JP7261981B2

JP7261981B2 - Lighting device and lighting fixture

Info

Publication number: JP7261981B2
Application number: JP2019096068A
Authority: JP
Inventors: 真史山本; 和宏二階堂
Original assignee: Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Current assignee: Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Priority date: 2019-05-22
Filing date: 2019-05-22
Publication date: 2023-04-21
Anticipated expiration: 2039-05-22
Also published as: JP2020191240A

Description

本開示は、点灯装置、及び照明器具に関する。 TECHNICAL FIELD The present disclosure relates to lighting devices and lighting fixtures.

従来、電源回路と、電流可変回路と、制御回路とを備える点灯装置がある（例えば特許文献１参照）。電源回路は、スイッチング素子を有するスイッチング電源回路であり、交流電圧を入力されて昇降圧動作を行い、光源に直流の出力電圧を出力する。電源回路では、入力の力率を改善する力率改善回路と、直流電圧を出力するコンバータとが一体に構成されている。電流可変回路は、光源に直列接続されたトランジスタと検出抵抗との直列回路を有し、トランジスタを制御することで光源に流れる負荷電流を調整する。制御回路は、電源回路及び電流可変回路をそれぞれ制御して、出力電圧及び負荷電流をそれぞれ制御する。 Conventionally, there is a lighting device that includes a power supply circuit, a variable current circuit, and a control circuit (see Patent Document 1, for example). The power supply circuit is a switching power supply circuit having a switching element, receives an AC voltage, performs a step-up/step-down operation, and outputs a DC output voltage to the light source. In a power supply circuit, a power factor correction circuit that improves the power factor of an input and a converter that outputs a DC voltage are integrally configured. The variable current circuit has a series circuit of a transistor connected in series with the light source and a detection resistor, and controls the transistor to adjust the load current flowing through the light source. The control circuit controls the power supply circuit and the current variable circuit, respectively, and controls the output voltage and the load current, respectively.

従来の点灯装置は、光源を消灯制御する場合、電源回路のスイッチング素子のスイッチング制御を継続しながら、電流可変回路のトランジスタをオフする。すなわち、光源の消灯制御では、電源回路から出力電圧が出力されている状態で、負荷電流がゼロになる。 A conventional lighting device turns off a transistor of a current variable circuit while continuing switching control of a switching element of a power supply circuit when performing extinguishing control of a light source. That is, in the light source extinguishing control, the load current becomes zero while the output voltage is being output from the power supply circuit.

特開２０１８－１５６８５７号公報JP 2018-156857 A

上述の従来の点灯装置では、入力される交流電圧の急激な変動時（電力系統の切替時、瞬時電圧低下からの復帰時など）、及び急激な負荷変動時に、出力電圧が跳ね上がることがある。このような出力電圧の急上昇は、点灯装置の不具合の要因となる可能性があった。 In the above-described conventional lighting device, the output voltage may jump when the input AC voltage suddenly changes (when switching the electric power system, when recovering from an instantaneous voltage drop, etc.) and when the load changes suddenly. Such a rapid increase in output voltage may cause malfunction of the lighting device.

本開示の目的とするところは、入力される交流電圧が急激に変動しても、出力電圧の急上昇を抑制できる点灯装置、及び照明器具を提供することにある。 An object of the present disclosure is to provide a lighting device and a lighting fixture that can suppress a sudden rise in output voltage even if an AC voltage to be input suddenly fluctuates.

本開示の一態様に係る点灯装置は、電源回路と、制御回路と、電流可変回路と、を備える。前記電源回路は、交流電圧を入力されて交流電力を直流電力に変換し、直流電圧を光源に出力する。前記制御回路は、前記電源回路を制御する。前記電流可変回路は、前記光源に流れる負荷電流を調整する。前記電源回路は、スイッチング素子を有する。前記制御回路は、前記交流電力の力率を改善する力率改善回路及び前記交流電力を前記直流電力に変換する電力変換回路として前記電源回路が機能するように、前記スイッチング素子をスイッチング制御する。前記電流可変回路は、前記負荷電流が流れるトランジスタ、及び前記トランジスタを制御して前記負荷電流を調節する電流制御部を有する。前記制御回路は、前記トランジスタの両端電圧を含む監視電圧の検出値が上限値を上回ると、前記スイッチング制御を停止する。前記制御回路は、前記スイッチング制御を停止した後、前記監視電圧の検出値が前記上限値より低い再開値以下になると、前記スイッチング制御を再開する。 A lighting device according to an aspect of the present disclosure includes a power supply circuit, a control circuit, and a variable current circuit. The power supply circuit receives an AC voltage, converts the AC power into DC power, and outputs the DC voltage to the light source. The control circuit controls the power supply circuit. The current variable circuit adjusts the load current flowing through the light source. The power supply circuit has a switching element. The control circuit switches and controls the switching element so that the power supply circuit functions as a power factor correction circuit that improves the power factor of the AC power and a power conversion circuit that converts the AC power into the DC power. The variable current circuit has a transistor through which the load current flows, and a current control section that controls the transistor to adjust the load current. The control circuit stops the switching control when the detected value of the monitoring voltage including the voltage across the transistor exceeds an upper limit value. After stopping the switching control, the control circuit restarts the switching control when the detected value of the monitoring voltage becomes equal to or lower than a restart value lower than the upper limit.

本開示の一態様に係る照明器具は、上述の点灯装置と、前記点灯装置から直流電力を供給される光源と、前記光源を設ける筐体とを備える。 A lighting fixture according to an aspect of the present disclosure includes the lighting device described above, a light source supplied with DC power from the lighting device, and a housing provided with the light source.

以上説明したように、本開示では、入力される交流電圧が急激に変動しても、出力電圧の急上昇を抑制できるという効果がある。 As described above, the present disclosure has the effect of being able to suppress a sudden rise in the output voltage even if the input AC voltage fluctuates abruptly.

図１は、実施形態に係る点灯装置を示すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing a lighting device according to an embodiment. 図２は、比較例の点灯装置を示すブロック図である。FIG. 2 is a block diagram showing a lighting device of a comparative example. 図３は、比較例の各部の波形を示す図である。FIG. 3 is a diagram showing waveforms of respective parts of the comparative example. 図４は、実施形態に係る点灯装置の各部の波形を示す図である。FIG. 4 is a diagram showing waveforms of each part of the lighting device according to the embodiment. 図５は、第２変形例の点灯装置の一部を示すブロック図である。FIG. 5 is a block diagram showing part of the lighting device of the second modified example. 図６は、第３変形例の点灯装置を示すブロック図である。FIG. 6 is a block diagram showing a lighting device of a third modified example. 図７Ａは、実施形態に係る照明器具を示す断面図である。図７Ｂは、実施形態に係る別の照明器具を示す断面図である。7A is a cross-sectional view showing a lighting fixture according to an embodiment; FIG. 7B is a cross-sectional view showing another lighting fixture according to an embodiment; FIG.

以下の実施形態は、一般に、点灯装置、および照明器具に関する。より詳細には、以下の実施形態は、交流電力を入力されて、直流電力を光源に供給する点灯装置、および照明器具に関する。 The following embodiments relate generally to lighting devices and lighting fixtures. More specifically, the following embodiments relate to lighting devices and lighting fixtures that receive AC power and supply DC power to a light source.

以下に本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。 An embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings.

（１）基本構成
図１は、本実施形態の点灯装置１の回路構成を示す。 (1) Basic Configuration FIG. 1 shows a circuit configuration of a lighting device 1 of this embodiment.

点灯装置１は、電源回路１１と、電流可変回路１２と、検出回路１３と、制御回路１４とを、主構成として備える。 The lighting device 1 includes a power supply circuit 11, a current variable circuit 12, a detection circuit 13, and a control circuit 14 as main components.

電源回路１１の入力端は、交流電源９に電気的に接続している。交流電源９は、１００Ｖ系又は２００Ｖ系の商用電力系統である。電源回路１１は、交流電源９から交流電力を供給され、交流電力を電力変換して直流電力を生成し、生成した直流電力を光源２へ供給する。交流電源９の電圧は交流電圧Ｖｉであり、交流電圧Ｖｉが電源回路１１に入力される。 An input terminal of the power supply circuit 11 is electrically connected to the AC power supply 9 . The AC power supply 9 is a commercial power system of 100V system or 200V system. The power supply circuit 11 is supplied with AC power from the AC power supply 9 , converts the AC power into DC power, and supplies the generated DC power to the light source 2 . The voltage of the AC power supply 9 is the AC voltage Vi, and the AC voltage Vi is input to the power supply circuit 11 .

電源回路１１は、昇降圧機能及び昇圧機能のいずれかを有するワンコンバータのスイッチング電源回路である。ワンコンバータでは、交流電力の力率を改善する力率改善回路と、交流電力を直流電力に変換する電力変換回路とが一体に構成されており、部品点数の低減、及び高効率化を図っている。すなわち、電源回路１１は、力率改善回路、及び電力変換回路として機能することができる。電源回路１１が昇降圧機能を有する場合、電源回路１１は、ＳＥＰＩＣ（Single Ended Primary Inductor Converter）回路、ＣＵＫ回路、及びＺＥＴＡ回路のいずれかの構成を備えることが好ましい。 The power supply circuit 11 is a one-converter switching power supply circuit having either a step-up/down function or a step-up function. In a single converter, a power factor correction circuit that improves the power factor of AC power and a power conversion circuit that converts AC power to DC power are integrated to reduce the number of parts and improve efficiency. there is That is, the power supply circuit 11 can function as a power factor correction circuit and a power conversion circuit. If the power supply circuit 11 has a step-up/down function, it is preferable that the power supply circuit 11 include any one of a SEPIC (Single Ended Primary Inductor Converter) circuit, a CUK circuit, and a ZETA circuit.

図１の電源回路１１は、整流回路１１１、及びコンバータ１１２を備えており、コンバータ１１２は、ＳＥＰＩＣ回路を構成している。 The power supply circuit 11 in FIG. 1 includes a rectifier circuit 111 and a converter 112, and the converter 112 constitutes a SEPIC circuit.

整流回路１１１は、フルブリッジ接続された４個のダイオードを有するダイオードブリッジＤＢ１、及びコンデンサＣ１を備える。コンデンサＣ１は、ダイオードブリッジＤＢ１の出力端間に接続される。ダイオードブリッジＤＢ１は、交流電源９から入力された交流電圧Ｖｉを全波整流し、コンデンサＣ１の両端間には直流の脈流電圧が生成される。整流回路１１１が出力する脈流電圧は、コンバータ１１２に入力される。 The rectifier circuit 111 includes a diode bridge DB1 having four diodes connected in a full bridge, and a capacitor C1. A capacitor C1 is connected across the output terminals of the diode bridge DB1. The diode bridge DB1 full-wave rectifies the AC voltage Vi input from the AC power supply 9, and a pulsating DC voltage is generated across the capacitor C1. A pulsating voltage output from the rectifier circuit 111 is input to the converter 112 .

