本発明の実施の形態に係る照明器具について図面を参照して説明する。同じ又は対応する構成要素には同じ符号を付し、説明の繰り返しを省略する場合がある。実施の形態に係る照明器具は非常用照明器具であるが単に照明器具と称することがある。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
A lighting fixture according to an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. Identical or corresponding components may be given the same reference numerals and repeated descriptions may be omitted. Although the lighting equipment according to the embodiment is an emergency lighting equipment, it may be simply referred to as a lighting equipment. Note that the present invention is not limited to this embodiment.
実施の形態１．
図１は、比較例に係る照明器具１００の充電回路、点灯回路、蓄電池及び光源の回路図である。照明器具１００は、交流電源１に接続され交流電源１から供給される電力を直流に変換する整流回路２と、充電回路４´と、定電流回路８と、点灯回路１０´と、光源１３とを備えている。充電回路４´は、交流電源１と蓄電池９を電気的に絶縁するとともに、整流回路２の出力を降圧した一定電圧を出力する。定電流回路８は、充電回路４´の出力電圧を用いて、蓄電池９を充電するための一定電流を出力する。点灯回路１０´は、停電が発生した場合に蓄電池９の電圧を光源１３が点灯可能な高さに昇圧する。光源１３は、点灯回路１０´から入力される電流を光に変換し点灯する。
Embodiment 1.
FIG. 1 is a circuit diagram of a charging circuit, a lighting circuit, a storage battery, and a light source of a lighting fixture 100 according to a comparative example. The lighting fixture 100 includes a rectifier circuit 2 that is connected to an AC power source 1 and converts power supplied from the AC power source 1 into DC, a charging circuit 4', a constant current circuit 8, a lighting circuit 10', and a light source 13. It is equipped with The charging circuit 4' electrically insulates the AC power supply 1 and the storage battery 9, and outputs a constant voltage obtained by stepping down the output of the rectifier circuit 2. Constant current circuit 8 outputs a constant current for charging storage battery 9 using the output voltage of charging circuit 4'. The lighting circuit 10' boosts the voltage of the storage battery 9 to a level at which the light source 13 can be turned on when a power outage occurs. The light source 13 converts the current input from the lighting circuit 10' into light and lights it.
交流電源１と充電回路４´の間に接続される整流回路２は、交流電源１から入力される交流電圧を整流し直流の電圧を出力する。整流回路の構成としては、４つのダイオードを用いた全波整流回路の他、ＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子を用いた同期整流の回路構成としてもよい。また、１つのダイオードのみで半波整流回路としてもよく、この場合、交流電源１から入力される電流が通過するダイオードの数を半減できるため、整流回路２で発生する損失を低減することができる。
A rectifier circuit 2 connected between the AC power supply 1 and the charging circuit 4' rectifies the AC voltage input from the AC power supply 1 and outputs a DC voltage. The configuration of the rectifier circuit may be a full-wave rectifier circuit using four diodes or a synchronous rectifier circuit configuration using switching elements such as MOSFETs. Alternatively, a half-wave rectifier circuit may be formed using only one diode. In this case, the number of diodes through which the current input from the AC power supply 1 passes can be halved, so the loss generated in the rectifier circuit 2 can be reduced. .
整流回路２の出力、すなわち、直流側と充電回路４´の間にはフィルタコンデンサ３が接続されている。より具体的には、フィルタコンデンサ３の一端は整流回路２の正極側端子とフライバックトランス５の１次巻線５ａに接続され、フィルタコンデンサ３の他端は整流回路２の負極側端子と充電用スイッチング素子４ａのソース端子に接続される。
A filter capacitor 3 is connected between the output of the rectifier circuit 2, that is, the DC side, and the charging circuit 4'. More specifically, one end of the filter capacitor 3 is connected to the positive terminal of the rectifier circuit 2 and the primary winding 5a of the flyback transformer 5, and the other end of the filter capacitor 3 is connected to the negative terminal of the rectifier circuit 2 and the charging terminal. It is connected to the source terminal of the switching element 4a.
フィルタコンデンサ３は、充電回路４´が備える充電用スイッチング素子４ａのスイッチング動作により交流電源１から入力される電流に発生するスイッチングリプルを抑制する。
The filter capacitor 3 suppresses switching ripple that occurs in the current input from the AC power supply 1 due to the switching operation of the charging switching element 4a included in the charging circuit 4'.
フィルタコンデンサ３として、フィルムコンデンサの他、チップ形状のセラミックコンデンサを用いることができる。特に、チップ形状のセラミックコンデンサを用いる場合は、フィルムコンデンサに比べて低背部品であるため、基板を低背化することができる。
As the filter capacitor 3, a chip-shaped ceramic capacitor can be used in addition to a film capacitor. In particular, when a chip-shaped ceramic capacitor is used, the height of the board can be reduced because it is a lower-profile component than a film capacitor.
フィルタコンデンサ３と電解コンデンサ６の間には充電回路４´が接続される。充電回路４´はフライバックコンバータであり、例えば、充電用スイッチング素子４ａ、フライバックトランス５、スナバダイオード４ｄ、スナバ抵抗４ｅ、スナバコンデンサ４ｆ、ダイオード４ｃを備える。充電用スイッチング素子４ａのソース端子は整流回路２の負極側端子及びフィルタコンデンサ３と接続され、ドレイン端子はフライバックトランス５の１次巻線５ａの一端及びスナバダイオード４ｄのアノード端子と接続される。スナバダイオード４ｄのカソード端子は、スナバ抵抗４ｅの一端と、スナバコンデンサ４ｆの一端に接続される。スナバ抵抗４ｅの他端は、スナバコンデンサ４ｆの他端と、フライバックトランス５の１次巻線５ａの一端に接続される。フライバックトランス５の２次巻線５ｂはダイオード４ｃのアノードと、電解コンデンサ６の負極側端子に接続される。ダイオード４ｃのカソードは、電解コンデンサ６の正極側端子に接続される。
A charging circuit 4' is connected between the filter capacitor 3 and the electrolytic capacitor 6. The charging circuit 4' is a flyback converter, and includes, for example, a charging switching element 4a, a flyback transformer 5, a snubber diode 4d, a snubber resistor 4e, a snubber capacitor 4f, and a diode 4c. The source terminal of the charging switching element 4a is connected to the negative terminal of the rectifier circuit 2 and the filter capacitor 3, and the drain terminal is connected to one end of the primary winding 5a of the flyback transformer 5 and the anode terminal of the snubber diode 4d. . A cathode terminal of the snubber diode 4d is connected to one end of the snubber resistor 4e and one end of the snubber capacitor 4f. The other end of the snubber resistor 4e is connected to the other end of the snubber capacitor 4f and one end of the primary winding 5a of the flyback transformer 5. The secondary winding 5b of the flyback transformer 5 is connected to the anode of the diode 4c and the negative terminal of the electrolytic capacitor 6. The cathode of the diode 4c is connected to the positive terminal of the electrolytic capacitor 6.
充電回路４´はフィルタコンデンサ３の電圧を降圧し、電解コンデンサ６に出力する機能をもつ。電解コンデンサ６の電圧が蓄電池９の電圧よりも高いほど、定電流回路８で発生する損失が増加するため、電解コンデンサ６の電圧が蓄電池９の電圧よりも高く、なおかつ、同程度の高さとなるように充電回路４´の出力電圧を定電圧制御する。
The charging circuit 4' has a function of lowering the voltage of the filter capacitor 3 and outputting it to the electrolytic capacitor 6. As the voltage of the electrolytic capacitor 6 is higher than the voltage of the storage battery 9, the loss generated in the constant current circuit 8 increases. The output voltage of the charging circuit 4' is controlled to be constant voltage.
蓄電池９は、照明器具１００が設置された後に交換することがある。よって、照明器具１００が交流電源１に接続されて通電している状態で人が蓄電池９及びその接続端子に触れる可能性があるため、感電防止を目的として、充電回路４´は交流電源１と蓄電池９を電気的に絶縁している。図１においては、充電回路４´としてフライバックコンバータの構成を示しているが、これに限るものではなく、例えば、フライフォワードコンバータ又はＬＬＣ方式のＤＣ／ＤＣコンバータにおいても、上述の機能を実現することができる。
The storage battery 9 may be replaced after the lighting fixture 100 is installed. Therefore, since there is a possibility that a person may touch the storage battery 9 and its connection terminals while the lighting fixture 100 is connected to the AC power source 1 and energized, the charging circuit 4' is connected to the AC power source 1 for the purpose of preventing electric shock. The storage battery 9 is electrically insulated. Although FIG. 1 shows the configuration of a flyback converter as the charging circuit 4', the configuration is not limited to this; for example, a flyforward converter or an LLC type DC/DC converter may also realize the above-mentioned functions. be able to.
充電用スイッチング素子４ａは、一般に用いられているＳｉ（ケイ素）を材料とした素子を用いる他、ＳｉＣ（炭化ケイ素）を材料とした素子を用いることができる。ＳｉＣはＳｉよりも導通損失が小さく、高速なスイッチング動作が可能であるため、スイッチング損失を低減でき、充電動作時における照明器具１００の消費電力を低減することができる。また、充電用スイッチング素子４ａの発熱も低減できるため、近傍に配置されている電子部品の温度上昇を抑制でき、信頼性を向上させることができる。
The charging switching element 4a may be a commonly used element made of Si (silicon), or may be made of SiC (silicon carbide). Since SiC has a smaller conduction loss than Si and is capable of high-speed switching operation, switching loss can be reduced, and power consumption of lighting fixture 100 during charging operation can be reduced. Moreover, since the heat generation of the charging switching element 4a can be reduced, it is possible to suppress the temperature rise of electronic components arranged nearby, and it is possible to improve reliability.
また、充電用スイッチング素子４ａとして、ＧａＮ（窒化ガリウム）を材料としたスイッチング素子を用いることができる。ＧａＮを材料としたスイッチング素子の例としては、ＨＥＭＴが挙げられる。ＨＥＭＴはＳｉのＭＯＳＦＥＴよりも導通損失が小さく、また、高速なスイッチング動作が可能であるため、スイッチング損失を低減でき充電動作時における照明器具１００の消費電力を低減することができる。また、スイッチング素子の発熱も低減できるため、近傍に配置されている電子部品の温度上昇を抑制でき、信頼性を向上させることができる。
Moreover, a switching element made of GaN (gallium nitride) can be used as the charging switching element 4a. An example of a switching element made of GaN is a HEMT. Since the HEMT has smaller conduction loss than a Si MOSFET and is capable of high-speed switching operation, switching loss can be reduced and power consumption of the lighting fixture 100 during charging operation can be reduced. Further, since the heat generated by the switching element can also be reduced, it is possible to suppress the temperature rise of electronic components arranged nearby, and it is possible to improve reliability.
充電回路４´と蓄電池９の間には、電解コンデンサ６、ダイオード７、定電流回路８が接続される。電解コンデンサ６の正極側端子は、ダイオード４ｃのカソード端子とダイオード７のアノード端子に接続される。電解コンデンサ６の負極側端子はフライバックトランス５の２次巻線５ｂの一端と、蓄電池９の負極側端子に接続される。ダイオード７のカソード端子は定電流回路８の一端に接続される。定電流回路８の他端は蓄電池９の正極側端子とコイル１０ｂの一端に接続される。
An electrolytic capacitor 6, a diode 7, and a constant current circuit 8 are connected between the charging circuit 4' and the storage battery 9. The positive terminal of the electrolytic capacitor 6 is connected to the cathode terminal of the diode 4c and the anode terminal of the diode 7. The negative terminal of the electrolytic capacitor 6 is connected to one end of the secondary winding 5b of the flyback transformer 5 and the negative terminal of the storage battery 9. A cathode terminal of the diode 7 is connected to one end of a constant current circuit 8. The other end of the constant current circuit 8 is connected to the positive terminal of the storage battery 9 and one end of the coil 10b.
電解コンデンサ６は、充電回路４´から出力される電圧を平滑化する機能をもつ。充電回路４´は整流回路２から出力される電圧を一定電圧に制御するが、整流回路２から出力される電圧は交流電源１の２倍周波数で脈動しているため充電回路４´から出力される電圧も交流電源１の２倍周波数で脈動する。電解コンデンサ６は、交流電源１の２倍周波数で脈動する電圧を平滑化している。これによって、電解コンデンサ６の電圧の脈動によるピーク値が低減できるため、蓄電池９の電圧に対して電解コンデンサ６の電圧が高くなりすぎることを抑制できる。これにより、定電流回路８で発生する損失と照明器具１００の消費電力を低減することができる。
The electrolytic capacitor 6 has a function of smoothing the voltage output from the charging circuit 4'. The charging circuit 4' controls the voltage output from the rectifier circuit 2 to a constant voltage, but since the voltage output from the rectifier circuit 2 is pulsating at twice the frequency of the AC power supply 1, the voltage output from the charging circuit 4' is The voltage also pulsates at twice the frequency of the AC power source 1. The electrolytic capacitor 6 smoothes the voltage that pulsates at twice the frequency of the AC power source 1. As a result, the peak value due to pulsations in the voltage of the electrolytic capacitor 6 can be reduced, so that the voltage of the electrolytic capacitor 6 can be prevented from becoming too high with respect to the voltage of the storage battery 9. Thereby, the loss generated in the constant current circuit 8 and the power consumption of the lighting fixture 100 can be reduced.
定電流回路８の例としてシャントレギュレータを用いる構成が挙げられる。また、別の例によれば、降圧チョッパ回路などのＤＣ／ＤＣコンバータを用いて出力を定電流制御する構成にすることもできる。
An example of the constant current circuit 8 is a configuration using a shunt regulator. According to another example, a configuration may be adopted in which the output is controlled at a constant current using a DC/DC converter such as a step-down chopper circuit.
