JP7356102B2 - Wireless power supply device - Google Patents
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Description
本発明は、無線給電装置に関する。 The present invention relates to a wireless power supply device.
一般に、無線給電装置は、電気自動車やプラグインハイブリッド車等の電動車の電力と住宅や配電系統の電力とを双方向に伝送するシステム(例えば、V2H(Vehicle to Home)システム、またはV2G(Vehicle to Grid)システム)において用いられる。無線給電装置は、コイルによる磁界の結合を利用して電力伝送を行うため、電動車とのケーブル接続が不要になる。 In general, wireless power transfer devices are used in systems (e.g., V2H (Vehicle to Home) systems or V2G (Vehicle to Grid system). A wireless power supply device transmits power by using magnetic field coupling by a coil, so there is no need for a cable connection to an electric vehicle.
特許文献1には、コイルおよびコンデンサが直列に接続されたインバータ回路(フルブリッジ回路またはハーフブリッジ回路)と、インバータ回路に接続されたコンバータとを備える無線給電装置が開示されている。この無線給電装置は、送電側のコンバータの入力電力が一定となり、受電側のコンバータの出力電力が最大となる制御を行う。
特許文献1に記載の無線給電装置では、送電側および受電側のインバータ回路が複数のパワー半導体からなるブリッジ回路で構成されているため、インバータ回路の高コスト化および大型化を招く。さらに、特許文献1に記載の無線給電装置は、給電開始時および給電中に、送電側および受電側の双方で複雑な制御が必要となる。
In the wireless power supply device described in
一方、非特許文献1には、送電側および受電側の給電装置が1石式コンバータで構成されている無線給電装置が開示されている。この無線給電装置は、特許文献1に記載の無線給電装置に比べ、大幅な低コスト化および小型化を図ることができる。
On the other hand, Non-Patent
しかしながら、非特許文献1に記載の無線給電装置は、回路定数のバラツキ(例えば、伝送コイルや共振コンデンサの定数のバラツキ)により伝送電力が変動するため、量産性や互換性が問題になる。したがって、非特許文献1に記載の無線給電装置は、実用化のためには、少なくとも伝送特性の安定性を向上させる必要がある。
However, in the wireless power supply device described in Non-Patent
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであって、その課題とするところは、装置の低コスト化および小型化を実現しつつ、伝送特性の安定性を向上させることが可能な無線給電装置を提供することにある。 The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to provide a wireless power supply device capable of improving the stability of transmission characteristics while realizing cost reduction and miniaturization of the device. Our goal is to provide the following.
上記課題を解決するために、本発明の一実施形態に係る無線給電装置は、
第1伝送コイルと、前記第1伝送コイルに直列接続された第1トランジスタおよび前記第1トランジスタに逆並列接続された第1ダイオードを含む第1スイッチング素子と、前記第1伝送コイルおよび前記第1スイッチング素子の少なくとも一方に並列接続された第1共振コンデンサと、を備える第1給電装置と、
第2伝送コイルと、前記第2伝送コイルに直列接続された第2トランジスタおよび前記第2トランジスタに逆並列接続された第2ダイオードを含む第2スイッチング素子と、前記第2伝送コイルおよび前記第2スイッチング素子の少なくとも一方に並列接続された第2共振コンデンサと、を備える第2給電装置と、
前記第1スイッチング素子のターンオフを制御するとともに、前記第1スイッチング素子が零電圧スイッチング動作を行うように、前記第1給電装置における共振電圧に同期して前記第1スイッチング素子のターンオンを制御する第1スイッチング制御回路と、
前記第2スイッチング素子のターンオフを制御するとともに、前記第2スイッチング素子が零電圧スイッチング動作を行うように、前記第2給電装置における共振電圧に同期して前記第2スイッチング素子のターンオンを制御する第2スイッチング制御回路と、
前記第1給電装置から前記第2給電装置への順方向電力伝送時に、前記第1給電装置に入力される第1入力電圧と前記第2給電装置から出力される第1出力電圧との第1電圧差を制御し、前記第2給電装置から前記第1給電装置への逆方向電力伝送時に、前記第2給電装置へ入力される第2入力電圧と前記第1給電装置から出力される第2出力電圧との第2電圧差を制御する電圧制御回路と、
を備え、
前記第2スイッチング制御回路は、前記順方向電力伝送時に、前記第2トランジスタをオフして前記第2ダイオードによる整流を行わせ、
前記第1スイッチング制御回路は、前記逆方向電力伝送時に、前記第1トランジスタをオフして前記第1ダイオードによる整流を行わせることを特徴とする。
In order to solve the above problems, a wireless power supply device according to an embodiment of the present invention includes:
a first transmission coil; a first switching element including a first transistor connected in series to the first transmission coil; and a first diode connected in antiparallel to the first transistor; a first power supply device comprising a first resonant capacitor connected in parallel to at least one of the switching elements;
a second transmission coil; a second switching element including a second transistor connected in series to the second transmission coil; and a second diode connected in antiparallel to the second transistor; a second power supply device comprising a second resonant capacitor connected in parallel to at least one of the switching elements;
a first switching element that controls turn-off of the first switching element and controls turn-on of the first switching element in synchronization with a resonant voltage in the first power supply device so that the first switching element performs a zero-voltage switching operation; 1 switching control circuit;
a second switching element that controls turn-off of the second switching element and controls turn-on of the second switching element in synchronization with a resonant voltage in the second power supply device so that the second switching element performs a zero-voltage switching operation; 2 switching control circuit;
During forward power transmission from the first power supply device to the second power supply device, the first input voltage input to the first power supply device and the first output voltage output from the second power supply device A voltage difference is controlled to control a second input voltage input to the second power supply device and a second input voltage output from the first power supply device during reverse power transmission from the second power supply device to the first power supply device. a voltage control circuit that controls a second voltage difference with the output voltage;
Equipped with
The second switching control circuit turns off the second transistor and causes the second diode to perform rectification during the forward power transmission;
The first switching control circuit is characterized in that during the reverse power transmission, the first transistor is turned off to cause the first diode to perform rectification.
この構成によれば、第1給電装置が第1スイッチング素子で動作する1石式コンバータで構成され、第2給電装置が第2スイッチング素子で動作する1石式コンバータで構成されるため、装置の低コスト化および小型化を実現することができる。 According to this configuration, the first power supply device is configured with a single-stone converter that operates with the first switching element, and the second power supply device is configured with a single-stone converter that operates with the second switching element. Cost reduction and miniaturization can be achieved.
さらに、この構成では、第1および第2スイッチング制御回路が受電側のトランジスタをオフしてダイオードによる整流を行わせ、かつ電圧制御回路が入力電圧と出力電圧との電圧差を制御することで、回路定数のバラツキによる伝送電力の変動を補償することができる。すなわち、この構成によれば、比較的簡易な制御で伝送特性の安定性を向上させることができる。 Furthermore, in this configuration, the first and second switching control circuits turn off the transistor on the power receiving side to perform rectification using the diode, and the voltage control circuit controls the voltage difference between the input voltage and the output voltage. Fluctuations in transmitted power due to variations in circuit constants can be compensated for. That is, according to this configuration, the stability of transmission characteristics can be improved with relatively simple control.
上記無線給電装置は、
前記第1入力電圧を出力し、前記第2出力電圧が入力される第1直流電圧変換部と、
前記第1出力電圧が入力され、前記第2入力電圧を出力する第2直流電圧変換部と、
を備え、
前記電圧制御回路は、前記順方向電力伝送時に、前記第1直流電圧変換部を制御して前記第1入力電圧を変化させることにより前記第1電圧差を制御し、前記逆方向電力伝送時に、前記第2直流電圧変換部を制御して前記第2入力電圧を変化させることにより前記第2電圧差を制御するよう構成できる。
The above wireless power supply device is
a first DC voltage converter that outputs the first input voltage and receives the second output voltage;
a second DC voltage converter that receives the first output voltage and outputs the second input voltage;
Equipped with
The voltage control circuit controls the first voltage difference by controlling the first DC voltage converter to change the first input voltage during the forward power transmission, and controls the first voltage difference during the reverse power transmission. The second voltage difference may be controlled by controlling the second DC voltage converter to change the second input voltage.
上記無線給電装置は、
前記順方向電力伝送時に、
前記第1給電装置および前記第2給電装置がフォワード型コンバータとして動作し、かつ前記第2給電装置が半波整流動作をするよう構成できる。
The above wireless power supply device is
During the forward power transmission,
The first power supply device and the second power supply device can be configured to operate as a forward converter, and the second power supply device can perform a half-wave rectification operation.
上記無線給電装置は、
前記順方向電力伝送時に前記第1入力電圧を出力し、前記逆方向電力伝送時に前記第2出力電圧が入力される第1直流電圧変換部を備え、
前記電圧制御回路は、前記順方向電力伝送時に、前記第1直流電圧変換部を制御して前記第1入力電圧を変化させることにより前記第1電圧差を制御し、前記逆方向電力伝送時に、前記第1直流電圧変換部を制御して前記第2出力電圧を変化させることにより前記第2電圧差を制御するよう構成できる。
The above wireless power supply device is
a first DC voltage converter that outputs the first input voltage during the forward power transmission and receives the second output voltage during the reverse power transmission;
The voltage control circuit controls the first voltage difference by controlling the first DC voltage converter to change the first input voltage during the forward power transmission, and controls the first voltage difference during the reverse power transmission. The second voltage difference may be controlled by controlling the first DC voltage converter to change the second output voltage.