コンバータ１１２は、整流回路１１１から脈流電圧を入力されて、直流の出力電圧Ｖｏを出力する。コンバータ１１２は、制御回路１４によって制御される。 The converter 112 receives the pulsating current voltage from the rectifier circuit 111 and outputs a DC output voltage Vo. Converter 112 is controlled by control circuit 14 .

具体的に、コンバータ１１２は、インダクタＬ１１，Ｌ１２、コンデンサＣ１１、出力コンデンサＣ１２、ダイオードＤ１１、スイッチング素子Ｑ１１、及び抵抗Ｒ１１を備えるＳＥＰＩＣ回路を構成する。コンデンサＣ１の正極（脈流電圧の高電位）と負極（脈流電圧の負電位）との間には、正極からインダクタＬ１１、コンデンサＣ１１、ダイオードＤ１１、出力コンデンサＣ１２を順に接続した直列回路が接続されている。インダクタＬ１１とコンデンサＣ１１との接続点とコンデンサＣ１の負極との間には、スイッチング素子Ｑ１１と抵抗Ｒ１１との直列回路が接続されている。図１のスイッチング素子Ｑ１１は、Ｎチャネルのエンハンスメント型のＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor：電界効果トランジスタ）である。スイッチング素子Ｑ１１のドレインは、インダクタＬ１１とコンデンサＣ１１との接続点に接続され、スイッチング素子Ｑ１１のソースは抵抗Ｒ１１の一端に接続される。抵抗Ｒ１１の他端は、コンデンサＣ１の負極に接続される。なお、スイッチング素子Ｑ１１は、ＭＯＳＦＥＴ以外に、例えばバイポーラトランジスタなどの他の半導体スイッチング素子であってもよい。 Specifically, converter 112 configures a SEPIC circuit including inductors L11 and L12, capacitor C11, output capacitor C12, diode D11, switching element Q11, and resistor R11. A series circuit in which an inductor L11, a capacitor C11, a diode D11, and an output capacitor C12 are connected in order from the positive electrode is connected between the positive electrode (high potential of the pulsating current) and the negative electrode (negative potential of the pulsating current) of the capacitor C1. It is A series circuit of a switching element Q11 and a resistor R11 is connected between the connection point between the inductor L11 and the capacitor C11 and the negative electrode of the capacitor C1. The switching element Q11 in FIG. 1 is an N-channel enhancement type MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor). The drain of switching element Q11 is connected to the connection point between inductor L11 and capacitor C11, and the source of switching element Q11 is connected to one end of resistor R11. The other end of resistor R11 is connected to the negative electrode of capacitor C1. The switching element Q11 may be other semiconductor switching elements such as a bipolar transistor, other than the MOSFET.

コンデンサＣ１１とダイオードＤ１１との接続点とコンデンサＣ１の負極との間には、インダクタＬ１２が接続されている。出力コンデンサＣ１２の両端電圧が出力電圧Ｖｏになる。なお、ダイオードＤ１１のアノードはコンデンサＣ１１に接続され、ダイオードＤ１１のカソードは出力コンデンサＣ１２の正極（出力電圧Ｖｏの高電位）に接続されている。 An inductor L12 is connected between the connection point between the capacitor C11 and the diode D11 and the negative electrode of the capacitor C1. The voltage across the output capacitor C12 becomes the output voltage Vo. The anode of the diode D11 is connected to the capacitor C11, and the cathode of the diode D11 is connected to the positive electrode (high potential of the output voltage Vo) of the output capacitor C12.

そして、スイッチング素子Ｑ１１がオンすると、コンデンサＣ１の正極、インダクタＬ１１、スイッチング素子Ｑ１１、抵抗Ｒ１１、コンデンサＣ１の負極の順序で電流が流れて、インダクタＬ１１にエネルギー（磁気エネルギー）が蓄積される。また、スイッチング素子Ｑ１１がオンすると、コンデンサＣ１１、スイッチング素子Ｑ１１、抵抗Ｒ１１、インダクタＬ１２、コンデンサＣ１１の順序で電流が流れて、インダクタＬ１２にエネルギー（磁気エネルギー）が蓄積される。 When the switching element Q11 is turned on, current flows through the positive electrode of the capacitor C1, the inductor L11, the switching element Q11, the resistor R11, and the negative electrode of the capacitor C1 in that order, and energy (magnetic energy) is accumulated in the inductor L11. Also, when the switching element Q11 is turned on, current flows in the order of the capacitor C11, the switching element Q11, the resistor R11, the inductor L12, and the capacitor C11, and energy (magnetic energy) is accumulated in the inductor L12.

次に、スイッチング素子Ｑ１１がオフすると、コンデンサＣ１の正極、インダクタＬ１１、コンデンサＣ１１、ダイオードＤ１１、出力コンデンサＣ１２、コンデンサＣ１の負極の順序で電流が流れて、コンデンサＣ１１を充電する。また、スイッチング素子Ｑ１１がオフすると、インダクタＬ１２、ダイオードＤ１１、出力コンデンサＣ１２、インダクタＬ１２の順序で電流が流れて、出力コンデンサＣ１２を充電する。 Next, when the switching element Q11 is turned off, current flows in the order of the positive terminal of the capacitor C1, the inductor L11, the capacitor C11, the diode D11, the output capacitor C12, and the negative terminal of the capacitor C1 to charge the capacitor C11. When switching element Q11 is turned off, current flows through inductor L12, diode D11, output capacitor C12, and inductor L12 in that order to charge output capacitor C12.

そして、スイッチング素子Ｑ１１がオンオフすることによって、脈流電圧を入力とする昇降圧動作が行われ、出力コンデンサＣ１２の両端間に直流の出力電圧Ｖｏが発生する。電源回路１１は、出力電圧Ｖｏを出力する。 By turning on and off the switching element Q11, a step-up/step-down operation is performed with the pulsating current input, and a DC output voltage Vo is generated across the output capacitor C12. The power supply circuit 11 outputs an output voltage Vo.

電源回路１１の出力端間（出力コンデンサＣ１２の両端間）には、光源２と電流可変回路１２との直列回路が接続されている。光源２と電流可変回路１２との直列回路には、出力電圧Ｖｏが印加される。光源２に流れる負荷電流Ｉｏは、電流可変回路１２によって制御される。電流可変回路１２は、負荷電流Ｉｏを制御することで光源２の光出力を調整し、光源２の点灯、消灯、及び調光を行うことができる。 A series circuit of the light source 2 and the current variable circuit 12 is connected between the output terminals of the power supply circuit 11 (between both ends of the output capacitor C12). An output voltage Vo is applied to the series circuit of the light source 2 and the current variable circuit 12 . A load current Io flowing through the light source 2 is controlled by the current variable circuit 12 . The current variable circuit 12 can adjust the light output of the light source 2 by controlling the load current Io, and can perform lighting, extinguishing, and dimming of the light source 2 .

光源２は、固体発光素子としてＬＥＤ（Light Emitting Diode）を用いており、直列接続された複数のＬＥＤを備える。隣り合う一対のＬＥＤでは、一方のＬＥＤのカソードが、他方のＬＥＤのアノードに接続している。光源２は、高電位側をアノード側とし、低電位側をカソード側とする。この場合、光源２のアノード側は、出力コンデンサＣ１２の正極に接続している。光源２のカソード側は、電流可変回路１２に接続している。 The light source 2 uses LEDs (Light Emitting Diodes) as solid light emitting elements, and includes a plurality of LEDs connected in series. In a pair of adjacent LEDs, the cathode of one LED is connected to the anode of the other LED. The light source 2 has a high potential side as an anode side and a low potential side as a cathode side. In this case, the anode side of the light source 2 is connected to the positive terminal of the output capacitor C12. A cathode side of the light source 2 is connected to a current variable circuit 12 .

電流可変回路１２は、ＦＥＴ１２１（トランジスタ）と、電流制御部１２２とを備える。 The current variable circuit 12 includes an FET 121 (transistor) and a current control section 122 .

ＦＥＴ１２１は、Ｎチャネルのエンハンスメント型のＭＯＳＦＥＴであり、ＦＥＴ１２１のドレインは、光源２のカソード側に接続している。なお、ＦＥＴ１２１の代わりに、例えばバイポーラトランジスタなどの他のトランジスタを用いてもよい。 The FET 121 is an N-channel enhancement type MOSFET, and the drain of the FET 121 is connected to the cathode side of the light source 2 . Note that, instead of the FET 121, another transistor such as a bipolar transistor may be used.

電流制御部１２２は、オペアンプ１２２ａと、抵抗１２２ｂ，１２２ｃと、検出抵抗１２２ｄとを備える。ＦＥＴ１２１のソースは、検出抵抗１２２ｄの一端に接続している。検出抵抗１２２ｄの他端は、出力コンデンサＣ１２の負極に接続している。すなわち、電源回路１１の出力端間には、光源２とＦＥＴ１２１と検出抵抗１２２ｄとの直列回路が接続している。 The current controller 122 includes an operational amplifier 122a, resistors 122b and 122c, and a detection resistor 122d. A source of the FET 121 is connected to one end of the detection resistor 122d. The other end of the detection resistor 122d is connected to the negative electrode of the output capacitor C12. That is, a series circuit of the light source 2, the FET 121, and the detection resistor 122d is connected between the output terminals of the power supply circuit 11. FIG.

抵抗１２２ｂの一端は、ＦＥＴ１２１のソースに接続し、抵抗１２２ｂの他端は、オペアンプ１２２ａの－側入力端子に接続している。すなわち、ＦＥＴ１２１のソースと検出抵抗１２２ｄとの接続点は、抵抗１２２ｂを介してオペアンプ１２２ａの－側入力端子に接続している。また、オペアンプ１２２ａの＋側入力端子には、制御回路１４から基準電圧Ｖｒ３が入力される。また、オペアンプ１２２ａの出力端子と－側入力端子との間には、抵抗１２２ｃが接続されている。さらに、オペアンプ１２２ａの出力端子は、ＦＥＴ１２１のゲートに接続している。そして、電流制御部１２２は、ＦＥＴ１２１のゲート電圧を制御することで、ＦＥＴ１２１と検出抵抗１２２ｄとの直列回路に流れる負荷電流Ｉｏを調節できる。 One end of the resistor 122b is connected to the source of the FET 121, and the other end of the resistor 122b is connected to the - side input terminal of the operational amplifier 122a. That is, the connection point between the source of the FET 121 and the detection resistor 122d is connected to the - side input terminal of the operational amplifier 122a through the resistor 122b. A reference voltage Vr3 is input from the control circuit 14 to the positive input terminal of the operational amplifier 122a. A resistor 122c is connected between the output terminal and the negative input terminal of the operational amplifier 122a. Furthermore, the output terminal of the operational amplifier 122a is connected to the gate of the FET121. By controlling the gate voltage of the FET 121, the current control unit 122 can adjust the load current Io flowing through the series circuit of the FET 121 and the detection resistor 122d.