ダイオード７は定電流回路８に逆方向の電流が流れることを防止する機能をもつ。定電流回路８としてシャントレギュレータを用いた場合、電解コンデンサ６が充電されていない状態で蓄電池９を接続すると、蓄電池９からシャントレギュレータを逆導通して、電解コンデンサ６を充電する方向に電流が流れる。上記の電流が流れる経路には電流の大きさを制限する電気部品がないため、シャントレギュレータの定格電流を超える過大な電流が発生し、シャントレギュレータが故障することがある。また、蓄電池９に大きな電流が流れることによって蓄電池９の寿命が低下することがある。そのため、ダイオード７を用いることによって、シャントレギュレータが逆導通して電流が流れることを防止し、シャントレギュレータの故障と蓄電池９の寿命の低下を抑制する。
The diode 7 has a function of preventing current from flowing in the opposite direction to the constant current circuit 8. When a shunt regulator is used as the constant current circuit 8, if the storage battery 9 is connected while the electrolytic capacitor 6 is not charged, current flows from the storage battery 9 to the shunt regulator in a reverse direction to charge the electrolytic capacitor 6. . Since there is no electrical component in the path through which the above-mentioned current flows to limit the magnitude of the current, an excessive current exceeding the rated current of the shunt regulator is generated, which may cause the shunt regulator to malfunction. Furthermore, when a large current flows through the storage battery 9, the life of the storage battery 9 may be shortened. Therefore, by using the diode 7, the shunt regulator is prevented from reverse conduction and current flows, and failure of the shunt regulator and reduction in the life of the storage battery 9 are suppressed.
充電回路４´と点灯回路１０´の間には、蓄電池９が接続される。蓄電池９の正極側端子は、定電流回路８の一端とコイル１０ｂの一端に接続される。蓄電池９の負極側端子は、電解コンデンサ６の負極側端子と、フライバックトランス５の２次巻線５ｂの一端と、ＭＯＳＦＥＴ１０ａのソース端子に接続される。
A storage battery 9 is connected between the charging circuit 4' and the lighting circuit 10'. A positive terminal of the storage battery 9 is connected to one end of the constant current circuit 8 and one end of the coil 10b. The negative terminal of the storage battery 9 is connected to the negative terminal of the electrolytic capacitor 6, one end of the secondary winding 5b of the flyback transformer 5, and the source terminal of the MOSFET 10a.
蓄電池９は、交流電源１から正常に電圧が入力されている場合に、充電回路４´と定電流回路８によって一定の電流で充電され、電力を蓄える機能をもつ。ここで、交流電源１から正常に電圧が入力されている場合というのは、例えば、交流電源１の電圧が１００Ｖｒｍｓの場合、８５Ｖｒｍｓを超える電圧が入力されていることである。逆に、交流電源１の電圧が例えば８５Ｖｒｍｓ以下である条件を交流電源１から正常に電圧が入力されていない場合とする。
The storage battery 9 has a function of being charged with a constant current by the charging circuit 4' and the constant current circuit 8 and storing power when voltage is normally input from the AC power supply 1. Here, the case where the voltage is normally input from the AC power supply 1 means that, for example, when the voltage of the AC power supply 1 is 100 Vrms, a voltage exceeding 85 Vrms is input. Conversely, a condition in which the voltage of the AC power source 1 is, for example, 85 Vrms or less is defined as a case where the voltage is not normally input from the AC power source 1.
蓄電池９は、停電などによって交流電源１から正常に電圧が入力されていない場合に、点灯回路１０´を介して光源１３に電力を供給する機能をもつ。非常用照明器具技術基準（ＪＩＬ５５０１）の規格によって光源１３を点灯させる時間が決められているため、蓄電池９は十分な時間、光源１３を点灯させることができる放電容量の部品を用いる必要がある。
The storage battery 9 has a function of supplying power to the light source 13 via the lighting circuit 10' when voltage is not normally input from the AC power source 1 due to a power outage or the like. Since the time for lighting the light source 13 is determined by the emergency lighting equipment technical standard (JIL5501), the storage battery 9 needs to be a component with a discharge capacity that can light the light source 13 for a sufficient period of time.
蓄電池９として例えばニッケル・水素電池又はニッケル・カドミウム電池を用いることができる。電池の形状は例えば単三又は単四の形状である。光源１３を十分な時間点灯させるために必要な数の電池を直列、並列に組み合わせて蓄電池９を構成する。
For example, a nickel-hydrogen battery or a nickel-cadmium battery can be used as the storage battery 9. The shape of the battery is, for example, AA or AAA. The storage battery 9 is configured by combining the necessary number of batteries in series and parallel to light the light source 13 for a sufficient period of time.
蓄電池９と光源１３の間には点灯回路１０´が接続される。点灯回路１０´は昇圧チョッパ回路であり、ＭＯＳＦＥＴ１０ａ、コイル１０ｂ、整流素子１０ｃを備える。ＭＯＳＦＥＴ１０ａのソース端子は蓄電池９の負極側端子とフィルタコンデンサ１１の一端に接続され、ドレイン端子はコイル１０ｂの一端と整流素子１０ｃのアノード端子に接続される。コイル１０ｂの他端は蓄電池９の正極側端子と接続される。整流素子１０ｃのアノード端子は、コイル１０ｂの一端とＭＯＳＦＥＴ１０ａのドレイン端子に接続され、整流素子１０ｃカソード端子はフィルタコンデンサ１１の一端に接続される。
A lighting circuit 10' is connected between the storage battery 9 and the light source 13. The lighting circuit 10' is a boost chopper circuit, and includes a MOSFET 10a, a coil 10b, and a rectifier 10c. The source terminal of MOSFET 10a is connected to the negative terminal of storage battery 9 and one end of filter capacitor 11, and the drain terminal is connected to one end of coil 10b and the anode terminal of rectifier 10c. The other end of the coil 10b is connected to the positive terminal of the storage battery 9. The anode terminal of the rectifying element 10c is connected to one end of the coil 10b and the drain terminal of the MOSFET 10a, and the cathode terminal of the rectifying element 10c is connected to one end of the filter capacitor 11.
点灯回路１０´は蓄電池９の電圧を昇圧し光源１３に出力する機能をもつ。また、光源１３としてＬＥＤを用いる場合、光源１３の明るさは光源１３に流す電流の大きさによって決まるため、光源１３に出力する電流が一定の大きさになるように点灯回路１０´を定電流制御する。
The lighting circuit 10' has the function of boosting the voltage of the storage battery 9 and outputting it to the light source 13. Furthermore, when an LED is used as the light source 13, the brightness of the light source 13 is determined by the magnitude of the current flowing through the light source 13, so the lighting circuit 10' is connected to a constant current so that the current output to the light source 13 is constant. Control.
図１の構成においては、点灯回路１０´として昇圧チョッパ回路の構成を示しているが、これに限るものではなく、例えば昇降圧チョッパ回路、フライバック回路、フライフォワード回路、ＳＥＰＩＣ、Ｚｅｔａコンバータ若しくはＣｕｋコンバータ、又はＬＬＣ方式のＤＣ／ＤＣコンバータの構成においても、上記で説明した機能を実現することができる。
In the configuration of FIG. 1, the configuration of a boost chopper circuit is shown as the lighting circuit 10', but the configuration is not limited to this. The functions described above can also be realized in the configuration of a converter or an LLC type DC/DC converter.
ＭＯＳＦＥＴ１０ａとして、一般に用いられているＳｉ（ケイ素）を材料とした素子を用いる他、ＳｉＣ（炭化ケイ素）を材料とした素子を用いることができる。この場合、ＳｉＣはＳｉよりも導通損失が小さく、高速なスイッチング動作が可能であるため、スイッチング損失を低減でき、点灯動作時における照明器具１００の消費電力を低減することができる。また、ＭＯＳＦＥＴ１０ａの発熱も低減できるため、近傍に配置されている電子部品の温度上昇を抑制でき、信頼性を向上させることができる。また、消費電力を低減することによって蓄電池９の放電容量の削減が可能となるので、蓄電池９に用いる電池の放電容量を低減したり、電池本数を削減したりすることができる。
As the MOSFET 10a, in addition to using a commonly used element made of Si (silicon), an element made of SiC (silicon carbide) can be used. In this case, since SiC has a smaller conduction loss than Si and is capable of high-speed switching operation, switching loss can be reduced and power consumption of lighting fixture 100 during lighting operation can be reduced. Moreover, since the heat generation of the MOSFET 10a can be reduced, it is possible to suppress the temperature rise of electronic components arranged nearby, and it is possible to improve reliability. Further, by reducing power consumption, it is possible to reduce the discharge capacity of the storage battery 9, so it is possible to reduce the discharge capacity of the battery used for the storage battery 9, or to reduce the number of batteries.
また、ＭＯＳＦＥＴ１０ａとしてＧａＮ（窒化ガリウム）を材料としたスイッチング素子を用いることができる。ＧａＮを材料としたスイッチング素子としては、ＨＥＭＴが例として挙げられる。ＨＥＭＴはＳｉのＭＯＳＦＥＴよりも導通損失が小さく、また、高速なスイッチング動作が可能であるため、スイッチング損失を低減でき、点灯動作時における照明器具１００の消費電力を低減することができる。また、スイッチング素子の発熱も低減できるため、近傍に配置されている電子部品の温度上昇を抑制でき、信頼性を向上させることができる。また、消費電力を低減することによって蓄電池９の放電容量の削減が可能となるので、蓄電池９に用いる電池の放電容量を低減したり、電池本数を削減したりすることができる。
Furthermore, a switching element made of GaN (gallium nitride) can be used as the MOSFET 10a. An example of a switching element made of GaN is a HEMT. HEMTs have smaller conduction losses than Si MOSFETs and are capable of high-speed switching operations, so switching losses can be reduced and power consumption of the lighting fixture 100 during lighting operations can be reduced. Further, since the heat generated by the switching element can also be reduced, it is possible to suppress the temperature rise of electronic components arranged nearby, and it is possible to improve reliability. Further, by reducing power consumption, it is possible to reduce the discharge capacity of the storage battery 9, so it is possible to reduce the discharge capacity of the battery used for the storage battery 9, or to reduce the number of batteries.
点灯回路１０´の出力側にはフィルタコンデンサ１１、点灯スイッチ１２、光源１３が接続されている。フィルタコンデンサ１１の一端は整流素子１０ｃのカソード端子と、点灯スイッチ１２の一端に接続されている。フィルタコンデンサ１１の他端は蓄電池９の負極側端子と、ＭＯＳＦＥＴ１０ａのソース端子と、光源１３の負極側端子に接続されている。点灯スイッチ１２の一端は、フィルタコンデンサ１１の一端と、整流素子１０ｃのカソード端子に接続されており、点灯スイッチ１２の他端は光源１３の正極側端子に接続されている。
A filter capacitor 11, a lighting switch 12, and a light source 13 are connected to the output side of the lighting circuit 10'. One end of the filter capacitor 11 is connected to a cathode terminal of the rectifying element 10c and one end of the lighting switch 12. The other end of the filter capacitor 11 is connected to the negative terminal of the storage battery 9, the source terminal of the MOSFET 10a, and the negative terminal of the light source 13. One end of the lighting switch 12 is connected to one end of the filter capacitor 11 and the cathode terminal of the rectifying element 10c, and the other end of the lighting switch 12 is connected to the positive terminal of the light source 13.
フィルタコンデンサ１１は、点灯回路１０´が備えるＭＯＳＦＥＴ１０ａのスイッチング動作により光源１３に入力する電流に発生するスイッチングリプルを抑制し、平滑化する機能をもつ。
The filter capacitor 11 has a function of suppressing and smoothing the switching ripple generated in the current input to the light source 13 due to the switching operation of the MOSFET 10a included in the lighting circuit 10'.
フィルタコンデンサ１１はフィルムコンデンサの他、チップ形状のセラミックコンデンサを用いることができる。特に、チップ形状のセラミックコンデンサを用いる場合は、フィルムコンデンサに比べて低背部品であるため、基板を低背化することができる。
As the filter capacitor 11, a chip-shaped ceramic capacitor can be used in addition to a film capacitor. In particular, when a chip-shaped ceramic capacitor is used, the height of the board can be reduced because it is a lower-profile component than a film capacitor.
点灯スイッチ１２は、点灯回路１０´と光源１３の間の接続をオン・オフすることで、光源１３の点灯、消灯を制御する。光源１３が短絡故障した場合には、蓄電池９、コイル１０ｂ、整流素子１０ｃ、光源１３の電流経路が形成され蓄電池９が短絡されるため、短絡電流が流れる。この場合、蓄電池９又は整流素子１０ｃの発熱又は発煙等の故障が発生し得るが、光源１３が短絡故障した際に点灯スイッチ１２をオフすることで蓄電池９又は整流素子１０ｃの発熱又は発煙等を防止する。
The lighting switch 12 controls turning on and off of the light source 13 by turning on and off the connection between the lighting circuit 10' and the light source 13. When a short-circuit failure occurs in the light source 13, a current path is formed between the storage battery 9, the coil 10b, the rectifying element 10c, and the light source 13, and the storage battery 9 is short-circuited, so that a short-circuit current flows. In this case, failures such as heat generation or smoke generation may occur in the storage battery 9 or the rectifier element 10c, but by turning off the lighting switch 12 when the light source 13 is short-circuited, the heat generation or smoke generation in the storage battery 9 or the rectifier element 10c can be prevented. To prevent.
図１の例における点灯スイッチ１２はｎ型のＭＯＳＦＥＴであるが、これに限るものではなく、ｐ型のＭＯＳＦＥＴ又はｎｐｎトランジスタなどを用いることもできる。
Although the lighting switch 12 in the example of FIG. 1 is an n-type MOSFET, it is not limited to this, and a p-type MOSFET or an npn transistor can also be used.
光源１３は、複数のＬＥＤを直列・並列に接続したＬＥＤ群で構成し得る。また、光源１３は、ＬＥＤで構成してもよいし、有機ＥＬ（Ｅｌｅｃｔｒｏ Ｌｕｍｉｎｅｓｃｅｎｃｅ）で構成してもよい。
The light source 13 may be composed of an LED group in which a plurality of LEDs are connected in series and parallel. Further, the light source 13 may be composed of an LED or an organic EL (Electro Luminescence).
図２は、実施の形態１に係る照明器具１００Ａの充電回路、点灯回路、蓄電池、光源などを示す回路図である。実施の形態１に係る照明器具１００Ａについて、図１を参照しつつ説明した比較例と同一又は対応する構成には、同一の符号を付してその説明を省略する。
FIG. 2 is a circuit diagram showing a charging circuit, a lighting circuit, a storage battery, a light source, etc. of the lighting fixture 100A according to the first embodiment. Regarding the lighting fixture 100A according to Embodiment 1, the same or corresponding configurations as those of the comparative example described with reference to FIG.
