JP7377168B2 - 共振形電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、直流電源の電力を絶縁して出力する電源装置に関する。

近年、地球環境保全への意識の高まりから、蓄電池や太陽電池、燃料電池などの直流電源を備えたシステムが開発されている。これらのシステムにおいては、直流電源から負荷や他の直流電源に高い変換効率で給電するＤＣ－ＤＣコンバータが求められている。効率が高い絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータの回路方式としては、キャパシタンスとインダクタンスの共振現象を利用した共振形コンバータが知られている。

共振形コンバータでは、スイッチング素子に流れる電流が共振により小さくなったタイミングでスイッチング素子をターンオフすると、遮断電流が小さいためスイッチング損失が小さくなり、高い効率を得ることができる。しかし、一般的に共振形コンバータでは、スイッチング周波数を変化させて出力を制御しており、出力電力を絞る時にはスイッチング周波数を高くするため、入力電圧が高い場合や出力電圧が低い場合には、スイッチング周波数が高くなる。すると、スイッチング素子に流れる電流が共振により小さくなる前にスイッチング素子をターンオフすることになり、このとき出力電流が大きいと遮断電流が大きく、かつスイッチング周波数も高いため、スイッチング損失が大きくなり効率が低下する。

そこで、特許文献１には、出力電流が大きく、かつ入力電圧が高い場合や出力電圧が低い場合においても、高い効率が得られる共振形コンバータ技術が開示されている。特許文献１では、スイッチング周波数を共振コンデンサと共振インダクタの共振周波数より低くしている。さらに特許文献１では、共振コンデンサと共振インダクタによる共振電流が流れ終わった後に、共振コンデンサと共振インダクタとトランス励磁インダクタンスによる共振電流で共振コンデンサを充電し、次にスイッチング回路の出力電圧極性を切り替えたときの入力電圧と共振コンデンサ電圧の和を高くすることで、高い出力電圧を得ている。

特開２０１７－９９１８２号公報

特許文献１の共振形コンバータでは、トランスの巻数比より高い出力電圧を得ることができる。

しかし、共振形コンバータでは、出力電流が大きいと、共振コンデンサと共振インダクタの共振電流が大きくなるため、この共振電流が流れ終わった後には共振コンデンサの電圧がすでに高くなっている。

特に入力電圧よりも共振コンデンサの電圧の方が高い場合には、共振コンデンサと共振インダクタとトランス励磁インダクタンスによる共振電流で共振コンデンサを充電しようとしても、この充電電流が減少してしまうため、特許文献１に記載の技術では、共振コンデンサを更に高い電圧に充電することが難しい。

本発明の目的は、高い出力電圧を得られる共振形電源装置を提供することにある。

本発明の好ましい一例としては、直流電圧を入力し、共振コンデンサを介して第１巻線に交流電圧を印加するスイッチング回路と、第２巻線に流れる電流を整流して平滑コンデンサの両端間に出力する整流回路と、前記第１巻線と前記第２巻線とを磁気結合するトランスと、前記スイッチング回路と前記整流回路におけるスイッチング素子を制御する制御部とを有し、前記平滑コンデンサの両端間から負荷に直流電力を出力する共振型電源装置であって、前記制御部は、前記共振コンデンサの電圧絶対値を大きくする向きに前記共振コンデンサの電流を増加させる充電期間を含むように前記スイッチング素子を制御する共振形電源装置において、前記制御部は、前記負荷に供給する電圧もしくは前記負荷に供給する電流の増加に伴って前記充電期間を増加させるように制御する共振形電源装置である。

本発明によれば、高い出力電圧を得られる共振形電源装置を提供することができる。

実施例１における共振形電源装置の回路構成図。 共振形電源装置の動作を説明する動作図。 モードａ０の動作を説明する波形図。 モードａ１の動作を説明する波形図。 モードａ２の動作を説明する波形図。 モードａ３の動作を説明する波形図。 モードａ４の動作を説明する波形図。 モードａ５の動作を説明する波形図。 モードａ６の動作を説明する波形図。 モードａ７の動作を説明する波形図。 モードａ８の動作を説明する波形図。 共振形電源装置の動作を説明するグラフ。 実施例２における共振形電源装置の回路構成図。