検出回路１３は、ツェナダイオード１３１、ダイオード１３２，１３５，１３６、及び抵抗１３３，１３４を備える。ツェナダイオード１３１のカソードは、ＦＥＴ１２１のドレイン（光源２とＦＥＴ１２１との接続点）に接続され、ツェナダイオード１３１のアノードはダイオード１３２のアノードに接続される。抵抗１３３，１３４の直列回路は、光源２とＦＥＴ１２１との直列回路に並列接続される。ダイオード１３５のアノードは、抵抗１３３，１３４の接続点に接続される。ダイオード１３６のアノードは、スイッチング素子Ｑ１１のソースに接続される。ダイオード１３２，１３５，１３６の各カソードは、制御回路１４の入力ポートＰ４に接続される。 The detection circuit 13 includes a Zener diode 131 , diodes 132 , 135 and 136 and resistors 133 and 134 . The cathode of Zener diode 131 is connected to the drain of FET 121 (connection point between light source 2 and FET 121 ), and the anode of Zener diode 131 is connected to the anode of diode 132 . A series circuit of resistors 133 and 134 is connected in parallel to a series circuit of light source 2 and FET 121 . The anode of diode 135 is connected to the junction of resistors 133 and 134 . The anode of diode 136 is connected to the source of switching element Q11. Each cathode of diodes 132 , 135 , 136 is connected to input port P 4 of control circuit 14 .

検出回路１３は、ＦＥＴ１２１のドレイン電圧Ｖｄ４（ＦＥＴ１２１のドレインと出力コンデンサＣ１２の負極との間の電圧）を監視電圧としており、この監視電圧は、ＦＥＴ１２１の両端電圧（ドレイン－ソース間電圧）を含む。本実施形態では、監視電圧は、ＦＥＴ１２１と検出抵抗１２２ｄとの直列回路の両端電圧である。そして、検出回路１３では、ドレイン電圧Ｖｄ４からツェナダイオード１３１のツェナ電圧を差し引いた値が、第１検出電圧Ｖｄ１となる。この第１検出電圧Ｖｄ１が、監視電圧（ドレイン電圧Ｖｄ４）の検出値に対応する。第１検出電圧Ｖｄ１は、ダイオード１３２を介して、制御回路１４の入力ポートＰ４に入力される。 The detection circuit 13 uses the drain voltage Vd4 of the FET 121 (the voltage between the drain of the FET 121 and the negative electrode of the output capacitor C12) as a monitoring voltage, and this monitoring voltage includes the voltage across the FET 121 (drain-source voltage). . In this embodiment, the monitoring voltage is the voltage across the series circuit of the FET 121 and the detection resistor 122d. In the detection circuit 13, a value obtained by subtracting the Zener voltage of the Zener diode 131 from the drain voltage Vd4 becomes the first detection voltage Vd1. This first detection voltage Vd1 corresponds to the detection value of the monitoring voltage (drain voltage Vd4). The first detection voltage Vd1 is input to the input port P4 of the control circuit 14 via the diode 132. FIG.

検出回路１３では、抵抗１３３，１３４の接続点の電圧（抵抗１３３，１３４の接続点と出力コンデンサＣ１２の負極との間の電圧）が第２検出電圧Ｖｄ２になる。第２検出電圧Ｖｄ２は、出力電圧Ｖｏに比例する。第２検出電圧Ｖｄ２は、ダイオード１３５を介して、制御回路１４の入力ポートＰ４に入力される。 In the detection circuit 13, the voltage at the connection point of the resistors 133 and 134 (the voltage between the connection point of the resistors 133 and 134 and the negative electrode of the output capacitor C12) becomes the second detection voltage Vd2. The second detection voltage Vd2 is proportional to the output voltage Vo. The second detection voltage Vd2 is input to the input port P4 of the control circuit 14 via the diode 135. FIG.

検出回路１３では、抵抗Ｒ１１の両端電圧が第３検出電圧Ｖｄ３になる。第３検出電圧Ｖｄ３は、スイッチング素子Ｑ１１を流れるドレイン電流に比例する。第３検出電圧Ｖｄ３は、ダイオード１３６を介して、制御回路１４の入力ポートＰ４に入力される。 In the detection circuit 13, the voltage across the resistor R11 becomes the third detection voltage Vd3. The third detection voltage Vd3 is proportional to the drain current flowing through the switching element Q11. The third detection voltage Vd3 is input to the input port P4 of the control circuit 14 via the diode 136. FIG.

すなわち、検出回路１３では、ダイオード１３２，１３５，１３６がＯＲ回路を構成しており、第１検出電圧Ｖｄ１、第２検出電圧Ｖｄ２、及び第３検出電圧Ｖｄ３のうち、電圧値が最も高い検出電圧が、検出値Ｖｄ０として制御回路１４の入力ポートＰ４に選択的に入力される。また、入力ポートＰ４として制御回路１４のＯＣＰ（Over Current Protection）ポートを用いることで、第１検出電圧Ｖｄ１、第２検出電圧Ｖｄ２、及び第３検出電圧Ｖｄ３による各異常判定のための構成を簡略化することができる。 That is, in the detection circuit 13, the diodes 132, 135, and 136 constitute an OR circuit, and the detection voltage having the highest voltage value among the first detection voltage Vd1, the second detection voltage Vd2, and the third detection voltage Vd3 is selectively input to the input port P4 of the control circuit 14 as the detected value Vd0. Further, by using the OCP (Over Current Protection) port of the control circuit 14 as the input port P4, the configuration for each abnormality determination by the first detection voltage Vd1, the second detection voltage Vd2, and the third detection voltage Vd3 can be simplified. can be

さらに、ＦＥＴ１２１のドレインは、制御回路１４の入力ポートＰ３に接続される。すなわち、入力ポートＰ３には、ＦＥＴ１２１のドレイン電圧Ｖｄ４が入力される。入力ポートＰ３には、例えば制御回路１４のＦＢ（Feedback）ポートを用いることができる。 Further, the drain of FET 121 is connected to input port P3 of control circuit 14 . That is, the drain voltage Vd4 of the FET 121 is input to the input port P3. For example, an FB (Feedback) port of the control circuit 14 can be used as the input port P3.

図１の制御回路１４は、誤差検出部１４１、比較部１４２、及び駆動信号生成部１４３を備える。例えば、制御回路１４は、プロセッサ及びメモリを有するマイクロコンピュータなどのコンピュータを有している。そして、プロセッサがメモリに格納されているプログラムを実行することにより、コンピュータが誤差検出部１４１、比較部１４２、及び駆動信号生成部１４３として機能する。プロセッサが実行するプログラムは、ここではコンピュータのメモリに予め記録されているが、メモリカード等の非一時的な記録媒体に記録されて提供されてもよいし、インターネット等の電気通信回線を通じて提供されてもよい。また、制御回路１４は、ディスクリート部品を組み合わせて、誤差検出部１４１、比較部１４２、及び駆動信号生成部１４３の少なくとも１つを構成してもよい。例えば、誤差検出部１４１は、エラーアンプなどのハードウェアで構成されてもよく、比較部１４２はコンパレータなどのハードウェアで構成されてもよい。 The control circuit 14 of FIG. 1 includes an error detector 141 , a comparator 142 and a drive signal generator 143 . For example, control circuit 14 comprises a computer, such as a microcomputer having a processor and memory. The computer functions as the error detector 141 , the comparator 142 , and the drive signal generator 143 by executing the programs stored in the memory by the processor. The program executed by the processor is pre-recorded in the memory of the computer here, but may be provided by being recorded in a non-temporary recording medium such as a memory card, or may be provided through an electric communication line such as the Internet. may Further, the control circuit 14 may configure at least one of the error detection section 141, the comparison section 142, and the drive signal generation section 143 by combining discrete components. For example, the error detection unit 141 may be configured with hardware such as an error amplifier, and the comparison unit 142 may be configured with hardware such as a comparator.

そして、制御回路１４は、電源回路１１が、交流電源９から供給される交流電力の力率を改善する力率改善回路、及び交流電力を直流電力に変換する電力変換回路として機能するように、スイッチング素子Ｑ１１をスイッチング制御する。すなわち、制御回路１４は、電源回路１１を制御することで、出力電圧Ｖｏを制御することができる。さらに、制御回路１４は、基準電圧Ｖｒ３を生成し、出力ポートＰ２から基準電圧Ｖｒ３を電流制御部１２２へ出力する。すなわち、制御回路１４は、基準電圧Ｖｒ３の値を調整することで、負荷電流Ｉｏを制御することができる。 The control circuit 14 controls the power supply circuit 11 so that it functions as a power factor correction circuit that improves the power factor of the AC power supplied from the AC power supply 9 and as a power conversion circuit that converts the AC power into DC power. Switching of the switching element Q11 is controlled. That is, the control circuit 14 can control the output voltage Vo by controlling the power supply circuit 11 . Further, control circuit 14 generates reference voltage Vr3 and outputs reference voltage Vr3 to current control section 122 from output port P2. That is, the control circuit 14 can control the load current Io by adjusting the value of the reference voltage Vr3.

（２）電流制御
以下、負荷電流Ｉｏの制御について説明する。 (2) Current Control Control of the load current Io will be described below.

電流可変回路１２のオペアンプ１２２ａの＋側入力端子には基準電圧Ｖｒ３が入力されている。そして、オペアンプ１２２ａは、イマジナリショート（Imaginary Short）の作用によって、オペアンプ１２２ａの－側入力端子の電位が基準電圧Ｖｒ３に等しくなるように出力電圧を調整する。つまり、負荷電流Ｉｏによって生じる検出抵抗１２２ｄの両端電圧が基準電圧Ｖｒ３に等しくなるように、オペアンプ１２２ａは出力電圧を調整する。 A + side input terminal of the operational amplifier 122a of the current variable circuit 12 receives the reference voltage Vr3. Then, the operational amplifier 122a adjusts the output voltage so that the potential of the - side input terminal of the operational amplifier 122a becomes equal to the reference voltage Vr3 by the action of Imaginary Short. That is, the operational amplifier 122a adjusts the output voltage so that the voltage across the detection resistor 122d generated by the load current Io becomes equal to the reference voltage Vr3.

そして、オペアンプ１２２ａの出力電圧はＦＥＴ１２１のゲートに印加されるため、基準電圧Ｖｒ３によってＦＥＴ１２１のゲート電圧（ゲート－ソース間電圧）が決まる。電流制御部１２２は、ＦＥＴ１２１のゲート電圧を調整することで、負荷電流Ｉｏ（ＦＥＴ１２１のドレイン電流）を制御することができる。したがって、制御回路１４が、外部からの指示信号などに応じた基準電圧Ｖｒ３を設定することで、光源２の光出力が制御される。 Since the output voltage of the operational amplifier 122a is applied to the gate of the FET 121, the gate voltage (gate-source voltage) of the FET 121 is determined by the reference voltage Vr3. The current control unit 122 can control the load current Io (the drain current of the FET 121) by adjusting the gate voltage of the FET 121. FIG. Therefore, the light output of the light source 2 is controlled by the control circuit 14 setting the reference voltage Vr3 according to an instruction signal or the like from the outside.

