JP7238284B2 - electric motor drive - Google Patents

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Description

本発明は、交流を整流器で直流に変換してインバータに供給し、このインバータで電動機を駆動するインバータ駆動電動機システムに適用する電動機駆動装置に関する。 TECHNICAL FIELD The present invention relates to a motor driving device applied to an inverter-driven motor system in which alternating current is converted into direct current by a rectifier and supplied to an inverter, and the inverter drives the motor.

インバータによって駆動される電動機駆動装置では、電動機に大きなサージ電圧が印可され絶縁破壊による破損・焼損を招く場合がある。特に、パルス幅変調（以下、ＰＷＭと称す）信号で制御されるＰＷＭ整流器と同様にＰＷＭ信号で制御されるＰＷＭインバータを組み合わせて使うシステム構成とすると、より大きなサージ電圧が電動機に印加される。
電動機の破損に繁がるサージ電圧は、電動機巻線の素線間の絶縁破壊に到るノーマルモード成分であるノーマルモードサージ電圧と電動機巻線とフレーム間の絶縁破壊に到るコモンモード成分であるコモンモードサージ電圧に分類される。 In a motor drive device driven by an inverter, a large surge voltage may be applied to the motor, causing damage or burnout due to dielectric breakdown. In particular, when a system configuration using a PWM inverter controlled by a PWM signal as well as a PWM rectifier controlled by a pulse width modulation (hereinafter referred to as PWM) signal is used in combination, a larger surge voltage is applied to the motor.
The surge voltage that causes damage to the motor consists of the normal mode surge voltage, which is the normal mode component that leads to dielectric breakdown between the strands of the motor windings, and the common mode component that leads to dielectric breakdown between the motor windings and the frame. It is classified as a common mode surge voltage.

ノーマルモードサージ電圧はＰＷＭインバータのスイッチングスピードやスイッチングパターンに依存して発生する。
それに対し、コモンモードサージ電圧は、前述のノーマルモードサージ電圧に加え、ＰＷＭインバータが発生するコモンモード電圧変動、ＰＷＭ整流器が発生するコモンモード電圧変動の３種が合算されたものである。
つまり、ＰＷＭ整流器を含んでインバータ駆動電動機システムを構築すると、コモンモードサージ電圧がより大きくなる。 A normal mode surge voltage is generated depending on the switching speed and switching pattern of the PWM inverter.
On the other hand, the common mode surge voltage is the sum of three types of common mode voltage fluctuation generated by the PWM inverter and the common mode voltage fluctuation generated by the PWM rectifier in addition to the normal mode surge voltage described above.
That is, building an inverter-driven motor system that includes a PWM rectifier results in a larger common mode surge voltage.

このサージ電圧を低減するための対策機器は種々提案されている。例えば、特許文献１に記載された先行技術では、インバータと負荷となる電動機との間の電動機配線にサージ電圧抑制回路が接続されている。このサージ電圧抑制回路は、インバータの出力線にリアクトルが夫々配置され、これらリアクトルと誘導電動機との間に一端が接続されたコンデンサの他端がインバータの入力側の負側直流配線に接続され、コンデンサの接続点と誘導電動機との間にダイオードブリッジ回路が接続され、このダイオードブリッジ回路の直流出力側がインバータの正負の直流配線に接続されている。 Various countermeasure devices for reducing this surge voltage have been proposed. For example, in the prior art disclosed in Patent Document 1, a surge voltage suppression circuit is connected to motor wiring between an inverter and a motor serving as a load. In this surge voltage suppression circuit, reactors are arranged on the output lines of the inverter, and one end of the capacitor is connected between the reactor and the induction motor, and the other end of the capacitor is connected to the negative side DC wiring on the input side of the inverter, A diode bridge circuit is connected between the connection point of the capacitor and the induction motor, and the DC output side of this diode bridge circuit is connected to the positive and negative DC wiring of the inverter.

このサージ電圧抑制回路によって、インバータで発生するノーマルモードサージ電圧を低減する。このとき、コモンモードサージ電圧にも若干の低減効果を発揮し、ノーマルモードサージ電圧の低減量だけコモンモードサージ電圧も低減される。
それに対し、ノーマルモードサージ電圧とコモンモードサージ電圧の両方を低減するための対策機器も多く提案されている。例えば、特許文献２に記載された先行技術では、インバータと電動機との間にリアクトル及びコンデンサで構成される第１サージ電圧抑制回路が接続され、ＰＷＭ整流器の入力側にリアクトル及びコンデンサで構成される第２サージ電圧抑制回路が接続されている。 This surge voltage suppression circuit reduces the normal mode surge voltage generated in the inverter. At this time, the effect of reducing the common mode surge voltage is exhibited to some extent, and the common mode surge voltage is also reduced by the amount of reduction of the normal mode surge voltage.
On the other hand, many countermeasure devices for reducing both normal mode surge voltage and common mode surge voltage have been proposed. For example, in the prior art disclosed in Patent Document 2, a first surge voltage suppression circuit composed of a reactor and a capacitor is connected between the inverter and the electric motor, and the input side of the PWM rectifier is composed of the reactor and the capacitor. A second surge voltage suppression circuit is connected.

第１サージ電圧抑制回路は、特許文献１に記載された先行技術に記載されたダイオードブリッジ回路を除くリアクトルとコンデンサのみで構成されている。
第２サージ電圧抑制回路は、ＰＷＭ整流器の入力端に夫々リアクトルが接続され、これらリアクトルと交流電源との間に一端が接続され、他端が互いに接続されてＰＷＭ整流器の出力側の負極端子に接続されたコンデンサとで構成されている。
したがって、第１サージ電圧抑制回路では、ノーマルモードサージ電圧とインバータ起因のコモンモード電圧変動を低減し、第２サージ電圧抑制回路ではＰＷＭ整流器起因のコモンモード電圧変動を低減する。結果として、ノーマルモードサージ電圧とコモンモードサージ電圧の両方を大幅に低減できる。 The first surge voltage suppression circuit is composed only of a reactor and a capacitor, excluding the diode bridge circuit described in the prior art disclosed in Patent Document 1.
In the second surge voltage suppression circuit, reactors are connected to the input ends of the PWM rectifier, one end is connected between these reactors and the AC power supply, and the other ends are connected to each other to connect to the negative terminal on the output side of the PWM rectifier. It consists of a connected capacitor.
Therefore, the first surge voltage suppression circuit reduces the normal mode surge voltage and the common mode voltage fluctuation caused by the inverter, and the second surge voltage suppression circuit reduces the common mode voltage fluctuation caused by the PWM rectifier. As a result, both normal mode surge voltage and common mode surge voltage can be significantly reduced.