以下、本発明の実施例について図面を参照しながら詳細に説明する。

図１は、実施例１における共振形電源装置１０の回路構成図である。この共振形電源装置１０は、直流電源３と負荷４との間に接続され、直流電源３から負荷４に給電する。

この共振形電源装置１０は、直流電圧を入力し共振コンデンサＣｒを介して第１巻線Ｎ１に交流電圧を印加するスイッチング回路１と、第２巻線Ｎ２に流れる電流を整流して平滑コンデンサの両端間に出力する整流回路２と、これらの回路が備えたスイッチング素子のオンオフ状態を制御する制御部５と、直流電源３に並列接続された平滑コンデンサＣ１と、負荷４に並列接続された平滑コンデンサＣ２と、第１巻線と第２巻線とを磁気結合するトランスと、を備えている。

スイッチング回路１は、平滑コンデンサＣ１の両端間に直列に接続されたスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２を備え、この直列接続点をノードＮｄ１とする。また、平滑コンデンサＣ１の両端間に直列に接続されたスイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４を備え、この直列接続点をノードＮｄ２とする。このスイッチング回路１は、平滑コンデンサＣ１から電圧を入力し、ノードＮｄ１－Ｎｄ２間に出力する。また、ノードＮｄ１－Ｎｄ２間には、共振コンデンサＣｒと、共振インダクタＬｒと、トランスＴの第１巻線Ｎ１が直列に接続されている。第１巻線Ｎ１と並列に、トランスＴの励磁インダクタンスＬｍを定義している。

スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４には、それぞれダイオードＤ１～Ｄ４が逆並列接続されている。ここで、これらスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４としてＭＯＳＦＥＴを用いた場合は、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードを利用することができるので、ダイオードＤ１～Ｄ４は省略可能となる。

整流回路２は、平滑コンデンサＣ２の両端間に直列接続されたダイオードＤ５とダイオードＤ６を備え、この直列接続点をノードＮｄ３とする。また、平滑コンデンサＣ２の両端間に直列接続されたダイオードＤ７とダイオードＤ８を備え、この直列接続点をノードＮｄ４とする。この整流回路２は、第１巻線Ｎ１と磁気結合した第２巻線Ｎ２の電流をノードＮｄ３－Ｎｄ４間に入力し、整流して平滑コンデンサＣ２の両端間に出力する。

スイッチング素子Ｑ５～Ｑ８は、それぞれダイオードＤ５～Ｄ８と逆並列に接続される。スイッチング素子Ｑ５とスイッチング素子Ｑ６は、平滑コンデンサＣ２の両端間に第１ノード（ノードＮｄ３）で直列に接続される。スイッチング素子Ｑ７とスイッチング素子Ｑ８は、平滑コンデンサＣ２の両端間に第２ノード（ノードＮｄ４）で直列に接続される。第２巻線Ｎ２の一端は第１ノード（ノードＮｄ３）に接続され、第２巻線Ｎ２の他端が第２ノード（ノードＮｄ４）に接続される。

制御部５は、マイコンなどのＣＰＵが、記録装置に記録したプログラムを読み出して、図２もしくは図３Ａ～図３Ｉに示すように、スイッチング回路１や整流回路２を構成するスイッチング素子のオン状態やオフ状態を制御する。

ここで、これらスイッチング素子Ｑ５～Ｑ８としてＭＯＳＦＥＴを用いた場合は、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードを利用することができるので、ダイオードＤ５～Ｄ８は省略可能となる。

ここで、この共振形電源装置１０では、共振コンデンサＣｒと共振インダクタＬｒは、第１巻線Ｎ１と直列に接続されているが、この共振コンデンサＣｒと共振インダクタＬｒは、第２巻線Ｎ２と直列接続されるようにしてもよいし、第１巻線Ｎ１と第２巻線Ｎ２の両方に直列接続されるようにしてもよい。また、共振インダクタＬｒとして、トランスＴの漏れインダクタンスを利用してもよい。

平滑コンデンサＣ１には電圧センサ６が接続され、スイッチング回路１の入力電圧を検出している。平滑コンデンサＣ２には電圧センサ７が接続され、整流回路２の出力電圧を検出している。また、整流回路２と平滑コンデンサＣ２との間には電流センサ８が接続され、整流回路２の出力電流を検出している。これらの電圧センサ６、電圧センサ７、および電流センサ８は、制御部５に接続されている。

以下、図を用いて共振形電源装置１０の動作を説明する。なお、本明細書では、オン状態のスイッチング素子の両端間の電圧や、ダイオードの順方向降下電圧と同等程度かそれ以下の電圧をゼロ電圧と呼称し、スイッチング素子の両端間の電圧がゼロ電圧のときに、このスイッチング素子をターンオンすることをゼロ電圧スイッチングと呼称する。ゼロ電圧スイッチングには、スイッチング損失を抑える効果がある。