上記無線給電装置において、
前記電圧制御回路は、前記第1電圧差を制御する第1制御回路および前記第2電圧差を制御する第2制御回路を備え、
前記第2制御回路は、前記順方向電力伝送時に、前記第2給電装置の出力電力値、前記第2給電装置の出力電圧値および前記出力電力値、または前記第2給電装置の出力電流値および前記出力電圧値を前記第1制御回路に通知し、
前記第1制御回路は、前記逆方向電力伝送時に、前記第1給電装置の出力電力値、前記第1給電装置の出力電圧値および前記出力電力値、または前記第1給電装置の出力電流値および前記出力電圧値を前記第2制御回路に通知するよう構成できる。
In the above wireless power supply device,
The voltage control circuit includes a first control circuit that controls the first voltage difference and a second control circuit that controls the second voltage difference,
The second control circuit is configured to control the output power value of the second power supply device, the output voltage value and the output power value of the second power supply device, or the output current value and the output power value of the second power supply device during the forward power transmission. Notifying the first control circuit of the output voltage value;
The first control circuit controls the output power value of the first power supply device, the output voltage value and the output power value of the first power supply device, or the output current value and the output power value of the first power supply device during the reverse direction power transmission. The output voltage value can be configured to be notified to the second control circuit.
上記無線給電装置において、
前記電圧制御回路は、前記順方向電力伝送時に、前記第1スイッチング素子のオン時間を許容周期範囲内において制御する、および/または、前記逆方向電力伝送時に、前記第2スイッチング素子のオン時間を許容周期範囲内において制御するよう構成できる。
In the above wireless power supply device,
The voltage control circuit controls the on-time of the first switching element within a permissible cycle range during the forward power transmission, and/or controls the on-time of the second switching element during the reverse power transmission. It can be configured to control within the permissible cycle range.
上記無線給電装置において、
前記第1伝送コイルと前記第2伝送コイルとの距離が規定距離よりも短い場合、前記電圧制御回路は、前記第1給電装置と前記第2給電装置との間の電力伝送を制限するよう構成できる。
In the above wireless power supply device,
When the distance between the first transmission coil and the second transmission coil is shorter than a specified distance, the voltage control circuit is configured to limit power transmission between the first power supply device and the second power supply device. can.
上記無線給電装置では、
前記第1給電装置の共振回路の定数と前記第2給電装置の共振回路の定数とが、互いに異なっていてもよい。
In the above wireless power supply device,
A constant of a resonant circuit of the first power feeding device and a constant of a resonant circuit of the second power feeding device may be different from each other.
上記無線給電装置において、
前記第1給電装置は、第1切替用コンデンサと、オンしたときに前記第1切替用コンデンサを前記第1共振コンデンサに並列接続または直列接続し、オフしたときに前記第1切替用コンデンサを前記第1共振コンデンサから電気的に切り離す第1切替用スイッチと、を備え、
前記第2給電装置は、第2切替用コンデンサと、オンしたときに前記第2切替用コンデンサを前記第2共振コンデンサに並列接続または直列接続し、オフしたときに前記第2切替用コンデンサを前記第2共振コンデンサから電気的に切り離す第2切替用スイッチと、を備えるよう構成できる。
In the above wireless power supply device,
The first power supply device includes a first switching capacitor, and when turned on, the first switching capacitor is connected in parallel or in series with the first resonant capacitor, and when turned off, the first switching capacitor is connected to the first resonant capacitor. A first switching switch electrically disconnecting from the first resonant capacitor,
The second power supply device includes a second switching capacitor, and when turned on, the second switching capacitor is connected in parallel or in series with the second resonant capacitor, and when turned off, the second switching capacitor is connected to the second resonant capacitor. The second resonant capacitor may be configured to include a second switching switch that electrically disconnects the second resonant capacitor.
また、本発明の他の実施形態に係る無線給電装置は、
第1伝送コイルと、前記第1伝送コイルに直列接続された第1スイッチング素子と、前記第1伝送コイルおよび前記第1スイッチング素子の少なくとも一方に並列接続された第1共振コンデンサと、を備える第1給電装置と、
第2伝送コイルと、前記第2伝送コイルに直列接続されたダイオードと、前記第2伝送コイルに並列接続された第2共振コンデンサと、を備える第2給電装置と、
前記第1スイッチング素子のターンオフを制御するとともに、前記第1スイッチング素子が零電圧スイッチング動作を行うように、前記第1給電装置における共振電圧に同期して前記第1スイッチング素子のターンオンを制御する第1スイッチング制御回路と、
前記第1給電装置から前記第2給電装置への電力伝送時に、前記第1給電装置に入力される入力電圧と前記第2給電装置から出力される出力電圧との電圧差を制御する電圧制御回路と、を備えることを特徴とする。
Furthermore, a wireless power supply device according to another embodiment of the present invention includes:
A first transmission coil including a first transmission coil, a first switching element connected in series to the first transmission coil, and a first resonance capacitor connected in parallel to at least one of the first transmission coil and the first switching element. 1 power supply device;
a second power supply device including a second transmission coil, a diode connected in series to the second transmission coil, and a second resonant capacitor connected in parallel to the second transmission coil;
a first switching element that controls turn-off of the first switching element and controls turn-on of the first switching element in synchronization with a resonant voltage in the first power supply device so that the first switching element performs a zero-voltage switching operation; 1 switching control circuit;
A voltage control circuit that controls a voltage difference between an input voltage input to the first power supply device and an output voltage output from the second power supply device during power transmission from the first power supply device to the second power supply device. It is characterized by comprising the following.
本発明によれば、装置の低コスト化および小型化を実現しつつ、伝送特性の安定性を向上させることが可能な無線給電装置を提供することができる。 According to the present invention, it is possible to provide a wireless power supply device that can reduce the cost and size of the device and improve the stability of transmission characteristics.
以下、添付図面を参照して、本発明に係る無線給電装置の実施形態について説明する。 DESCRIPTION OF EMBODIMENTS Hereinafter, embodiments of a wireless power supply device according to the present invention will be described with reference to the accompanying drawings.
[第1実施形態]
図1に、本発明の第1実施形態に係る無線給電装置100を示す。無線給電装置100は、1次側に第1給電装置101と、第1フィルタ回路102と、第1直流電圧変換部103と、第1制御部110とを備え、2次側に第2給電装置104と、第2フィルタ回路105と、第2直流電圧変換部106と、第2制御部120とを備える。
[First embodiment]
FIG. 1 shows a wireless
1次側の構成は、例えば住宅に設けられ、2次側の構成は、例えば電気自動車やプラグインハイブリッド車等の電動車に設けられる。無線給電装置100は、1次側と2次側との間で、双方向の電力伝送を行う。以下では、1次側から2次側への電力伝送を順方向電力伝送とし、2次側から1次側への電力伝送を逆方向電力伝送とする。
The primary side configuration is provided, for example, in a residence, and the secondary side configuration is provided, for example, in an electric vehicle such as an electric vehicle or a plug-in hybrid vehicle. The wireless
第1給電装置101は、第1スイッチング素子SW1と、第1伝送コイルL1と、第1共振コンデンサC1と、を備える1石式コンバータである。第1共振コンデンサC1は、第1伝送コイルL1および第1スイッチング素子SW1の少なくとも一方(本実施形態では、第1伝送コイルL1)に並列接続される。
The first
第1スイッチング素子SW1は、第1伝送コイルL1に直列接続された第1トランジスタQ1と、第1トランジスタQ1に逆並列接続された第1ダイオードD1とを含む。第1トランジスタQ1は、IGBT(絶縁ゲートトランジスタ)、MOSFET(金属酸化膜半導体型電界効果トランジスタ)、バイポーラトランジスタ、またはSiC(シリコンカーバイド)半導体等のパワー半導体素子である。第1ダイオードD1は、第1トランジスタQ1の内蔵(寄生)ダイオード、または第1トランジスタQ1とは独立したダイオードである。 The first switching element SW 1 includes a first transistor Q 1 connected in series to the first transmission coil L 1 and a first diode D 1 connected in antiparallel to the first transistor Q 1 . The first transistor Q1 is a power semiconductor element such as an IGBT (insulated gate transistor), a MOSFET (metal oxide semiconductor field effect transistor), a bipolar transistor, or a SiC (silicon carbide) semiconductor. The first diode D 1 is a built-in (parasitic) diode of the first transistor Q 1 or a diode independent of the first transistor Q 1 .
第1フィルタ回路102は、第1コンデンサC3と、第1コイルL3とを備える。第1コンデンサC3は、一端が第1コイルL3を介して第1直流電圧変換部103の高電位側に接続され、他端が第1直流電圧変換部103の低電位側に接続される。
The
第1直流電圧変換部103は、双方向DC/DCコンバータで構成される。第1直流電圧変換部103は、第1電源E3に接続される。第1電源E3は、例えば、双方向AC/DCコンバータである。第1直流電圧変換部103は、第1電源E3から入力された直流電圧を昇圧または降圧して第1フィルタ回路102に出力する順方向電圧変換動作と、第1フィルタ回路102から入力された直流電圧を降圧または昇圧して第1電源E3に出力する逆方向電圧変換動作とを行う。
The first
第2給電装置104は、第2スイッチング素子SW2と、第2伝送コイルL2と、第2共振コンデンサC2と、を備える1石式コンバータである。第2共振コンデンサC2は、第2伝送コイルL2および第2スイッチング素子SW2の少なくとも一方(本実施形態では、第2伝送コイルL2)に並列接続される。
The second
第2スイッチング素子SW2は、第2伝送コイルL2に直列接続された第2トランジスタQ2と、第2トランジスタQ2に逆並列接続された第2ダイオードD2とを含む。第2トランジスタQ2は、第1トランジスタQ1と同様、IGBT、MOSFET、バイポーラトランジスタ、またはSiC半導体等のパワー半導体素子である。第2ダイオードD2は、第2トランジスタQ2の内蔵(寄生)ダイオード、または第2トランジスタQ2とは独立したダイオードである。 The second switching element SW 2 includes a second transistor Q 2 connected in series to the second transmission coil L 2 and a second diode D 2 connected in antiparallel to the second transistor Q 2 . The second transistor Q2 , like the first transistor Q1 , is a power semiconductor element such as an IGBT, a MOSFET, a bipolar transistor, or a SiC semiconductor. The second diode D2 is a built-in (parasitic) diode of the second transistor Q2 or a diode independent of the second transistor Q2 .