（３）電圧制御
以下、出力電圧Ｖｏの制御について説明する。 (3) Voltage Control Control of the output voltage Vo will be described below.

誤差検出部１４１は、入力ポートＰ３を介してドレイン電圧Ｖｄ４を受け取る。そして、誤差検出部１４１は、ドレイン電圧Ｖｄ４から目標電圧Ｖｒ１を差し引いた差分電圧を表す誤差信号Ｙ１を生成し、誤差信号Ｙ１を駆動信号生成部１４３に引き渡す。誤差検出部１４１は、例えば、第１検出電圧Ｖｄ１及び目標電圧Ｖｒ１の各デジタル値を用いたデジタル演算によって、差分電圧をデジタル値で表す誤差信号Ｙ１を生成する。また、誤差検出部１４１は、第１検出電圧Ｖｄ１及び目標電圧Ｖｒ１の各アナログ電圧信号を用いたアナログ演算によって、差分電圧に相当するアナログ電圧信号を誤差信号Ｙ１として生成してもよい。 Error detector 141 receives drain voltage Vd4 via input port P3. The error detector 141 then generates an error signal Y1 representing a differential voltage obtained by subtracting the target voltage Vr1 from the drain voltage Vd4, and transfers the error signal Y1 to the drive signal generator 143. FIG. The error detection unit 141 generates an error signal Y1 that expresses the differential voltage as a digital value, for example, by digital calculation using the digital values of the first detection voltage Vd1 and the target voltage Vr1. Further, the error detection section 141 may generate an analog voltage signal corresponding to the differential voltage as the error signal Y1 by analog calculation using the analog voltage signals of the first detection voltage Vd1 and the target voltage Vr1.

駆動信号生成部１４３は、スイッチング素子Ｑ１１を繰り返しオンオフさせるスイッチング制御を行うことで、電源回路１１を力率改善回路及び電力変換回路として機能させる。具体的に、駆動信号生成部１４３は、スイッチング素子Ｑ１１を一定の周期毎にターンオンさせ、誤差信号Ｙ１に基づいてオン期間を調整することで、出力電圧Ｖｏを制御する。駆動信号生成部１４３は、誤差信号Ｙ１に基づいて、ドレイン電圧Ｖｄ４が目標電圧Ｖｒ１に一致するように（差分電圧が０（ゼロ）になるように）、スイッチング素子Ｑ１１のオン期間を調整して、出力電圧Ｖｏを制御する。目標電圧Ｖｒ１は、光源２を点灯可能、かつ、できるだけ低い値に設定されることが好ましく、例えば２～３Ｖ程度である。したがって、ＦＥＴ１２１のドレイン－ソース間電圧は、目標電圧Ｖｒ１から検出抵抗１２２ｄでの電圧降下を引いた値に維持され、ＦＥＴ１２１の電力損失を抑制することができる。 The drive signal generation unit 143 performs switching control to repeatedly turn on and off the switching element Q11, thereby causing the power supply circuit 11 to function as a power factor correction circuit and a power conversion circuit. Specifically, the drive signal generator 143 turns on the switching element Q11 at regular intervals and adjusts the ON period based on the error signal Y1 to control the output voltage Vo. Based on the error signal Y1, the drive signal generator 143 adjusts the ON period of the switching element Q11 so that the drain voltage Vd4 matches the target voltage Vr1 (so that the difference voltage becomes 0 (zero)). , controls the output voltage Vo. The target voltage Vr1 is preferably set to a value as low as possible while lighting the light source 2, for example, about 2 to 3V. Therefore, the drain-source voltage of the FET 121 is maintained at a value obtained by subtracting the voltage drop across the detection resistor 122d from the target voltage Vr1, and the power loss of the FET 121 can be suppressed.

（４）異常判定
比較部１４２は、入力ポートＰ４を介して、第１検出電圧Ｖｄ１、第２検出電圧Ｖｄ２、及び第３検出電圧Ｖｄ３のいずれかを検出値Ｖｄ０として受け取る。検出値Ｖｄ０は、第１検出電圧Ｖｄ１、第２検出電圧Ｖｄ２、及び第３検出電圧Ｖｄ３のうち、電圧値が最も高い検出電圧の値である。ダイオード１３２，１３５，１３６の各順方向電圧は、第１検出電圧Ｖｄ１、第２検出電圧Ｖｄ２、及び第３検出電圧Ｖｄ３に比べて低く、検出値Ｖｄ０は、第１検出電圧Ｖｄ１、第２検出電圧Ｖｄ２、及び第３検出電圧Ｖｄ３のいずれかであるとみなせる。そして、比較部１４２は、検出値Ｖｄ０と上限値Ｖｒ２とを比較し、比較結果Ｙ２を駆動信号生成部１４３に通知する。比較部１４２は、検出値Ｖｄ０及び上限値Ｖｒ２の各デジタル値を比較してもよいし、検出値Ｖｄ０及び上限値Ｖｒ２の各アナログ電圧信号を比較してもよい。比較部１４２は、検出値Ｖｄ０と上限値Ｖｒ２との大小関係に対応する２値のアナログ電圧信号、又は大小関係に対応するビットデータを、比較結果Ｙ２として生成する。 (4) Abnormality Determination The comparison unit 142 receives one of the first detection voltage Vd1, the second detection voltage Vd2, and the third detection voltage Vd3 as the detection value Vd0 via the input port P4. The detection value Vd0 is the highest detection voltage among the first detection voltage Vd1, the second detection voltage Vd2, and the third detection voltage Vd3. Each forward voltage of the diodes 132, 135, 136 is lower than the first detection voltage Vd1, the second detection voltage Vd2, and the third detection voltage Vd3, and the detection value Vd0 is lower than the first detection voltage Vd1, the second detection voltage Vd1, and the second detection voltage Vd3. It can be regarded as either the voltage Vd2 or the third detection voltage Vd3. Then, the comparison unit 142 compares the detected value Vd0 and the upper limit value Vr2, and notifies the drive signal generation unit 143 of the comparison result Y2. The comparison unit 142 may compare the digital values of the detection value Vd0 and the upper limit value Vr2, or may compare the analog voltage signals of the detection value Vd0 and the upper limit value Vr2. The comparison unit 142 generates a binary analog voltage signal corresponding to the magnitude relationship between the detection value Vd0 and the upper limit value Vr2, or bit data corresponding to the magnitude relationship, as the comparison result Y2.

検出値Ｖｄ０が第１検出電圧Ｖｄ１に対応する場合、比較部１４２は、監視電圧であるドレイン電圧Ｖｄ４が第１上限電圧を上回る過電圧異常の有無を判定する第１判定処理を行う。ドレイン電圧Ｖｄ４が第１上限電圧を上回れば、検出値Ｖｄ０（第１検出電圧Ｖｄ１）が上限値Ｖｒ２を上回る。ドレイン電圧Ｖｄ４には光源２の順方向電圧Ｖｆが含まれていないので、第１判定処理は、順方向電圧Ｖｆのばらつきに関わらず、高い判定精度を実現できる。 When the detected value Vd0 corresponds to the first detected voltage Vd1, the comparator 142 performs a first determination process of determining whether or not there is an overvoltage abnormality in which the drain voltage Vd4, which is the monitoring voltage, exceeds the first upper limit voltage. If the drain voltage Vd4 exceeds the first upper limit voltage, the detected value Vd0 (first detected voltage Vd1) exceeds the upper limit value Vr2. Since the drain voltage Vd4 does not include the forward voltage Vf of the light source 2, the first determination process can achieve high determination accuracy regardless of variations in the forward voltage Vf.

検出値Ｖｄ０が第２検出電圧Ｖｄ２に対応する場合、比較部１４２は、電源回路１１の出力端間が電気的に開放する開放異常の有無を判定する第２判定処理を行う。開放異常は、光源２の非装着及び光源２の故障などによって発生し、開放異常が発生すると出力電圧Ｖｏが通常時より上昇する。そして、出力電圧Ｖｏが第２上限電圧を上回れば、検出値Ｖｄ０が上限値Ｖｒ２を上回る。 When the detected value Vd0 corresponds to the second detected voltage Vd2, the comparison unit 142 performs a second determination process to determine whether or not there is an open failure in which the output terminals of the power supply circuit 11 are electrically open. An open failure occurs due to non-mounting of the light source 2, failure of the light source 2, or the like, and when an open failure occurs, the output voltage Vo increases from normal. Then, when the output voltage Vo exceeds the second upper limit voltage, the detected value Vd0 exceeds the upper limit value Vr2.

検出値Ｖｄ０が第３検出電圧Ｖｄ３に対応する場合、比較部１４２は、スイッチング素子Ｑ１１のドレイン電流が過大になる過電流異常の有無を判定する第３判定処理を行う。過電流異常が発生すると、スイッチング素子Ｑ１１のドレイン電流が通常時より増加する。そして、ドレイン電流が上限電流を上回れば、検出値Ｖｄ０が上限値Ｖｒ２を上回る。 When the detected value Vd0 corresponds to the third detected voltage Vd3, the comparison unit 142 performs a third determination process to determine whether or not there is an overcurrent abnormality in which the drain current of the switching element Q11 becomes excessive. When an overcurrent abnormality occurs, the drain current of the switching element Q11 increases from normal. Then, when the drain current exceeds the upper limit current, the detected value Vd0 exceeds the upper limit value Vr2.

駆動信号生成部１４３は、誤差信号Ｙ１及び比較結果Ｙ２を受け取り、誤差信号Ｙ１及び比較結果Ｙ２に基づいて駆動信号Ｙ３を生成し、駆動信号Ｙ３をスイッチング素子Ｑ１１のゲートへ出力する。駆動信号Ｙ３は、スイッチング素子Ｑ１１をスイッチング制御するための電圧信号である。駆動信号Ｙ３の電圧値がＨ（Ｈｉｇｈ）レベルであれば、スイッチング素子Ｑ１１はオンし、駆動信号Ｙ３の電圧値がＬ（Ｌｏｗ）レベルであれば、スイッチング素子Ｑ１１はオフする。 The drive signal generator 143 receives the error signal Y1 and the comparison result Y2, generates the drive signal Y3 based on the error signal Y1 and the comparison result Y2, and outputs the drive signal Y3 to the gate of the switching element Q11. The drive signal Y3 is a voltage signal for controlling switching of the switching element Q11. If the voltage value of drive signal Y3 is at H (High) level, switching element Q11 is turned on, and if the voltage value of drive signal Y3 is at L (Low) level, switching element Q11 is turned off.