実施の形態１に係る照明器具１００Ａと比較例の照明器具１００との相違点は、照明器具１００Ａでは、充電回路４´の代わりに充電回路４が用いられていること、フライバックトランス５の代わりにフライバックトランス１４が用いられていること、点灯回路１０´の代わりに点灯回路１０が用いられていること、点灯スイッチ１２の代わりにスイッチ１７が用いられていること、逆導通ダイオード１６が用いられていることを含む。
The differences between the lighting fixture 100A according to the first embodiment and the lighting fixture 100 of the comparative example are that in the lighting fixture 100A, a charging circuit 4 is used instead of the charging circuit 4', and a charging circuit 4 is used instead of the flyback transformer 5. , a flyback transformer 14 is used, a lighting circuit 10 is used instead of the lighting circuit 10', a switch 17 is used instead of the lighting switch 12, and a reverse conducting diode 16 is used. including that it is
照明器具１００Ａのフィルタコンデンサ３と電解コンデンサ６の間には充電回路４が接続される。充電回路４は、フライバックコンバータであり、充電用スイッチング素子４ａ、フライバックトランス１４、スナバダイオード４ｄ、スナバ抵抗４ｅ、スナバコンデンサ４ｆ、点灯用スイッチング素子１５ａを備える。点灯用スイッチング素子１５ａは例えばＭＯＳＦＥＴである。充電用スイッチング素子４ａのソース端子は整流回路２の負極側端子とフィルタコンデンサ３とに接続され、ドレイン端子はトランス１４の１次巻線１４ａの一端とスナバダイオード４ｄのアノード端子と接続される。スナバダイオード４ｄのカソード端子は、スナバ抵抗４ｅの一端と、スナバコンデンサ４ｆの一端に接続される。スナバ抵抗４ｅの他端は、スナバコンデンサ４ｆの他端と、フライバックトランス１４の１次巻線１４ａの一端に接続される。フライバックトランス１４の２次巻線１４ｂの一端は、電解コンデンサ６の正極側端子と、逆導通ダイオード１６のカソード端子と、定電流回路８の一端に接続される。フライバックトランス１４の２次巻線１４ｂの他端は、点灯用スイッチング素子１５ａのドレイン端子と、整流素子１０ｃのアノード端子に接続される。
A charging circuit 4 is connected between the filter capacitor 3 and the electrolytic capacitor 6 of the lighting fixture 100A. The charging circuit 4 is a flyback converter, and includes a charging switching element 4a, a flyback transformer 14, a snubber diode 4d, a snubber resistor 4e, a snubber capacitor 4f, and a lighting switching element 15a. The lighting switching element 15a is, for example, a MOSFET. The source terminal of the charging switching element 4a is connected to the negative terminal of the rectifier circuit 2 and the filter capacitor 3, and the drain terminal is connected to one end of the primary winding 14a of the transformer 14 and the anode terminal of the snubber diode 4d. A cathode terminal of the snubber diode 4d is connected to one end of the snubber resistor 4e and one end of the snubber capacitor 4f. The other end of the snubber resistor 4e is connected to the other end of the snubber capacitor 4f and one end of the primary winding 14a of the flyback transformer 14. One end of the secondary winding 14b of the flyback transformer 14 is connected to the positive terminal of the electrolytic capacitor 6, the cathode terminal of the reverse conducting diode 16, and one end of the constant current circuit 8. The other end of the secondary winding 14b of the flyback transformer 14 is connected to the drain terminal of the lighting switching element 15a and the anode terminal of the rectifying element 10c.
比較例の照明器具１００では充電回路４´においてダイオード４ｃを用いるのに対し、実施の形態１における照明器具１００Ａの充電回路４は点灯用スイッチング素子１５ａを用いるという相違点がある。点灯用スイッチング素子１５ａの寄生ダイオードを利用してダイオード４ｃと同等の機能を実現している。点灯用スイッチング素子１５ａは、２次巻線１４ｂと、蓄電池９の負極側端子との間に接続されている。
The lighting fixture 100 of the comparative example uses a diode 4c in the charging circuit 4', whereas the charging circuit 4 of the lighting fixture 100A in the first embodiment uses a lighting switching element 15a. The parasitic diode of the lighting switching element 15a is used to achieve the same function as the diode 4c. The lighting switching element 15a is connected between the secondary winding 14b and the negative terminal of the storage battery 9.
充電回路４はフィルタコンデンサ３の電圧を降圧し、電解コンデンサ６に出力する機能をもつ。電解コンデンサ６の電圧が蓄電池９の電圧よりも高いほど、定電流回路８で発生する損失が増加するため、電解コンデンサ６の電圧が蓄電池９の電圧よりも高く、なおかつ、同程度の高さとなるように充電回路４の出力電圧を定電圧制御する。
The charging circuit 4 has a function of lowering the voltage of the filter capacitor 3 and outputting it to the electrolytic capacitor 6. As the voltage of the electrolytic capacitor 6 is higher than the voltage of the storage battery 9, the loss generated in the constant current circuit 8 increases. The output voltage of the charging circuit 4 is controlled to be constant voltage.
蓄電池９は、照明器具１００Ａが設置された後に交換することがある。よって、照明器具１００Ａが交流電源１に接続され通電している状態で蓄電池９及びその接続端子に人が触れる可能性があるため、感電防止を目的として、充電回路４は交流電源１と蓄電池９を電気的に絶縁している。
The storage battery 9 may be replaced after the lighting fixture 100A is installed. Therefore, since there is a possibility that a person may touch the storage battery 9 and its connection terminals while the lighting fixture 100A is connected to the AC power source 1 and is energized, the charging circuit 4 connects the AC power source 1 and the storage battery 9 to prevent electric shock. are electrically insulated.
充電回路４と蓄電池９の間には、電解コンデンサ６、逆導通ダイオード１６、定電流回路８が接続される。電解コンデンサ６の正極側端子はフライバックトランス１４の２次巻線１４ｂの一端と、逆導通ダイオード１６のカソード端子と、定電流回路８の一端に接続される。電解コンデンサ６の負極側端子は点灯用スイッチング素子１５ａのソース端子と、蓄電池９の負極側端子に接続される。逆導通ダイオード１６のアノード端子は、蓄電池９の正極側端子と、定電流回路８の一端に接続され、逆導通ダイオード１６のカソード端子は定電流回路８の他端と、電解コンデンサ６の正極側端子と、フライバックトランス１４の２次巻線１４ｂの一端に接続される。定電流回路８の一端は、逆導通ダイオード１６のカソード端子と、電解コンデンサ６の正極側端子と、フライバックトランス１４の２次巻線１４ｂの一端に接続され、定電流回路８の他端は、逆導通ダイオード１６のアノード端子と、蓄電池９の正極側端子に接続される。
An electrolytic capacitor 6 , a reverse conducting diode 16 , and a constant current circuit 8 are connected between the charging circuit 4 and the storage battery 9 . The positive terminal of the electrolytic capacitor 6 is connected to one end of the secondary winding 14b of the flyback transformer 14, the cathode terminal of the reverse conducting diode 16, and one end of the constant current circuit 8. The negative terminal of the electrolytic capacitor 6 is connected to the source terminal of the lighting switching element 15a and the negative terminal of the storage battery 9. The anode terminal of the reverse conducting diode 16 is connected to the positive terminal of the storage battery 9 and one end of the constant current circuit 8, and the cathode terminal of the reverse conducting diode 16 is connected to the other end of the constant current circuit 8 and the positive terminal of the electrolytic capacitor 6. The terminal is connected to one end of the secondary winding 14b of the flyback transformer 14. One end of the constant current circuit 8 is connected to the cathode terminal of the reverse conduction diode 16, the positive terminal of the electrolytic capacitor 6, and one end of the secondary winding 14b of the flyback transformer 14, and the other end of the constant current circuit 8 is , are connected to the anode terminal of the reverse conducting diode 16 and the positive terminal of the storage battery 9.
電解コンデンサ６は、充電回路４から出力される電圧を平滑化する機能をもつ。充電回路４は整流回路２から出力される電圧を一定電圧に制御するが、整流回路２から出力される電圧は交流電源１の２倍周波数で脈動しているため、充電回路４から出力される電圧も交流電源１の２倍周波数で脈動する。電解コンデンサ６は、交流電源１の２倍周波数で脈動する電圧を平滑化している。これによって、電解コンデンサ６の電圧の脈動によるピーク値が低減できるため、蓄電池９の電圧に対して、電解コンデンサ６の電圧が高くなりすぎることを抑制できる。そのため、定電流回路８で発生する損失を低減でき、照明器具１００Ａの消費電力を低減することができる。
The electrolytic capacitor 6 has a function of smoothing the voltage output from the charging circuit 4. The charging circuit 4 controls the voltage output from the rectifier circuit 2 to a constant voltage, but since the voltage output from the rectifier circuit 2 is pulsating at twice the frequency of the AC power source 1, the voltage output from the charging circuit 4 is The voltage also pulsates at twice the frequency of the AC power supply 1. The electrolytic capacitor 6 smoothes the voltage that pulsates at twice the frequency of the AC power source 1. As a result, the peak value due to pulsations in the voltage of the electrolytic capacitor 6 can be reduced, so that the voltage of the electrolytic capacitor 6 can be prevented from becoming too high with respect to the voltage of the storage battery 9. Therefore, the loss generated in the constant current circuit 8 can be reduced, and the power consumption of the lighting fixture 100A can be reduced.
また、電解コンデンサ６は、蓄電池９から見た点灯回路１０のインピーダンスを高くし、蓄電池９が出力する電流のピーク電流を抑制する機能をもつ。点灯回路１０の点灯用スイッチング素子１５ａのスイッチング動作により、フライバックトランス１４の２次巻線１４ｂには、数１０ｋＨｚ～数１００ｋＨｚの高周波成分が重畳した三角波状の電流が流れるが、蓄電池９と２次巻線１４ｂの間に電解コンデンサ６を配置することで、その高周波成分の電流は主として電解コンデンサ６から供給される。これによって、蓄電池９から出力される電流のピーク電流が低減できるため、蓄電池９の発熱を抑制し、蓄電池９の劣化を抑制することができる。
Further, the electrolytic capacitor 6 has a function of increasing the impedance of the lighting circuit 10 seen from the storage battery 9 and suppressing the peak current of the current output by the storage battery 9. Due to the switching operation of the lighting switching element 15a of the lighting circuit 10, a triangular wave current with superimposed high frequency components of several tens of kHz to several 100 kHz flows through the secondary winding 14b of the flyback transformer 14. By arranging the electrolytic capacitor 6 between the secondary windings 14b, the high frequency component current is mainly supplied from the electrolytic capacitor 6. As a result, the peak current of the current output from the storage battery 9 can be reduced, so that heat generation in the storage battery 9 can be suppressed and deterioration of the storage battery 9 can be suppressed.
定電流回路８として例えばシャントレギュレータを用いることができる。また、別の構成として、降圧チョッパ回路などのＤＣ／ＤＣコンバータを用いて出力を定電流制御する構成にすることもできる。
For example, a shunt regulator can be used as the constant current circuit 8. Further, as another configuration, a configuration may be adopted in which the output is controlled at a constant current using a DC/DC converter such as a step-down chopper circuit.
逆導通ダイオード１６は定電流回路８に逆方向の電流が流れることを防止する機能をもつ。定電流回路８としてシャントレギュレータを用いた場合、電解コンデンサ６が充電されていない状態で蓄電池９を接続すると、蓄電池９からシャントレギュレータを逆導通して、電解コンデンサ６を充電する方向に電流が流れる。上記の電流が流れる経路には、電流の大きさを制限する電気部品がないため、シャントレギュレータの定格電流を超える過大な電流が発生し、シャントレギュレータが故障することがある。そこで、逆導通ダイオード１６を用いることによってシャントレギュレータが逆導通して電流が流れることを防止し、シャントレギュレータの故障を抑制する。そのとき、定電流回路８が逆導通する際の順方向電圧に対して、逆導通ダイオード１６の順方向電圧を低くする必要がある。そのため、逆導通ダイオード１６としてショットキーバリアダイオードを使用することができる。
The reverse conduction diode 16 has a function of preventing current from flowing in the reverse direction into the constant current circuit 8. When a shunt regulator is used as the constant current circuit 8, if the storage battery 9 is connected while the electrolytic capacitor 6 is not charged, current flows from the storage battery 9 to the shunt regulator in a reverse direction to charge the electrolytic capacitor 6. . Since there is no electrical component in the path through which the above-mentioned current flows, which limits the magnitude of the current, an excessive current exceeding the rated current of the shunt regulator is generated, which may cause the shunt regulator to malfunction. Therefore, by using the reverse conduction diode 16, the shunt regulator is prevented from reverse conduction and current flows, and failure of the shunt regulator is suppressed. At this time, the forward voltage of the reverse conducting diode 16 needs to be lower than the forward voltage when the constant current circuit 8 is reverse conducting. Therefore, a Schottky barrier diode can be used as the reverse conducting diode 16.
また、逆導通ダイオード１６は、蓄電池９から電解コンデンサ６に電流を流す機能をもつ。照明器具１００Ａは、交流電源１から正常に電圧が入力されている場合に、電解コンデンサ６の電圧を用いて、定電流回路８により一定の電流で蓄電池９を充電する。すなわち、電解コンデンサ６から、定電流回路８を介して蓄電池９の方向に電流を流す。一方で、交流電源１から正常に電圧が入力されていない場合は、蓄電池９に蓄えた電力を用いて点灯回路１０により一定の電流で光源１３を点灯する。すなわち、蓄電池９から、点灯回路１０を介して光源１３の方向に電流を流す。逆導通ダイオード１６は点灯回路１０を動作させる際に、蓄電池９から、点灯回路１０の方向に電流を導通させる。
Further, the reverse conduction diode 16 has a function of flowing current from the storage battery 9 to the electrolytic capacitor 6. The lighting fixture 100A uses the voltage of the electrolytic capacitor 6 to charge the storage battery 9 with a constant current through the constant current circuit 8 when voltage is normally input from the AC power source 1. That is, current flows from the electrolytic capacitor 6 to the storage battery 9 via the constant current circuit 8. On the other hand, if voltage is not normally input from the AC power source 1, the lighting circuit 10 lights the light source 13 with a constant current using the power stored in the storage battery 9. That is, a current is caused to flow from the storage battery 9 through the lighting circuit 10 in the direction of the light source 13 . The reverse conduction diode 16 conducts current from the storage battery 9 toward the lighting circuit 10 when the lighting circuit 10 is operated.