第2フィルタ回路105は、第2コンデンサC4と、第2コイルL4とを備える。第2コンデンサC4は、一端が第2コイルL4を介して第2直流電圧変換部106の高電位側に接続され、他端が第2直流電圧変換部106の低電位側に接続される。
The
第2直流電圧変換部106は、双方向DC/DCコンバータで構成される。第2直流電圧変換部106は、第2電源E4に接続される。第2電源E4は、例えば、電動車に搭載された蓄電池である。第2直流電圧変換部106は、第2フィルタ回路105から入力された直流電圧を昇圧または降圧して第2電源E4に出力する順方向電圧変換動作と、第2電源E4から入力された直流電圧を降圧または昇圧して第2フィルタ回路105に出力する逆方向電圧変換動作とを行う。
The second
第1制御部110は、第1共振電圧検知回路111と、第1同期回路112と、第1制御回路113とを備える。同様に、第2制御部120は、第2共振電圧検知回路121と、第2同期回路122と、第2制御回路123とを備える。
The
第1共振電圧検知回路111および第1同期回路112は、本発明の「第1スイッチング制御回路」に相当する。第2共振電圧検知回路121および第2同期回路122は、本発明の「第2スイッチング制御回路」に相当する。第1制御回路113および第2制御回路123は、本発明の「電圧制御回路」に相当する。
The first resonant
第1共振電圧検知回路111は、順方向電力伝送時に、第1共振コンデンサC1の両端電圧VR1を測定し、第1伝送コイルL1および第1共振コンデンサC1による第1共振電圧のゼロクロス点を検知する。ゼロクロス点を検知した第1共振電圧検知回路111は、第1同期回路112にゼロクロス信号を出力する。
The first resonant
第1同期回路112は、第1トランジスタQ1が零電圧スイッチング動作を行うように、ゼロクロス信号に基づき第1共振電圧に同期させて第1トランジスタQ1をターンオンさせる。また、第1同期回路112は、第1制御回路113の指示(制御指令)で、逆方向電力伝送時に、第1ダイオードD1による整流動作が行われるように第1トランジスタQ1をオフさせる。
The
順方向電力伝送時に、第1同期回路112が第1トランジスタQ1をオン・オフ制御することで、第1伝送コイルL1および第1共振コンデンサC1に電流が流れる。それにより、一定距離離れた第2伝送コイルL2および第2共振コンデンサC2に磁界共振(磁気共振、磁気共鳴と同義)による電流が流れる。その結果、第1給電装置101から第2給電装置104への非接触の電力伝送が行われる。
During forward power transmission, the first
第2共振電圧検知回路121は、逆方向電力伝送時に、第2共振コンデンサC2の両端電圧VR2を測定し、第2伝送コイルL2および第2共振コンデンサC2による第2共振電圧のゼロクロス点を検知する。ゼロクロス点を検知した第2共振電圧検知回路121は、第2同期回路122にゼロクロス信号を出力する。
The second resonant
第2同期回路122は、第2トランジスタQ2が零電圧スイッチング動作を行うように、ゼロクロス信号に基づき第2共振電圧に同期させて第2トランジスタQ2をターンオンさせる。また、第2同期回路122は、第2制御回路123の指示(制御指令)で、順方向電力伝送時に、第2ダイオードD2による整流動作が行われるように第2トランジスタQ2をオフさせる。
The
逆方向電力伝送時に、第2同期回路122が第2トランジスタQ2をオン・オフ制御することで、第2伝送コイルL2および第2共振コンデンサC2に電流が流れる。それにより、一定距離離れた第1伝送コイルL1および第1共振コンデンサC1に磁界共振による電流が流れる。その結果、第2給電装置104から第1給電装置101への非接触の電力伝送が行われる。
During reverse power transmission, the second
第1制御回路113は、順方向電力伝送時に、第1給電装置101に入力される第1入力電圧E1と第2給電装置104から出力される第1出力電圧E2との電圧差(第1電圧差)を制御する第1電圧差制御を行い、第2給電装置104から出力される出力電力(第1給電装置101から第2給電装置104への伝送電力)を制御する。
The
より詳しくは、第1制御回路113は、外部からの第1制御指令114に応じて、または第2制御回路123との相互通信信号130に含まれる充電開始通知に応じて、第1電圧差制御を開始する。相互通信信号130には、例えばWi-Fi、Bluetooth(登録商標)等の近距離無線通信信号が用いられる。第1電圧差制御を開始した第1制御回路113は、所定の周期で、第1検出手段X1(例えば、カレントトランス)の第1検出信号115に基づいて、第1入力電圧E1の電圧値および/または第1入力電流の電流値を取得する。第1入力電流は、第1直流電圧変換部103から第1フィルタ回路102に流れる電流である。
More specifically, the
また第1制御回路113は、所定の周期で、相互通信信号130を介して第2制御回路123から出力電力に関する情報を取得する。出力電力に関する情報は、出力電力の電力値、第1出力電圧E2の電圧値および出力電力の電力値、または第1出力電圧E2の電圧値および第1出力電流の電流値である。第1出力電流は、第2フィルタ回路105から第2直流電圧変換部106に流れる電流である。
Further, the
第1制御回路113は、上記のように必要な情報を取得しつつ、出力電力の電力値が所定の目標電力値になるように、第1直流電圧変換部103に第1制御信号116を出力して第1入力電圧E1を制御し、第1電圧差を制御する。
The
具体的な制御方法として、出力電力に関する情報が出力電力の電力値のみの場合、第1制御回路113は、予め記憶しておいた第1出力電圧E2の下限電圧を参照し、下限電圧よりも第1入力電圧E1が大となるように第1入力電圧E1を制御しつつ、出力電力の電力値を所定の目標電力値に一致させる。
As a specific control method, when the information regarding the output power is only the power value of the output power, the
出力電力に関する情報が第1出力電圧E2の電圧値および出力電力の電力値の場合、第1制御回路113は、第1出力電圧E2と第1入力電圧E1とを比較し、第1出力電圧E2よりも第1入力電圧E1が大となるように第1入力電圧E1を制御しつつ、出力電力の電力値を所定の目標電力値に一致させる。
When the information regarding the output power is the voltage value of the first output voltage E2 and the power value of the output power, the
出力電力に関する情報が第1出力電圧E2の電圧値および第1出力電流の電流値の場合、第1制御回路113は、第1出力電圧E2と第1入力電圧E1とを比較し、第1出力電圧E2よりも第1入力電圧E1が大となるように第1入力電圧E1を制御する。同時に、第1制御回路113は、出力電力に関する情報に基づいて出力電力の電力値を算出し、算出した電力値が所定の目標電力値に一致するように、第1入力電圧E1を制御する。
When the information regarding the output power is the voltage value of the first output voltage E2 and the current value of the first output current, the
なお、第1出力電圧E2の電圧値が一定値で、かつ第1制御回路113が第1入力電圧E1と出力電力との関係を示す情報(例えば、関係式)を記憶している場合、第1制御回路113は、給電開始時および給電中に、第2制御回路123と通信を行うことなく、第1入力電圧E1を制御することができる。
Note that when the voltage value of the first output voltage E2 is a constant value and the
また、第1制御回路113が第1入力電圧E1と第1電圧差との関係を示す情報、および第1電圧差と出力電力との関係を示す情報を記憶している場合も、第1制御回路113は、第2制御回路123と通信を行うことなく、第1入力電圧E1を制御することができる。ただし、出力電力の電力値をより正確に目標電力値に近づけるためには、第1制御回路113は、相互通信信号130を介して第2制御回路123から出力電力に関する情報を取得することが好ましい。
Furthermore, when the
第2制御回路123は、逆方向電力伝送時に、第2給電装置104に入力される第2入力電圧E2と第1給電装置101から出力される第2出力電圧E1との電圧差(第2電圧差)を制御する第2電圧差制御を行い、第1給電装置101から出力される出力電力(第2給電装置104から第1給電装置101への伝送電力)を制御する。
The
より詳しくは、第2制御回路123は、外部からの第2制御指令124に応じて、または第1制御回路113との相互通信信号130に含まれる放電開始通知に応じて、第2電圧差制御を開始する。第2電圧差制御を開始した第2制御回路123は、所定の周期で、第2検出手段X2(例えば、カレントトランス)の第2検出信号125に基づいて、第2入力電圧E2の電圧値および/または第2入力電流の電流値を取得する。第2入力電流は、第2直流電圧変換部106から第2フィルタ回路105に流れる電流である。
More specifically, the
また第2制御回路123は、所定の周期で、相互通信信号130を介して第1制御回路113から出力電力に関する情報を取得する。出力電力に関する情報は、出力電力の電力値、第2出力電圧E1の電圧値および出力電力の電力値、または第2出力電圧E1の電圧値および第2出力電流の電流値である。第2出力電流は、第1フィルタ回路102から第1直流電圧変換部103に流れる電流である。
Further, the
第2制御回路123は、上記のように必要な情報を取得しつつ、出力電力の電力値が所定の目標電力値になるように、第2直流電圧変換部106に第2制御信号126を出力して第2入力電圧E2を制御し、第2電圧差を制御する。具体的な制御方法は、順方向電力伝送時における第1制御回路113の制御方法と同じである。
The
図2に、順方向電力伝送時における、第1入力電圧E1と第1給電装置101から第2給電装置104への伝送電力Pとの関係を示す。図2では、第1出力電圧E2を350[V]の一定値とする。伝送電力Pは、例えば、第2検出手段X2の第2検出信号125に基づいて算出できる。
FIG. 2 shows the relationship between the first input voltage E1 and the transmitted power P from the first
図2から分かるように、第1入力電圧E1を350[V]から460[V]の110[V]の範囲で変化させると、伝送電力Pは0から6[kW]まで変化する。すなわち、無線給電装置100によれば、第1入力電圧E1と第1出力電圧E2との第1電圧差を制御することで、伝送電力Pを制御することができる。
As can be seen from FIG. 2, when the first input voltage E1 is changed in the range of 110 [V] from 350 [V] to 460 [V], the transmission power P changes from 0 to 6 [kW]. That is, according to the wireless
例えば、第2共振コンデンサC2の静電容量にバラツキがある場合であっても、第1入力電圧E1を変化させることで、伝送電力Pを零から所望の電力まで安定して制御することができる。なお、図2では、第1入力電圧E1の下限電圧と第1出力電圧E2とを同じ値にしているが、同じである必要はない。 For example, even if there are variations in the capacitance of the second resonant capacitor C2 , by changing the first input voltage E1 , the transmitted power P can be stably controlled from zero to a desired power. I can do it. Note that in FIG. 2, the lower limit voltage of the first input voltage E 1 and the first output voltage E 2 are set to the same value, but they do not need to be the same.