図２と、図３Ａから図３Ｉを用いて、共振形電源装置１０の回路動作を説明する。図２は波形図であり、Ｖｇ１～Ｖｇ８は、それぞれスイッチング素子Ｑ１～Ｑ８のゲート信号すなわちオン／オフ状態を表している。Ｖ１はスイッチング回路１のノードＮｄ１－Ｎｄ２間の電圧を表しており、ノードＮｄ２を基準としたノードＮｄ１の電圧を正とする。Ｖ２は整流回路２のノードＮｄ３－Ｎｄ４間の電圧を表しており、ノードＮｄ４を基準としたノードＮｄ３の電圧を正とする。

ＶＣｒは共振コンデンサＣｒの電圧を表しており、ノードＮｄ１から共振コンデンサＣｒに向かって電流が流れたときに変化する向きを正とする。

ＩＬｒは共振インダクタの電流を表しており、ノードＮｄ１から共振インダクタＬｒに流れる向きを正とする。

ＩＬｍは励磁インダクタンスＬｍに流れるトランスＴの励磁電流を表しており、電圧Ｖ１を正に維持した時に増加する向き、および電圧Ｖ２を正に維持した時に増加する向きを正とする。ＩＮ２は第２巻線Ｎ２に流れる電流を表しており、第２巻線Ｎ２からノードＮｄ３に流れる向きを正とする。

ｔ０～ｔ１６は時刻を表している。また、Ｔｐは、ｔ４～ｔ６までと、ｔ１２～ｔ１４までの充電期間を表している。

図３Ａ～図３Ｉは、それぞれモードａ０～ａ８における回路動作を示す。以下、各時刻およびモードにおける回路動作を説明する。
（モードａ０：時刻ｔ０～ｔ１）
図３Ａに示すように、モードａ０では、スイッチング回路１は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４がオン状態、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３がオフ状態である。平滑コンデンサＣ１の電圧がスイッチング回路１から出力され、正の電圧Ｖ１が共振コンデンサＣｒと共振インダクタＬｒと第１巻線Ｎ１に印加され、共振コンデンサＣｒ、共振インダクタＬｒ、第１巻線Ｎ１に電流が流れている。

整流回路２では、スイッチング素子Ｑ５、Ｑ８がオン状態、スイッチング素子Ｑ６、Ｑ７がオフ状態であり、第２巻線Ｎ２に誘導された電流がスイッチング素子Ｑ５、Ｑ８を通り、平滑コンデンサＣ２の両端へ流れている。スイッチング素子Ｑ５、Ｑ８としてＭＯＳＦＥＴを用いている場合は、このようにスイッチング素子Ｑ５、Ｑ８をオン状態にすることで、電流がダイオードＤ５、Ｄ８に流れる場合に比べ、導通損失を低減することができる。これを同期整流と呼称する。

第２巻線Ｎ２には平滑コンデンサＣ２の電圧が印加され、電圧Ｖ２は正である。このモードでは、共振コンデンサＣｒ、共振インダクタＬｒ、第１巻線Ｎ１、第２巻線Ｎ２には、共振コンデンサＣｒと共振インダクタＬｒによる共振電流が流れている。
（モードａ１：時刻ｔ１～ｔ２）
図３Ｂに示すように、モードａ１では、共振コンデンサＣｒと共振インダクタＬｒによる共振電流が流れ終わる時刻ｔ２より前に、時刻ｔ１でスイッチング素子Ｑ５をターンオフする。スイッチング素子Ｑ５を流れていた電流はダイオードＤ５に流れる。
（モードａ２：時刻ｔ２～ｔ３）
図３Ｃに示すように、共振コンデンサＣｒに電荷が蓄積し、共振インダクタ電流ＩＬｒが励磁インダクタンス電流ＩＬｍまで減少し、第２巻線Ｎ２に流れる電流ＩＮ２がゼロまで減少すると、モードａ２の状態になる。ダイオードＤ５には逆回復電流が流れ、第２巻線Ｎ２には引き続き正の電圧Ｖ２が印加され、第２巻線Ｎ２に流れる電流ＩＮ２は負の方向に増加していく。また、共振インダクタ電流ＩＬｒは励磁インダクタンス電流ＩＬｍを下回り減少していく。
（モードａ３：時刻ｔ３～ｔ４）
図３Ｄに示すように、モードａ３では、ダイオードＤ５が逆回復すると、モードａ３の状態になる。スイッチング素子Ｑ８は継続してオン状態であり、第２巻線Ｎ２に流れる電流ＩＮ２は、スイッチング素子Ｑ８とダイオードＤ６を通る循環電流となる。