特開２００４－３２０８８８号公報Japanese Patent Application Laid-Open No. 2004-320888 特開平９－２９４３８１号公報JP-A-9-294381

しかしながら、特許文献１に記載された先行技術について、コモンモードサージ電圧まで低減するためには、特許文献２に記載された先行技術のように第１サージ電圧抑制回路及び第２サージ電圧抑制回路を設ける複雑な回路構成となってしまい、対策機器の大型化やコスト増大の原因となっている。また、特許文献２に記載された先行技術では、第１サージ電圧抑制回路と第２サージ電圧抑制回路とのそれぞれがＰＷＭ整流器及びＰＷＭインバータ整流器間の直流部間に接続した一対のコンデンサの中間点に接続されている。これら第１サージ電圧抑制回路及び第２サージ電圧抑制回路のそれぞれは、リアクトルとコンデンサとが直列に接続されてＬＣ直列共振回路を構成する。２つのＬＣ直列共振回路が直列に接続されることから多重共振系を構成することになり、互いの共振周波数での過大な電圧・電流の発生を抑制することができない。 However, in the prior art disclosed in Patent Document 1, in order to reduce the common mode surge voltage, the first surge voltage suppressing circuit and the second surge voltage suppressing circuit are required as in the prior art disclosed in Patent Document 2. It becomes a complicated circuit configuration to be provided, which causes an increase in the size and cost of the countermeasure equipment. Further, in the prior art disclosed in Patent Document 2, each of the first surge voltage suppression circuit and the second surge voltage suppression circuit is the middle point of a pair of capacitors connected between the DC section between the PWM rectifier and the PWM inverter rectifier. It is connected to the. Each of the first surge voltage suppressing circuit and the second surge voltage suppressing circuit constitutes an LC series resonance circuit in which a reactor and a capacitor are connected in series. Since the two LC series resonant circuits are connected in series, they constitute a multiple resonant system, and it is impossible to suppress the generation of excessive voltage and current at each other's resonant frequencies.

そこで、本発明は、上記特許文献２に記載された先行技術のように２つのサージ電圧抑制回路を設けることなく、電動機に印加されるコモンモードサージ電圧を低減することができる小型で低コストの電動機駆動装置を提供することを目的としている。 Therefore, the present invention provides a compact, low-cost generator capable of reducing the common mode surge voltage applied to the electric motor without providing two surge voltage suppression circuits as in the prior art described in Patent Document 2 above. The object is to provide an electric motor drive.

上記目的を達成するために、本発明に係る電動機駆動装置は、電源トランスを介して入力される三相交流電力を直流電力に変換して出力するＰＷＭ整流器と、該ＰＷＭ整流器から出力される直流電力を三相交流電力に変換して電動機に供給するＰＷＭインバータとを備えた電動機駆動装置であって、電動機に印加されるサージ電圧を、ＰＷＭ整流器の三相交流入力側及び直流出力側間に接続したコモンモードサージ電圧抑制装置で抑制し、コモンモードサージ電圧抑制装置のコモンモード成分におけるＬＣ共振周波数を、電源トランスの二次側－入力側ケーブル－ＰＷＭ整流器－ＰＷＭインバータ－電動機－アース線を介して形成されるループ経路のＬＣ共振周波数よりも高く設定し、コモンモードサージ電圧抑制装置は、コモンモード成分に効果のある三相交流リアクトルを有する。 In order to achieve the above object, the present invention provides a motor drive device comprising a PWM rectifier that converts three-phase AC power input via a power transformer into DC power and outputs the DC power, and a DC power output from the PWM rectifier. and a PWM inverter that converts electric power into three-phase AC power and supplies it to the electric motor, wherein the surge voltage applied to the electric motor is transferred between the three-phase AC input side and the DC output side of the PWM rectifier. The connected common mode surge voltage suppressor suppresses the LC resonance frequency in the common mode component of the common mode surge voltage suppressor by connecting the secondary side of the power transformer, the input side cable, the PWM rectifier, the PWM inverter, the electric motor, and the ground line. The common-mode surge voltage suppressor has a three-phase AC reactor that is set higher than the LC resonance frequency of the loop path formed through the common-mode surge voltage suppressor and has an effect on common-mode components .

本発明によると、電動機に印加されるコモンモードサージ電圧を低減する小型で低コストの電動機駆動装置を提供することができる。 According to the present invention, it is possible to provide a compact, low-cost electric motor drive device that reduces the common mode surge voltage applied to the electric motor.

本発明に係る電動機駆動装置の第１実施形態を示す回路図である。1 is a circuit diagram showing a first embodiment of an electric motor drive device according to the present invention; FIG. サージ電圧の発生原理を説明する図であって、（ａ）はコモンモードサージ電圧の発生を説明する回路図、（ｂ）はコモンモードサージ電圧の抑制原理を説明する回路である。BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS It is a figure explaining the generation principle of a surge voltage, (a) is a circuit diagram explaining generation|occurrence|production of a common mode surge voltage, (b) is a circuit explaining the suppression principle of a common mode surge voltage. 第１実施形態のサージ抑制状態を説明する図であって、（ａ）はコモンモードサージ電圧抑制装置を用いない場合を示し、（ｂ）はコモンモードサージ電圧抑制装置を用いた場合を示している。FIG. 2 is a diagram for explaining the surge suppression state of the first embodiment, in which (a) shows the case where the common mode surge voltage suppressor is not used, and (b) shows the case where the common mode surge voltage suppressor is used; there is 第１の実施形態の変形例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the modification of 1st Embodiment. 本発明に係る電動機駆動装置のコモンモードサージ電圧抑制装置の第２実施形態を示す回路図である。FIG. 5 is a circuit diagram showing a second embodiment of a common mode surge voltage suppression device for a motor drive device according to the present invention; 第１実施形態の等価回路を示す回路図である。2 is a circuit diagram showing an equivalent circuit of the first embodiment; FIG. コモンモードサージ電圧抑制装置の第２実施形態の第１変形例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the 1st modification of 2nd Embodiment of a common mode surge voltage suppression apparatus. コモンモードサージ電圧抑制装置の第２実施形態の第２変形例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the 2nd modification of 2nd Embodiment of a common mode surge voltage suppression apparatus. コモンモードサージ電圧抑制装置の第２実施形態の第３変形例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the 3rd modification of 2nd Embodiment of a common mode surge voltage suppression apparatus. コモンモードサージ電圧抑制装置の第５実施形態を説明する電動機駆動装置の全体構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the whole electric-motor drive apparatus structure explaining 5th Embodiment of a common mode surge voltage suppression apparatus. 本発明に係る電動機駆動装置の第１～第５実施形態の第１変形例を示すブロック図である。FIG. 5 is a block diagram showing a first modification of the first to fifth embodiments of the electric motor drive device according to the present invention; 本発明に係る電動機駆動装置の第１～第５実施形態の第２変形例を示すブロック図である。FIG. 11 is a block diagram showing a second modification of the first to fifth embodiments of the electric motor drive device according to the present invention; 本発明に係る電動機駆動装置の第１～第５実施形態の第３変形列を示すブロック図である。FIG. 10 is a block diagram showing a third modified series of the first to fifth embodiments of the electric motor drive device according to the present invention; 本発明に係る電動機駆動装置の第１～第５実施形態の第４変形例を示すブロック図である。FIG. 11 is a block diagram showing a fourth modification of the first to fifth embodiments of the electric motor drive device according to the present invention;