続いて、図3を参照して、順方向電力伝送時における第1スイッチング素子SW1の零電圧スイッチング動作を説明する。なお、逆方向電力伝送時における第2スイッチング素子SW2の零電圧スイッチング動作も、順方向電力伝送時における第1スイッチング素子SW1と同様に行われる。 Next, with reference to FIG. 3, a zero voltage switching operation of the first switching element SW1 during forward power transmission will be described. Note that the zero voltage switching operation of the second switching element SW 2 during reverse power transmission is also performed in the same manner as the first switching element SW 1 during forward power transmission.
図3において、(A)は第1スイッチング素子SW1の両端電圧VSW1の波形、(B)は第1スイッチング素子SW1を流れる電流ISW1の波形、(C)は第1共振コンデンサC1の両端電圧VR1の波形、(D)は第1トランジスタQ1の駆動用ゲート電圧Vg1の波形、(E)は第2トランジスタQ2の駆動用ゲート電圧Vg2の波形である。第1トランジスタQ1および第2トランジスタQ2は、駆動用ゲート電圧Vg1、Vg2がハイレベルのときにオンし、ローレベルのときにオフする。 In FIG. 3, (A) is the waveform of the voltage VSW1 across the first switching element SW1 , (B) is the waveform of the current ISW1 flowing through the first switching element SW1 , and (C) is the waveform of the first resonant capacitor C1. (D) is the waveform of the driving gate voltage V g1 of the first transistor Q 1 , and ( E) is the waveform of the driving gate voltage V g2 of the second transistor Q 2 . The first transistor Q 1 and the second transistor Q 2 are turned on when the drive gate voltages V g1 and V g2 are at a high level, and are turned off when they are at a low level.
第1スイッチング素子SW1がオフの期間TOFFでは、第1共振コンデンサC1の両端には、第1伝送コイルL1と第1共振コンデンサC1による第1共振電圧が発生している。 During the period TOFF in which the first switching element SW1 is off, a first resonant voltage is generated across the first resonant capacitor C1 due to the first transmission coil L1 and the first resonant capacitor C1 .
第1共振コンデンサC1の両端電圧VR1が零と交差するゼロクロス点tzを第1共振電圧検知回路111が検出すると、第1同期回路112は、ゼロクロス点tzに同期した時刻tzgに、第1トランジスタQ1の駆動用ゲート電圧Vg1をローレベルからハイレベルに切り替えて、第1トランジスタQ1をターンオンさせる。
When the first resonant
ここで、第1スイッチング素子SW1の両端電圧VSW1は、負荷(例えば、第1電源E3)の状態によっては振幅が小さくなり零に達しない場合がある。一方、第1共振コンデンサC1の両端電圧VR1は、振幅の大きさに関わらず零と交差する。そこで、本実施形態では、第1共振電圧検知回路111が第1共振コンデンサC1の両端電圧VR1のゼロクロス点tzを検出する構成をとっている。
Here, the voltage V SW1 across the first switching element SW 1 may have a small amplitude and may not reach zero depending on the state of the load (for example, the first power source E 3 ). On the other hand, the voltage V R1 across the first resonant capacitor C 1 crosses zero regardless of the magnitude of the amplitude. Therefore, in this embodiment, the first resonant
また、第1スイッチング素子SW1の零電圧スイッチング動作を実現するためには、時刻t0に第1トランジスタQ1をターンオンさせてもよい。しかしながら、時刻t0は、負荷(例えば、第1電源E3)の状態によってタイミングがずれることがある。そこで、本実施形態では、時刻t0よりも後の時刻tzgにおいて第1トランジスタQ1をターンオンさせることで、若干の余裕を持たせている。 Further, in order to realize a zero voltage switching operation of the first switching element SW1 , the first transistor Q1 may be turned on at time t0 . However, the timing of time t 0 may deviate depending on the state of the load (for example, the first power source E 3 ). Therefore, in this embodiment, some margin is provided by turning on the first transistor Q1 at a time tzg after time t0 .
続いて、図4および図5を参照して、順方向電力伝送時における無線給電装置100の動作モード(Mode-1、Mode-2、Mode-3、Mode-4)を説明する。
Next, the operation modes (Mode-1, Mode-2, Mode-3, Mode-4) of the wireless
図4において、(A)は第1スイッチング素子SW1の両端電圧VSW1の波形、(B)は第1スイッチング素子SW1を流れる電流ISW1の波形、(C)は第1伝送コイルL1を流れる電流IL1の波形、(D)は第2伝送コイルL2を流れる電流IL2の波形、(E)は第2スイッチング素子SW2の両端電圧VSW2の波形、(F)は第2スイッチング素子SW2を流れる電流ISW2の波形である。 In FIG. 4, (A) is the waveform of the voltage VSW1 across the first switching element SW1 , (B) is the waveform of the current ISW1 flowing through the first switching element SW1 , and (C) is the waveform of the first transmission coil L1. (D) is the waveform of the current I L2 flowing through the second transmission coil L2 . (E) is the waveform of the voltage V SW2 across the second switching element SW2 . (F) is the waveform of the current I L2 flowing through the second transmission coil L2. This is the waveform of the current I SW2 flowing through the switching element SW2 .
図5は、図4に示した時刻t0~t1間をMode-1期間、時刻t1~t2間をMode-2期間、時刻t2~t3間をMode-3期間、時刻t3~t4(=t0)間をMode-4期間とした場合の、各Mode期間における第1給電装置101および第2給電装置104に流れる電流を模式的に示した図である。
In FIG. 5, the time t 0 to
なお、図5では、第1給電装置101に第1コンデンサC3を含め、第2給電装置104に第2コンデンサC4を含めている。また、図5において、第1伝送コイルL1および第2伝送コイルL2を流れる電流の双方向の矢印は、図4に示すように電流が正方向と負方向に変化することを示している。
Note that in FIG. 5, the first
時刻t0(=t4)において、第1スイッチング素子SW1の両端電圧VSW1が零に達すると、Mode-1期間が開始する。Mode-1期間では、第1スイッチング素子SW1の第1ダイオードD1が自動的に導通し、第1スイッチング素子SW1がオン状態になる。その後、零電圧スイッチング動作により第1トランジスタQ1がターンオンする。 At time t 0 (=t 4 ), when the voltage V SW1 across the first switching element SW 1 reaches zero, the Mode-1 period starts. In the Mode-1 period, the first diode D 1 of the first switching element SW 1 is automatically turned on, and the first switching element SW 1 is turned on. Thereafter, the first transistor Q1 is turned on by a zero voltage switching operation.
第1スイッチング素子SW1がオンしている期間(Mode-1~Mode-2期間)は、第1伝送コイルL1に第1入力電圧E1が印加されている状態になるので、電流ISW1および電流IL1は負電流から正電流に緩やかに変化する。電流ISW1が負から正に転流すると第1ダイオードD1に流れていた電流はスムーズに第1トランジスタQ1に流れ、第1スイッチング素子SW1のオン状態が継続する。なお、第1トランジスタQ1のオン抵抗が第1ダイオードD1よりも低い場合、第1トランジスタQ1がターンオンした以降、電流ISW1は第1トランジスタQ1を流れる。 During the period when the first switching element SW1 is on (Mode-1 to Mode-2 period), the first input voltage E1 is applied to the first transmission coil L1 , so the current ISW1 And the current I L1 changes slowly from a negative current to a positive current. When the current ISW1 commutates from negative to positive, the current flowing through the first diode D1 smoothly flows to the first transistor Q1 , and the first switching element SW1 continues to be in the on state. Note that when the on-resistance of the first transistor Q1 is lower than that of the first diode D1 , the current ISW1 flows through the first transistor Q1 after the first transistor Q1 is turned on.