駆動信号生成部１４３は、比較結果Ｙ２に基づいて、上述の過電圧異常、開放異常、及び過電流異常のいずれかが発生しているか否かを認識できる。そこで、駆動信号生成部１４３は、過電圧異常、開放異常、及び過電流異常のいずれも発生していなければ、上述のスイッチング制御を行う。駆動信号生成部１４３は、過電圧異常、開放異常、及び過電流異常のいずれかが発生していれば、上述のスイッチング制御を停止する。 Based on the comparison result Y2, the drive signal generator 143 can recognize whether or not any of the above-described overvoltage abnormality, open circuit abnormality, and overcurrent abnormality has occurred. Therefore, the drive signal generation unit 143 performs the switching control described above if none of the overvoltage abnormality, the open abnormality, and the overcurrent abnormality has occurred. The drive signal generator 143 stops the above-described switching control if any one of the overvoltage abnormality, the open abnormality, and the overcurrent abnormality occurs.

（５）比較例
図２は、比較例の点灯装置１０の回路構成を示す。 (5) Comparative Example FIG. 2 shows a circuit configuration of a lighting device 10 of a comparative example.

点灯装置１０は、電源回路１１Ａ、電流可変回路１２、及び制御回路３を備えて、光源２へ負荷電流Ｉｏを供給する。なお、図１の点灯装置１と同様の構成には同一の符号を付して、説明を省略する。 The lighting device 10 includes a power supply circuit 11A, a current variable circuit 12, and a control circuit 3 to supply the light source 2 with a load current Io. In addition, the same code|symbol is attached|subjected to the structure similar to the lighting device 1 of FIG. 1, and description is abbreviate|omitted.

電源回路１１Ａは、整流回路１１１、及びコンバータ１１３を備えており、コンバータ１１３は、ＳＥＰＩＣ回路を構成している。コンバータ１１３は、図１のコンバータ１１２から抵抗Ｒ１１を削除した構成である。 The power supply circuit 11A includes a rectifier circuit 111 and a converter 113, and the converter 113 constitutes a SEPIC circuit. Converter 113 has a configuration in which resistor R11 is removed from converter 112 in FIG.

光源２とＦＥＴ１２１との直列回路には、抵抗１６１、１６２の直列回路が並列接続されており、ＦＥＴ１２１のドレインが抵抗１６１、１６２の接続点に接続されている。そして、ＦＥＴ１２１のドレイン電圧（ＦＥＴ１２１のドレインと出力コンデンサＣ１２の負極との間の電圧）が検出電圧Ｖｄ１１となる。 A series circuit of resistors 161 and 162 is connected in parallel to the series circuit of the light source 2 and the FET 121 , and the drain of the FET 121 is connected to the connection point of the resistors 161 and 162 . The drain voltage of the FET 121 (the voltage between the drain of the FET 121 and the negative electrode of the output capacitor C12) becomes the detection voltage Vd11.

制御回路３は、出力電圧Ｖｏ、及び検出電圧Ｖｄ１１を入力されて、スイッチング素子Ｑ１１をスイッチング制御するための駆動信号Ｙ１１を出力する。 The control circuit 3 receives the output voltage Vo and the detection voltage Vd11, and outputs a drive signal Y11 for controlling the switching of the switching element Q11.

ＳＥＰＩＣ回路では、負荷電流Ｉｏの平均値Ｉｏａは、以下の式１で表される。なお、式１では、回路効率をη、交流電圧Ｖｉの振幅をＶｉｃ、スイッチング素子Ｑ１１のオン時間（オン期間の時間長さ）をＴｏｎ、インダクタＬ１１、Ｌ１２を構成する結合インダクタのインダクタンスをＬａ、スイッチング素子Ｑ１１のスイッチング周期をＴｓ、及び出力電圧Ｖｏの平均値をＶｏａとする。 In the SEPIC circuit, the average value Ioa of the load current Io is represented by Equation 1 below. In Equation 1, η is the circuit efficiency, Vic is the amplitude of the AC voltage Vi, Ton is the ON time (time length of the ON period) of the switching element Q11, La is the inductance of the coupled inductors forming the inductors L11 and L12, Let Ts be the switching period of the switching element Q11, and Voa be the average value of the output voltage Vo.

制御回路３は、交流電源９から電源回路１１Ａへ供給される交流電力の力率を改善する力率改善回路として機能するように、スイッチング素子Ｑ１１をスイッチング制御する。この結果、交流電源９の周波数（５０Ｈｚ又は６０Ｈｚ）に対する制御ゲインが比較的低くなり、交流電圧Ｖｉの変動に対するスイッチング制御の反応は、交流電圧Ｖｉの変動に対する電流可変回路１２の反応に比べて遅くなる。したがって、交流電圧Ｖｉの急激な変動時には、出力電圧Ｖｏが過大に上昇してしまうという不具合が生じてしまう。 The control circuit 3 performs switching control of the switching element Q11 so as to function as a power factor correction circuit that improves the power factor of the AC power supplied from the AC power supply 9 to the power supply circuit 11A. As a result, the control gain for the frequency (50 Hz or 60 Hz) of the AC power supply 9 becomes relatively low, and the reaction of the switching control to the fluctuation of the AC voltage Vi is slower than the reaction of the current variable circuit 12 to the fluctuation of the AC voltage Vi. Become. Therefore, when the AC voltage Vi abruptly fluctuates, there arises a problem that the output voltage Vo rises excessively.

以下、交流電圧Ｖｉの急激な変動時における点灯装置１０の動作について、図３を用いて説明する。図３は、交流電圧Ｖｉ、駆動信号Ｙ１１、順方向電圧Ｖｆ、負荷電流Ｉｏ、検出電圧Ｖｄ１１、及び出力電圧Ｖｏの各波形を示す。 The operation of the lighting device 10 when the AC voltage Vi abruptly fluctuates will be described below with reference to FIG. FIG. 3 shows waveforms of the AC voltage Vi, the drive signal Y11, the forward voltage Vf, the load current Io, the detection voltage Vd11, and the output voltage Vo.

時間ｔ１１以前の交流電圧Ｖｉの振幅はαであり、駆動信号Ｙ１１は、一定の周期Ｔｓ毎にＬレベルからＨレベルに切り換わり、周期Ｔｓ毎にオン期間Ｔｏｎ１１に亘ってＨレベルを維持している。すなわち、駆動信号Ｙ１１は、交流電圧Ｖｉの振幅がαであれば、周期Ｔｓ毎にオン期間Ｔｏｎ１１を繰り返す。このとき、順方向電圧Ｖｆ、負荷電流Ｉｏ、検出電圧Ｖｄ１１、及び出力電圧Ｖｏは一定値を維持している。 The amplitude of the AC voltage Vi before time t11 is α, and the drive signal Y11 switches from the L level to the H level at each constant period Ts, and maintains the H level over the ON period Ton11 at each period Ts. there is That is, if the amplitude of the AC voltage Vi is α, the drive signal Y11 repeats the ON period Ton11 every period Ts. At this time, the forward voltage Vf, the load current Io, the detection voltage Vd11, and the output voltage Vo maintain constant values.

そして、時間ｔ１１で、交流電圧Ｖｉの振幅がαから２αに急激に増大する。すなわち、時間ｔ１１以降の交流電圧Ｖｉの振幅は２αになる。このような交流電圧Ｖｉの急激な増大は、電力系統の切替時、又は瞬時電圧低下からの復帰時などに生じる。例えば、点灯装置には、当該点灯装置の仕様を保障できる交流電圧Ｖｉ（定格入力電圧）の範囲が予め定められている。そして、公称電圧が異なる複数の電力系統に対応できるように、点灯装置の定格入力電圧が、複数の公称電圧を含む広い範囲に設定されることがある。 Then, at time t11, the amplitude of the AC voltage Vi abruptly increases from α to 2α. That is, the amplitude of the AC voltage Vi after time t11 becomes 2α. Such an abrupt increase in the AC voltage Vi occurs when the power system is switched or when recovering from an instantaneous voltage drop. For example, the lighting device has a predetermined range of AC voltage Vi (rated input voltage) that can guarantee the specifications of the lighting device. In some cases, the rated input voltage of the lighting device is set to a wide range including a plurality of nominal voltages so as to be compatible with a plurality of power systems with different nominal voltages.

時間ｔ１１において交流電圧Ｖｉの振幅がαから２αに急激に増大したとき、制御回路３によるスイッチング制御の反応は、電流可変回路１２の反応に比べて遅くなる。したがって、交流電圧Ｖｉの急激な増大が駆動信号Ｙ１１のオン期間に反映されるまでにはある程度の時間を要し、時間ｔ１１の直後では、駆動信号Ｙ１１は、時間ｔ１１以前のオン期間Ｔｏｎ１１を維持している。したがって、電源回路１１Ａが時間ｔ１１以降に出力する直流電力は、時間ｔ１１以前に比べて増加する。 When the amplitude of the AC voltage Vi suddenly increases from α to 2α at time t11, the response of the switching control by the control circuit 3 becomes slower than the response of the current variable circuit 12 . Therefore, it takes a certain amount of time for the rapid increase in the AC voltage Vi to be reflected in the ON period of the drive signal Y11. are doing. Therefore, the DC power output by the power supply circuit 11A after time t11 increases compared to before time t11.

一方、電流可変回路１２の反応は、制御回路３によるスイッチング制御の反応に比べて速い。したがって、電流可変回路１２は、時間ｔ１１直後にＦＥＴ１２１のドレイン－ソース間電圧を上昇させることで、負荷電流Ｉｏを一定に維持しようとする。この結果、検出電圧Ｖｄ１１が上昇し、出力電圧Ｖｏも上昇する。 On the other hand, the reaction of the current variable circuit 12 is faster than the reaction of switching control by the control circuit 3 . Therefore, the variable current circuit 12 tries to keep the load current Io constant by increasing the drain-source voltage of the FET 121 immediately after the time t11. As a result, the detection voltage Vd11 rises, and the output voltage Vo also rises.

すなわち、比較例では、交流電圧Ｖｉの急激な変動によって出力電圧Ｖｏが増大してしまう可能性があった。この結果、比較例では、出力電圧Ｖｏの変動による不具合が発生しやすかった。また、比較例では、出力コンデンサＣ１２などの部品の耐圧を変動する出力電圧Ｖｏの上限値に合わせる必要があり、出力電圧Ｖｏの変動が高コスト化の要因になっていた。 That is, in the comparative example, there was a possibility that the output voltage Vo would increase due to the sudden change in the AC voltage Vi. As a result, in the comparative example, problems due to variations in the output voltage Vo tend to occur. Further, in the comparative example, the withstand voltage of components such as the output capacitor C12 must be adjusted to the upper limit value of the fluctuating output voltage Vo, and the fluctuation of the output voltage Vo causes an increase in cost.