電圧Ｖ２はゼロ電圧であり、第２巻線Ｎ２と第１巻線Ｎ１もゼロ電圧であるから、スイッチング回路１が出力する電圧Ｖ１は、共振コンデンサＣｒと共振インダクタＬｒに印加される。このとき、電圧Ｖ１より共振コンデンサＣｒの電圧ＶＣｒの方が高いため、共振インダクタＬｒの電流ＩＬｒは減少していき、第２巻線Ｎ２に流れる電流ＩＮ２は負の方向に増加していく。
（モードａ４：時刻ｔ４～ｔ５）
図２に示されるように、共振インダクタの電流がトランスＴの励磁電流より大きい期間に整流回路２のオン状態であるスイッチング素子Ｑ８は、共振インダクタの電流がトランスの励磁電流を下回ってからターンオフされることになる。もしくは、整流回路２のオン状態であるスイッチング素子Ｑ８は、第２巻線の電流の極性が変化してからターンオフされることになる。

図３Ｅに示すように、スイッチング素子Ｑ８をターンオフすると、モードａ４の状態になる。

スイッチング素子Ｑ８を流れていた第２巻線Ｎ２電流に流れるＩＮ２は、ダイオードＤ７に転流し、平滑コンデンサＣ２に流れる。このとき、スイッチング素子Ｑ６、Ｑ７をターンオンする（ゼロ電圧スイッチング）。なお、スイッチング素子Ｑ６については、モードａ３でターンオンしてもゼロ電圧スイッチングとなる。

電圧Ｖ２は負となり、第２巻線Ｎ２には平滑コンデンサＣ２の電圧が逆向きに印加される。一方、電圧Ｖ１には平滑コンデンサＣ１の電圧が引き続き正に出力されており、電圧Ｖ２を第１巻線Ｎ１と第２巻線Ｎ２の巻数比で第１巻線Ｎ１に側に換算した電圧と、電圧Ｖ１との合計電圧が、共振コンデンサＣｒと共振インダクタＬｒに印加される。この合計電圧は、共振コンデンサ電圧ＶＣｒより高い。このため、モードａ３では減少していた共振インダクタ電流ＩＬｒが、モードａ４では増加に転じている。これに伴い、第２巻線Ｎ２に流れる電流ＩＮ２の変化も正に転じ、負からゼロに近づいていく。この共振インダクタ電流ＩＬｒは、共振コンデンサＣｒを充電する電流であり、共振コンデンサ電圧ＶＣｒは更に上昇する。

このように、スイッチング回路１と整流回路２から互いに逆極性の電圧をトランスＴの第１巻線Ｎ１と第２巻線Ｎ２に印加して、共振コンデンサＣｒの電圧絶対値を大きくする向きに共振コンデンサＣｒの電流を増加させる期間を充電期間と呼称する。
（モードａ５：時刻ｔ５～ｔ６）
図３Ｆに示すように、共振インダクタ電流ＩＬｒが励磁インダクタンス電流ＩＬｍまで増加し、第２巻線Ｎ２に流れる電流ＩＮ２がゼロに達すると、モードａ５の状態になる。引き続き、トランスＴの第１巻線Ｎ１と第２巻線Ｎ２には、スイッチング回路１と整流回路２から逆極性の電圧を印加しており、共振コンデンサＣｒの電流すなわち共振インダクタ電流ＩＬｒは、共振コンデンサＣｒの電圧絶対値を大きくする向きに増加する充電期間となっている。

共振インダクタ電流ＩＬｒは励磁インダクタンス電流ＩＬｍを超えて増加し、第２巻線Ｎ２に流れる電流ＩＮ２も正の向きに増加しており、平滑コンデンサＣ２のエネルギーが整流回路２から第２巻線Ｎ２に供給されている。

モードａ５では、制御部５が、充電期間に整流回路２から第２巻線Ｎ２にエネルギーを供給する期間をさらに含むように制御する。それにより、出力電圧を高くすることができる。
（モードａ６：時刻ｔ６～ｔ７）
図３Ｇに示すように、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４をターンオフすると、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４を流れていた電流は、それぞれダイオードＤ２、Ｄ３に転流し、モードａ６の状態になる。このとき、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３をターンオンする（ゼロ電圧スイッチング）。なお、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３は、共振インダクタ電流ＩＬｒが正の期間すなわち時刻ｔ８までにターンオンすればよく、ゼロ電圧スイッチングとなる。