次に、図面を参照して、本発明の一実施の形態を説明する。以下の図面の記載において、同一又は類似の部分には同一又は類似の符号を付している。
また、以下に示す実施の形態は、本発明の技術的思想を具体化するための装置や方法を例示するものであって、本発明の技術的思想は、構成部品の材質、形状、構造、配置等を下記のものに特定するものでない。本発明の技術的思想は、特許請求の範囲に記載された請求項が規定する技術的範囲内において、種々の変更を加えることができる。
以下、本発明に係る電動機駆動装置の第１の実施形態について図面を参照して説明する。 An embodiment of the present invention will now be described with reference to the drawings. In the following description of the drawings, the same or similar parts are denoted by the same or similar reference numerals.
Further, the embodiments shown below are examples of devices and methods for embodying the technical idea of the present invention. It does not specify the layout, etc., to the following. Various modifications can be made to the technical idea of the present invention within the technical scope defined by the claims.
A first embodiment of an electric motor drive device according to the present invention will be described below with reference to the drawings.

図１に示すように、電動機駆動装置１０は、三相交流電源１１と、この三相交流電源１１から出力される三相交流電力が電源トランス１２を介して入力される電力変換装置１３と、この電力変換装置１３から出力される三相電力によって駆動される三相電動機１４とを備えている。
電源トランス１２は、Δ－Ｙ結線とされ、三相交流電源１１に接続される一次側がΔ結線とされ、電力変換装置１３に接続される二次側がＹ（スター）結線とされている。この電源トランス１２は、二次側のＹ結線の中性点が接地されている。 As shown in FIG. 1, the motor driving device 10 includes a three-phase AC power source 11, a power conversion device 13 to which the three-phase AC power output from the three-phase AC power source 11 is input via a power transformer 12, A three-phase electric motor 14 driven by the three-phase power output from the power conversion device 13 is provided.
The power transformer 12 has a Δ-Y connection, the primary side connected to the three-phase AC power supply 11 has a Δ connection, and the secondary side connected to the power converter 13 has a Y (star) connection. In the power transformer 12, the neutral point of the Y connection on the secondary side is grounded.

電力変換装置１３は、電源トランス１２から三相交流リアクトル３２を介して入力される三相交流電力を直流電力に変換するパルス幅変調（以下、ＰＷＭと称す）制御されるＰＷＭ整流器２１と、このＰＷＭ整流器２１から出力される直流電力を平滑化する平滑コンデンサ２２と、この平滑コンデンサ２２で平滑化された直流電力を三相交流電力に変換して三相電動機１４に供給するＰＷＭ制御されるＰＷＭインバータ２３とを備えている。
ここで、ＰＷＭ整流器２１は、図１に示すように、正極側配線Ｌｐ及び負極側配線Ｌｎ間に、Ｒ相スイッチングレグＣＳＬｒ、Ｓ相スイッチングレグＣＳＬｓ及びＴ相スイッチングレグＣＳＬｔが並列に接続されたフルブリッジ回路を備えている。 The power conversion device 13 includes a pulse width modulation (hereinafter referred to as PWM) controlled PWM rectifier 21 that converts three-phase AC power input from the power transformer 12 via a three-phase AC reactor 32 into DC power, A smoothing capacitor 22 that smoothes the DC power output from the PWM rectifier 21, and a PWM-controlled PWM that converts the DC power smoothed by the smoothing capacitor 22 into three-phase AC power and supplies it to the three-phase motor 14. and an inverter 23 .
Here, in the PWM rectifier 21, as shown in FIG. 1, an R-phase switching leg CSLr, an S-phase switching leg CSLs, and a T-phase switching leg CSLt are connected in parallel between the positive side wiring Lp and the negative side wiring Ln. It has a full bridge circuit.

Ｒ相スイッチングレグＣＳＬｒは、例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）で構成される２つのスイッチング素子Ｑ１１及びＱ１２が直列に接続されている。Ｓ相スイッチングレグＣＳＬｓ及びＴ相スイッチングレグＣＳＬｔも、Ｒ相スイッチングレグＣＳＬｒと同様のスイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４及びＱ１５，Ｑ１６が直列に接続されている。なお、各スイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１６には、逆並列に還流ダイオードＤ１１～Ｄ１６が接続されている。
また、三相交流リアクトル３２は、３つのリアクトルＬｃｒ、Ｌｃｓ及びＬｃｔで構成されている。各リアクトルＬｃｒ、Ｌｃｓ及びＬｃｔの一端は、電源トランス１２の出力側に接続され、各リアクトルＬｃｒ、Ｌｃｓ及びＬｃｔの他端は、各スイッチングレグＣＳＬｒ、ＣＳＬｓ及びＣＳＬｔのスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１３及びＱ１５とスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１４及びＱ１６との接続点である中間点に接続されている。 The R-phase switching leg CSLr is connected in series with two switching elements Q11 and Q12 each composed of, for example, an insulated gate bipolar transistor (IGBT). The S-phase switching leg CSLs and the T-phase switching leg CSLt are also connected in series with switching elements Q13, Q14 and Q15, Q16 similar to those of the R-phase switching leg CSLr. Freewheeling diodes D11 to D16 are connected in anti-parallel to the switching elements Q11 to Q16.
Also, the three-phase AC reactor 32 is composed of three reactors Lcr, Lcs and Lct. One end of each reactor Lcr, Lcs, and Lct is connected to the output side of the power transformer 12, and the other end of each reactor Lcr, Lcs, and Lct is connected to switching elements Q11, Q13, and Q15 of each switching leg CSLr, CSLs, and CSLt. It is connected to an intermediate point which is a connection point with switching elements Q12, Q14 and Q16.