さらに、制御回路３は、出力電圧Ｖｏを監視しており、出力電圧Ｖｏが予め決められた閾値Ｖｒ１１を上回ると（時間ｔ１２）、異常電圧の発生を検出する。制御回路３は、異常電圧の発生を検出すると、スイッチング素子Ｑ１１のスイッチング制御を停止し、基準電圧Ｖｒ３を０Ｖまで低下させる（時間ｔ１３）。この結果、時間ｔ１３以降では、出力電圧Ｖｏは徐々に低下する。さらに、時間ｔ１３以降では、ＦＥＴ１２１はオフ状態を維持するので、負荷電流Ｉｏは０（ゼロ）にまで低下し、光源２が消灯する。出力電圧Ｖｏが低下する傾きは、出力コンデンサＣ１２の放電経路によって決まる。本比較例では、制御回路３は、スイッチング制御の停止中にスイッチング素子Ｑ１１をオフ状態に維持しており、時間ｔ１３以降の出力電圧Ｖｏの低下傾きは比較的小さくなる。 Furthermore, the control circuit 3 monitors the output voltage Vo, and detects the occurrence of an abnormal voltage when the output voltage Vo exceeds a predetermined threshold value Vr11 (time t12). When the control circuit 3 detects the occurrence of the abnormal voltage, it stops switching control of the switching element Q11 and reduces the reference voltage Vr3 to 0 V (time t13). As a result, after time t13, the output voltage Vo gradually decreases. Furthermore, after time t13, the FET 121 remains off, so the load current Io drops to 0 (zero) and the light source 2 is extinguished. The slope at which the output voltage Vo decreases is determined by the discharge path of the output capacitor C12. In this comparative example, the control circuit 3 maintains the switching element Q11 in the OFF state while the switching control is stopped, and the decreasing slope of the output voltage Vo after the time t13 becomes relatively small.

このように、比較例では、交流電圧Ｖｉの振幅が急激に増大すると、スイッチング制御を停止して、スイッチング素子Ｑ１１をオフ状態に維持するので、負荷電流Ｉｏが０になって、光源２が消灯していた。 As described above, in the comparative example, when the amplitude of the AC voltage Vi suddenly increases, the switching control is stopped and the switching element Q11 is maintained in the off state. Was.

（６）本実施形態における交流電圧Ｖｉの変動時の動作
一方、本実施形態の点灯装置１は、交流電圧Ｖｉの急激な変動時に以下のように動作する。図４は、本実施形態における交流電圧Ｖｉ、駆動信号Ｙ３、順方向電圧Ｖｆ、負荷電流Ｉｏ、第１検出電圧Ｖｄ１、及び出力電圧Ｖｏの各波形を示す。 (6) Operation when the AC voltage Vi fluctuates in this embodiment On the other hand, the lighting device 1 of this embodiment operates as follows when the AC voltage Vi suddenly fluctuates. FIG. 4 shows waveforms of the AC voltage Vi, the drive signal Y3, the forward voltage Vf, the load current Io, the first detection voltage Vd1, and the output voltage Vo in this embodiment.

時間ｔ１以前の交流電圧Ｖｉの振幅はαであり、駆動信号Ｙ３は、一定の周期Ｔｓ毎にＬレベルからＨレベルに切り換わり、周期Ｔｓ毎にオン期間Ｔｏｎ１に亘ってＨレベルを維持している。すなわち、駆動信号Ｙ３は、交流電圧Ｖｉの振幅がαであれば、周期Ｔｓ毎にオン期間Ｔｏｎ１を繰り返す。このとき、順方向電圧Ｖｆ、負荷電流Ｉｏ、第１検出電圧Ｖｄ１、及び出力電圧Ｖｏは一定値を維持している。 The amplitude of the AC voltage Vi before time t1 is α, and the drive signal Y3 switches from the L level to the H level at each constant cycle Ts, and maintains the H level over the ON period Ton1 at each cycle Ts. there is That is, if the amplitude of the AC voltage Vi is α, the driving signal Y3 repeats the ON period Ton1 every cycle Ts. At this time, the forward voltage Vf, the load current Io, the first detection voltage Vd1, and the output voltage Vo maintain constant values.

そして、時間ｔ１で、交流電圧Ｖｉの振幅がαから２αに急激に増大する。すなわち、時間ｔ１以降の交流電圧Ｖｉの振幅は２αになる。 Then, at time t1, the amplitude of the AC voltage Vi abruptly increases from α to 2α. That is, the amplitude of the AC voltage Vi after time t1 becomes 2α.

時間ｔ１において交流電圧Ｖｉの振幅がαから２αに急激に増大したとき、制御回路１４によるスイッチング制御の反応は、電流可変回路１２の反応に比べて遅くなる。したがって、交流電圧Ｖｉの急激な増大が駆動信号Ｙ３のオン期間に反映されるまでにはある程度の時間を要し、時間ｔ１の直後では、駆動信号Ｙ３は、時間ｔ１以前のオン期間Ｔｏｎ１を維持している。したがって、電源回路１１が時間ｔ１以降に出力する直流電力は、時間ｔ１以前に比べて増加する。 When the amplitude of the AC voltage Vi suddenly increases from α to 2α at time t1, the response of switching control by the control circuit 14 is slower than the response of the current variable circuit 12 . Therefore, it takes a certain amount of time for the rapid increase in the AC voltage Vi to be reflected in the ON period of the drive signal Y3, and immediately after time t1, the drive signal Y3 maintains the ON period Ton1 before time t1. are doing. Therefore, the DC power output by the power supply circuit 11 after time t1 increases compared to before time t1.

一方、電流可変回路１２の反応は、制御回路１４によるスイッチング制御の反応に比べて速い。したがって、電流可変回路１２は、時間ｔ１直後にＦＥＴ１２１のドレイン－ソース間電圧を上昇させることで、負荷電流Ｉｏを一定に維持しようとする。この結果、第１検出電圧Ｖｄ１が上昇し、出力電圧Ｖｏも上昇する。そして、制御回路１４は、第１検出電圧Ｖｄ１に対応する検出値Ｖｄ０が上限値Ｖｒ２を上回ると（時間ｔ２）、駆動信号Ｙ３をＬレベルに維持して、スイッチング素子Ｑ１１のスイッチング制御を停止する。 On the other hand, the reaction of the current variable circuit 12 is faster than the reaction of switching control by the control circuit 14 . Therefore, the variable current circuit 12 tries to keep the load current Io constant by increasing the drain-source voltage of the FET 121 immediately after the time t1. As a result, the first detection voltage Vd1 rises, and the output voltage Vo also rises. Then, when the detected value Vd0 corresponding to the first detected voltage Vd1 exceeds the upper limit value Vr2 (time t2), the control circuit 14 maintains the driving signal Y3 at L level and stops the switching control of the switching element Q11. .

しかし、制御回路１４は、スイッチング素子Ｑ１１のスイッチング制御を停止しても、外部からの指示信号などに応じた基準電圧Ｖｒ３を出力しており、時間ｔ２以降も負荷電流Ｉｏは一定値を維持する。この結果、時間ｔ２以降も光源２は点灯し続ける。 However, even if the control circuit 14 stops switching control of the switching element Q11, it still outputs the reference voltage Vr3 according to the instruction signal from the outside, and the load current Io maintains a constant value even after the time t2. . As a result, the light source 2 continues to light even after the time t2.

時間ｔ２以降では、出力コンデンサＣ１２が充電されなくなり、時間ｔ３において出力電圧Ｖｏは低下し始める。出力電圧Ｖｏが低下する傾きは、出力コンデンサＣ１２の放電経路によって決まる。出力電圧Ｖｏが低下すると、第１検出電圧Ｖｄ１も低下する。制御回路１４は、第１検出電圧Ｖｄ１に対応する検出値Ｖｄ０が上限値Ｖｒ２以下になると（時間ｔ４）、スイッチング素子Ｑ１１のスイッチング制御を再開する。時間ｔ４以降の駆動信号Ｙ３は、一定の周期Ｔｓ毎にＬレベルからＨレベルに切り換わり、周期Ｔｓ毎にオン期間Ｔｏｎ２に亘ってＨレベルを維持している。オン期間Ｔｏｎ２の時間長さは、オン期間Ｔｏｎ１の時間長さに比べて短い。すなわち、駆動信号Ｙ３は、交流電圧Ｖｉの振幅が２αであれば、周期Ｔｓ毎にオン期間Ｔｏｎ２を繰り返す。そして、出力電圧Ｖｏ及び第１検出電圧Ｖｄ１は、時間ｔ３から時間ｔ５に亘って低下し、時間ｔ５以降では、時間ｔ１以前と同じ値に維持される。 After time t2, the output capacitor C12 is no longer charged, and the output voltage Vo begins to drop at time t3. The slope at which the output voltage Vo decreases is determined by the discharge path of the output capacitor C12. When the output voltage Vo drops, the first detection voltage Vd1 also drops. When the detected value Vd0 corresponding to the first detected voltage Vd1 becomes equal to or lower than the upper limit value Vr2 (time t4), the control circuit 14 resumes switching control of the switching element Q11. After time t4, the drive signal Y3 switches from the L level to the H level every constant period Ts, and maintains the H level over the ON period Ton2 every period Ts. The length of time of the ON period Ton2 is shorter than the length of time of the ON period Ton1. That is, if the amplitude of the AC voltage Vi is 2α, the driving signal Y3 repeats the ON period Ton2 every cycle Ts. Then, the output voltage Vo and the first detection voltage Vd1 decrease from time t3 to time t5, and after time t5 are maintained at the same values as before time t1.

上述のように、制御回路１４は、第１検出電圧Ｖｄ１に対応する検出値Ｖｄ０が上限値Ｖｒ２を上回ると、スイッチング制御を停止する。したがって、点灯装置１は、入力される交流電圧Ｖｉが急激に変動しても、出力電圧Ｖｏの急上昇を抑制できる。さらに、制御回路１４は、第１検出電圧Ｖｄ１に対応する検出値Ｖｄ０が上限値Ｖｒ２以下にまで低下すると、スイッチング制御を再開する。この結果、交流電圧Ｖｉの振幅がαから２αに急激に増大したとしても、順方向電圧Ｖｆ及び負荷電流Ｉｏは一定値を維持しており、光源２は点灯し続ける。 As described above, the control circuit 14 stops switching control when the detected value Vd0 corresponding to the first detected voltage Vd1 exceeds the upper limit value Vr2. Therefore, the lighting device 1 can suppress a rapid increase in the output voltage Vo even if the AC voltage Vi to be input changes rapidly. Further, the control circuit 14 resumes switching control when the detected value Vd0 corresponding to the first detected voltage Vd1 drops below the upper limit value Vr2. As a result, even if the amplitude of the AC voltage Vi suddenly increases from α to 2α, the forward voltage Vf and the load current Io maintain constant values, and the light source 2 continues to illuminate.

（７）第１変形例
制御回路１４は、スイッチング素子Ｑ１１のスイッチング制御を停止した後、第１検出電圧Ｖｄ１に対応する検出値Ｖｄ０を予め決められた再開値と比較することが好ましい。この再開値は上限値Ｖｒ２より低い。制御回路１４は、第１検出電圧Ｖｄ１が再開値以下になると、スイッチング素子Ｑ１１のスイッチング制御を再開する。すなわち、制御回路１４は、スイッチング素子Ｑ１１のスイッチング制御の停止及び再開にヒステリシス特性を持たせている。 (7) First Modification After stopping the switching control of the switching element Q11, the control circuit 14 preferably compares the detection value Vd0 corresponding to the first detection voltage Vd1 with a predetermined restart value. This restart value is lower than the upper limit value Vr2. When the first detection voltage Vd1 becomes equal to or lower than the restart value, the control circuit 14 restarts switching control of the switching element Q11. That is, the control circuit 14 gives hysteresis characteristics to the stop and restart of the switching control of the switching element Q11.