スイッチング回路１が出力する電圧Ｖ１の極性が切り替わり、電圧Ｖ１は負となっている。共振インダクタ電流ＩＬｒと第２巻線Ｎ２に流れる電流ＩＮ２は減少に転じる。
（モードａ７：時刻ｔ７～ｔ８）
図３Ｈに示すように、第２巻線Ｎ２に流れる電流ＩＮ２がゼロに達すると、モードａ７の状態になる。共振インダクタ電流ＩＬｒは励磁インダクタンス電流ＩＬｍより減少する。第２巻線Ｎ２に流れる電流ＩＮ２は負の向きに増加し、平滑コンデンサＣ２へのエネルギー供給が開始される。
（モードａ８：時刻ｔ８～ｔ９）
図３Ｉに示すように、共振インダクタ電流ＩＬｒがゼロに達すると、モードａ８の状態になる。共振インダクタ電流ＩＬｒは負の方向に増加していく。このモードａ８は、モードａ０の対称動作である。以降、モードａ１～ａ７の対称動作の後にモードａ０へ戻る。

上記のように、モードａ０でオン状態としていた整流回路２が備えた２つのスイッチング素子Ｑ５、Ｑ８のうち、一方のスイッチング素子を、共振インダクタ電流ＩＬｒが励磁インダクタンス電流ＩＬｍに達する時刻ｔ２より前、すなわち第２巻線Ｎ２に流れる電流ＩＮ２がゼロまで減少する前にターンオフし、他方のスイッチング素子を、時刻ｔ２より後にターンオフしている。これにより、平滑コンデンサＣ２からのエネルギーの過大な逆流と、共振コンデンサＣｒの充電電流低下を防止しつつ、整流回路２が備えたスイッチング素子をゼロ電圧スイッチングできるようにしている。

図２や図３Ａ～図３Ｉに示したように、制御部５は、スイッチング回路１と整流回路２から逆極性の電圧をトランスの第１巻線Ｎ１と第２巻線Ｎ２に印加して、共振コンデンサＣｒの電圧絶対値を大きくする向きに共振コンデンサＣｒの電流を増加させる充電期間Ｔｐを含むようにスイッチング素子を制御する。

制御部５の制御としては、さらに、次のような構成がある。
制御部５は、充電期間Ｔｐに整流回路２から第２巻線Ｎ２にエネルギーを供給する期間をさらに含むように制御する。

また、制御部５は、共振インダクタの電流がトランスの励磁電流より大きい期間に整流回路２のオン状態であるスイッチング素子を、共振インダクタの電流がトランスの励磁電流を下回ってからターンオフする。

また、制御部５は、整流回路２のオン状態であるスイッチング素子を、第２巻線の電流の極性が変化してからターンオフする。

また、制御部５は、第２巻線の電流が流れている期間にスイッチング素子Ｑ５、Ｑ６、Ｑ７、Ｑ８のうち２つのスイッチング素子をオン状態とし、第２巻線Ｎ２の電流の極性が変化する時刻ｔ２の前に前記２つのスイッチング素子の１方をターンオフし、第２巻線Ｎ２の電流の極性が変化した後に前記２つのスイッチング素子の他方をターンオフする制御をする。

このように、本実施例の共振形電源装置１０では、制御部５が、スイッチング回路１と整流回路２から逆極性の電圧をトランスＴの第１巻線Ｎ１と第２巻線Ｎ２に印加して、共振コンデンサＣｒの電圧絶対値を大きくする向きに共振コンデンサＣｒの電流を増加させる充電期間Ｔｐを備えることで、出力電流が大きい場合においても共振コンデンサＣｒをより高い電圧まで充電し、より高い出力電圧を得られるようにしている。

さらに、この充電期間Ｔｐにおいて、平滑コンデンサＣ２のエネルギーを整流回路２から第２巻線Ｎ２に供給することで、さらに高い出力電圧を得られるようにしている。

なお、入出力電圧・電流の条件や充電期間Ｔｐの長さによっては、充電期間Ｔｐにおいて、第２巻線Ｎ２に流れる電流ＩＮ２の極性が反転しない場合がある。この場合には、モードａ４の途中でスイッチング素子Ｑ１、Ｑ４をターンオフすることになり、モードａ５及びモードａ６が存在しないが、モードａ４は充電期間Ｔｐを構成する期間であり、本発明の効果は得られる。

図４は、共振形電源装置の動作を説明するグラフであり、充電期間Ｔｐの決め方を示している。出力電圧が高いときや出力電流が大きいときに、充電期間Ｔｐを長くする。なお、入力電圧が低下した場合についても、出力電圧を入力電圧で除した昇圧比を高くする必要があるから、出力電圧が高いときと同様に、充電期間Ｔｐを長くすればよい。