さらに、各スイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１６のゲートには、図示しないゲート駆動回路からパルス幅変調（ＰＷＭ）信号でなるゲート信号が入力されることにより、電源トランス１２からの交流電力を直流電力に変換して正極側配線Ｌｐ及び負極側配線Ｌｎに出力する。
また、ＰＷＭインバータ２３は、図１に示すように、平滑コンデンサ２２が接続された正極側配線Ｌｐ及び負極側配線Ｌｎ間に、Ｕ相スイッチングレグＩＳＬｕ、Ｖ相スイッチングレグＩＳＬｖ及びＷ相スイッチングレグＩＳＬｗが並列に接続されたフルブリッジ回路を備えている。 Further, a gate signal, which is a pulse width modulation (PWM) signal, is input from a gate drive circuit (not shown) to the gates of the switching elements Q11 to Q16, thereby converting AC power from the power transformer 12 into DC power. output to the positive electrode side wiring Lp and the negative electrode side wiring Ln.
As shown in FIG. 1, the PWM inverter 23 includes a U-phase switching leg ISLu, a V-phase switching leg ISLv, and a W-phase switching leg ISLw between the positive-side wiring Lp and the negative-side wiring Ln to which the smoothing capacitor 22 is connected. are connected in parallel with a full-bridge circuit.

Ｕ相スイッチングレグＩＳＬｕは、例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）で構成される２つのスイッチング素子Ｑ２１及びＱ２２が直列に接続されている。Ｖ相スイッチングレグＩＳＬｖ及びＷ相スイッチングレグＩＳＬｗも、Ｕ相スイッチングレグＩＳＬｕと同様のスイッチング素子Ｑ２３，Ｑ２４及びＱ２５，Ｑ２６が直列に接続されている。なお、各スイッチング素子Ｑ２１～Ｑ２６のそれぞれには、還流ダイオードＤ２１～Ｄ２６が逆並列に接続されている。
また、各スイッチングレグＩＳＬｕ、ＩＳＬｖ及びＩＳＬｗのスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２３及びＱ２５とスイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４及びＱ２６との接続点が三相出力側ケーブル２４を介して三相電動機１４に接続されている。 The U-phase switching leg ISLu is connected in series with two switching elements Q21 and Q22, each composed of, for example, an insulated gate bipolar transistor (IGBT). The V-phase switching leg ISLv and the W-phase switching leg ISLw are also connected in series with switching elements Q23, Q24 and Q25, Q26 similar to those of the U-phase switching leg ISLu. Freewheeling diodes D21 to D26 are connected in anti-parallel to the switching elements Q21 to Q26, respectively.
Connection points between the switching elements Q21, Q23 and Q25 of the switching legs ISLu, ISLv and ISLw and the switching elements Q22, Q24 and Q26 are connected to the three-phase motor 14 via the three-phase output side cable 24.

さらに、ＰＷＭインバータ２３の各スイッチング素子Ｑ２１～Ｑ２６のゲートには、図示しないゲート駆動回路からパルス幅変調（ＰＷＭ）信号でなるゲート信号が入力される。このＰＷＭインバータ２３で、ＰＷＭ整流器２１の直流出力側に接続された正極側配線Ｌｐ及び負極側配線Ｌｎから供給される直流電力を交流電力に変換して三相出力側ケーブル２４を介して三相電動機１４に供給する。
このように、ＰＷＭ整流器２１とＰＷＭインバータ２３とで構成される電力変換装置１３では、スイッチング素子をスイッチング動作させることにより電力変換を行うようにしている。このため、ＰＷＭインバータのスイッチングスピードやスイッチングパターンに依存するノーマルモードサージ電圧が発生する。 Further, a gate signal, which is a pulse width modulation (PWM) signal, is input to the gates of the switching elements Q21 to Q26 of the PWM inverter 23 from a gate drive circuit (not shown). The PWM inverter 23 converts the DC power supplied from the positive-side wiring Lp and the negative-side wiring Ln connected to the DC output side of the PWM rectifier 21 into AC power, and converts it into three-phase power through the three-phase output cable 24 . It supplies the electric motor 14 .
Thus, in the power conversion device 13 composed of the PWM rectifier 21 and the PWM inverter 23, power conversion is performed by switching the switching elements. Therefore, a normal mode surge voltage is generated that depends on the switching speed and switching pattern of the PWM inverter.

さらに、上記構成を有する電力変換装置１３では、前述したように、ノーマルモードサージ電圧と、ＰＷＭインバータ２３が発生するコモンモード電圧変動Ｖｃｍｍ＿ｉｎｖと、ＰＷＭ整流器２１が発生するコモンモード電圧変動Ｖｃｍｍ＿ｃｎｖとの３種が合算されたコモンモードサージ電圧が発生する。
また、インバータサージによる電動機破損の不具合は、ＰＷＭインバータ単体で使用する場合に比べ、ＰＷＭ整流器とＰＷＭインバータを組み合わせたシステムを構築した場合の方が圧倒的に多い。 Furthermore, in the power conversion device 13 having the above configuration, as described above, the normal mode surge voltage, the common mode voltage fluctuation Vcmm_inv generated by the PWM inverter 23, and the common mode voltage fluctuation Vcmm_cnv generated by the PWM rectifier 21 A common mode surge voltage is generated which is seed summed.
In addition, problems such as damage to the motor due to inverter surge are overwhelmingly more frequent when a system is constructed by combining a PWM rectifier and a PWM inverter than when the PWM inverter is used alone.