したがって、点灯装置１は、スイッチング制御の開始及び停止のチャタリングを抑制できる。 Therefore, the lighting device 1 can suppress chattering at the start and stop of the switching control.

（８）第２変形例
点灯装置１は、図５に示すように、制御電源１５をさらに備えることが好ましい。 (8) Second Modification Preferably, the lighting device 1 further includes a control power supply 15 as shown in FIG.

制御電源１５は、整流回路１１１が出力する脈流電圧を入力される。制御電源１５は、脈流電圧を所定の直流電圧である制御電圧Ｖｓに変換する。制御電圧Ｖｓは、制御回路１４に供給され、制御回路１４の駆動電圧になる。 The control power supply 15 receives the pulsating voltage output from the rectifier circuit 111 . The control power supply 15 converts the pulsating voltage into a control voltage Vs, which is a predetermined DC voltage. The control voltage Vs is supplied to the control circuit 14 and becomes a drive voltage for the control circuit 14 .

整流回路１１１が出力する脈流電圧は、交流電圧Ｖｉの整流電圧であり、スイッチング素子Ｑ１１のスイッチング制御が停止しても、安定している。したがって、制御電源１５は、スイッチング素子Ｑ１１のスイッチング制御が停止しても、制御電圧Ｖｓを生成でき、制御回路１４の動作を安定させることができる。 The pulsating current voltage output by the rectifier circuit 111 is a rectified voltage of the AC voltage Vi, and is stable even when the switching control of the switching element Q11 is stopped. Therefore, the control power supply 15 can generate the control voltage Vs and stabilize the operation of the control circuit 14 even if the switching control of the switching element Q11 is stopped.

また、制御電源１５は、交流電圧Ｖｉを制御電圧Ｖｓに変換してもよい。 Also, the control power supply 15 may convert the AC voltage Vi into the control voltage Vs.

（９）第３変形例
図６は、本変形例の点灯装置１Ａの構成を示す。点灯装置１Ａは、監視電圧であるＦＥＴ１２１のドレイン電圧Ｖｄ４のみを制御回路１４にフィードバックする。すなわち、制御回路１４の入力ポートＰ３，Ｐ４には、ドレイン電圧Ｖｄ４が入力される。ドレイン電圧Ｖｄ４が、監視電圧の検出値に対応する。 (9) Third Modification FIG. 6 shows the configuration of a lighting device 1A of this modification. The lighting device 1A feeds back only the drain voltage Vd4 of the FET 121, which is the monitor voltage, to the control circuit . That is, the input ports P3 and P4 of the control circuit 14 are supplied with the drain voltage Vd4. The drain voltage Vd4 corresponds to the detected value of the monitor voltage.

制御回路１４の比較部１４２は、ドレイン電圧Ｖｄ４を上限値Ｖｒ４と比較し、比較結果Ｙ２を駆動信号生成部１４３に通知する。 The comparison unit 142 of the control circuit 14 compares the drain voltage Vd4 with the upper limit value Vr4 and notifies the drive signal generation unit 143 of the comparison result Y2.

駆動信号生成部１４３は、比較結果Ｙ２に基づいて過電圧異常が発生しているか否かを認識できる。そこで、駆動信号生成部１４３は、過電圧異常が発生していなければ、スイッチング制御を行う。駆動信号生成部１４３は、過電圧異常が発生していれば、スイッチング制御を停止する。 The drive signal generator 143 can recognize whether or not an overvoltage abnormality has occurred based on the comparison result Y2. Therefore, the drive signal generator 143 performs switching control unless an overvoltage abnormality has occurred. The drive signal generator 143 stops switching control if an overvoltage abnormality occurs.

なお、点灯装置１Ａは、第１変形例及び第２変形例の少なくとも一方の構成を備えていてもよい。 The lighting device 1A may have at least one configuration of the first modified example and the second modified example.

（１０）照明器具
図７Ａは、天井パネル８に埋込配設されるダウンライトである照明器具Ｂ１を示す。照明器具Ｂ１は、上述の点灯装置１（又は１Ａ）と、上述の光源２と、筐体６１、６２とを備える。筐体６１は、アルミニウムなどの金属によって、上面が閉塞され、下面が開口した有底の円筒形状に形成されている。筐体６１は光源２を支持し、筐体６１の上底面には、光源２が取り付けられている。光源２は、基板上に実装された複数のＬＥＤである。また、筐体６１の下面開口は円板状のカバー６３で閉塞されている。カバー６３は、ガラス又はポリカーボネートなどの透光性材料で形成されている。点灯装置１は、矩形箱状に形成された金属製の筐体６２に収納され、筐体６２に支持されており、天井パネル８の上面に配置されている。点灯装置１は、電気ケーブル７１及びコネクタ７２を介して光源２に電気的に接続されている。 (10) Lighting fixture FIG. 7A shows a lighting fixture B1, which is a downlight embedded in the ceiling panel 8. FIG. The lighting fixture B1 includes the lighting device 1 (or 1A) described above, the light source 2 described above, and housings 61 and 62 . The housing 61 is made of metal such as aluminum and is formed into a bottomed cylindrical shape with a closed top surface and an open bottom surface. The housing 61 supports the light source 2 , and the light source 2 is attached to the upper bottom surface of the housing 61 . The light source 2 is a plurality of LEDs mounted on a substrate. A disc-shaped cover 63 closes the bottom opening of the housing 61 . The cover 63 is made of translucent material such as glass or polycarbonate. The lighting device 1 is housed in a rectangular box-shaped metal housing 62 , supported by the housing 62 , and arranged on the upper surface of the ceiling panel 8 . The lighting device 1 is electrically connected to the light source 2 via an electric cable 71 and a connector 72 .

図７Ｂは、天井パネル８に埋込配設される別のダウンライトである照明器具Ｂ２を示す。照明器具Ｂ２は、上述の点灯装置１（又は１Ａ）と、上述の光源２と、筐体６４とを備える。筐体６４は、アルミニウムなどの金属によって、上面が閉塞され、下面が開口した有底の円筒形状に形成されている。筐体６４の下面開口は、円板状のカバー６５で閉塞されている。カバー６５は、ガラス又はポリカーボネートなどの透光性材料で形成されている。筐体６４内は、円板状の仕切板６６によって上下に分割されている。仕切板６６の上面側には、点灯装置１が配置されており、筐体６４は点灯装置１を支持している。仕切板６６の下面には、光源２が配置されている。点灯装置１は、仕切板６６の通線孔６７を通る電気ケーブル７３によって、光源２と電気的に接続されている。 FIG. 7B shows a lighting fixture B2 which is another downlight embedded in the ceiling panel 8. FIG. The lighting fixture B2 includes the lighting device 1 (or 1A) described above, the light source 2 described above, and a housing 64 . The housing 64 is made of metal such as aluminum and is formed into a bottomed cylindrical shape with a closed top surface and an open bottom surface. A lower surface opening of the housing 64 is closed with a disk-shaped cover 65 . The cover 65 is made of translucent material such as glass or polycarbonate. The inside of the housing 64 is vertically divided by a disk-shaped partition plate 66 . The lighting device 1 is arranged on the upper surface side of the partition plate 66 , and the housing 64 supports the lighting device 1 . A light source 2 is arranged on the lower surface of the partition plate 66 . The lighting device 1 is electrically connected to the light source 2 by an electric cable 73 passing through the wire hole 67 of the partition plate 66 .

照明器具Ｂ１，Ｂ２のそれぞれは、上述の点灯装置１（又は１Ａ）を備えるので、入力される交流電圧Ｖｉが急激に変動しても、出力電圧Ｖｏの急上昇を抑制できる。 Since each of the lighting fixtures B1 and B2 includes the above-described lighting device 1 (or 1A), it is possible to suppress a sudden rise in the output voltage Vo even if the input AC voltage Vi fluctuates abruptly.

なお、光源２は、ＬＥＤに限らず、有機ＥＬ（Organic Electro Luminescence、OEL）、または半導体レーザ（Laser Diode、LD）などの他の固体発光素子を有していてもよい。 The light source 2 is not limited to LEDs, and may have other solid light emitting devices such as organic EL (Organic Electro Luminescence, OEL) or semiconductor lasers (Laser Diode, LD).

以上のように、実施形態に係る第１の態様の点灯装置（１又は１Ａ）は、電源回路（１１）と、制御回路（１４）と、電流可変回路（１２）と、を備える。電源回路（１１）は、交流電圧（Ｖｉ）を入力されて交流電力を直流電力に変換し、直流電圧（Ｖｏ）を光源（２）に出力する。制御回路（１４）は、電源回路（１１）を制御する。電流可変回路（１２）は、光源（２）に流れる負荷電流（Ｉｏ）を調整する。電源回路（１１）は、スイッチング素子（Ｑ１１）を有する。制御回路（１４）は、交流電力の力率を改善する力率改善回路及び交流電力を直流電力に変換する電力変換回路として電源回路（１１）が機能するように、スイッチング素子（Ｑ１１）をスイッチング制御する。電流可変回路（１２）は、負荷電流（Ｉｏ）が流れるトランジスタ（１２１）、及びトランジスタ（１２１）を制御して負荷電流（Ｉｏ）を調節する電流制御部（１２２）を有する。制御回路（１４）は、トランジスタ（１２１）の両端電圧を含む監視電圧（Ｖｄ４）の検出値（Ｖｄ０，Ｖｄ１，Ｖｄ４）が上限値（Ｖｒ２，Ｖｒ４）を上回ると、スイッチング制御を停止する。 As described above, the lighting device (1 or 1A) of the first aspect according to the embodiment includes the power supply circuit (11), the control circuit (14), and the current variable circuit (12). A power supply circuit (11) receives an AC voltage (Vi), converts AC power into DC power, and outputs a DC voltage (Vo) to a light source (2). A control circuit (14) controls a power supply circuit (11). A current variable circuit (12) adjusts a load current (Io) flowing through the light source (2). A power supply circuit (11) has a switching element (Q11). The control circuit (14) switches the switching element (Q11) so that the power supply circuit (11) functions as a power factor correction circuit that improves the power factor of AC power and a power conversion circuit that converts AC power into DC power. Control. The variable current circuit (12) has a transistor (121) through which a load current (Io) flows, and a current controller (122) that controls the transistor (121) to adjust the load current (Io). The control circuit (14) stops switching control when the detected values (Vd0, Vd1, Vd4) of the monitoring voltage (Vd4) including the voltage across the transistor (121) exceed the upper limits (Vr2, Vr4).