交流電源１から正常に電圧が入力されている場合、充電回路４と定電流回路８によって蓄電池９が一定の電流で充電され、電力を蓄える。ここで、交流電源１から正常に電圧が入力されている場合というのは、例えば、交流電源１の電圧が１００Ｖｒｍｓの場合、８５Ｖｒｍｓを超える電圧が入力されていることである。逆に、交流電源１の電圧が例えば８５Ｖｒｍｓ以下である条件を、交流電源１から正常に電圧が入力されていない場合とする。
When voltage is normally input from the AC power source 1, the storage battery 9 is charged with a constant current by the charging circuit 4 and the constant current circuit 8, and stores electric power. Here, the case where the voltage is normally input from the AC power supply 1 means that, for example, when the voltage of the AC power supply 1 is 100 Vrms, a voltage exceeding 85 Vrms is input. Conversely, the condition that the voltage of the AC power source 1 is, for example, 85 Vrms or less is a case where the voltage is not normally input from the AC power source 1.
また、蓄電池９は、停電などによって交流電源１から正常に電圧が入力されていない場合に、点灯回路１０を介して光源１３に電力を供給する機能をもつ。照明器具１００ＡはＪＩＬ５５０１の規格によって光源１３を点灯させる時間が決められているので、蓄電池９として十分な時間、光源１３を点灯させることができる放電容量の部品を用いる必要がある。
Furthermore, the storage battery 9 has a function of supplying power to the light source 13 via the lighting circuit 10 when voltage is not normally input from the AC power supply 1 due to a power outage or the like. Since the lighting fixture 100A has a lighting time for the light source 13 determined by the JIL5501 standard, it is necessary to use a component as the storage battery 9 with a discharge capacity capable of lighting the light source 13 for a sufficient period of time.
蓄電池９として例えばニッケル・水素電池又はニッケル・カドミウム電池を用いる。電池の形状は例えば単三又は単四の形状である。光源１３を十分な時間点灯させるために必要な本数を直列、並列に組み合わせて蓄電池９を構成する。
As the storage battery 9, for example, a nickel-hydrogen battery or a nickel-cadmium battery is used. The shape of the battery is, for example, AA or AAA. The storage battery 9 is configured by combining the necessary number of light sources 13 in series and parallel to light up the light source 13 for a sufficient period of time.
蓄電池９と光源１３の間には点灯回路１０が接続される。点灯回路１０は昇圧チョッパ回路であり、点灯用スイッチング素子１５ａ、フライバックトランス１４の２次巻線１４ｂ、整流素子１０ｃから構成される。点灯用スイッチング素子１５ａのソース端子は蓄電池９の負極側端子とフィルタコンデンサ１１の一端に接続され、ドレイン端子はフライバックトランス１４の２次巻線１４ｂの一端と整流素子１０ｃのアノード端子と接続される。フライバックトランス１４の２次巻線１４ｂの他端は、電解コンデンサ６の正極側端子と接続されている。フライバックトランス１４の２次巻線１４ｂの一端は点灯用スイッチング素子１５ａのドレイン端子と、整流素子１０ｃのアノード端子に接続される。整流素子１０ｃのアノード端子は、フライバックトランス１４の２次巻線１４ｂの一端と、点灯用スイッチング素子１５ａのドレイン端子に接続され、整流素子１０ｃカソード端子はフィルタコンデンサ１１の一端に接続される。図２には、２次巻線１４ｂと点灯用スイッチング素子１５ａとの間に、整流素子１０ｃとスイッチ１７を介して光源１３が接続されたことが図示されている。
A lighting circuit 10 is connected between the storage battery 9 and the light source 13. The lighting circuit 10 is a step-up chopper circuit, and includes a lighting switching element 15a, a secondary winding 14b of a flyback transformer 14, and a rectifying element 10c. The source terminal of the lighting switching element 15a is connected to the negative terminal of the storage battery 9 and one end of the filter capacitor 11, and the drain terminal is connected to one end of the secondary winding 14b of the flyback transformer 14 and the anode terminal of the rectifying element 10c. Ru. The other end of the secondary winding 14b of the flyback transformer 14 is connected to the positive terminal of the electrolytic capacitor 6. One end of the secondary winding 14b of the flyback transformer 14 is connected to the drain terminal of the lighting switching element 15a and the anode terminal of the rectifying element 10c. The anode terminal of the rectifying element 10c is connected to one end of the secondary winding 14b of the flyback transformer 14 and the drain terminal of the lighting switching element 15a, and the cathode terminal of the rectifying element 10c is connected to one end of the filter capacitor 11. FIG. 2 shows that the light source 13 is connected via the rectifying element 10c and the switch 17 between the secondary winding 14b and the lighting switching element 15a.
比較例の照明器具１００で用いられるＭＯＳＦＥＴ１０ａの代わりに、実施の形態１に係る照明器具１００Ａの点灯回路１０では点灯用スイッチング素子１５ａを用いる。また、比較例のコイル１０ｂの代わりにフライバックトランス１４の２次巻線１４ｂを利用して、コイル１０ｂと同等の機能を実現している。
In place of the MOSFET 10a used in the lighting fixture 100 of the comparative example, the lighting switching element 15a is used in the lighting circuit 10 of the lighting fixture 100A according to the first embodiment. Further, the secondary winding 14b of the flyback transformer 14 is used in place of the coil 10b of the comparative example to achieve the same function as the coil 10b.
点灯回路１０は、蓄電池９の電圧を昇圧し、光源１３に出力する機能をもつ。また、光源１３としてＬＥＤを用いる場合、光源１３の明るさは光源１３に流す電流の大きさによって決まるため、点灯回路１０は光源１３に出力する電流が一定の大きさになるように定電流制御する。
The lighting circuit 10 has a function of boosting the voltage of the storage battery 9 and outputting it to the light source 13. Furthermore, when an LED is used as the light source 13, the brightness of the light source 13 is determined by the magnitude of the current flowing through the light source 13, so the lighting circuit 10 performs constant current control so that the current output to the light source 13 is constant. do.
図２の点灯回路１０は、２次巻線１４ｂと、点灯用スイッチング素子１５ａと、整流素子１０ｃを有する昇圧チョッパ回路であるが、これに限るものではなく、例えば、ＳＥＰＩＣの構成においても上記で説明した機能を実現することができる。
The lighting circuit 10 in FIG. 2 is a step-up chopper circuit having a secondary winding 14b, a lighting switching element 15a, and a rectifying element 10c, but is not limited to this. The functions described can be realized.
点灯用スイッチング素子１５ａは、珪素に比べてバンドギャップが大きいワイドバンドギャップ半導体によって形成してもよい。ワイドバンドギャップ半導体は耐電圧性などに優れるため照明器具を小型化することができる。ワイドバンドギャップ半導体としては、例えば、炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドがある。例えばＳｉＣはＳｉよりも導通損失が小さく、また、高速なスイッチング動作が可能であるため、スイッチング損失を低減でき、点灯動作時における照明器具１００Ａの消費電力を低減することができる。また、点灯用スイッチング素子１５ａの発熱も低減できるため、近傍に配置されている電子部品の温度上昇を抑制でき、信頼性を向上させることができる。また、消費電力を低減することによって、蓄電池９の放電容量を削減することができ、電池の放電容量の低減、本数の削減ができる。
The lighting switching element 15a may be formed of a wide bandgap semiconductor having a larger bandgap than silicon. Wide bandgap semiconductors have excellent voltage resistance, so lighting equipment can be made smaller. Examples of wide bandgap semiconductors include silicon carbide, gallium nitride-based materials, and diamond. For example, SiC has a smaller conduction loss than Si and is capable of high-speed switching operation, so switching loss can be reduced and power consumption of the lighting fixture 100A during lighting operation can be reduced. Moreover, since the heat generated by the lighting switching element 15a can also be reduced, it is possible to suppress the temperature rise of electronic components arranged nearby, and it is possible to improve reliability. Furthermore, by reducing power consumption, the discharge capacity of the storage battery 9 can be reduced, and the discharge capacity and number of batteries can be reduced.
点灯用スイッチング素子１５ａとしてＧａＮ（窒化ガリウム）を材料としたスイッチング素子を用いることができる。ＧａＮを材料としたスイッチング素子としては、ＨＥＭＴが例として挙げられる。ＨＥＭＴはＳｉのＭＯＳＦＥＴよりも導通損失が小さく、また、高速なスイッチング動作が可能であるため、スイッチング損失を低減でき、点灯動作時における照明器具１００Ａの消費電力を低減することができる。また、スイッチング素子の発熱も低減できるため、近傍に配置されている電子部品の温度上昇を抑制でき、信頼性を向上させることができる。また、消費電力を低減することによって、蓄電池９の放電容量を削減することができ、電池の放電容量の低減、本数の削減ができる。さらに、充電用スイッチング素子４ａについても、炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドなどのワイドバンドギャップ半導体によって形成することができる。
A switching element made of GaN (gallium nitride) can be used as the lighting switching element 15a. An example of a switching element made of GaN is a HEMT. HEMTs have smaller conduction losses than Si MOSFETs and are capable of high-speed switching operations, so switching losses can be reduced and power consumption of the lighting fixture 100A during lighting operation can be reduced. Further, since the heat generated by the switching element can also be reduced, it is possible to suppress the temperature rise of electronic components arranged nearby, and it is possible to improve reliability. Furthermore, by reducing power consumption, the discharge capacity of the storage battery 9 can be reduced, and the discharge capacity and number of batteries can be reduced. Furthermore, the charging switching element 4a can also be formed from a wide bandgap semiconductor such as silicon carbide, gallium nitride-based material, or diamond.
点灯回路１０の出力側にはフィルタコンデンサ１１、スイッチ１７、光源１３が接続されている。フィルタコンデンサ１１の一端はスイッチ１７の一端と光源１３の一端に接続されている。フィルタコンデンサ１１の他端は、電解コンデンサ６の負極側端子、点灯用スイッチング素子１５ａのソース端子及び光源１３の負極側端子に接続されている。スイッチ１７の一端は、整流素子１０ｃのカソード端子に接続されており、スイッチ１７の他端はフィルタコンデンサ１１の一端と、光源１３の正極側端子に接続されている。
A filter capacitor 11, a switch 17, and a light source 13 are connected to the output side of the lighting circuit 10. One end of the filter capacitor 11 is connected to one end of the switch 17 and one end of the light source 13. The other end of the filter capacitor 11 is connected to the negative terminal of the electrolytic capacitor 6, the source terminal of the lighting switching element 15a, and the negative terminal of the light source 13. One end of the switch 17 is connected to the cathode terminal of the rectifying element 10c, and the other end of the switch 17 is connected to one end of the filter capacitor 11 and the positive terminal of the light source 13.
フィルタコンデンサ１１は、点灯回路１０が備える点灯用スイッチング素子１５ａのスイッチング動作により、光源１３に入力する電流に発生するスイッチングリプルを抑制し、平滑化する機能をもつ。
The filter capacitor 11 has a function of suppressing and smoothing the switching ripple generated in the current input to the light source 13 due to the switching operation of the lighting switching element 15a included in the lighting circuit 10.
フィルタコンデンサ１１として、フィルムコンデンサの他、チップ形状のセラミックコンデンサを用いることができる。特に、チップ形状のセラミックコンデンサを用いる場合は、フィルムコンデンサに比べて低背部品であるため、基板を低背化することができる。
As the filter capacitor 11, a chip-shaped ceramic capacitor can be used in addition to a film capacitor. In particular, when a chip-shaped ceramic capacitor is used, the height of the board can be reduced because it is a lower-profile component than a film capacitor.
スイッチ１７は、点灯回路１０と光源１３の間の接続をオン・オフすることで、光源１３の点灯、消灯を制御する。光源１３が短絡故障をした場合には、蓄電池９、逆導通ダイオード１６、フライバックトランス１４の２次巻線１４ｂ、整流素子１０ｃ、光源１３の電流経路が形成され、蓄電池９が短絡されるため短絡電流が流れる。この場合、蓄電池９、逆導通ダイオード１６、整流素子１０ｃの発熱又は発煙等の故障が発生することがあるが、光源１３が短絡故障した際にはスイッチ１７をオフすることで、蓄電池９、逆導通ダイオード１６、整流素子１０ｃの発熱又は発煙等を防止する。
The switch 17 controls turning on and off of the light source 13 by turning on and off the connection between the lighting circuit 10 and the light source 13. When the light source 13 has a short-circuit failure, a current path is formed between the storage battery 9, the reverse conduction diode 16, the secondary winding 14b of the flyback transformer 14, the rectifying element 10c, and the light source 13, and the storage battery 9 is short-circuited. Short circuit current flows. In this case, failures such as heat generation or smoke generation may occur in the storage battery 9, reverse conduction diode 16, and rectifier 10c, but by turning off the switch 17 when the light source 13 is short-circuited, the storage battery 9, reverse conduction This prevents the conduction diode 16 and the rectifying element 10c from generating heat or smoke.
スイッチ１７は整流回路２と光源１３の間の電流経路に直列に接続されている。充電回路４が動作している場合に、スイッチ１７をオフすることで、光源１３、フィルタコンデンサ１１に電流が流れることを防止することができる。充電回路４の充電用スイッチング素子４ａがオンしている場合には、２次巻線１４ｂ、整流素子１０ｃ、フィルタコンデンサ１１、光源１３、電解コンデンサ６の電流経路が形成され、フィルタコンデンサ１１が充電されるとともに、光源１３に電流が流れ点灯する可能性がある。そのため、スイッチ１７を設け、充電回路４の充電用スイッチング素子４ａがオンしている場合には、スイッチ１７をオフすることで、フィルタコンデンサ１１が充電されることと光源１３に電流が流れ点灯することを防止する。充電回路４の動作中にスイッチ１７をオフ状態としつつ点灯用スイッチング素子１５ａをオン状態とし、点灯回路１０の動作中はスイッチ１７をオン状態とする制御回路を提供することができる。
The switch 17 is connected in series to the current path between the rectifier circuit 2 and the light source 13. When the charging circuit 4 is operating, by turning off the switch 17, it is possible to prevent current from flowing through the light source 13 and the filter capacitor 11. When the charging switching element 4a of the charging circuit 4 is on, a current path is formed between the secondary winding 14b, the rectifying element 10c, the filter capacitor 11, the light source 13, and the electrolytic capacitor 6, and the filter capacitor 11 is charged. At the same time, a current may flow to the light source 13 and the light source 13 may turn on. Therefore, a switch 17 is provided, and when the charging switching element 4a of the charging circuit 4 is on, by turning off the switch 17, the filter capacitor 11 is charged and a current flows to the light source 13, turning on the light source. prevent this from happening. It is possible to provide a control circuit that turns on the lighting switching element 15a while turning off the switch 17 while the charging circuit 4 is in operation, and turns on the switch 17 while the lighting circuit 10 is in operation.