このことに着目すると、ＰＷＭ整流器２１が追加されること、すなわちＰＷＭ整流器２１が発生するコモンモード電圧変動Ｖｃｍｍ＿ｃｎｖが、電動機破損に到る直接的な原因であり、ＰＷＭ整流器２１が発生するコモンモード電圧変動Ｖｃｍｍ＿ｃｎｖだけを適切に低減できれば、インバータサージ電圧による電動機破損を防止できることになる。
そこで、本発明は、ＰＷＭ整流器２１が発生するコモンモード電圧変動Ｖｃｍｍ＿ｃｎｖのみを大幅に低減するコモンモードサージ電圧抑制装置３０を設けている。
このコモンモードサージ電圧抑制装置３０は、電源トランス１２の二次側と三相交流リアクトル３２との間に設けた入力側コンデンサ３１及び三相交流リアクトル３２の零相成分と、ＰＷＭ整流器２１の出力側に設けた出力側コンデンサ３３とで構成されている。 Focusing on this fact, the addition of the PWM rectifier 21, that is, the common mode voltage fluctuation Vcmm_cnv generated by the PWM rectifier 21, is the direct cause of the motor damage, and the common mode voltage Vcmm_cnv generated by the PWM rectifier 21 is If only the fluctuation Vcmm_cnv can be appropriately reduced, it is possible to prevent damage to the motor due to the inverter surge voltage.
Therefore, the present invention provides a common mode surge voltage suppression device 30 that significantly reduces only the common mode voltage fluctuation Vcmm_cnv generated by the PWM rectifier 21 .
This common mode surge voltage suppressing device 30 includes an input capacitor 31 provided between the secondary side of a power transformer 12 and a three-phase AC reactor 32, a zero-phase component of a three-phase AC reactor 32, and an output of a PWM rectifier 21. and an output-side capacitor 33 provided on the side.

入力側コンデンサ３１は、電源トランス１２の出力側にスター結線された３つのコンデンサＣｒ、Ｃｓ及びＣｔで構成されている。これらコンデンサＣｒ、Ｃｓ及びＣｔはそれぞれ一端が電源トランス１２の二次側に接続され、他端が互いに接続されている。
出力側コンデンサ３３は、ＰＷＭ整流器２１の直流出力側となる正極側配線Ｌｐ及び負極配線Ｌｎとの間に直列に接続された２つのコンデンサＣｓ１及びＣｓ２で構成されている。
そして、入力側コンデンサ３１の各コンデンサＣｒ、Ｃｓ及びＣｔの互いに接続された他端が出力側コンデンサ３３のコンデンサＣｓ１及びＣｓ２間の接続点に接続されている。 The input-side capacitor 31 is composed of three capacitors Cr, Cs, and Ct that are star-connected to the output side of the power transformer 12 . Each of these capacitors Cr, Cs and Ct has one end connected to the secondary side of the power transformer 12 and the other end connected to each other.
The output-side capacitor 33 is composed of two capacitors Cs1 and Cs2 connected in series between the positive line Lp and the negative line Ln on the DC output side of the PWM rectifier 21 .
The other ends of the capacitors Cr, Cs and Ct of the input side capacitor 31 are connected to the connection point between the capacitors Cs1 and Cs2 of the output side capacitor 33 .

次に、上記第１の実施形態の動作を説明する。
電動機駆動装置１０は、ＰＷＭ整流器２１とＰＷＭインバータ２３と電動機１４から構成され、系統側は電源トランス１２の２次側中性点を接地している。このようなシステムを構築した際には、電動機１４に印加されるコモンモードサージ電圧が大きくなる。このコモンモードサージ電圧は、ＰＷＭ整流器２１で発生するコモンモード電圧変動Ｖｃｏｍ＿ｃｏｎにＰＷＭインバータ２３で発生するコモンモード電圧変動Ｖｃｏｍ＿ｉｎｖを加えたモータサージのコモンモード成分とＰＷＭインバータ２３で発生するサージ電圧のノーマルモード成分とを加えたものとなる。 Next, the operation of the first embodiment will be described.
The electric motor driving device 10 is composed of a PWM rectifier 21, a PWM inverter 23 and an electric motor 14, and the secondary side neutral point of the power transformer 12 is grounded on the system side. When constructing such a system, the common mode surge voltage applied to the electric motor 14 increases. This common mode surge voltage is the normal of the common mode component of the motor surge obtained by adding the common mode voltage fluctuation Vcom_con generated by the PWM rectifier 21 to the common mode voltage fluctuation Vcom_inv generated by the PWM inverter 23 and the surge voltage generated by the PWM inverter 23 . and the modal component.

ここで、ＰＷＭ整流器２１を構成するスイッチング素子のスイッチングごとに直流部とアース間に、コモンモード電圧変動が生じる。通常、スイッチング素子が一度スイッチングすると、直流中間電圧の１／３のコモンモード電圧変動が生じる。しかし、ＰＷＭ整流器２１のスイッチング素子のスイッチングパターンによっては、コモンモード電圧変動が加算される条件があり、より大きなコモンモードサージ電圧が電動機１４に印加される。
そして、図１に示すように系統側の電源トランス１２の２次側が中性点接地されており、この点を基準としてコモンモード電圧変動が生じる。すなわち、電源トランス１２の中性点接地から遠ざかるほど、つまり一番遠い電動機１４に最も大きなコモンモード電圧変動が到達する。 Here, every switching of the switching elements forming the PWM rectifier 21 causes a common mode voltage fluctuation between the DC part and the ground. Normally, once the switching element switches, a common mode voltage fluctuation of 1/3 of the DC intermediate voltage occurs. However, depending on the switching pattern of the switching elements of the PWM rectifier 21 , there are conditions under which common mode voltage fluctuations are added, and a larger common mode surge voltage is applied to the electric motor 14 .
As shown in FIG. 1, the secondary side of the power transformer 12 on the system side is grounded at the neutral point, and common mode voltage fluctuation occurs with this point as a reference. That is, the farther away from the neutral grounding of the power transformer 12 , that is, the farthest electric motor 14 , the greatest common mode voltage fluctuation reaches.