Mode-1期間において、第2スイッチング素子SW2の両端電圧VSW2は、共振の弧を描き、緩やかに上昇した後、緩やかに下降して零に達する。Mode-1期間においては、電流ISW2は、第2スイッチング素子SW2がオフしているため流れず、電流IL2は、正電流から負電流に緩やかに変化し、負のピークに達する。 In the Mode-1 period, the voltage V SW2 across the second switching element SW 2 traces a resonance arc, rises gently, then falls slowly and reaches zero. In the Mode-1 period, the current I SW2 does not flow because the second switching element SW 2 is off, and the current I L2 gradually changes from a positive current to a negative current and reaches a negative peak.
時刻t1において、第2スイッチング素子SW2の両端電圧VSW2が零に達すると、Mode-2期間が開始する。Mode-2期間では、第2スイッチング素子SW2の第2ダイオードD2が自動的に導通し、第2スイッチング素子SW2がオン状態になる。第2スイッチング素子SW2がオンしている期間(Mode-2~Mode-3期間)は、第2伝送コイルL2に第1出力電圧E2が印加されている状態になるので、電流ISW2および電流IL2は負電流から零に向かって変化する。 At time t 1 , when the voltage V SW2 across the second switching element SW 2 reaches zero, the Mode-2 period starts. In the Mode-2 period, the second diode D 2 of the second switching element SW 2 is automatically turned on, and the second switching element SW 2 is turned on. During the period when the second switching element SW2 is on (Mode-2 to Mode-3 period), the first output voltage E2 is applied to the second transmission coil L2 , so the current ISW2 and the current I L2 changes from a negative current toward zero.
所定時間(例えば、第1共振電圧のゼロクロス周期が所定の範囲内になるように第1同期回路112において予め設定された時間)が経過した時刻t2において、第1スイッチング素子SW1の駆動用ゲート電圧Vg1がハイレベルからローレベルに切り替わり、第1トランジスタQ1がオフすると、Mode-3期間が開始する。
At time t2 when a predetermined time (for example, a time preset in the
Mode-3期間では、第1スイッチング素子SW1がオフし、第1伝送コイルL1に蓄えられていた電流が第1共振コンデンサC1に流れ込んで、第1給電装置101は共振状態となる。第1スイッチング素子SW1の両端電圧VSW1は、共振の弧を描き、緩やかに上昇する。第1伝送コイルL1を流れる電流IL1は、共振電流であり、正のピークに達した後、緩やかに減少する。
In the Mode-3 period, the first switching element SW 1 is turned off, the current stored in the first transmission coil L 1 flows into the first resonance capacitor C 1 , and the first
Mode-3期間では、電流ISW2および電流IL2は負電流から零に向かって変化する。時刻t3において、電流ISW2が零になると、すなわち第2ダイオードD2に流れていた電流が停止すると、Mode-3期間は終了し、Mode-4期間が開始する。 In the Mode-3 period, the current I SW2 and the current I L2 change from negative current toward zero. At time t3 , when the current ISW2 becomes zero, that is, when the current flowing through the second diode D2 stops, the Mode-3 period ends and the Mode-4 period begins.
Mode-4期間では、第2スイッチング素子SW2(第2ダイオードD2)がオフし、第2伝送コイルL2に蓄えられていた電流が第2共振コンデンサC2に流れ込んで、第2給電装置104は共振状態となる。第2スイッチング素子SW2の両端電圧VSW2は、共振の弧を描き、緩やかに上昇する。電流ISW2は、第2スイッチング素子SW2がオフしているため流れず、電流IL2は、緩やかに上昇した後、緩やかに下降する。
In the Mode-4 period, the second switching element SW 2 (second diode D 2 ) is turned off, and the current stored in the second transmission coil L 2 flows into the second resonance capacitor C 2 and the second
Mode-4期間では、電流IL1は、正電流から負電流に緩やかに変化する。第1スイッチング素子SW1の両端電圧VSW1は、共振の弧を描き、緩やかに上昇した後、緩やかに下降する。時刻t4において、第1スイッチング素子SW1の両端電圧VSW1が零に達すると、Mode-4期間は終了する。 In the Mode-4 period, the current I L1 gradually changes from a positive current to a negative current. The voltage V SW1 across the first switching element SW1 draws an arc of resonance, gradually rising, and then gradually falling. At time t4 , when the voltage V SW1 across the first switching element SW1 reaches zero, the Mode-4 period ends.
図4に示すように、第2伝送コイルL2を流れる電流IL2は、第1伝送コイルL1を流れる電流IL1に対して、第1入力電圧E1と第1出力電圧E2との第1電圧差に応じた位相差Tφを有する。すなわち、無線給電装置100は、第1電圧差を制御することで、第1スイッチング素子SW1を流れる電流ISW1と第2スイッチング素子SW2を流れる電流ISW2との間に位相差を生じさせ、所望の伝送電力を伝送することができる。
As shown in FIG. 4, the current I L2 flowing through the second transmission coil L 2 is the difference between the first input voltage E 1 and the first output voltage E 2 with respect to the current I L1 flowing through the first
上記説明から、順方向電力伝送時において、第1給電装置101および第2給電装置104はフォワード型コンバータとして動作し、かつ第2給電装置104は半波整流動作を行うことがわかる。第2給電装置104(受電側給電装置)に構成の簡単な半波整流動作を行わせても、全波整流動作を行う通常の無線給電装置と同等以上の伝送電力を送信できるという利点がある。これは、全波整流の場合は、第2給電装置104の第2伝送コイルL2と第2共振コンデンサC2の並列共振回路の共振電圧は正負いずれの半波においても整流素子(ダイオード)が導通して第1出力電圧E2にクランプされるため、共振効果が小さく第1給電装置101からの伝送電力が増大しないが、半波整流では、整流素子(第2ダイオードD2)が導通していない半波の期間、共振効果が得られるので第1給電装置101からの伝送電力が増大することによる。
From the above description, it can be seen that during forward power transmission, the first
なお、上記説明では、順方向電力伝送時の動作を例に挙げたが、逆方向電力伝送時の動作の場合も同様である。すなわち、無線給電装置100は、第2電圧差を制御することで、電流ISW1と電流ISW2との間に位相差を生じさせ、所望の伝送電力を伝送することができる。また、逆方向電力伝送時において、第1給電装置101および第2給電装置104はフォワード型コンバータとして動作し、かつ第1給電装置101は半波整流動作を行う。
In the above description, the operation during forward power transmission was taken as an example, but the same applies to the operation during reverse power transmission. That is, the wireless
本実施形態に係る無線給電装置100は、第1給電装置101が第1スイッチング素子SW1で動作する1石式コンバータで構成され、第2給電装置104が第2スイッチング素子SW2で動作する1石式コンバータで構成される。このため、本実施形態に係る無線給電装置100は、複数のパワー半導体を用いるブリッジコンバータ式の無線給電装置と比較すると、装置の低コスト化および小型化を実現することができる。
In the wireless
本実施形態に係る無線給電装置100は、並列共振回路構成のため、給電開始時および給電中に特殊な操作が不要となり、入力電圧と出力電圧との電圧差の制御のみで伝送電力を制御することができる。
Since the wireless
本実施形態に係る無線給電装置100は、入力電圧と出力電圧との電圧差の制御により、回路定数のバラツキによる伝送電力の変動を補償することができる。すなわち、本実施形態に係る無線給電装置100は、入力電圧と出力電圧との電圧差の制御により、伝送電力の変動の主要な原因である伝送電力の位相差を補償することができる。したがって、本実施形態に係る無線給電装置100によれば、比較的簡易な制御で、伝送特性の安定性を向上させることができる。
The wireless
また、本実施形態に係る無線給電装置100は、上記のとおり、入力電圧と出力電圧との電圧差の制御により伝送電力の位相差を補償できるので、送電側の位相を検出して受電側に通信する手段と、受電側で相互位相シフト制御(第1スイッチング素子SW1のスイッチングと第2スイッチング素子SW2のスイッチングとに所定の位相差をもたせる制御)を行う回路が、1次側と2次側の双方で不要となる。これにより、装置の構成が簡素化され、高速位相通信が不要になる。
Furthermore, as described above, the wireless
例えば、相互通信信号130は、位相の情報を含まないので、高速位相通信のための信号よりも低速にすることができる。したがって、本実施形態に係る無線給電装置100によれば、高速位相通信が不要になることによる相互接続性の向上を図ることができる。
For example, the
[第2実施形態]
図6に、本発明の第2実施形態に係る無線給電装置200を示す。無線給電装置200は、第1給電装置201、第1制御部210の第1制御回路213、第2給電装置204、および第2制御部220の第2制御回路223が第1実施形態と異なり、その他の構成は第1実施形態と共通する。
[Second embodiment]
FIG. 6 shows a wireless
第1給電装置201は、第1実施形態の第1給電装置101に、第1切替用コンデンサC1’および第1切替用スイッチS1からなる直列回路を追加したものである。上記直列回路は、第1共振コンデンサC1に並列接続される。第1切替用スイッチS1は、例えば半導体スイッチまたはリレーで構成される。
The first