上述の点灯装置（１又は１Ａ）は、入力される交流電圧（Ｖｉ）が急激に変動しても、出力電圧（Ｖｏ）の急上昇を抑制できる。 The lighting device (1 or 1A) described above can suppress a sudden rise in the output voltage (Vo) even if the input AC voltage (Vi) fluctuates abruptly.

実施形態に係る第２の態様の点灯装置（１又は１Ａ）では、第１の態様において、制御回路（１４）は、スイッチング制御を停止した後、監視電圧の検出値（Ｖｄ０，Ｖｄ１，Ｖｄ４）が上限値（Ｖｒ２，Ｖｒ４）以下になると、スイッチング制御を再開することが好ましい。 In the lighting device (1 or 1A) of the second aspect according to the embodiment, in the first aspect, after stopping the switching control, the control circuit (14) detects the monitored voltage detection values (Vd0, Vd1, Vd4) becomes equal to or lower than the upper limit values (Vr2, Vr4), it is preferable to restart the switching control.

上述の点灯装置（１又は１Ａ）では、交流電圧（Ｖｉ）の振幅が急激に増大したとしても、光源（２）は点灯し続ける。 In the lighting device (1 or 1A) described above, the light source (2) continues to light even if the amplitude of the alternating voltage (Vi) suddenly increases.

実施形態に係る第３の態様の点灯装置（１又は１Ａ）では、第１の態様において、制御回路（１４）は、スイッチング制御を停止した後、監視電圧の検出値（Ｖｄ０，Ｖｄ１，Ｖｄ４）が上限値（Ｖｒ２，Ｖｒ４）より低い再開値以下になると、スイッチング制御を再開することが好ましい。 In the lighting device (1 or 1A) of the third aspect according to the embodiment, in the first aspect, after stopping the switching control, the control circuit (14) detects the monitored voltage detected values (Vd0, Vd1, Vd4) is equal to or lower than the restart value lower than the upper limit values (Vr2, Vr4), it is preferable to restart the switching control.

上述の点灯装置（１又は１Ａ）は、スイッチング制御のチャタリングを抑制できる。 The lighting device (1 or 1A) described above can suppress chattering in switching control.

実施形態に係る第４の態様の点灯装置（１又は１Ａ）は、第１乃至第３の態様のいずれか一つにおいて、交流電力又は交流電力を整流した電力から制御電圧（Ｖｓ）を生成する制御電源（１５）をさらに備えることが好ましい。制御回路（１４）は、制御電圧（Ｖｓ）によって駆動される。 A fourth aspect of the lighting device (1 or 1A) according to the embodiment is, in any one of the first to third aspects, to generate a control voltage (Vs) from AC power or power obtained by rectifying AC power. Preferably, it further comprises a control power supply (15). A control circuit (14) is driven by a control voltage (Vs).

上述の点灯装置（１又は１Ａ）では、制御電源（１５）は、スイッチング制御が停止しても、制御電圧（Ｖｓ）を生成でき、制御回路（１４）の動作を安定させることができる。 In the lighting device (1 or 1A) described above, the control power supply (15) can generate the control voltage (Vs) even when the switching control is stopped, and the operation of the control circuit (14) can be stabilized.

実施形態に係る第５の態様の点灯装置（１又は１Ａ）は、第１乃至第４の態様のいずれか一つにおいて、電流可変回路（１２）は、トランジスタ（１２１）に直列接続された抵抗（１２２ｄ）をさらに有する。電流制御部（１２２）は、抵抗（１２２ｄ）の両端電圧が基準電圧（Ｖｒ３）に一致するようにトランジスタ（１２１）を制御して負荷電流（Ｉｏ）を調節することが好ましい。 A fifth aspect of the lighting device (1 or 1A) according to the embodiment is the lighting device (1 or 1A) according to any one of the first to fourth aspects, wherein the current variable circuit (12) is a resistor connected in series with the transistor (121). (122d). Preferably, the current controller 122 adjusts the load current (Io) by controlling the transistor 121 such that the voltage across the resistor 122d matches the reference voltage (Vr3).

上述の点灯装置（１又は１Ａ）は、負荷電流（Ｉｏ）を定電流制御できる。 The lighting device (1 or 1A) described above is capable of constant current control of the load current (Io).

実施形態に係る第６の態様の点灯装置（１又は１Ａ）は、第５の態様において、監視電圧（Ｖｄ４）は、トランジスタ（１２１）と抵抗（１２２ｄ）との直列回路の両端電圧であることが好ましい。 In the lighting device (1 or 1A) of the sixth aspect according to the embodiment, in the fifth aspect, the monitoring voltage (Vd4) is the voltage across the series circuit of the transistor (121) and the resistor (122d). is preferred.

上述の点灯装置（１又は１Ａ）では、両端電圧（Ｖｄ４）には光源（２）の順方向電圧（Ｖｆ）が含まれていないので、順方向電圧（Ｖｆ）のばらつきによる影響を抑制できる。 In the lighting device (1 or 1A) described above, the voltage across the terminals (Vd4) does not include the forward voltage (Vf) of the light source (2), so that the influence of variations in the forward voltage (Vf) can be suppressed.

実施形態に係る第７の態様の点灯装置（１又は１Ａ）は、第１乃至第６の態様のいずれか一つにおいて、電源回路（１１）は、インダクタ（Ｌ１１，Ｌ１２）をさらに有することが好ましい。電源回路（１１）は、スイッチング素子（Ｑ１１）をオン状態にすることでインダクタ（Ｌ１１，Ｌ１２）にエネルギーを蓄積し、スイッチング素子（Ｑ１１）をオフ状態にすることでインダクタ（Ｌ１１，Ｌ１２）からエネルギーを放出して、直流電力を生成する。制御回路（１４）は、監視電圧の検出値（Ｖｄ０，Ｖｄ１，Ｖｄ４）が上限値（Ｖｒ２，Ｖｒ４）を上回ると、スイッチング素子（Ｑ１１）をオフ状態にすることで、スイッチング制御を停止する。 In the lighting device (1 or 1A) of the seventh aspect according to the embodiment, in any one of the first to sixth aspects, the power supply circuit (11) may further include inductors (L11, L12). preferable. The power supply circuit (11) turns on the switching element (Q11) to store energy in the inductors (L11, L12), and turns off the switching element (Q11) to store energy from the inductors (L11, L12). The energy is released to generate DC power. When the detected monitoring voltage values (Vd0, Vd1, Vd4) exceed the upper limits (Vr2, Vr4), the control circuit (14) turns off the switching element (Q11) to stop switching control.

実施形態に係る第８の態様の照明器具（Ｂ１，Ｂ２）は、第１乃至第７の態様のいずれか一つの点灯装置（１又は１Ａ）と、点灯装置（１又は１Ａ）から直流電力を供給される光源（２）と、光源（２）を設ける筐体（６１，６４）とを備える。 A lighting fixture (B1, B2) of an eighth aspect according to the embodiment includes the lighting device (1 or 1A) of any one of the first to seventh aspects and DC power from the lighting device (1 or 1A). It comprises a light source (2) to be supplied and a housing (61, 64) in which the light source (2) is provided.

上述の照明器具（Ｂ１，Ｂ２）は、入力される交流電圧（Ｖｉ）が急激に変動しても、出力電圧（Ｖｏ）の急上昇を抑制できる。 The lighting fixtures (B1, B2) described above can suppress a sudden rise in the output voltage (Vo) even if the input AC voltage (Vi) fluctuates abruptly.

また、上述の実施形態および変形例は本開示の一例である。このため、本開示は、上述の実施形態および変形例に限定されることはなく、この実施形態および変形例以外であっても、本開示に係る技術的思想を逸脱しない範囲であれば、設計等に応じて種々の変更が可能であることは勿論である。 Also, the above-described embodiments and modifications are examples of the present disclosure. Therefore, the present disclosure is not limited to the above-described embodiments and modifications, and other than these embodiments and modifications can be designed as long as they do not depart from the technical idea of the present disclosure. Of course, various modifications are possible depending on the requirements.

１，１Ａ点灯装置
１１電源回路
１２電流可変回路
１２１ＦＥＴ（トランジスタ）
１２２電流制御部
１２２ｄ検出抵抗（抵抗）
１４制御回路
１５制御電源
２光源
６１，６４筐体
Ｑ１１スイッチング素子
Ｌ１１，Ｌ１２インダクタ
Ｖｉ交流電圧
Ｖｏ出力電圧（直流電圧）
Ｉｏ負荷電流
Ｖｄ１第１検出電圧（監視電圧の検出値）
Ｖｄ４ドレイン電圧（監視電圧、監視電圧の検出値）
Ｖｒ２，Ｖｒ４上限値
Ｖｓ制御電圧
Ｖｒ３基準電圧
Ｂ１，Ｂ２照明器具 1, 1A lighting device 11 power supply circuit 12 current variable circuit 121 FET (transistor)
122 current control unit 122d detection resistor (resistor)
14 Control circuit 15 Control power source 2 Light source 61, 64 Case Q11 Switching element L11, L12 Inductor Vi AC voltage Vo Output voltage (DC voltage)
Io Load current Vd1 First detection voltage (monitoring voltage detection value)
Vd4 drain voltage (monitoring voltage, detected value of monitoring voltage)
Vr2, Vr4 Upper limit Vs Control voltage Vr3 Reference voltage B1, B2 Lighting equipment

Claims

a power supply circuit that receives an AC voltage, converts the AC power into DC power, and outputs the DC voltage to a light source;
a control circuit that controls the power supply circuit;
a current variable circuit that adjusts the load current flowing through the light source,
The power supply circuit has a switching element,
The control circuit switches and controls the switching element so that the power supply circuit functions as a power factor correction circuit that improves the power factor of the AC power and a power conversion circuit that converts the AC power into the DC power,
The variable current circuit has a transistor through which the load current flows, and a current control section that controls the transistor to adjust the load current,
The control circuit stops the switching control when a detected value of the monitoring voltage including the voltage across the transistor exceeds an upper limit value,
After stopping the switching control, the control circuit restarts the switching control when the detected value of the monitoring voltage becomes equal to or lower than a restart value lower than the upper limit value.
lighting device.

Further comprising a control power supply that generates a control voltage from the AC power or power obtained by rectifying the AC power,
The control circuit is driven by the control voltage
The lighting device according to claim 1.

The variable current circuit further has a resistor connected in series with the transistor,
The current controller adjusts the load current by controlling the transistor such that a voltage across the resistor matches a reference voltage.
The lighting device according to claim 1 or 2.

The monitoring voltage is a voltage across a series circuit of the transistor and the resistor.
The lighting device according to claim 3.

The power supply circuit further includes an inductor, and when the switching element is turned on, energy is accumulated in the inductor, and when the switching element is turned off, the energy is released from the inductor. generating direct current power,
The control circuit stops the switching control by turning off the switching element when the detected value of the monitoring voltage exceeds the upper limit value.
The lighting device according to any one of claims 1 to 4.

A lighting fixture comprising the lighting device according to any one of claims 1 to 5, a light source supplied with DC power from the lighting device, and a housing provided with the light source.