このとき、図２（ａ）に示すように、スター結線した入力側コンデンサ３１がＰＷＭ整流器２１の直流出力側すなわち直流中間部に接続されていないものとすると、最も安定な系統側の電源トランス１２の中性点に最も近いＰＷＭ整流器２１の入力側に接続された入力側コンデンサ３１のスター結線した三相の仮想中性点が、電動機駆動装置１０の中で接地に対して最も安定している。
しかし、前述のようにＰＷＭ整流器２１がコモンモード電圧を発生させるためＰＷＭ整流器２１の出力側の直流中間部には、図２（ａ）に示すように、ＰＷＭ整流器２１を構成するスイッチング素子のスイッチングに応じて直流中間電圧の１／３のステップ状に変化する大きなコモンモード電圧変動Ｖｃｏｍ＿ｃｏｎが生じる。 At this time, as shown in FIG. 2(a), assuming that the star-connected input side capacitor 31 is not connected to the DC output side of the PWM rectifier 21, that is, to the DC intermediate section, the most stable system side power transformer 12 The star-connected three-phase virtual neutral point of the input side capacitor 31 connected to the input side of the PWM rectifier 21 closest to the neutral point is the most stable with respect to the ground in the motor drive device 10. .
However, since the PWM rectifier 21 generates a common mode voltage as described above, the DC intermediate part on the output side of the PWM rectifier 21, as shown in FIG. A large common mode voltage variation Vcom_con that changes stepwise to ⅓ of the DC intermediate voltage is generated in response to .

このため、本実施形態では、ＰＷＭ整流器２１の入力側及び出力側を結ぶコモンモードサージ電圧抑制装置３０を設けている。
このコモンモードサージ電圧抑制装置３０によって、図２（ｂ）に示すように、安定なＰＷＭ整流器２１の入力側に設けた入力側コンデンサ３１の三相仮想中性点と直流中間部とを出力側コンデンサ３３のコンデンＣｓ１及びＣｓ２を介して接続する。
このような構成とすることで、出力側コンデンサ３３によって直流中間部の高周波は短絡しているようにふるまうことから、急峻なコモンモード電圧変動Ｖｃｏｍ＿ｃｏｎを大幅に抑制できる。 For this reason, in this embodiment, a common mode surge voltage suppression device 30 that connects the input side and the output side of the PWM rectifier 21 is provided.
As shown in FIG. 2(b), this common mode surge voltage suppression device 30 connects the three-phase virtual neutral point of the input side capacitor 31 provided on the input side of the stable PWM rectifier 21 and the DC intermediate portion to the output side. The connection is made through the capacitors Cs1 and Cs2 of the capacitor 33 .
With such a configuration, the output-side capacitor 33 acts as if the high frequency in the DC intermediate portion is short-circuited, so that the steep common mode voltage fluctuation Vcom_con can be greatly suppressed.

ただし、ただ単に入力側の仮想中性点と直流中間部を出力側コンデンサ３３のコンデンサＣｓ１及びＣｓ２を介して短絡すると本来のＰＷＭ整流器２１の役割である入力電流を正弦波にできなくなってしまう。
このことを防止するため、ＰＷＭ整流器２１の入力側にはコモンモード成分（零相成分）に効果のあるリアクトルが必要になる。なお、図１ではこのリアクトルをＰＷＭ整流器２１の三相交流リアクトル３２の零相成分で構成している図となっているが、コモンモードリアクトルを新たに追加する場合もある。またコモンモードリアクトルは、直流中間部に接続しても良い。 However, if the virtual neutral point on the input side and the DC intermediate portion are simply short-circuited through the capacitors Cs1 and Cs2 of the output-side capacitor 33, the input current, which is the original role of the PWM rectifier 21, cannot be made into a sine wave.
In order to prevent this, the input side of the PWM rectifier 21 needs a reactor effective against the common mode component (zero phase component). Although FIG. 1 shows that this reactor is composed of the zero-phase component of the three-phase AC reactor 32 of the PWM rectifier 21, a new common mode reactor may be added. Also, the common mode reactor may be connected to the DC intermediate section.

このように第１の実施形態によれば、ＰＷＭ整流器２１とＰＷＭインバータ２３と電動機１４を組み合わせた電動機駆動装置１０において、ＰＷＭ整流器２１の入力側及び出力側間に設けたコモンモードサージ電圧抑制装置３０によって、ＰＷＭ整流器２１が発生するコモンモード電圧変動Ｖｃｏｍ＿ｃｏｎを大幅に抑制でき、結果として電動機１４に印加されるコモンモードサージ電圧を適切に低減できるコモンモードサージ電圧抑制装置を実現できる。
しかも、電動機１４に印加されるコモンモードサージ電圧の低減が、ＰＷＭ整流器２１の入力側と出力側との間にコモンモードサージ電圧抑制装置３０を設けるだけでよく、ＰＷＭインバータ２３側にコモンモードサージ電圧抑制装置を設ける必要がないので、簡易な構成でコモンモードサージ電圧抑制装置を構成することができる。 Thus, according to the first embodiment, in the motor drive device 10 combining the PWM rectifier 21, the PWM inverter 23, and the motor 14, the common mode surge voltage suppression device provided between the input side and the output side of the PWM rectifier 21 With 30, the common mode voltage fluctuation Vcom_con generated by the PWM rectifier 21 can be greatly suppressed, and as a result, a common mode surge voltage suppressing device can be realized that can appropriately reduce the common mode surge voltage applied to the electric motor 14.
Moreover, the common mode surge voltage applied to the electric motor 14 can be reduced simply by providing the common mode surge voltage suppression device 30 between the input side and the output side of the PWM rectifier 21, and the common mode surge voltage can be reduced on the PWM inverter 23 side. Since it is not necessary to provide a voltage suppression device, the common mode surge voltage suppression device can be configured with a simple configuration.

さらに、ＰＷＭ整流器２１の出力側コンデンサＣｓ１及びＣｓ２の中間点にコモンモードサージ電圧抑制装置３０のみが接続されているので、前述した特許文献２の先行技術に記載されているように、ＰＷＭ整流器の出力側に接続された一対のコンデンサ間にＰＷＭインバータと並列な第１サージ電圧抑制装置と、ＰＷＭ整流器と並列な第２サージ電圧抑制回路とが接続されることがないので、ＬＣ共振回路が直列に接続されて多重共振系が形成されることがなく、ＰＷＭ整流器で発生するコモンモード電圧変動を確実に抑制することができる。 Furthermore, since only the common mode surge voltage suppressor 30 is connected to the intermediate point of the output side capacitors Cs1 and Cs2 of the PWM rectifier 21, as described in the prior art of Patent Document 2 mentioned above, the PWM rectifier Since the first surge voltage suppression device in parallel with the PWM inverter and the second surge voltage suppression circuit in parallel with the PWM rectifier are not connected between the pair of capacitors connected to the output side, the LC resonance circuit is connected in series. Therefore, the common mode voltage fluctuation generated in the PWM rectifier can be reliably suppressed without forming a multiple resonance system.