制御部５は、負荷に供給する電圧もしくは負荷に供給する電流の増加に伴って充電期間Ｔｐを増加させるように制御する。もしくは、制御部５は、スイッチング回路１に入力する電圧の低下に伴って充電期間Ｔｐを増加させるように制御する。

より具体的には、制御部５は、求める出力電圧が高いときや出力電流が大きいときや入力電圧が低下した場合には、スイッチング周波数を下げて出力電圧を上げるように制御する。スイッチング周波数を下げても求める出力電圧が得られないときには、制御部５は、充電期間Ｔｐを増加させるようにする。具体的には、図２に示すように、制御部５は、スイッチング素子Ｑ８をオフしてからスイッチング素子Ｑ１とＱ４をオフするまでの期間を長くするように、スイッチング素子の制御をする。

ここで、充電期間Ｔｐは、スイッチング回路１と逆極性の電圧を整流回路２から出力してから、スイッチング回路１の出力電圧の極性を切り替えるまでの期間であり、図２においては、時刻ｔ４から時刻ｔ６まで、および時刻ｔ１２からｔ１４までの期間である。実用的には、スイッチング回路１の出力電圧の極性を切り替える時刻より充電期間Ｔｐだけ早い時刻に、整流回路２からスイッチング回路１と逆極性の電圧を出力するようにすればよい。

なお、上記した回路動作の説明では、スイッチング素子Ｑ８より先にスイッチング素子Ｑ５をターンオフしたが、この２つのスイッチング素子の動作は入れ替えてもよい。同様に、図２では、スイッチング素子Ｑ６より先にスイッチング素子Ｑ７をターンオフしているが、この２つのスイッチング素子の動作も入れ替えてもよい。

また、本実施例においては、平滑コンデンサＣ１側から平滑コンデンサＣ２側に給電する動作を説明したが、スイッチング回路１と整流回路２の動作を入れ替えれば、平滑コンデンサＣ２側から平滑コンデンサＣ１側に給電することができ、その場合にも本発明の効果を得ることができる。

図５は、実施例２における共振形電源装置２０の回路構成図である。この共振形電源装置２０は、直流電源１３と負荷１４との間に接続され、直流電源１３から負荷１４に給電する。図１に示した制御部５、制御部５に接続されている電圧センサ６、電圧センサ７、電流センサ８は、図５では省略している。実施例２においても、制御部５、電圧センサ６、電圧センサ７、および電流センサ８は、実施例１と同じ機能を実行する。

この共振形電源装置２０は、スイッチング回路１１と、整流回路１２と、直流電源１３に並列接続された平滑コンデンサＣ１１と、負荷１４に並列接続された平滑コンデンサＣ１２と、共振コンデンサＣｒ１、Ｃｒ２と、共振インダクタＬｒ１とを備えている。

スイッチング回路１１は、平滑コンデンサＣ１１の両端間に直列接続されたスイッチング素子Ｑ１１とスイッチング素子Ｑ１２を備えている。このように、共振形電源装置２０は、実施例１の共振形電源装置１０と比べ、回路方式をハーフブリッジにした点が異なっている。

また、整流回路１２は、実施例１の整流回路２と比べ、スイッチング素子の数が４から２に減少した点が異なっている。実施例１において、入出力電圧・電流の条件や充電期間Ｔｐの長さによっては、充電期間Ｔｐにおいて、第２巻線Ｎ２に流れる電流ＩＮ２の極性が反転しない場合があることを説明した。

この場合には、スイッチング素子Ｑ５、Ｑ７がオンの状態において、スイッチング素子Ｑ５、Ｑ７を順方向に電流が流れる期間が存在しなくなるため、スイッチング素子Ｑ５、Ｑ７は省略することができる。実施例２の整流回路１２は、実施例１の整流回路２におけるスイッチング素子Ｑ５、Ｑ７に相当するスイッチング素子を省略した回路構成となっている。

図５に示すような実施例２では、整流回路１２は、平滑コンデンサＣ１２の両端間に第１ノードで直列に接続された第１ダイオードＤ１５と第１スイッチング素子Ｑ１３と、平滑コンデンサＣ１２の両端間に第２ノードで直列に接続された第２ダイオードＤ１６と第２スイッチング素子Ｑ１４と、第１スイッチング素子Ｑ１３と第２スイッチング素子Ｑ１４とそれぞれ逆並列接続された第１の逆並列ダイオードＤ１３と第２の逆並列ダイオードＤ１４を備え、第２巻線Ｎ１２の一端が第１ノードに接続され、第２巻線Ｎ１２の他端が第２ノードに接続される。