図２のスイッチ１７はｎ型のＭＯＳＦＥＴであるが、これに限るものではなく、ｐ型のＭＯＳＦＥＴ又はｎｐｎトランジスタを用いることもできる。前述した整流回路２と、充電回路４と、点灯回路１０が電源ユニットを構成している。
Although the switch 17 in FIG. 2 is an n-type MOSFET, it is not limited to this, and a p-type MOSFET or an npn transistor can also be used. The aforementioned rectifier circuit 2, charging circuit 4, and lighting circuit 10 constitute a power supply unit.
図３、４を参照して、実施の形態１に係る照明器具１００Ａの充電回路４の動作をより詳細に説明する。
The operation of the charging circuit 4 of the lighting fixture 100A according to the first embodiment will be described in more detail with reference to FIGS. 3 and 4.
図３は、実施の形態１において、充電回路４の充電用スイッチング素子４ａがスイッチング動作をする際に電流が流れる経路を実線、電流が流れない経路を破線で示した回路図である。図４は、充電動作における各種の波形図である。具体的には、図４には、充電用スイッチング素子４ａのゲート―ソース端子間に入力されるオン信号、ドレイン―ソース端子間に印加されるドレイン電圧、フライバックトランス１４の１次巻線１４ａに流れる電流、点灯用スイッチング素子１５ａのゲート―ソース端子間に入力されるオン信号、ドレイン―ソース端子間に印加されるドレイン電圧、フライバックトランス１４の２次巻線１４ｂに流れる電流、電解コンデンサ６の両端に出力される電圧、の波形が示されている。なお、図４の波形は交流電源１の半周期間の波形を示している。説明のため、充電用スイッチング素子４ａのスイッチング周期Ｔｓｗ１は交流電源１の半周期間に対して実際よりも長い周期で記載している。
FIG. 3 is a circuit diagram in which, in the first embodiment, when the charging switching element 4a of the charging circuit 4 performs a switching operation, a path through which current flows is shown by a solid line, and a path through which no current flows is shown by a broken line. FIG. 4 is a diagram of various waveforms in the charging operation. Specifically, FIG. 4 shows an ON signal input between the gate and source terminals of the charging switching element 4a, a drain voltage applied between the drain and source terminals, and the primary winding 14a of the flyback transformer 14. the current flowing in the lighting switching element 15a, the ON signal input between the gate and source terminals, the drain voltage applied between the drain and source terminals, the current flowing in the secondary winding 14b of the flyback transformer 14, and the electrolytic capacitor. The waveform of the voltage output across 6 is shown. Note that the waveform in FIG. 4 shows the waveform for a half cycle of the AC power supply 1. For the sake of explanation, the switching period Tsw1 of the charging switching element 4a is shown as a period longer than the actual half cycle period of the AC power source 1.
充電回路４が動作している場合、スイッチ１７をオフすることで、整流素子１０ｃ、スイッチ１７、フィルタコンデンサ１１、光源１３は導通しない。また、電解コンデンサ６の両端に出力する電圧が蓄電池９の電圧よりも高いため、逆導通ダイオード１６は導通しない。
When the charging circuit 4 is operating, by turning off the switch 17, the rectifying element 10c, the switch 17, the filter capacitor 11, and the light source 13 are not conductive. Furthermore, since the voltage output across the electrolytic capacitor 6 is higher than the voltage of the storage battery 9, the reverse conducting diode 16 is not conductive.
フライバックトランス１４は、比較例の照明器具１００におけるフライバックトランス５に相当する。また、点灯用スイッチング素子１５ａは、比較例の照明器具１００におけるダイオード４ｃに相当する。つまり、点灯用スイッチング素子１５ａの寄生ダイオードを利用して、ダイオード４ｃと同等の機能を実現している。
The flyback transformer 14 corresponds to the flyback transformer 5 in the lighting fixture 100 of the comparative example. Further, the lighting switching element 15a corresponds to the diode 4c in the lighting fixture 100 of the comparative example. In other words, the parasitic diode of the lighting switching element 15a is used to achieve the same function as the diode 4c.
図４には、充電用スイッチング素子４ａがスイッチングを繰り返す周期であるスイッチング周期Ｔｓｗ１、充電用スイッチング素子４ａがオンしている期間であるオン時間Ｔ１、充電用スイッチング素子４ａがオフし２次巻線１４ｂの電流が０Ａにまで立ち下がるまでの期間である立下り時間Ｔ２、スイッチング周期Ｔｓｗのうちオン時間Ｔ１と立下り時間Ｔ２以外の期間である不連続時間Ｔ３、が示されている。
FIG. 4 shows a switching period Tsw1, which is a period in which the charging switching element 4a repeats switching, an on-time T1, which is a period in which the charging switching element 4a is on, and a secondary winding when the charging switching element 4a is turned off. A fall time T2, which is a period until the current of 14b falls to 0 A, and a discontinuous time T3, which is a period other than the on time T1 and fall time T2 in the switching period Tsw, are shown.
オン時間Ｔ１の期間において、充電用スイッチング素子４ａのドレイン電圧は略０Ｖまで低下し、フィルタコンデンサ３、１次巻線１４ａ、充電用スイッチング素子４ａの電流経路が形成され、１次巻線１４ａに流れる電流が増加し、フライバックトランス１４がエネルギを蓄える。充電用スイッチング素子４ａをオフすると、１次巻線１４ａに流れる電流経路が遮断され、２次巻線１４ｂ、電解コンデンサ６、点灯用スイッチング素子１５ａの電流経路が形成され、２次巻線１４ｂに電流が流れる。充電用スイッチング素子４ａをオフした後、２次巻線１４ｂに流れる電流は減少し、立下り時間Ｔ２が経過した時点で０Ａとなる。２次巻線１４ｂに流れる電流が０Ａまで低下すると、充電用スイッチング素子４ａのドレイン―ソース間の寄生容量、１次巻線１４ａのインダクタンス、フィルタコンデンサ３で共振が発生し、充電用スイッチング素子４ａのドレイン電圧に振動が発生する。ドレイン電圧の振動は、経時的に減衰し、フィルタコンデンサ３の両端電圧に収束する。
During the on-time T1, the drain voltage of the charging switching element 4a decreases to approximately 0V, and a current path is formed between the filter capacitor 3, the primary winding 14a, and the charging switching element 4a, and the voltage is applied to the primary winding 14a. The current flowing increases and the flyback transformer 14 stores energy. When the charging switching element 4a is turned off, the current path flowing through the primary winding 14a is cut off, a current path flowing through the secondary winding 14b, the electrolytic capacitor 6, and the lighting switching element 15a is formed, and the current path flowing through the secondary winding 14b is formed. Current flows. After the charging switching element 4a is turned off, the current flowing through the secondary winding 14b decreases and reaches 0 A after the fall time T2 has elapsed. When the current flowing through the secondary winding 14b decreases to 0A, resonance occurs in the drain-source parasitic capacitance of the charging switching element 4a, the inductance of the primary winding 14a, and the filter capacitor 3, and the charging switching element 4a Oscillations occur in the drain voltage of The oscillation of the drain voltage attenuates over time and converges to the voltage across the filter capacitor 3.
充電用スイッチング素子４ａがオン・オフ動作を繰り返し、充電回路が動作している期間、点灯用スイッチング素子１５ａのゲート―ソース間の電圧は点灯用スイッチング素子１５ａがオンする閾値電圧よりも低い電圧にし、点灯用スイッチング素子１５ａをオフ状態で維持する。充電用スイッチング素子４ａのオン時間Ｔ１の期間において、点灯用スイッチング素子１５ａのドレイン電圧は電解コンデンサの両端電圧と、２次巻線１４ｂの電圧の合計電圧が印加される。充電用スイッチング素子４ａをオフした後、２次巻線１４ｂに流れる電流が０Ａまで低下すると、点灯用スイッチング素子１５ａのドレイン―ソース間の寄生容量、２次巻線１４ｂのインダクタンス、電解コンデンサ６で共振が発生し、点灯用スイッチング素子１５ａのドレイン電圧に振動が発生する。ドレイン電圧の振動は、経時的に減衰し、電解コンデンサ６の両端電圧に収束する。
During the period when the charging switching element 4a repeats on and off operations and the charging circuit is operating, the voltage between the gate and source of the lighting switching element 15a is set to be lower than the threshold voltage at which the lighting switching element 15a turns on. , the lighting switching element 15a is maintained in the off state. During the ON time T1 of the charging switching element 4a, the total voltage of the voltage across the electrolytic capacitor and the voltage of the secondary winding 14b is applied to the drain voltage of the lighting switching element 15a. After the charging switching element 4a is turned off, when the current flowing through the secondary winding 14b drops to 0A, the parasitic capacitance between the drain and source of the lighting switching element 15a, the inductance of the secondary winding 14b, and the electrolytic capacitor 6 Resonance occurs, and vibration occurs in the drain voltage of the lighting switching element 15a. The oscillation of the drain voltage attenuates over time and converges to the voltage across the electrolytic capacitor 6.
２次巻線１４ｂに流れる電流が電解コンデンサ６を充電する。２次巻線１４ｂに流れる電流は充電用スイッチング素子４ａのオン時間Ｔ１によって決まるため、電解コンデンサ６に出力する電圧が一定となるように、オン時間Ｔ１の長さを制御する。オン時間Ｔ１の長さによって制御する方式をオン時間制御と呼ぶことがある。また、スイッチング周期Ｔｓｗ１に対するオン時間Ｔ１の長さをデューティと呼ぶことから、デューティ制御と呼ぶことがある。このように、充電回路４は、フライバックトランス１４を有し、整流回路２の電圧を降圧して蓄電池９に予め定められた電流を出力する。
The current flowing through the secondary winding 14b charges the electrolytic capacitor 6. Since the current flowing through the secondary winding 14b is determined by the on-time T1 of the charging switching element 4a, the length of the on-time T1 is controlled so that the voltage output to the electrolytic capacitor 6 is constant. A method of controlling based on the length of the on-time T1 is sometimes called on-time control. Furthermore, since the length of the on time T1 with respect to the switching period Tsw1 is called a duty, it is sometimes called duty control. In this way, the charging circuit 4 includes the flyback transformer 14 and steps down the voltage of the rectifier circuit 2 to output a predetermined current to the storage battery 9.
スイッチング周期Ｔｓｗ１の逆数であるスイッチング周波数Ｆｓｗ１は、例えば数１０ｋＨｚ～数１００ｋＨｚに設定される。特に、スイッチング周波数Ｆｓｗ１が可聴域である２０ｋＨｚを下回ると、フライバックトランス１４又はフィルタコンデンサ３から音鳴りが発生することがあるため、スイッチング周波数Ｆｓｗ１は２０ｋＨｚよりも高い周波数に設定することができる。また、充電用スイッチング素子４ａとしてＳｉのＭＯＳＦＥＴを使用するとスイッチング周波数Ｆｓｗ１の上限は数１００ｋＨｚであるが、ＧａＮのＨＥＭＴを使用するとより高い周波数で動作することが可能であり、スイッチング周波数Ｆｓｗ１を例えば数ＭＨｚまで上昇させることができる。この場合、フライバックトランス１４とフィルタコンデンサ３の容量を低減することができ、部品サイズを小型化できる。
The switching frequency Fsw1, which is the reciprocal of the switching period Tsw1, is set to, for example, several tens of kHz to several hundred kHz. In particular, if the switching frequency Fsw1 falls below the audible range of 20 kHz, noise may be generated from the flyback transformer 14 or the filter capacitor 3, so the switching frequency Fsw1 can be set to a frequency higher than 20 kHz. Furthermore, when a Si MOSFET is used as the charging switching element 4a, the upper limit of the switching frequency Fsw1 is several hundred kHz, but when a GaN HEMT is used, it is possible to operate at a higher frequency, and the switching frequency Fsw1 can be set to, for example, several hundred kHz. It can be increased up to MHz. In this case, the capacities of the flyback transformer 14 and the filter capacitor 3 can be reduced, and the size of the components can be reduced.
次に、図５、６を参照して、実施の形態１における照明器具１００Ａの点灯回路１０の動作をより詳細に説明する。
Next, the operation of the lighting circuit 10 of the lighting fixture 100A in the first embodiment will be described in more detail with reference to FIGS. 5 and 6.
図５は、実施の形態１において、点灯回路１０の点灯用スイッチング素子１５ａがスイッチング動作をする際に電流が流れる経路を実線、電流が流れない経路を破線で示した回路図である。図６は、点灯動作における各種の波形図である。具体的には、充電用スイッチング素子４ａのゲート―ソース端子間に入力されるオン信号、ドレイン―ソース端子間に印加されるドレイン電圧、フライバックトランス１４の１次巻線１４ａに流れる電流、点灯用スイッチング素子１５ａのゲート―ソース端子間に入力されるオン信号、ドレイン―ソース端子間に印加されるドレイン電圧、フライバックトランス１４の２次巻線１４ｂに流れる電流、電解コンデンサ６の両端に出力される電圧の波形が示されている。
FIG. 5 is a circuit diagram in which, in the first embodiment, when the lighting switching element 15a of the lighting circuit 10 performs a switching operation, a path through which current flows is shown by a solid line, and a path through which no current flows is shown by a broken line. FIG. 6 is a diagram of various waveforms in the lighting operation. Specifically, the ON signal input between the gate and source terminals of the charging switching element 4a, the drain voltage applied between the drain and source terminals, the current flowing through the primary winding 14a of the flyback transformer 14, and the lighting an on signal input between the gate and source terminals of the switching element 15a, a drain voltage applied between the drain and source terminals, a current flowing through the secondary winding 14b of the flyback transformer 14, and an output across the electrolytic capacitor 6. The waveform of the voltage applied is shown.