なお、上記第１の実施形態では、ＰＷＭ整流器２１の入力側のスター結線した入力側コンデンサ３１とＰＷＭ整流器２１の出力側の直流中間部を高周波的に短絡する出力側コンデンサ３３のコンデンサＣｓ１及びＣｓ２の接続点を直接接続する場合について説明した。しかしながら、本発明は、上記構成に限定されるものではなく、図４に示すように、出力側コンデンサ３３のコンデンサＣｓ１及びＣｓ２間の接続点と、入力側コンデンサ３１の各コンデンサＣｃｒ～Ｃｃｔの接続点である中性点との間に中間コンデンサＣｍを介挿するようにしてもよい。このような場合には、コンデンサＣｓ１及びＣｓ２を削除し、ＰＷＭ整流器やＰＷＭインバータの平滑コンデンサ２２を直列接続された複数のコンデンサ群で構成し、このコンデンサ群の中間接続点を活用することも可能である。 In the above-described first embodiment, the capacitors Cs1 and Cs2 of the output side capacitor 33 short-circuiting the star-connected input side capacitor 31 on the input side of the PWM rectifier 21 and the DC intermediate portion on the output side of the PWM rectifier 21 at high frequency The case of directly connecting the connection points of However, the present invention is not limited to the above configuration, and as shown in FIG. An intermediate capacitor Cm may be interposed between the point and the neutral point. In such a case, the capacitors Cs1 and Cs2 may be deleted, the smoothing capacitor 22 of the PWM rectifier or PWM inverter may be composed of a plurality of series-connected capacitor groups, and the intermediate connection points of these capacitor groups may be utilized. is.

［第２実施形態］
次に、本発明に係るコモンモードサージ電圧抑制装置の第２実施形態について図５及び図６について説明する。
この第２実施形態では、コモンモードサージ電圧抑制フィルタで構成されるＬＣ共振回路の共振周波数での過大な電圧・電流が生じることを防止するようにしたものである。
すなわち、第２実施形態では、図５に示すように、コモンモードサージ電圧抑制装置３０の入力側コンデンサ３１と電源トランス１２及び三相交流リアクトル３２の接続点との間に減衰抵抗３４を接続している。この減衰抵抗３４は、入力側コンデンサ３１の各コンデンサＣｃｒ、Ｃｃｓ及びＣｃｔと直列に接続された抵抗Ｒｂｒ、Ｒｂｓ及びＲｂｔで構成されている。 [Second embodiment]
Next, a second embodiment of the common mode surge voltage suppression device according to the present invention will be described with reference to FIGS. 5 and 6. FIG.
In this second embodiment, the generation of excessive voltage and current at the resonance frequency of the LC resonance circuit configured by the common mode surge voltage suppression filter is prevented.
That is, in the second embodiment, as shown in FIG. 5, the attenuation resistor 34 is connected between the input side capacitor 31 of the common mode surge voltage suppression device 30 and the connection point between the power transformer 12 and the three-phase AC reactor 32. ing. The attenuation resistor 34 is composed of resistors Rbr, Rbs and Rbt connected in series with the capacitors Ccr, Ccs and Cct of the input side capacitor 31 .

この減衰抵抗３４は、入力側コンデンサ３１及び出力側コンデンサ３３と三相交流リアクトル３２とによるＬＣ共振回路の共振周波数での過大な電圧・電流が生じることを防止する。
すなわち、コモンモードサージ電圧抑制装置３０を等価回路で表すと、図６に示すようになる。
このコモンモードサージ電圧抑制装置３０は、三相交流リアクトル３２の零相成分である零相リアクトルＬｒ、入力側の三相仮想中性点を形成する入力側コンデンサ３１の合成容量Ｃｆ、および直流中間部を高周波短絡する出力側コンデンサ３３の合成容量ＣＰＮから構成され、閉ループのＬＣ共振回路が形成されることが確認できる。 The damping resistor 34 prevents excessive voltage and current at the resonance frequency of the LC resonance circuit by the input side capacitor 31 and the output side capacitor 33 and the three-phase AC reactor 32 .
That is, when the common mode surge voltage suppressing device 30 is represented by an equivalent circuit, it becomes as shown in FIG.
This common mode surge voltage suppressor 30 includes a zero-phase reactor Lr which is a zero-phase component of a three-phase AC reactor 32, a combined capacitance Cf of an input-side capacitor 31 forming a three-phase virtual neutral point on the input side, and a DC intermediate voltage. It can be confirmed that a closed-loop LC resonance circuit is formed by the combined capacitance CPN of the output-side capacitor 33 that short-circuits the output-side capacitor 33 at high frequencies.

このＬＣ共振回路は、共振周波数ω０（＝１／√ＬＣ）では過大な電圧・電流が生じるが、この共振周波数ω０での過大な電圧・電流を減衰抵抗Ｒｄｒ～Ｒｄｔで減衰させることができる。このとき、減衰抵抗Ｒｄｒ～Ｒｄｔの値は、発生損失の低減と共振減衰効果の向上を考慮すると、減衰係数ζが０．２～０．５の範囲となるように設定することが好ましい。ここで、減衰係数を０．２未満の値に設定すると、過大な電圧・電流の減衰効果が小さくなり、減衰係数を０．５を超える値に設定すると、過大な電圧・電流の減衰効果は大きくなるが、逆に発生損失も大きくなり何れも好ましくない。発生損失を抑制しながら過大な電圧・電流の低減効果を発揮するには減衰係数を０．３程度に設定することがより好ましい。 This LC resonant circuit generates an excessive voltage/current at the resonance frequency ω 0 (=1/√LC), but the excessive voltage/current at the resonance frequency ω 0 can be attenuated by the damping resistors Rdr to Rdt. can. At this time, it is preferable to set the values of the damping resistors Rdr to Rdt so that the damping coefficient ζ is in the range of 0.2 to 0.5, considering the reduction of generated loss and the improvement of the resonance damping effect. Here, setting the damping coefficient to a value less than 0.2 reduces the damping effect of excessive voltage/current, and setting the damping coefficient to a value exceeding 0.5 reduces the damping effect of excessive voltage/current. Although it increases, conversely, the generated loss also increases, which is not preferable. It is more preferable to set the damping coefficient to about 0.3 in order to exhibit the effect of reducing excessive voltage/current while suppressing the generated loss.

