクロックがともにロウレベルのときにハイレベルを出力し、前記ネガティブクロックモード時にロウレベルを出力するNORゲートと、前記第5NANDゲートの出力信号と前記NORゲートの出力信号とを受ける第6NANDゲートと、前記第3NANDゲートの出力信号および前記第6NANDゲートの出力信号を受ける第7NANDゲートと、前記第4NANDゲートの出力信号および前記第6NANDゲートの出力信号を反転した信号を受ける第8NANDゲートと、前記第7NANDゲートの出力信号と前記第8NANDゲートの出力信号を受け、出力クロックを出力する第9NANDゲートと、を有する論理設定回路と、
を有するデューティー補正回路によるデューティー補正方法であって、
前記入力クロックおよび前記シフトクロックの立ち上がりエッジまたは立ち下がりエッジの一方に応答して前記出力クロックの論理値を反転し、前記入力クロックおよび前記シフトクロックの前記立ち上がりエッジまたは前記立ち下がりエッジの他方に応答して、前記他方のエッジが現れる直前の前記出力クロックの論理値を保持し、
前記立ち上がりエッジまたは前記立ち下がりエッジの前記一方の遷移方向は、前記入力クロックの先頭エッジの遷移方向と同じである、デューティー補正方法。 a phase shift circuit that generates a shift clock whose phase is shifted by 180 degrees with respect to the received input clock;
a first flip-flop having a first NAND gate receiving the input clock and a second NAND gate receiving the shift clock; a third NAND gate receiving the output signal of the first NAND gate; and a fourth NAND gate receiving the output signal of the second NAND gate. a second flip-flop having a gate, and outputs a low level when the input clock and the shift clock are both at high level in a positive clock mode in which the leading edge of the input clock is a rising edge; a fifth NAND gate that outputs a high level when the negative clock mode is a falling edge, outputs a high level when the input clock and the shift clock are both low levels during the positive clock mode, and outputs a low level when the negative clock mode a sixth NAND gate receiving the output signal of the fifth NAND gate and the output signal of the NOR gate; a seventh NAND gate receiving the output signal of the third NAND gate and the output signal of the sixth NAND gate; an eighth NAND gate that receives the output signal of the fourth NAND gate and an inverted signal of the output signal of the sixth NAND gate; and a ninth NAND gate that receives the output signal of the seventh NAND gate and the output signal of the eighth NAND gate and outputs an output clock. a logic setting circuit having a gate;
A duty correction method using a duty correction circuit having:
inverting the logical value of the output clock in response to one of the rising edge or the falling edge of the input clock and the shift clock, and in response to the other of the rising edge or the falling edge of the input clock and the shift clock; and hold the logical value of the output clock immediately before the other edge appears;
The duty correction method, wherein the one transition direction of the rising edge or the falling edge is the same as the transition direction of the leading edge of the input clock.
前記入力クロックの先頭エッジが立ち下がりエッジであることを示す前記制御信号を受けた場合、前記入力クロックおよび前記シフトクロックの前記立ち下がりエッジに応答して前記出力クロックの論理値を反転し、前記入力クロックおよび前記シフトクロックの前記立ち上がりエッジに応答して、前記立ち上がりエッジが現れる直前の前記出力クロックの論理値を保持する、請求項7に記載のデューティー補正方法。 When a control signal indicating that the leading edge of the input clock is a rising edge is received, the logic value of the output clock is inverted in response to the rising edges of the input clock and the shift clock, and the logic value of the output clock is inverted. responsive to the falling edge of the shift clock, holding the logical value of the output clock immediately before the falling edge appeared;
When receiving the control signal indicating that the leading edge of the input clock is a falling edge, inverting the logical value of the output clock in response to the falling edges of the input clock and the shift clock; 8. The duty correction method according to claim 7, wherein the logical value of the output clock immediately before the rising edge appears is held in response to the rising edge of the input clock and the shift clock.
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