点灯回路１０が動作している場合、スイッチ１７をオンすることで、整流素子１０ｃ、スイッチ１７、フィルタコンデンサ１１、光源１３が導通する。また、充電回路４から電解コンデンサ６への電圧の出力がないため、逆導通ダイオード１６が導通し、蓄電池９の電圧から電解コンデンサ６に電力が供給される。
When the lighting circuit 10 is operating, the rectifying element 10c, the switch 17, the filter capacitor 11, and the light source 13 are made conductive by turning on the switch 17. Further, since there is no voltage output from the charging circuit 4 to the electrolytic capacitor 6, the reverse conduction diode 16 becomes conductive, and power is supplied to the electrolytic capacitor 6 from the voltage of the storage battery 9.
２次巻線１４ｂは、比較例の照明器具１００におけるコイル１０ｂに相当する。また、点灯用スイッチング素子１５ａは、比較例の照明器具１００におけるＭＯＳＦＥＴ１０ａに相当し、２次巻線１４ｂ及び整流素子１０ｃと合わせて昇圧チョッパ回路を形成する。
The secondary winding 14b corresponds to the coil 10b in the lighting fixture 100 of the comparative example. Further, the lighting switching element 15a corresponds to the MOSFET 10a in the lighting fixture 100 of the comparative example, and forms a step-up chopper circuit together with the secondary winding 14b and the rectifying element 10c.
図６には、点灯用スイッチング素子１５ａがスイッチングを繰り返す周期であるスイッチング周期Ｔｓｗ２、点灯用スイッチング素子１５ａがオンしている期間であるオン時間Ｔ４、点灯用スイッチング素子１５ａがオフしている期間のうち２次巻線１４ｂの電流が０Ａに立ち下がるまでの期間である立下り時間Ｔ５、スイッチング周期Ｔｓｗのうちオン時間Ｔ１と立下り時間Ｔ２以外の期間である不連続時間Ｔ６、が示されている。
FIG. 6 shows a switching period Tsw2, which is the period in which the lighting switching element 15a repeats switching, an on-time T4, which is the period in which the lighting switching element 15a is on, and a period in which the lighting switching element 15a is off. Of these, a fall time T5 is a period until the current in the secondary winding 14b falls to 0A, and a discontinuous time T6 is a period other than the on time T1 and fall time T2 in the switching period Tsw. There is.
オン時間Ｔ４の期間において、点灯用スイッチング素子１５ａのドレイン電圧は略０Ｖまで低下し、電解コンデンサ６、２次巻線１４ｂ、点灯用スイッチング素子１５ａの電流経路が形成され、２次巻線１４ｂに流れる電流が増加し、フライバックトランス１４がエネルギを蓄える。点灯用スイッチング素子１５ａをオフすると、電解コンデンサ６、２次巻線１４ｂ、整流素子１０ｃ、スイッチ１７、フィルタコンデンサ１１及び光源１３の電流経路が形成され、フライバックトランス１４に蓄えられたエネルギがフィルタコンデンサ１１及び光源１３に放電される。これにより、２次巻線１４ｂに流れる電流は減少し始め、立下り時間Ｔ５が経過した時点で０Ａとなる。２次巻線１４ｂに流れる電流が０Ａまで低下すると、点灯用スイッチング素子１５ａのドレイン―ソース間の寄生容量、２次巻線１４ｂのインダクタンス、電解コンデンサ６で共振が発生し、点灯用スイッチング素子１５ａのドレイン電圧に振動が発生する。ドレイン電圧の振動は、経時的に減衰し、電解コンデンサ６の両端電圧に収束する。このように、点灯用スイッチング素子１５ａをオンすると蓄電池９のエネルギがフライバックトランス１４の２次巻線１４ｂに伝達され、点灯用スイッチング素子１５ａをオフするとフライバックトランス１４に蓄積されたエネルギが光源１３に供給される。
During the on-time T4, the drain voltage of the lighting switching element 15a drops to approximately 0V, and a current path is formed between the electrolytic capacitor 6, the secondary winding 14b, and the lighting switching element 15a, and the voltage is applied to the secondary winding 14b. The current flowing increases and the flyback transformer 14 stores energy. When the lighting switching element 15a is turned off, a current path is formed between the electrolytic capacitor 6, the secondary winding 14b, the rectifying element 10c, the switch 17, the filter capacitor 11, and the light source 13, and the energy stored in the flyback transformer 14 is transferred to the filter. It is discharged into the capacitor 11 and the light source 13. As a result, the current flowing through the secondary winding 14b begins to decrease and reaches 0 A after the fall time T5 has elapsed. When the current flowing through the secondary winding 14b decreases to 0A, resonance occurs in the drain-source parasitic capacitance of the lighting switching element 15a, the inductance of the secondary winding 14b, and the electrolytic capacitor 6, and the lighting switching element 15a Oscillations occur in the drain voltage of The oscillation of the drain voltage attenuates over time and converges to the voltage across the electrolytic capacitor 6. In this way, when the lighting switching element 15a is turned on, the energy of the storage battery 9 is transmitted to the secondary winding 14b of the flyback transformer 14, and when the lighting switching element 15a is turned off, the energy accumulated in the flyback transformer 14 is transmitted to the light source. 13.
点灯用スイッチング素子１５ａがオン・オフ動作を繰り返し、点灯回路１０が動作している期間、充電用スイッチング素子４ａのゲート―ソース間の電圧は充電用スイッチング素子４ａがオンする閾値電圧よりも低い電圧にし、充電用スイッチング素子４ａをオフ状態で維持する。点灯用スイッチング素子１５ａがオンオフ動作を繰り返している期間は充電用スイッチング素子４ａをオフ状態で維持することで充電回路の動作を停止させる制御回路を設けることができる。点灯用スイッチング素子１５ａの立下り時間Ｔ５の期間において、１次巻線１４ａ、フィルタコンデンサ３、充電用スイッチング素子４ａの寄生ダイオードの電流経路が形成されるため、フィルタコンデンサ３の両端電圧は、点灯用スイッチング素子１５ａの立下り時間Ｔ５の期間における１次巻線１４ａの電圧まで充電される。そのため、点灯回路１０が動作している場合に、充電用スイッチング素子４ａをオン・オフさせると、充電回路４が動作し、回路動作に伴って充電用スイッチング素子４ａ、スナバダイオード４ｄ、スナバ抵抗４ｅで損失が発生するため、点灯動作時における照明器具１００Ａの消費電力が増加する。また、上記部品の発熱により、近傍に配置されている電子部品の温度が上昇し、信頼性が低下する。また、消費電力が増加するので、蓄電池９の放電容量を増加する必要があり、電池の放電容量の増加、電池本数の増加の課題がある。そこで、点灯回路１０が動作をしている際、充電用スイッチング素子４ａをオフ状態で維持することで、充電回路４が動作することを防止する。これによって、点灯動作時における照明器具１００Ａの消費電力を低減することができる。また、素子の発熱も低減できるため、近傍に配置されている電子部品の温度上昇を抑制でき、信頼性を向上させることができる。また、消費電力を低減することによって、蓄電池９の放電容量を削減することができ、電池の放電容量の低減と電池本数の削減ができる。
During the period when the lighting switching element 15a repeats on/off operations and the lighting circuit 10 is operating, the voltage between the gate and source of the charging switching element 4a is lower than the threshold voltage at which the charging switching element 4a turns on. to maintain the charging switching element 4a in the off state. A control circuit can be provided that stops the operation of the charging circuit by maintaining the charging switching element 4a in an OFF state during a period when the lighting switching element 15a repeats on-off operations. During the fall time T5 of the lighting switching element 15a, a current path of the primary winding 14a, the filter capacitor 3, and the parasitic diode of the charging switching element 4a is formed, so the voltage across the filter capacitor 3 is The voltage of the primary winding 14a during the fall time T5 of the switching element 15a is charged. Therefore, when the lighting circuit 10 is operating, if the charging switching element 4a is turned on or off, the charging circuit 4 is operated, and as the circuit operates, the charging switching element 4a, snubber diode 4d, and snubber resistor 4e are turned on and off. As a result, the power consumption of the lighting fixture 100A during lighting operation increases. Furthermore, the heat generated by the components increases the temperature of electronic components disposed nearby, reducing reliability. Furthermore, since the power consumption increases, it is necessary to increase the discharge capacity of the storage battery 9, and there are problems of an increase in the discharge capacity of the battery and an increase in the number of batteries. Therefore, when the lighting circuit 10 is operating, the charging switching element 4a is maintained in an off state to prevent the charging circuit 4 from operating. Thereby, the power consumption of the lighting fixture 100A during lighting operation can be reduced. Furthermore, since the heat generated by the element can also be reduced, it is possible to suppress the temperature rise of electronic components disposed nearby, and improve reliability. Moreover, by reducing power consumption, the discharge capacity of the storage battery 9 can be reduced, and the discharge capacity of the battery and the number of batteries can be reduced.
２次巻線１４ｂに流れる電流がフィルタコンデンサ１１、光源１３に電力を供給し、光源１３が点灯する。２次巻線１４ｂに流れる電流は点灯用スイッチング素子１５ａのオン時間Ｔ４によって決まるため、光源１３に出力する電流が一定となるように、オン時間Ｔ４の長さを制御する。オン時間Ｔ４の長さによって制御する方式をオン時間制御と呼ぶことがある。また、スイッチング周期Ｔｓｗ２に対するオン時間Ｔ４の長さをデューティと呼ぶことから、デューティ制御と呼ぶことがある。
The current flowing through the secondary winding 14b supplies power to the filter capacitor 11 and the light source 13, and the light source 13 lights up. Since the current flowing through the secondary winding 14b is determined by the ON time T4 of the lighting switching element 15a, the length of the ON time T4 is controlled so that the current output to the light source 13 is constant. A method of controlling based on the length of the on-time T4 is sometimes called on-time control. Furthermore, since the length of the on time T4 with respect to the switching period Tsw2 is called a duty, it is sometimes called duty control.
スイッチング周期Ｔｓｗ２の逆数であるスイッチング周波数Ｆｓｗ２は例えば数１０ｋＨｚ～数１００ｋＨｚの高さに設定される。特に、スイッチング周波数Ｆｓｗ２が可聴域である２０ｋＨｚを下回ると、フライバックトランス１４、電解コンデンサ６又はフィルタコンデンサ１１から音鳴りが発生することがあるため、スイッチング周波数Ｆｓｗ２は２０ｋＨｚよりも高い周波数に設定し得る。また、点灯用スイッチング素子１５ａとしてＳｉのＭＯＳＦＥＴを使用するとスイッチング周波数Ｆｓｗ２の上限は数１００ｋＨｚであるが、ＧａＮのＨＥＭＴを使用すると、より高い周波数で動作することが可能であり、スイッチング周波数Ｆｓｗ２を例えば数ＭＨｚまで上昇させることができる。この場合、フライバックトランス１４、電解コンデンサ６、フィルタコンデンサ１１の容量を低減することができ、部品サイズを小型化できる。
The switching frequency Fsw2, which is the reciprocal of the switching period Tsw2, is set at a height of, for example, several tens of kHz to several hundreds of kHz. In particular, if the switching frequency Fsw2 falls below the audible range of 20kHz, noise may occur from the flyback transformer 14, electrolytic capacitor 6, or filter capacitor 11, so the switching frequency Fsw2 should be set to a frequency higher than 20kHz. obtain. Furthermore, when a Si MOSFET is used as the lighting switching element 15a, the upper limit of the switching frequency Fsw2 is several hundred kHz, but when a GaN HEMT is used, it is possible to operate at a higher frequency, and the switching frequency Fsw2 can be changed to, for example, It can be raised up to several MHz. In this case, the capacities of the flyback transformer 14, electrolytic capacitor 6, and filter capacitor 11 can be reduced, and the size of the components can be reduced.
図７は、フライバックトランス１４の外観を示す斜視図である。フライバックトランス１４は、図７に表れていない１次巻線１４ａと２次巻線１４ｂに加えて、磁性体のコア１４ｃ、１４ｄ、ボビン１４ｅ、絶縁テープ１４ｆ、配線端子１４ｇ、１４ｈ、１４ｉ、１４ｊ、１４ｋ、１４ｌを備える。なお、比較例の照明器具１００におけるフライバックトランス５の外観は、図７のフライバックトランス１４と同じである。
FIG. 7 is a perspective view showing the appearance of the flyback transformer 14. In addition to a primary winding 14a and a secondary winding 14b that are not shown in FIG. 7, the flyback transformer 14 includes magnetic cores 14c and 14d, a bobbin 14e, an insulating tape 14f, wiring terminals 14g, 14h, 14i, 14j, 14k, and 14l. Note that the appearance of the flyback transformer 5 in the lighting fixture 100 of the comparative example is the same as the flyback transformer 14 in FIG. 7 .
１次巻線１４ａと２次巻線１４ｂは例えば絶縁被膜を備えた銅線である。具体的にはＵＥＷ(ポリウレタン銅線マグネットワイヤー)を用いることができる。巻線の形状としては、単線の他に複数の単線をより合わせたリッツ線を用いることもできる。リッツ線は、単線に比べて、高周波における表皮効果による銅損の増加を抑制できることから、リッツ線を用いることで点灯動作時における損失を低減することができる。
The primary winding 14a and the secondary winding 14b are, for example, copper wires provided with an insulating coating. Specifically, UEW (polyurethane copper magnet wire) can be used. As for the shape of the winding, in addition to a single wire, a Litz wire made by twisting a plurality of single wires can also be used. Compared to a single wire, a litz wire can suppress an increase in copper loss due to the skin effect at high frequencies, so using a litz wire can reduce loss during lighting operation.
コア１４ｃ、１４ｄは１次巻線１４ａ、２次巻線１４ｂに電流を流すことによって発生する磁束の経路となる磁性体である。コア１４ｃ、１４ｄの材料として、例えばマンガン―亜鉛系、又はニッケル―亜鉛系のソフトフェライトを用いることができる。
The cores 14c and 14d are magnetic bodies that serve as paths for magnetic flux generated when current flows through the primary winding 14a and the secondary winding 14b. As the material for the cores 14c and 14d, for example, manganese-zinc-based or nickel-zinc-based soft ferrite can be used.