第1切替用スイッチS1は、第1制御回路213の制御下で、オンとオフとが切り替わる。第1切替用スイッチS1がオンのときに第1切替用コンデンサC1’が第1共振コンデンサC1に並列接続された状態になり、第1切替用スイッチS1がオフのときに第1切替用コンデンサC1’が第1共振コンデンサC1から電気的に切り離された状態になる。
The first switching switch S 1 is switched between on and off under the control of the
第1制御回路213は、第1実施形態の第1制御回路113に、第1切替用スイッチS1のオン・オフを切り替える機能を追加したものである。第1制御回路213は、例えば、第1切替用スイッチS1の駆動回路を含む。
The
第2給電装置204は、第1実施形態の第2給電装置104に、第2切替用コンデンサC2’および第2切替用スイッチS2からなる直列回路を追加したものである。上記直列回路は、第2共振コンデンサC2に並列接続される。第2切替用スイッチS2は、例えば半導体スイッチまたはリレーで構成される。
The second
第2切替用スイッチS2は、第2制御回路223の制御下で、オンとオフとが切り替わる。第2切替用スイッチS2がオンのときに第2切替用コンデンサC2’が第2共振コンデンサC2に並列接続された状態になり、第2切替用スイッチS2がオフのときに第2切替用コンデンサC2’が第2共振コンデンサC2から電気的に切り離された状態になる。
The second changeover switch S2 is switched between on and off under the control of the
第2制御回路223は、第1実施形態の第2制御回路123に、第2切替用スイッチS2のオン・オフを切り替える機能を追加したものである。第2制御回路223は、例えば、第2切替用スイッチS2の駆動回路を含む。
The
順方向電力伝送の場合、第1制御回路213は、第1制御指令114に応じて、または相互通信信号130に含まれる充電開始通知に応じて、第1切替用スイッチS1をオフする。一方、第2制御回路223は、相互通信信号130に含まれる充電開始通知に応じて、または第2制御指令124に応じて、第2切替用スイッチS2をオンする。これにより、第2給電装置204における共振回路の定数が変化する。第1切替用スイッチS1がオフし、第2切替用スイッチS2がオンした後、第1制御回路213は第1電圧差制御を開始する。
In the case of forward power transfer, the
逆方向電力伝送の場合、第2制御回路223は、第2制御指令124に応じて、または相互通信信号130に含まれる放電開始通知に応じて、第2切替用スイッチS2をオフする。一方、第1制御回路213は、相互通信信号130に含まれる放電開始通知に応じて、または第1制御指令114に応じて、第1切替用スイッチS1をオンする。これにより、第1給電装置201における共振回路の定数が変化する。第1切替用スイッチS1がオンし、第2切替用スイッチS2がオフした後、第2制御回路223は第2電圧差制御を開始する。
In the case of reverse power transmission, the
図7に、順方向電力伝送時における、第1入力電圧E1と第1給電装置201から第2給電装置204への伝送電力Pとの関係を示す。比較のため、図2で示した第1実施形態における第1入力電圧E1と伝送電力Pとの関係も図7に示す。第1出力電圧E2は、第1実施形態と同様に、350[V]の一定値とする。
FIG. 7 shows the relationship between the first input voltage E1 and the transmitted power P from the first
図7では、第1共振コンデンサC1と第2共振コンデンサC2の静電容量比を1:1とし、かつ第2共振コンデンサC2と第2切替用コンデンサC2’の静電容量比を5:1とする。例えば、第1給電装置201における共振コンデンサの静電容量は0.15[μF]であり、第2給電装置204における共振コンデンサの静電容量は0.18[μF]である。なお、第1実施形態では、第1給電装置101および第2給電装置104における共振コンデンサの静電容量は、いずれも0.15[μF]である。
In FIG. 7, the capacitance ratio between the first resonant capacitor C 1 and the second resonant capacitor C 2 is set to 1:1, and the capacitance ratio between the second resonant capacitor C 2 and the second switching capacitor C 2 ′ is set to 1:1. The ratio shall be 5:1. For example, the capacitance of the resonance capacitor in the first
図7から分かるように、第2実施形態では、第1入力電圧E1を310[V]から380[V]の70[V]の範囲で変化させると、伝送電力Pが0から6[kW]まで変化する。すなわち、第2実施形態に係る無線給電装置200によれば、第1実施形態よりも小さい電圧差で出力電力(伝送電力P)を制御することができる。また、無線給電装置200によれば、所望の出力電力を得るために必要な電圧(第1入力電圧E1)を、第1実施形態よりも低くすることができる。
As can be seen from FIG. 7, in the second embodiment, when the first input voltage E 1 is changed in the range of 70 [V] from 310 [V] to 380 [V], the transmission power P changes from 0 to 6 [kW]. ]. That is, according to the wireless
変形例として、第1給電装置201は、第1切替用コンデンサC1’および第1切替用スイッチS1からなる直列回路に加えて、または上記直列回路の代わりに、第3切替用コンデンサおよび第3切替用スイッチからなる並列回路を備えてもよい。上記並列回路は、第1共振コンデンサC1に直列接続される。第3切替用スイッチは、第1制御回路213の制御下で、順方向電力伝送時にオフし、逆方向電力伝送時にオンする。
As a modification, the first
第2給電装置204は、第2切替用コンデンサC2’および第2切替用スイッチS2からなる直列回路に加えて、または上記直列回路の代わりに、第4切替用コンデンサおよび第4切替用スイッチからなる並列回路を備えてもよい。上記並列回路は、第2共振コンデンサC2に直列接続される。第4切替用スイッチは、第2制御回路223の制御下で、順方向電力伝送時にオンし、逆方向電力伝送時にオフする。
The second
また、切替用コンデンサの静電容量は、第1共振コンデンサC1または第2共振コンデンサC2の静電容量よりも大きくすることができる。例えば、第1共振コンデンサC1と第2共振コンデンサC2の静電容量比を1:1とし、第1共振コンデンサC1と第1切替用コンデンサC1’の静電容量比および第2共振コンデンサC2と第2切替用コンデンサC2’の静電容量比は1:5とする。第1共振コンデンサC1および第2共振コンデンサC2の静電容量が0.18[μF]である場合、第1切替用コンデンサC1’および第2切替用コンデンサC2’の静電容量は0.9[μF]である。 Further, the capacitance of the switching capacitor can be made larger than the capacitance of the first resonant capacitor C 1 or the second resonant capacitor C 2 . For example, if the capacitance ratio of the first resonant capacitor C1 and the second resonant capacitor C2 is 1:1, the capacitance ratio of the first resonant capacitor C1 and the first switching capacitor C1 ' and the second resonance The capacitance ratio between the capacitor C 2 and the second switching capacitor C 2 ′ is 1:5. When the capacitance of the first resonant capacitor C 1 and the second resonant capacitor C 2 is 0.18 [μF], the capacitance of the first switching capacitor C 1 ′ and the second switching capacitor C 2 ′ is It is 0.9 [μF].
結局、本実施形態に係る無線給電装置200によれば、受電側の共振コンデンサの静電容量を送電側の共振コンデンサの静電容量より相対的に増加させ、送電側と受電側とで共振回路の定数に差をつけることにより、第1実施形態よりも小さい電圧差で出力電力を制御することができる。なお、本実施形態では、コイル定数を一定とし、切替用コンデンサで共振定数に差をつけたが、同様に共振コンデンサ定数を一定とし、共振コイル定数に差をつける構成としてもよい。
After all, according to the wireless
[第3実施形態]
図8に、本発明の第3実施形態に係る無線給電装置300を示す。無線給電装置300は、1次側から2次側への電力伝送(順方向電力伝送)のみを行い、2次側から1次側への電力伝送(逆方向電力伝送)は行わない。
[Third embodiment]
FIG. 8 shows a wireless
無線給電装置300は、第1直流電圧変換部303、第2給電装置304、第2直流電圧変換部306および第2制御部320が第1実施形態と異なり、その他の構成は第1実施形態と共通する。
The wireless
第1直流電圧変換部303は、片方向DC/DCコンバータで構成される。第1直流電圧変換部303は、第1電源E3から入力された直流電圧を昇圧または降圧して第1フィルタ回路102に出力する片方向電圧変換動作のみを行う。
The first
第2給電装置304は、第2伝送コイルL2と、第2共振コンデンサC2と、第3ダイオードD3とを備える。第2共振コンデンサC2は、一端が第2伝送コイルL2の一端に接続され、他端が第2伝送コイルL2の他端に接続される。第3ダイオードD3は、アノードが第2フィルタ回路105の低電位側に接続され、カソードが第2共振コンデンサC2の他端に接続される。すなわち、第2給電装置304は、第1実施形態の第1スイッチング素子SW1の代わりに、第3ダイオードD3を備えている。
The second
第2直流電圧変換部306は、片方向DC/DCコンバータで構成される。第2直流電圧変換部306は、第2フィルタ回路105から入力された直流電圧を昇圧または降圧して第2電源E4に出力する片方向電圧変換動作のみを行う。
The second
第2制御部320は、第2制御回路323を備える一方で、第1実施形態の第2共振電圧検知回路121および第2同期回路122を備えない。第2制御回路323は、第2制御信号326を出力して第2直流電圧変換部306を制御する。なお、この制御は、第1および第2実施形態のような入力電圧と出力電圧との電圧差の制御ではなく、第2電源E4に所望の電力を供給するための受電制御である。なお、第2直流電圧変換部306は、入力電圧E2を第2電源E4への入力電圧に変換する必要がなければ、省略することができる。
The
本実施形態の第2給電装置304および第2フィルタ回路105は、図9に示す第2給電装置304’および第2フィルタ回路105’に変更できる。すなわち、第3ダイオードD3は、アノードが第2共振コンデンサC2の一端に接続され、カソードが第2フィルタ回路105’の高電位側に接続されていてもよい。この場合、第2フィルタ回路105’にチョークコイルの環流用ダイオードを追加してもよい。なお、第2コンデンサC4は、第2コイルL4の後段に設けてもよい。図9では、第2直流電圧変換部306を省略している。
The second
[変形例]
以上、本発明に係る無線給電装置の実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。
[Modified example]
Although the embodiments of the wireless power supply device according to the present invention have been described above, the present invention is not limited to the above embodiments.