そして、制御部は、第２巻線Ｎ１２の電流が流れている期間に第１スイッチング素子Ｑ１３と第２スイッチング素子Ｑ１４のうち一方をオン状態とし、第２巻線Ｎ１２の電流の極性が変化した後にオン状態とした一方をターンオフする。

その他の構成および回路動作は、実施例１の共振形電源装置１０と同様である。本実施例の共振形電源装置２０は、実施例１の共振形電源装置１０と比べ、スイッチング素子の数の削減によるコスト削減の効果がある。

以上、説明したように、本実施例の共振形電源装置では、トランスを介して入力電圧と出力電圧を直列に接続し、その合計電圧を共振回路に印加することで、共振コンデンサをより高い電圧に充電し、これにより高い出力電圧を得られるようにしている。本発明により、トランスの２次巻数比の増加を抑えることが可能であり、出力電圧が高くないときの効率を改善することができる。

また、実施例においては、スイッチング回路としてフルブリッジ回路とハーフブリッジ回路を用いて説明したが、シングルエンドプッシュプル回路やプッシュプル回路などの他の回路方式に変更しても、同様な効果を得ることができる。

本発明は、絶縁型のＤＣ－ＤＣ変換機能を必要とし、入力電圧または出力電圧の変化範囲が比較的広い用途に適用して効果を得ることが可能である。例えば、太陽電池や燃料電池の電力を変換するコンバータや、サーバー等の情報機器向け電源、電気自動車の充電器や補機用ＤＣ－ＤＣコンバータ、非接触給電装置、Ｘ線管用電源や加工機用電源、バッテリー充放電用やソリッドステートトランス用の双方向コンバータなど、共振形の電源装置に広く適用できる。

１０、２０…共振形電源装置、
１、１１…スイッチング回路、
２、１２…整流回路、
３、１３…直流電源、
４、１４…負荷、
５…制御部、
６、７…電圧センサ、
８…電流センサ

Claims (7)