図８Ａは比較例に係る巻線を示す断面図である。図８Ｂは図７のＸ－Ｘ´線断面図である。図８Ａのコア５ｃ、５ｄと図８Ｂのコア１４ｃ、１４ｄは、例えばＥＥコアとすることができる。コア１４ｃ、１４ｄが対向する部分にはギャップを設ける。ギャップの設け方としては、コアの一部を削る方法がある。ギャップの長さによって、１次巻線１４ａ、２次巻線１４ｂのインダクタンスを決定する。ギャップの設け方の他の例としては、コア１４ｃ、１４ｄが対向している全ての面にスペーサを設ける方法もあるが、この場合はスペーサにより使用する材料が増えるため低コスト化にはやや不利である。コアの形状はＥＥコアに限定されず、例えばＥＩコア、ＰＱコアなどを採用し得る。
FIG. 8A is a cross-sectional view showing a winding according to a comparative example. FIG. 8B is a sectional view taken along line XX' in FIG. 7. The cores 5c and 5d in FIG. 8A and the cores 14c and 14d in FIG. 8B can be, for example, EE cores. A gap is provided in the portion where the cores 14c and 14d face each other. One way to create a gap is to cut a part of the core. The inductance of the primary winding 14a and the secondary winding 14b is determined by the length of the gap. Another example of how to provide a gap is to provide spacers on all the surfaces where the cores 14c and 14d face each other, but in this case, the spacers increase the amount of material used, which is somewhat disadvantageous in terms of cost reduction. It is. The shape of the core is not limited to the EE core, and may be, for example, an EI core, a PQ core, or the like.
図８Ａにおけるボビン５ｅには、１次巻線５ａ、２次巻線５ｂが巻き付く。図８Ｂにおけるボビン１４ｅには、１次巻線１４ａ、２次巻線１４ｂが巻き付く。どちらのボビンもコアを支持する。
A primary winding 5a and a secondary winding 5b are wound around the bobbin 5e in FIG. 8A. A primary winding 14a and a secondary winding 14b are wound around the bobbin 14e in FIG. 8B. Both bobbins support the core.
絶縁テープ１４ｆは、１次巻線１４ａ、２次巻線１４ｂの間に設けられ、絶縁の機能を有する他、１次巻線１４ａ、２次巻線１４ｂの最外層に化粧テープとしても巻き付けられる。絶縁テープ１４ｆは例えばポリエステルフィルム粘着テープ等の電気絶縁用テープとすることができる。図８では絶縁テープが省略されている。
The insulating tape 14f is provided between the primary winding 14a and the secondary winding 14b, and has an insulating function, and can also be wrapped as a decorative tape around the outermost layer of the primary winding 14a and the secondary winding 14b. . The insulating tape 14f can be, for example, an electrically insulating tape such as a polyester film adhesive tape. Insulating tape is omitted in FIG.
配線端子１４ｇ、１４ｈ、１４ｉ、１４ｊ、１４ｋ、１４ｌには、１次巻線１４ａ、２次巻線１４ｂが接続される。
A primary winding 14a and a secondary winding 14b are connected to the wiring terminals 14g, 14h, 14i, 14j, 14k, and 14l.
比較例に係る図８Ａには、１次巻線５ａをボビン５ｅの軸に近い最内層に巻き、その外層に２次巻線５ｂを巻くことが図示されている。１次巻線５ａは２次巻線５ｂに比べて印加される電圧の振れ幅が大きいため、１次巻線５ａの外層に２次巻線５ｂを配置することで、１次巻線５ａから放射されるノイズをシールドする効果がある。
FIG. 8A according to a comparative example shows that the primary winding 5a is wound on the innermost layer near the axis of the bobbin 5e, and the secondary winding 5b is wound on the outer layer thereof. Since the amplitude of voltage applied to the primary winding 5a is larger than that of the secondary winding 5b, by arranging the secondary winding 5b on the outer layer of the primary winding 5a, the voltage applied to the primary winding 5a is It has the effect of shielding radiated noise.
他方、実施の形態１においては、２次巻線１４ｂを点灯回路１０の動作に利用する。蓄電池９を充電する電力は例えば数１００ｍＷであり、充電回路４が動作する際２次巻線１４ｂに流れる電流は例えば数１００ｍＡであるが、点灯回路１０が動作する際は、光源１３に数Ｗの電力を供給するため、２次巻線１４ｂに流れる電流は数Ａに上昇する。このため、図８Ｂに示すように、実施の形態１では２次巻線１４ｂをボビン１４ｅの軸に近い最内層に巻き、その外層に１次巻線１４ａを巻く構造とした。言いかえると、磁性体のコア１４ｃ、１４ｄには、２次巻線１４ｂの上に１次巻線１４ａが巻きつけられることで、１次巻線と２次巻線が巻き付いている。これにより、２次巻線１４ｂの線長を短くすることができる。短い２次巻線１４ｂの抵抗は低いので、巻線の発熱抑制が可能である。
On the other hand, in the first embodiment, the secondary winding 14b is used for the operation of the lighting circuit 10. The power for charging the storage battery 9 is, for example, several hundred mW, and the current flowing through the secondary winding 14b when the charging circuit 4 operates is, for example, several hundred mA, but when the lighting circuit 10 is operated, several W is applied to the light source 13. , the current flowing through the secondary winding 14b increases to several amperes. Therefore, as shown in FIG. 8B, in the first embodiment, the secondary winding 14b is wound on the innermost layer near the axis of the bobbin 14e, and the primary winding 14a is wound on the outer layer thereof. In other words, the primary winding and the secondary winding are wound around the magnetic cores 14c and 14d, with the primary winding 14a being wound around the secondary winding 14b. Thereby, the wire length of the secondary winding 14b can be shortened. Since the resistance of the short secondary winding 14b is low, heat generation in the winding can be suppressed.
実施の形態１に係る照明器具１００Ａでは、非常用の照明器具では停電時にのみ光源を点灯するという性質上、充電回路４と点灯回路１０はいずれか一方のみしか動作しないという特質を利用して、充電回路４と点灯回路１０の主回路部品を共通で使用する構成にすることで、部品点数を削減した。
The lighting fixture 100A according to the first embodiment utilizes the characteristic that only one of the charging circuit 4 and the lighting circuit 10 operates due to the nature of an emergency lighting fixture that turns on the light source only during a power outage. By configuring the main circuit components of the charging circuit 4 and the lighting circuit 10 to be used in common, the number of components is reduced.
実施の形態１に記載した変形例、修正例又は代案については、以下の実施の形態に係る照明器具に応用し得る。以下の実施の形態に係る照明器具については、実施の形態１をベースとするものであるので、主として実施の形態１との相違点を説明する。
The modifications, modifications, or alternatives described in Embodiment 1 can be applied to lighting fixtures according to the following embodiments. The lighting equipment according to the following embodiments is based on Embodiment 1, so differences from Embodiment 1 will be mainly explained.
実施の形態２．
図９は、実施の形態２に係る照明器具１００Ｂの充電回路、点灯回路、蓄電池、光源の回路図である。図９の照明器具１００Ｂのうち、図２に示す実施の形態１の照明器具１００Ａと同一又は対応する構成については、図２で用いた符号と同一の符号を付してその説明を省略する。
Embodiment 2.
FIG. 9 is a circuit diagram of a charging circuit, a lighting circuit, a storage battery, and a light source of a lighting fixture 100B according to the second embodiment. Of the lighting fixture 100B of FIG. 9, the same or corresponding configurations as the lighting fixture 100A of Embodiment 1 shown in FIG. 2 are given the same reference numerals as those used in FIG. 2, and the description thereof will be omitted.
実施の形態２に係る照明器具１００Ｂでは、実施の形態１に係る照明器具１００Ａの定電流回路８と逆導通ダイオード１６が削除されている。
In the lighting fixture 100B according to the second embodiment, the constant current circuit 8 and the reverse conducting diode 16 of the lighting fixture 100A according to the first embodiment are deleted.
充電回路４はフライバックコンバータであり、充電用スイッチング素子４ａ、フライバックトランス１４、スナバダイオード４ｄ、スナバ抵抗４ｅ、スナバコンデンサ４ｆ、点灯用スイッチング素子１５ａを備える。充電用スイッチング素子４ａのソース端子は整流回路２の負極側端子とフィルタコンデンサ３に接続され、ドレイン端子はトランス１４の１次巻線１４ａの一端と、スナバダイオード４ｄのアノード端子に接続される。フライバックトランス１４の２次巻線１４ｂの一端は電解コンデンサ６の正極側端子と、蓄電池９の正極側端子に接続される。フライバックトランス１４の２次巻線１４ｂの他端は点灯用スイッチング素子１５ａのドレイン端子と、整流素子１０ｃのアノード端子に接続される。
The charging circuit 4 is a flyback converter, and includes a charging switching element 4a, a flyback transformer 14, a snubber diode 4d, a snubber resistor 4e, a snubber capacitor 4f, and a lighting switching element 15a. The source terminal of the charging switching element 4a is connected to the negative terminal of the rectifier circuit 2 and the filter capacitor 3, and the drain terminal is connected to one end of the primary winding 14a of the transformer 14 and the anode terminal of the snubber diode 4d. One end of the secondary winding 14b of the flyback transformer 14 is connected to the positive terminal of the electrolytic capacitor 6 and the positive terminal of the storage battery 9. The other end of the secondary winding 14b of the flyback transformer 14 is connected to the drain terminal of the lighting switching element 15a and the anode terminal of the rectifying element 10c.
実施の形態２における充電回路４は、出力を定電流制御することで、実施の形態１における定電流回路８の機能を実現する。これによって、点灯時に定電流回路８を逆導通させるために設けていた逆導通ダイオード１６も削減している。実施の形態２の照明器具１００Ｂは、蓄電池９に出力される電流が一定となるように充電回路４を定電流制御する制御回路を備えることができる。
The charging circuit 4 in the second embodiment realizes the function of the constant current circuit 8 in the first embodiment by controlling the output with a constant current. This also eliminates the need for a reverse conduction diode 16, which was provided to reverse conduct the constant current circuit 8 during lighting. The lighting fixture 100B of the second embodiment can include a control circuit that performs constant current control on the charging circuit 4 so that the current output to the storage battery 9 is constant.
充電回路４はフィルタコンデンサ３の電圧を降圧し、電解コンデンサ６に出力する機能をもつ。充電回路４では、蓄電池９を充電する電流を一定に保つ定電流制御を実施する。
The charging circuit 4 has a function of lowering the voltage of the filter capacitor 3 and outputting it to the electrolytic capacitor 6. The charging circuit 4 performs constant current control to keep the current for charging the storage battery 9 constant.
実施の形態２に示す照明器具１００Ｂおいては、実施の形態１で示す照明器具１００Ａの逆導通ダイオード１６を使用しない。逆導通ダイオード１６は蓄電池９から、電解コンデンサ６に電流を流す機能をもつ。照明器具１００Ｂでは、充電回路４を定電流制御することによって、定電流回路８を不要としている。そして、蓄電池９と電解コンデンサ６が直接接続される構成であるため、逆導通ダイオード１６が不要である。
In lighting fixture 100B shown in Embodiment 2, reverse conduction diode 16 of lighting fixture 100A shown in Embodiment 1 is not used. The reverse conduction diode 16 has the function of allowing current to flow from the storage battery 9 to the electrolytic capacitor 6. In the lighting fixture 100B, constant current control of the charging circuit 4 eliminates the need for the constant current circuit 8. Since the storage battery 9 and the electrolytic capacitor 6 are directly connected, the reverse conduction diode 16 is not necessary.
これによって、点灯時に逆導通ダイオード１６で発生する損失を低減でき、近傍に配置されている電子部品の温度上昇を抑制でき、信頼性を向上させることができる。また、消費電力を低減することによって、蓄電池９の放電容量を削減することができ、電池の放電容量の低減と電池本数の削減ができる。
As a result, it is possible to reduce the loss generated in the reverse conduction diode 16 during lighting, suppress the temperature rise of electronic components arranged nearby, and improve reliability. Moreover, by reducing power consumption, the discharge capacity of the storage battery 9 can be reduced, and the discharge capacity of the battery and the number of batteries can be reduced.
蓄電池９と光源１３の間には、点灯回路１０が接続される。点灯回路１０は昇圧チョッパ回路であり、点灯用スイッチング素子１５ａ、フライバックトランス１４の２次巻線１４ｂ、整流素子１０ｃを備える。フライバックトランス１４の２次巻線１４ｂの一端は、電解コンデンサ６の正極側端子と、蓄電池９の正極側端子に接続されている。フライバックトランス１４の２次巻線１４ｂの他端は、点灯用スイッチング素子１５ａのドレイン端子と、整流素子１０ｃのアノード端子に接続されている。
A lighting circuit 10 is connected between the storage battery 9 and the light source 13. The lighting circuit 10 is a step-up chopper circuit, and includes a lighting switching element 15a, a secondary winding 14b of a flyback transformer 14, and a rectifying element 10c. One end of the secondary winding 14b of the flyback transformer 14 is connected to the positive terminal of the electrolytic capacitor 6 and the positive terminal of the storage battery 9. The other end of the secondary winding 14b of the flyback transformer 14 is connected to the drain terminal of the lighting switching element 15a and the anode terminal of the rectifying element 10c.
図１０は、実施の形態２に係る照明器具１００Ｂの充電回路４の動作をより詳細に説明する波形図である。
FIG. 10 is a waveform diagram illustrating in more detail the operation of the charging circuit 4 of the lighting fixture 100B according to the second embodiment.
図１０には、充電用スイッチング素子４ａのゲート―ソース端子間に入力されるオン信号、ドレイン―ソース端子間に印加されるドレイン電圧、フライバックトランス１４の１次巻線１４ａに流れる電流、点灯用スイッチング素子１５ａのゲート―ソース端子間に入力されるオン信号、ドレイン―ソース端子間に印加されるドレイン電圧、フライバックトランス１４の２次巻線１４ｂに流れる電流、蓄電池９を充電する電流、の波形が示されている。図１０の波形は交流電源１の半周期間の波形を示している。説明のため、充電用スイッチング素子４ａのスイッチング周期Ｔｓｗ１は交流電源１の半周期間に対して実際よりも長い周期で記載している。
FIG. 10 shows an ON signal input between the gate and source terminals of the charging switching element 4a, a drain voltage applied between the drain and source terminals, a current flowing through the primary winding 14a of the flyback transformer 14, and lighting. an on signal input between the gate and source terminals of the switching element 15a, a drain voltage applied between the drain and source terminals, a current flowing through the secondary winding 14b of the flyback transformer 14, a current charging the storage battery 9, The waveform of is shown. The waveform in FIG. 10 shows the waveform during a half period of the AC power supply 1. For the sake of explanation, the switching period Tsw1 of the charging switching element 4a is shown as a period longer than the actual half cycle period of the AC power source 1.