本発明に係る無線給電装置では、第1フィルタ回路102および第2フィルタ回路105を省略できる。ただし、第1フィルタ回路102および第2フィルタ回路105を設けることで、入力電圧および出力電圧の安定化を図ることができる。また、第1直流電圧変換部103、303は、第1電源E3を構成する双方向AC/DCコンバータと一体とした構成としてもよい。
In the wireless power supply device according to the present invention, the
第1および第2実施形態では、第2直流電圧変換部106を省略するか、または第2直流電圧変換部106を片方向DC/DCコンバータで構成することができる。これらの場合、第1制御回路113、213は、順方向電力伝送時には第1および第2実施形態と同様の制御を行い、逆方向電力伝送時には、第1直流電圧変換部103を制御して第2出力電圧E1を変化させる(第2出力電圧E1を第2入力電圧E2よりも低下させる)ことにより、第2電圧差を制御してもよい。
In the first and second embodiments, the second
本発明に係る無線給電装置では、順方向電力伝送時に、第1スイッチング素子SW1のオン時間を許容周期範囲内において制御してもよい。また、第1および第2実施形態では、さらに逆方向電力伝送時に、第2スイッチング素子SW2のオン時間を許容周期範囲内において制御してもよい。入力電圧の制御範囲が限られていて、出力電力の電力値を所定の目標電力値に一致させることができない場合等、入力電圧を変えずに送電側のスイッチング素子のオン時間を許容周期範囲内において変更することで、出力電力の電力値を所定の目標電力値に一致させることができる。なお、許容周期範囲は、例えば、国際規格などで定められた基準周波数帯に基づいて適宜設定することができる。また、オン時間の変更は、停止状態であるデューティ0%を含んでもよい。 In the wireless power supply device according to the present invention, during forward power transmission, the on-time of the first switching element SW1 may be controlled within an allowable cycle range. Further, in the first and second embodiments, the on-time of the second switching element SW 2 may be further controlled within the allowable cycle range during reverse power transmission. In cases where the input voltage control range is limited and the output power value cannot match a predetermined target power value, the on-time of the switching element on the power transmission side is within the allowable cycle range without changing the input voltage. By changing , the power value of the output power can be made to match the predetermined target power value. Note that the allowable cycle range can be appropriately set, for example, based on a reference frequency band defined by international standards. Further, the change in the on time may include a duty of 0%, which is a stopped state.
例えば、順方向電力伝送時に、第1出力電圧E2の電圧値が低く、第1直流電圧変換部103の出力(第1入力電圧E1)を制御範囲の下限まで下げても所望の出力電力が得られない場合、目標電力値よりも大きな出力電力が出力されてしまう。この場合、第1スイッチング素子SW1のオン時間を、許容周期範囲内において当初の設定値よりも短くすることで、第1伝送コイルL1に流れる電流IL1を減少させることができる。その結果、第2伝送コイルL2に流れる電流IL2が減少し、伝送電力が低下するので、所望の出力電力を得ることができる。
For example, during forward power transmission, even if the voltage value of the first output voltage E 2 is low and the output (first input voltage E 1 ) of the first
本発明に係る無線給電装置では、第1伝送コイルL1と第2伝送コイルL2との距離が規定距離(例えば、45[mm])よりも短い場合、電力伝送を制限してもよい。電力伝送を制限することで、第1伝送コイルL1と第2伝送コイルL2とが近接し過ぎたことにより生じる不安定な動作(換言すれば、漏れインダクタンスがなくなり、共振電圧が発生しなくなることにより生じる不安定な動作)を回避することができる。 In the wireless power supply device according to the present invention, power transmission may be limited when the distance between the first transmission coil L 1 and the second transmission coil L 2 is shorter than a specified distance (for example, 45 [mm]). By limiting power transmission, unstable operation caused by the first transmission coil L1 and second transmission coil L2 being too close together (in other words, leakage inductance is eliminated and resonant voltage is no longer generated) (unstable operation caused by this) can be avoided.
電力伝送を制限する場合、本発明に係る無線給電装置は、第1伝送コイルL1と第2伝送コイルL2とが近接し過ぎたことにより生じる不安定な動作を検出してもよいし、第1伝送コイルL1と第2伝送コイルL2との距離を測定するための距離測定手段(例えば、1次側および2次側に設けた距離測定用コイル)を含んでもよい。また、第1制御指令114および/または第2制御指令124に、第1伝送コイルL1と第2伝送コイルL2との距離に関する情報が含まれていてもよい。
When restricting power transmission, the wireless power supply device according to the present invention may detect unstable operation caused by the first transmission coil L 1 and the second transmission coil L 2 being too close to each other, or It may also include distance measuring means (for example, distance measuring coils provided on the primary side and the secondary side) for measuring the distance between the first transmission coil L1 and the second transmission coil L2 . Further, the
例えば、順方向電力伝送時に、第1伝送コイルL1と第2伝送コイルL2との距離が規定距離よりも短い場合、第1入力電圧E1を制御範囲の下限まで下げても所望の出力電力が得られないのであれば、第1制御回路113、213は、第1直流電圧変換部103の制御を停止させて、電力伝送を停止させてもよい。また、第1制御回路113、213は、電力伝送を停止させる代わりに、第1スイッチング素子SW1のオン時間を、許容周期範囲内において所定値よりも短くしてもよい。これにより、伝送電力が低下するので、所望の出力電力を得ることができる。
For example, during forward power transmission, if the distance between the first transmission coil L1 and the second transmission coil L2 is shorter than the specified distance, the desired output will not be achieved even if the first input voltage E1 is lowered to the lower limit of the control range. If power cannot be obtained, the
100、200、300 無線給電装置
101、201 第1給電装置
102 第1フィルタ回路
103、303 第1直流電圧変換部
104、204、304、304’ 第2給電装置
105、105’ 第2フィルタ回路
106、306 第2直流電圧変換部
110、210 第1制御部
111 第1共振電圧検知回路
112 第1同期回路
113、213 第1制御回路
114 第1制御指令
115 第1検出信号
116 第1制御信号
120、220、320 第2制御部
121 第2共振電圧検知回路
122 第2同期回路
123、223、323 第2制御回路
124 第2制御指令
125 第2検出信号
126、326 第2制御信号
130 相互通信信号
100, 200, 300 Wireless
Claims (9)
第2伝送コイルと、前記第2伝送コイルに直列接続された第2トランジスタおよび前記第2トランジスタに逆並列接続された第2ダイオードを含む第2スイッチング素子と、前記第2伝送コイルおよび前記第2スイッチング素子の少なくとも一方に並列接続された第2共振コンデンサと、を備える第2給電装置と、
前記第1スイッチング素子のターンオフを制御するとともに、前記第1スイッチング素子が零電圧スイッチング動作を行うように、前記第1給電装置における共振電圧に同期して前記第1スイッチング素子のターンオンを制御する第1スイッチング制御回路と、
前記第2スイッチング素子のターンオフを制御するとともに、前記第2スイッチング素子が零電圧スイッチング動作を行うように、前記第2給電装置における共振電圧に同期して前記第2スイッチング素子のターンオンを制御する第2スイッチング制御回路と、
前記第1給電装置から前記第2給電装置への順方向電力伝送時に、前記第1給電装置に入力される第1入力電圧と前記第2給電装置から出力される第1出力電圧との第1電圧差を制御し、前記第2給電装置から前記第1給電装置への逆方向電力伝送時に、前記第2給電装置へ入力される第2入力電圧と前記第1給電装置から出力される第2出力電圧との第2電圧差を制御する電圧制御回路と、
前記第1入力電圧を出力し、前記第2出力電圧が入力される第1直流電圧変換部と、
前記第1出力電圧が入力され、前記第2入力電圧を出力する第2直流電圧変換部と、
を備え、
前記電圧制御回路は、前記順方向電力伝送時に、前記第1直流電圧変換部を制御して前記第1入力電圧を変化させることにより前記第1電圧差を制御し、前記逆方向電力伝送時に、前記第2直流電圧変換部を制御して前記第2入力電圧を変化させることにより前記第2電圧差を制御し、
前記第2スイッチング制御回路は、前記順方向電力伝送時に、前記第2トランジスタをオフして前記第2ダイオードによる整流を行わせ、
前記第1スイッチング制御回路は、前記逆方向電力伝送時に、前記第1トランジスタをオフして前記第1ダイオードによる整流を行わせることを特徴とする無線給電装置。 a first transmission coil; a first switching element including a first transistor connected in series to the first transmission coil; and a first diode connected in antiparallel to the first transistor; a first power supply device comprising a first resonant capacitor connected in parallel to at least one of the switching elements;
a second transmission coil; a second switching element including a second transistor connected in series to the second transmission coil; and a second diode connected in antiparallel to the second transistor; a second power supply device comprising a second resonant capacitor connected in parallel to at least one of the switching elements;
a first switching element that controls turn-off of the first switching element and controls turn-on of the first switching element in synchronization with a resonant voltage in the first power supply device so that the first switching element performs a zero-voltage switching operation; 1 switching control circuit;
a second switching element that controls turn-off of the second switching element and controls turn-on of the second switching element in synchronization with a resonant voltage in the second power supply device so that the second switching element performs a zero-voltage switching operation; 2 switching control circuit;
During forward power transmission from the first power supply device to the second power supply device, the first input voltage input to the first power supply device and the first output voltage output from the second power supply device A voltage difference is controlled to control a second input voltage input to the second power supply device and a second input voltage output from the first power supply device during reverse power transmission from the second power supply device to the first power supply device. a voltage control circuit that controls a second voltage difference with the output voltage;
a first DC voltage converter that outputs the first input voltage and receives the second output voltage;
a second DC voltage converter that receives the first output voltage and outputs the second input voltage;
Equipped with
The voltage control circuit controls the first voltage difference by controlling the first DC voltage converter to change the first input voltage during the forward power transmission, and controls the first voltage difference during the reverse power transmission. controlling the second voltage difference by controlling the second DC voltage converter to change the second input voltage;
The second switching control circuit turns off the second transistor and causes the second diode to perform rectification during the forward power transmission;
The wireless power supply device is characterized in that the first switching control circuit turns off the first transistor and causes the first diode to perform rectification during the reverse power transmission.