1. 直流電圧を入力し、共振コンデンサを介して第１巻線に交流電圧を印加するスイッチング回路と、
   第２巻線に流れる電流を整流して平滑コンデンサの両端間に出力する整流回路と、
   前記第１巻線と前記第２巻線とを磁気結合するトランスと、
   前記スイッチング回路と前記整流回路におけるスイッチング素子を制御する制御部とを有し、
   前記平滑コンデンサの両端間から負荷に直流電力を出力する共振型電源装置であって、
   前記制御部は、前記共振コンデンサの電圧絶対値を大きくする向きに前記共振コンデンサの電流を増加させる充電期間を含むように前記スイッチング素子を制御する共振形電源装置において、
   前記制御部は、前記負荷に供給する電圧もしくは前記負荷に供給する電流の増加に伴って前記充電期間を増加させるように制御する共振形電源装置。
2. 直流電圧を入力し、共振コンデンサを介して第１巻線に交流電圧を印加するスイッチング回路と、
   第２巻線に流れる電流を整流して平滑コンデンサの両端間に出力する整流回路と、
   前記第１巻線と前記第２巻線とを磁気結合するトランスと、
   前記スイッチング回路と前記整流回路におけるスイッチング素子を制御する制御部とを有し、
   前記平滑コンデンサの両端間から負荷に直流電力を出力する共振型電源装置であって、
   前記制御部は、前記共振コンデンサの電圧絶対値を大きくする向きに前記共振コンデンサの電流を増加させる充電期間を含むように前記スイッチング素子を制御する共振形電源装置において、
   前記制御部は、前記スイッチング回路に入力する電圧の低下に伴って前記充電期間を増加させるように制御する共振形電源装置。
3. 直流電圧を入力し、共振コンデンサを介して第１巻線に交流電圧を印加するスイッチング回路と、
   第２巻線に流れる電流を整流して平滑コンデンサの両端間に出力する整流回路と、
   前記第１巻線と前記第２巻線とを磁気結合するトランスと、
   前記スイッチング回路と前記整流回路におけるスイッチング素子を制御する制御部とを有し、
   前記平滑コンデンサの両端間から負荷に直流電力を出力する共振型電源装置であって、
   前記制御部は、前記共振コンデンサの電圧絶対値を大きくする向きに前記共振コンデンサの電流を増加させる充電期間を含むように前記スイッチング素子を制御する共振形電源装置において、
   前記第１巻線と直列に、前記トランスの漏れインダクタンス成分を備えるか、もしくは、前記第１巻線と直列に、インダクタにより構成される共振インダクタを備え、
   前記制御部は、前記共振インダクタの電流が前記トランスの励磁電流より大きい期間に前記整流回路のオン状態である前記スイッチング素子を、前記共振インダクタの電流が前記トランスの励磁電流を下回ってからターンオフする共振形電源装置。
4. 直流電圧を入力し、共振コンデンサを介して第１巻線に交流電圧を印加するスイッチング回路と、
   第２巻線に流れる電流を整流して平滑コンデンサの両端間に出力する整流回路と、
   前記第１巻線と前記第２巻線とを磁気結合するトランスと、
   前記スイッチング回路と前記整流回路におけるスイッチング素子を制御する制御部とを有し、
   前記平滑コンデンサの両端間から負荷に直流電力を出力する共振型電源装置であって、
   前記制御部は、前記共振コンデンサの電圧絶対値を大きくする向きに前記共振コンデンサの電流を増加させる充電期間を含むように前記スイッチング素子を制御する共振形電源装置において、
   前記制御部は、前記整流回路のオン状態である前記スイッチング素子を、前記第２巻線の電流の極性が変化してからターンオフする共振形電源装置。
5. 直流電圧を入力し、共振コンデンサを介して第１巻線に交流電圧を印加するスイッチング回路と、
   第２巻線に流れる電流を整流して平滑コンデンサの両端間に出力する整流回路と、
   前記第１巻線と前記第２巻線とを磁気結合するトランスと、
   前記スイッチング回路と前記整流回路におけるスイッチング素子を制御する制御部とを有し、
   前記平滑コンデンサの両端間から負荷に直流電力を出力する共振型電源装置であって、
   前記制御部は、前記共振コンデンサの電圧絶対値を大きくする向きに前記共振コンデンサの電流を増加させる充電期間を含むように前記スイッチング素子を制御する共振形電源装置において、
   前記整流回路は、前記平滑コンデンサの両端間の第１ノードで直列に接続された第１スイッチング素子と第２スイッチング素子と、
   前記平滑コンデンサの両端間の第２ノードで直列に接続された第３スイッチング素子と第４スイッチング素子と、
   前記第１スイッチング素子から前記第４スイッチング素子のそれぞれに逆並列に接続された、第１逆並列ダイオードと、第２逆並列ダイオードと、第３逆並列ダイオードと、第４逆並列ダイオードとを備え、
   前記第２巻線の一端が前記第１ノードに接続され、前記第２巻線の他端が前記第２ノードに接続され、
   前記制御部は、前記第２巻線の電流が流れている期間に前記第１スイッチング素子から前記第４スイッチング素子のうち２つのスイッチング素子をオン状態とし、
   前記第２巻線の電流の極性が変化する前に前記２つのスイッチング素子の１方をターンオフし、
   前記第２巻線の電流の極性が変化した後に前記２つのスイッチング素子の他方をターンオフする共振形電源装置。
6. 直流電圧を入力し、共振コンデンサを介して第１巻線に交流電圧を印加するスイッチング回路と、
   第２巻線に流れる電流を整流して平滑コンデンサの両端間に出力する整流回路と、
   前記第１巻線と前記第２巻線とを磁気結合するトランスと、
   前記スイッチング回路と前記整流回路におけるスイッチング素子を制御する制御部とを有し、
   前記平滑コンデンサの両端間から負荷に直流電力を出力する共振型電源装置であって、
   前記制御部は、前記共振コンデンサの電圧絶対値を大きくする向きに前記共振コンデンサの電流を増加させる充電期間を含むように前記スイッチング素子を制御する共振形電源装置において、
   前記整流回路は，前記平滑コンデンサの両端間の第１ノードで直列に接続された第１ダイオードと第１スイッチング素子と、
   前記平滑コンデンサの両端間の第２ノードで直列に接続された第２ダイオードと第２スイッチング素子と、
   前記第１スイッチング素子と第２スイッチング素子にそれぞれ逆並列接続された第１逆並列ダイオードと第２逆並列ダイオードとを備え、
   前記第２巻線の一端が前記第１ノードに接続され、前記第２巻線の他端が前記第２ノードに接続され、
   前記制御部は、前記第２巻線の電流が流れている期間に前記第１スイッチング素子と第２スイッチング素子のうち一方をオン状態とし、
   前記第２巻線の電流の極性が変化した後に前記オン状態とした前記一方をターンオフする共振形電源装置。
7. 請求項５に記載の共振形電源装置において、
   前記整流回路は、前記平滑コンデンサの両端間から直流電力を入力し、
   前記スイッチング回路から直流電力を出力する共振形電源装置。

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