充電回路４が動作している場合、スイッチ１７をオフすることで、整流素子１０ｃ、スイッチ１７、フィルタコンデンサ１１、光源１３は導通しない。
When the charging circuit 4 is operating, by turning off the switch 17, the rectifying element 10c, the switch 17, the filter capacitor 11, and the light source 13 are not conductive.
図１０に示される充電回路４の詳しい動作は、図４を参照しつつ説明した動作と同じなので、説明を省略する。充電用スイッチング素子４ａがオン・オフ動作を繰り返し、充電回路４が動作している期間、点灯用スイッチング素子１５ａのゲート―ソース間の電圧は点灯用スイッチング素子１５ａがオンする閾値電圧よりも低い電圧にし、オフ状態で維持する。
The detailed operation of the charging circuit 4 shown in FIG. 10 is the same as the operation explained with reference to FIG. 4, so the explanation will be omitted. During the period when the charging switching element 4a repeats on and off operations and the charging circuit 4 is operating, the voltage between the gate and source of the lighting switching element 15a is lower than the threshold voltage at which the lighting switching element 15a turns on. and keep it off.
２次巻線１４ｂに流れる電流は電解コンデンサ６によって平滑化され、蓄電池９を充電する。２次巻線１４ｂに流れる電流は充電用スイッチング素子４ａのオン時間Ｔ１によって決まるため、蓄電池９を充電する電流が一定となるように、オン時間Ｔ１の長さを制御する。オン時間Ｔ１の長さによって制御する方式をオン時間制御と呼ぶことがある。また、スイッチング周期Ｔｓｗ１に対するオン時間Ｔ１の長さをデューティと呼ぶことから、デューティ制御と呼ぶことがある。
The current flowing through the secondary winding 14b is smoothed by the electrolytic capacitor 6 and charges the storage battery 9. Since the current flowing through the secondary winding 14b is determined by the on-time T1 of the charging switching element 4a, the length of the on-time T1 is controlled so that the current that charges the storage battery 9 is constant. A method of controlling based on the length of the on-time T1 is sometimes called on-time control. Furthermore, since the length of the on time T1 with respect to the switching period Tsw1 is called a duty, it is sometimes called duty control.
音鳴り防止のために、スイッチング周波数Ｆｓｗ１は２０ｋＨｚよりも高い周波数に設定し得る。また、充電用スイッチング素子４ａとしてＧａＮのＨＥＭＴを使用すると、スイッチング周波数Ｆｓｗ１を数ＭＨｚまで上昇させることができる。この場合、フライバックトランス１４、フィルタコンデンサ３の容量を低減することができ、部品サイズを小型化できる。
To prevent noise, the switching frequency Fsw1 may be set to a frequency higher than 20 kHz. Furthermore, when a GaN HEMT is used as the charging switching element 4a, the switching frequency Fsw1 can be increased to several MHz. In this case, the capacity of the flyback transformer 14 and the filter capacitor 3 can be reduced, and the size of the components can be reduced.
実施の形態３．
図１１は、実施の形態３に係る照明器具１００Ｃの充電回路、点灯回路、蓄電池、光源等の回路図である。図１１の照明器具１００Ｃのうち、図２に示す実施の形態１の照明器具１００Ａと同一又は対応する構成については、図２で用いた符号と同一の符号を付してその説明を省略する。
Embodiment 3.
FIG. 11 is a circuit diagram of a charging circuit, a lighting circuit, a storage battery, a light source, etc. of a lighting fixture 100C according to the third embodiment. Among the lighting fixtures 100C in FIG. 11, components that are the same as or corresponding to the lighting fixtures 100A of Embodiment 1 shown in FIG. 2 are given the same reference numerals as those used in FIG. 2, and the description thereof will be omitted.
実施の形態３に係る照明器具１００Ｃは、充電用スイッチング素子４ａと点灯用スイッチング素子１５ａを制御及び駆動する、制御回路１８を備える。制御回路１８は、演算部１８ａ、駆動部１８ｂ、１８ｃ、フォトカプラ１８ｄ及び２次側制御電源１９ｅを備える。
The lighting fixture 100C according to the third embodiment includes a control circuit 18 that controls and drives the charging switching element 4a and the lighting switching element 15a. The control circuit 18 includes a calculation section 18a, drive sections 18b and 18c, a photocoupler 18d, and a secondary control power source 19e.
演算部１８ａは、充電用スイッチング素子４ａと点灯用スイッチング素子１５ａのスイッチング周期Ｔｓｗ１とオン時間Ｔ１を決定し、駆動部１８ｂ、１８ｃにスイッチング周期Ｔｓｗ１、オン時間Ｔ１に関する情報を送信する。演算部１８ａの構成としては、市販のアナログＩＣを組み合わせて構成することができるが、部品点数が増加し回路が複雑になる。そのため、マイコン又はＣＰＵなどの演算装置を用い、ソフトウェアとして実現することで、回路構成を簡略化し部品点数を抑制することができる。
The calculation unit 18a determines the switching period Tsw1 and on-time T1 of the charging switching element 4a and the lighting switching element 15a, and transmits information regarding the switching period Tsw1 and the on-time T1 to the driving units 18b and 18c. Although the arithmetic unit 18a can be constructed by combining commercially available analog ICs, the number of parts increases and the circuit becomes complicated. Therefore, by implementing it as software using an arithmetic device such as a microcomputer or CPU, the circuit configuration can be simplified and the number of parts can be reduced.
駆動部１８ｂは、演算部１８ａから送信されたスイッチング周期Ｔｓｗ１、オン時間Ｔ１に基づいて、充電用スイッチング素子４ａをオンオフ可能な電圧に変換して出力する。
The drive unit 18b converts the charging switching element 4a into a voltage that can be turned on and off based on the switching period Tsw1 and on-time T1 transmitted from the calculation unit 18a, and outputs the voltage.
駆動部１８ｃは、演算部１８ａから送信されたスイッチング周期Ｔｓｗ１、オン時間Ｔ１に基づいて、フォトカプラ１８ｄの１次側のダイオードをオン・オフ可能な電圧に変換して出力する。なお、演算部１８ａを用いてフォトカプラ１８ｄの１次側のダイオードをオンオフ可能である場合には、駆動部１８ｃを省略できる。
The drive unit 18c converts the primary side diode of the photocoupler 18d into a voltage that can be turned on and off based on the switching period Tsw1 and on-time T1 transmitted from the calculation unit 18a, and outputs the voltage. Note that if the primary side diode of the photocoupler 18d can be turned on and off using the arithmetic unit 18a, the driving unit 18c can be omitted.
フォトカプラ１８ｄは、駆動部１８ｃから送信された信号に基づいて、点灯用スイッチング素子１５ａをオン・オフ可能な電圧に変換して出力する。制御回路１８は、充電回路４の１次側を基準電位として実装される。フォトカプラ１８ｄは充電回路４によって絶縁された２次側の点灯用スイッチング素子１５ａに、信号を伝達する機能をもつ。充電用スイッチング素子４ａと点灯用スイッチング素子１５ａを電気的に絶縁するための制御回路として、充電用スイッチング素子４ａと点灯用スイッチング素子１５ａの少なくとも一方にフォトカプラを介して制御信号を送ることができる。
The photocoupler 18d converts the lighting switching element 15a into a voltage that can be turned on and off based on the signal transmitted from the drive unit 18c, and outputs the voltage. The control circuit 18 is implemented using the primary side of the charging circuit 4 as a reference potential. The photocoupler 18d has a function of transmitting a signal to the lighting switching element 15a on the secondary side which is insulated by the charging circuit 4. As a control circuit for electrically insulating the charging switching element 4a and the lighting switching element 15a, a control signal can be sent to at least one of the charging switching element 4a and the lighting switching element 15a via a photocoupler. .
図１２を参照して、実施の形態３に係る照明器具１００Ｃの充電回路４の動作をより詳細に説明する。図１２は、充電用スイッチング素子４ａのゲート―ソース端子間に入力されるオン信号、ドレイン―ソース端子間に印加されるドレイン電圧、フライバックトランス１４の１次巻線１４ａに流れる電流、点灯用スイッチング素子１５ａのゲート―ソース端子間に入力されるオン信号、ドレイン―ソース端子間に印加されるドレイン電圧、フライバックトランス１４の２次巻線１４ｂに流れる電流、電解コンデンサ６の両端に出力される電圧、の波形を示す。図１２では交流電源１の半周期間の波形を示している。説明のため、充電用スイッチング素子４ａのスイッチング周期Ｔｓｗ１は交流電源１の半周期間に対して実際よりも長い周期で記載している。
Referring to FIG. 12, the operation of the charging circuit 4 of the lighting fixture 100C according to the third embodiment will be described in more detail. FIG. 12 shows an ON signal input between the gate and source terminals of the charging switching element 4a, a drain voltage applied between the drain and source terminals, a current flowing through the primary winding 14a of the flyback transformer 14, and a lighting signal. The ON signal input between the gate and source terminals of the switching element 15a, the drain voltage applied between the drain and source terminals, the current flowing through the secondary winding 14b of the flyback transformer 14, and the output across the electrolytic capacitor 6. The waveform of the voltage is shown. FIG. 12 shows a waveform during a half cycle of the AC power supply 1. For the sake of explanation, the switching period Tsw1 of the charging switching element 4a is shown as a period longer than the actual half cycle period of the AC power source 1.
オン時間Ｔ１の期間において、充電用スイッチング素子４ａのドレイン電圧は略０Ｖまで低下し、フィルタコンデンサ３、１次巻線１４ａ、充電用スイッチング素子４ａの電流経路が形成され、１次巻線１４ａに流れる電流が増加し、フライバックトランス１４がエネルギを蓄える。充電用スイッチング素子４ａをオフすると、１次巻線１４ａに流れる電流経路が遮断される。一方で、２次巻線１４ｂ、電解コンデンサ６、点灯用スイッチング素子１５ａの電流経路が形成され、２次巻線１４ｂに電流が流れる。充電用スイッチング素子４ａをオフした後、２次巻線１４ｂに流れる電流は減少し、立下り時間Ｔ２が経過した時点で０Ａとなる。２次巻線１４ｂに流れる電流が０Ａまで低下すると、充電用スイッチング素子４ａのドレイン―ソース間の寄生容量、１次巻線１４ａのインダクタンス、フィルタコンデンサ３で共振が発生し、充電用スイッチング素子４ａのドレイン電圧に振動が発生する。ドレイン電圧の振動は、経時的に減衰し、フィルタコンデンサ３の両端電圧に収束する。
During the on-time T1, the drain voltage of the charging switching element 4a decreases to approximately 0V, and a current path is formed between the filter capacitor 3, the primary winding 14a, and the charging switching element 4a, and the voltage is applied to the primary winding 14a. The current flowing increases and the flyback transformer 14 stores energy. When the charging switching element 4a is turned off, the current path flowing through the primary winding 14a is cut off. On the other hand, a current path is formed between the secondary winding 14b, the electrolytic capacitor 6, and the lighting switching element 15a, and current flows through the secondary winding 14b. After the charging switching element 4a is turned off, the current flowing through the secondary winding 14b decreases and reaches 0 A after the fall time T2 has elapsed. When the current flowing through the secondary winding 14b decreases to 0A, resonance occurs in the drain-source parasitic capacitance of the charging switching element 4a, the inductance of the primary winding 14a, and the filter capacitor 3, and the charging switching element 4a Oscillations occur in the drain voltage of The oscillation of the drain voltage attenuates over time and converges to the voltage across the filter capacitor 3.
充電用スイッチング素子４ａのオン時間Ｔ１の期間、点灯用スイッチング素子１５ａは、オフ状態を維持する。充電用スイッチング素子４ａのオン時間Ｔ１の期間が終了し、立下り時間Ｔ２の期間が開始すると、点灯用スイッチング素子１５ａをオフからオンに切替え、２次巻線１４ｂに流れる電流が０Ａに低下するまでの期間、オン状態を維持する。これによって、２次巻線１４ｂに流れる電流は、点灯用スイッチング素子１５ａの寄生ダイオードではなく、点灯用スイッチング素子１５ａのトランジスタ領域を流れる。一般には、同期整流と呼ばれる動作であり、点灯用スイッチング素子１５ａの寄生ダイオードよりも、トランジスタ領域の方が低損失であるため、点灯用スイッチング素子１５ａで発生する損失を低減することができ、近傍に配置されている電子部品の温度上昇を抑制でき、信頼性を向上させることができる。なお、点灯用スイッチング素子１５ａのオン状態を維持する期間は、充電用スイッチング素子４ａをオンする期間と重複しなければよい。例えば、充電用スイッチング素子４ａのオン時間Ｔ１の期間が終了した後、充電用スイッチング素子４ａを再度オンする直前まで点灯用スイッチング素子１５ａをオン状態とすることもできる。
During the ON time T1 of the charging switching element 4a, the lighting switching element 15a maintains the off state. When the ON time T1 of the charging switching element 4a ends and the falling time T2 starts, the lighting switching element 15a is switched from OFF to ON, and the current flowing through the secondary winding 14b decreases to 0A. It will remain on for a period of time. As a result, the current flowing through the secondary winding 14b flows through the transistor region of the lighting switching element 15a instead of through the parasitic diode of the lighting switching element 15a. Generally, this operation is called synchronous rectification, and since the transistor region has lower loss than the parasitic diode of the lighting switching element 15a, the loss generated in the lighting switching element 15a can be reduced, and the It is possible to suppress the rise in temperature of electronic components placed in the circuit and improve reliability. Note that the period during which the lighting switching element 15a is maintained in the on state does not need to overlap with the period during which the charging switching element 4a is turned on. For example, after the on-time period T1 of the charging switching element 4a ends, the lighting switching element 15a may be kept in the ON state until immediately before the charging switching element 4a is turned on again.
上述したすべての制御は、実施の形態３で示した制御回路１８又は他の制御回路によって実現され得る。
All the controls described above can be realized by the control circuit 18 shown in Embodiment 3 or other control circuits.