前記第1給電装置および前記第2給電装置がフォワード型コンバータとして動作し、かつ前記第2給電装置が半波整流動作をすることを特徴とする請求項1に記載の無線給電装置。 During the forward power transmission,
The wireless power supply device according to claim 1 , wherein the first power supply device and the second power supply device operate as forward converters, and the second power supply device performs a half-wave rectification operation.
第2伝送コイルと、前記第2伝送コイルに直列接続された第2トランジスタおよび前記第2トランジスタに逆並列接続された第2ダイオードを含む第2スイッチング素子と、前記第2伝送コイルおよび前記第2スイッチング素子の少なくとも一方に並列接続された第2共振コンデンサと、を備える第2給電装置と、
前記第1スイッチング素子のターンオフを制御するとともに、前記第1スイッチング素子が零電圧スイッチング動作を行うように、前記第1給電装置における共振電圧に同期して前記第1スイッチング素子のターンオンを制御する第1スイッチング制御回路と、
前記第2スイッチング素子のターンオフを制御するとともに、前記第2スイッチング素子が零電圧スイッチング動作を行うように、前記第2給電装置における共振電圧に同期して前記第2スイッチング素子のターンオンを制御する第2スイッチング制御回路と、
前記第1給電装置から前記第2給電装置への順方向電力伝送時に、前記第1給電装置に入力される第1入力電圧と前記第2給電装置から出力される第1出力電圧との第1電圧差を制御し、前記第2給電装置から前記第1給電装置への逆方向電力伝送時に、前記第2給電装置へ入力される第2入力電圧と前記第1給電装置から出力される第2出力電圧との第2電圧差を制御する電圧制御回路と、
前記順方向電力伝送時に前記第1入力電圧を出力し、前記逆方向電力伝送時に前記第2出力電圧が入力される第1直流電圧変換部と、
を備え、
前記電圧制御回路は、前記順方向電力伝送時に、前記第1直流電圧変換部を制御して前記第1入力電圧を変化させることにより前記第1電圧差を制御し、前記逆方向電力伝送時に、前記第1直流電圧変換部を制御して前記第2出力電圧を変化させることにより前記第2電圧差を制御し、
前記第2スイッチング制御回路は、前記順方向電力伝送時に、前記第2トランジスタをオフして前記第2ダイオードによる整流を行わせ、
前記第1スイッチング制御回路は、前記逆方向電力伝送時に、前記第1トランジスタをオフして前記第1ダイオードによる整流を行わせることを特徴とする無線給電装置。 a first transmission coil; a first switching element including a first transistor connected in series to the first transmission coil; and a first diode connected in antiparallel to the first transistor; a first power supply device comprising a first resonant capacitor connected in parallel to at least one of the switching elements;
a second transmission coil; a second switching element including a second transistor connected in series to the second transmission coil; and a second diode connected in antiparallel to the second transistor; a second power supply device comprising a second resonant capacitor connected in parallel to at least one of the switching elements;
a first switching element that controls turn-off of the first switching element and controls turn-on of the first switching element in synchronization with a resonant voltage in the first power supply device so that the first switching element performs a zero-voltage switching operation; 1 switching control circuit;
a second switching element that controls turn-off of the second switching element and controls turn-on of the second switching element in synchronization with a resonant voltage in the second power supply device so that the second switching element performs a zero-voltage switching operation; 2 switching control circuit;
During forward power transmission from the first power supply device to the second power supply device, the first input voltage input to the first power supply device and the first output voltage output from the second power supply device A voltage difference is controlled to control a second input voltage input to the second power supply device and a second input voltage output from the first power supply device during reverse power transmission from the second power supply device to the first power supply device. a voltage control circuit that controls a second voltage difference with the output voltage;
a first DC voltage converter that outputs the first input voltage during the forward power transmission and receives the second output voltage during the reverse power transmission ;
Equipped with
The voltage control circuit controls the first voltage difference by controlling the first DC voltage converter to change the first input voltage during the forward power transmission, and controls the first voltage difference during the reverse power transmission. controlling the second voltage difference by controlling the first DC voltage converter to change the second output voltage ;
The second switching control circuit turns off the second transistor and causes the second diode to perform rectification during the forward power transmission;
The wireless power supply device is characterized in that the first switching control circuit turns off the first transistor and causes the first diode to perform rectification during the reverse power transmission.
前記第2制御回路は、前記順方向電力伝送時に、前記第2給電装置の出力電力値、前記第2給電装置の出力電圧値および前記出力電力値、または前記第2給電装置の出力電流値および前記出力電圧値を前記第1制御回路に通知し、
前記第1制御回路は、前記逆方向電力伝送時に、前記第1給電装置の出力電力値、前記第1給電装置の出力電圧値および前記出力電力値、または前記第1給電装置の出力電流値および前記出力電圧値を前記第2制御回路に通知することを特徴とする請求項1~3のいずれか一項に記載の無線給電装置。 The voltage control circuit includes a first control circuit that controls the first voltage difference and a second control circuit that controls the second voltage difference,
The second control circuit is configured to control the output power value of the second power supply device, the output voltage value and the output power value of the second power supply device, or the output current value and the output power value of the second power supply device during the forward power transmission. Notifying the first control circuit of the output voltage value;
The first control circuit controls the output power value of the first power supply device, the output voltage value and the output power value of the first power supply device, or the output current value and the output power value of the first power supply device during the reverse direction power transmission. The wireless power supply device according to any one of claims 1 to 3 , characterized in that the output voltage value is notified to the second control circuit.
前記第2給電装置は、第2切替用コンデンサと、オンしたときに前記第2切替用コンデンサを前記第2共振コンデンサに並列接続または直列接続し、オフしたときに前記第2切替用コンデンサを前記第2共振コンデンサから電気的に切り離す第2切替用スイッチと、を備えることを特徴とする請求項7に記載の無線給電装置。 The first power supply device includes a first switching capacitor, and when turned on, the first switching capacitor is connected in parallel or in series with the first resonant capacitor, and when turned off, the first switching capacitor is connected to the first resonant capacitor. A first switching switch electrically disconnecting from the first resonant capacitor,
The second power supply device includes a second switching capacitor, and when turned on, the second switching capacitor is connected in parallel or in series with the second resonant capacitor, and when turned off, the second switching capacitor is connected to the second resonant capacitor. The wireless power supply device according to claim 7 , further comprising a second switching switch that electrically disconnects the second resonant capacitor.
第2伝送コイルと、前記第2伝送コイルに直列接続されたダイオードと、前記第2伝送コイルに並列接続された第2共振コンデンサと、を備える第2給電装置と、
前記第1スイッチング素子のターンオフを制御するとともに、前記第1スイッチング素子が零電圧スイッチング動作を行うように、前記第1給電装置における共振電圧に同期して前記第1スイッチング素子のターンオンを制御する第1スイッチング制御回路と、
前記第1給電装置から前記第2給電装置への電力伝送時に、前記第1給電装置に入力される入力電圧と前記第2給電装置から出力される出力電圧との電圧差を制御する電圧制御回路と、
前記入力電圧を出力する直流電圧変換部と、
を備え、
前記電圧制御回路は、前記電力伝送時に、前記直流電圧変換部を制御して前記入力電圧を変化させることにより前記電圧差を制御することを特徴とする無線給電装置。 A first transmission coil including a first transmission coil, a first switching element connected in series to the first transmission coil, and a first resonance capacitor connected in parallel to at least one of the first transmission coil and the first switching element. 1 power supply device;
a second power supply device including a second transmission coil, a diode connected in series to the second transmission coil, and a second resonant capacitor connected in parallel to the second transmission coil;
a first switching element that controls turn-off of the first switching element and controls turn-on of the first switching element in synchronization with a resonant voltage in the first power supply device so that the first switching element performs a zero-voltage switching operation; 1 switching control circuit;
A voltage control circuit that controls a voltage difference between an input voltage input to the first power supply device and an output voltage output from the second power supply device during power transmission from the first power supply device to the second power supply device. and,
a DC voltage converter that outputs the input voltage;
Equipped with
The wireless power supply device is characterized in that the voltage control circuit controls the voltage difference by controlling the DC voltage converter to change the input voltage during the power transmission.
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JP2012065484A (en) | 2010-09-17 | 2012-03-29 | Tamura Seisakusho Co Ltd | Non-contact power transmission apparatus |
US20120169131A1 (en) | 2010-12-29 | 2012-07-05 | Choudhary Vijay N | Phase shift power transfer |
US20180054090A1 (en) | 2016-08-19 | 2018-02-22 | Qualcomm Incorporated | Wirless power transfer control |
-
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Patent Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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Also Published As
Publication number | Publication date |
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JP2021035077A (en) | 2021-03-01 |
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