この第２実施形態によると、前述した第１実施形態の効果に加えて、コモンモードサージ電圧抑制装置３０を構成する三相交流リアクトル３２のインダクタンスと入力側コンデンサ３１及び出力側コンデンサ３３の静電容量とによって形成されるＬＣ共振回路の共振周波数での過大な電圧・電流の発生を防止することができる。したがって、ＬＣ共振による過大な電圧・電流が生じることを防止したコモンモードサージ電圧抑制装置を提供することができる。
このとき、減衰係数が０．３程度となるように減衰抵抗Ｒｄｒ～Ｒｄｔの値を設定することにより、減衰抵抗Ｒｄｒ～Ｒｄｔによる発生損失を抑制しながら過大な電圧・電流の低減効果を発揮させることができる。 According to the second embodiment, in addition to the effects of the first embodiment described above, the inductance of the three-phase AC reactor 32 and the static electricity of the input side capacitor 31 and the output side capacitor 33 constituting the common mode surge voltage suppression device 30 are reduced. It is possible to prevent generation of excessive voltage/current at the resonance frequency of the LC resonance circuit formed by the capacitance. Therefore, it is possible to provide a common mode surge voltage suppression device that prevents excessive voltage and current from occurring due to LC resonance.
At this time, by setting the values of the damping resistors Rdr to Rdt so that the damping coefficient is about 0.3, the effect of reducing excessive voltage and current is exhibited while suppressing the loss generated by the damping resistors Rdr to Rdt. be able to.

なお、減衰抵抗３４は、入力側コンデンサ３１と直列に接続する場合に限らず、図７に示すように、入力側コンデンサ３１と出力側コンデンサ３３との間の接続線に１つの抵抗Ｒｄとして接続するようにしてもよい。また、図８に示すように、出力側コンデンサ３３のコンデンサＣｓ１及びＣｓ２間に抵抗Ｒｓ１及びＲｓ２として直列に接続するようにしてもよい。さらには、図９に示すように、三相交流リアクトル３２の各リアクトルＬｃｒ～Ｌｃｒｔと並列に抵抗Ｒｄｒ～Ｒｄｔを接続するようにしてもよい。要は、コモンモードサージ電圧抑制装置３０のＬＣ共振による過大な電圧・電流を低減できればコモンモードサージ電圧抑制装置３０内の何れの個所に減衰抵抗を介挿してもよい。 Note that the attenuation resistor 34 is not limited to the case where it is connected in series with the input side capacitor 31, and as shown in FIG. You may make it Further, as shown in FIG. 8, resistors Rs1 and Rs2 may be connected in series between the capacitors Cs1 and Cs2 of the output side capacitor 33 . Furthermore, as shown in FIG. 9, resistors Rdr to Rdt may be connected in parallel with the reactors Lcr to Lcrt of the three-phase AC reactor 32 . In short, the damping resistor may be inserted anywhere in the common mode surge voltage suppressor 30 as long as the excessive voltage/current caused by the LC resonance of the common mode surge voltage suppressor 30 can be reduced.

また、図５および図７～図９では、零相リアクトルＬｒをＰＷＭ整流器２１の三相交流リアクトル３２の零相成分で構成している図となっているが、第１実施形態と同様に、コモンモードリアクトルを新たに追加してもよい。
なお、上記第１および２実施形態では、ＰＷＭ整流器２１を設ける場合について説明したが、これに限定されるものではなく、２つのダイオードを直列に接続したダイオードレグを３組並列に接続したダイオード整流器にも適用することができる。 5 and 7 to 9 show that the zero-phase reactor Lr is composed of the zero-phase component of the three-phase AC reactor 32 of the PWM rectifier 21. However, as in the first embodiment, A new common mode reactor may be added.
In the above-described first and second embodiments, the case where the PWM rectifier 21 is provided has been described, but the present invention is not limited to this. can also be applied to

［第３実施形態］
次に、本発明に係る電動機駆動装置の第３実施形態について前述した図１を伴って説明する。
この第３実施形態では、コモンモードサージ電圧抑制装置３０の共振周波数とＰＷＭ整流器のスイッチング周波数が一致することがないようにしたものである。
すなわち、第３実施形態では、電動機駆動装置１０は、図１に示すように、電源トランス１２、ＰＷＭ整流器２１、平滑用コンデンサ２２、ＰＷＭインバータ２３及び電動機１４で構成され、ＰＷＭ整流器２１の入力側及び出力側を結ぶコモンモードサージ電圧抑制装置３０が設けられ、このコモンモードサージ電圧抑制装置３０によってＰＷＭ整流器２１で発生するコモンモード電圧変動Ｖｃｏｍ＿ｃｏｎを抑制するようにしている。 [Third embodiment]
Next, a third embodiment of the electric motor driving device according to the present invention will be described with reference to FIG.
In this third embodiment, the resonance frequency of the common mode surge voltage suppression device 30 and the switching frequency of the PWM rectifier are arranged so as not to coincide with each other.
That is, in the third embodiment, as shown in FIG. A common mode surge voltage suppressor 30 is provided to connect the output side and the output side, and the common mode surge voltage suppressor 30 suppresses the common mode voltage fluctuation Vcom_con generated in the PWM rectifier 21 .

このようなコモンモードサージ電圧抑制装置３０では、前述の第２実施形態で説明したように、三相交流リアクトル３２と入力側コンデンサ３１及び出力側コンデンサ３３とで直列ＬＣ共振回路が構成される。このため、直列ＬＣ共振回路の共振周波数ω０で過大な電圧・電流が発生する共振状態となる。この共振状態は前述の第２実施形態の減衰抵抗３４によって抑制することが可能であるが、このＬＣ共振周波数とＰＷＭ整流器２１のスイッチング周波数が一致すると、より過大な電圧・電流が生じてしまう。
そこで、第３実施形態では、コモンモードサージ電圧抑制装置３０の直列共振周波数ω０を、ＰＷＭ整流器２１のスイッチング周波数よりも、低く設定することで、過大な電圧・電流の発生を防止している。 In such a common mode surge voltage suppression device 30, a series LC resonance circuit is configured by the three-phase AC reactor 32, the input side capacitor 31, and the output side capacitor 33, as described in the second embodiment. As a result, a resonance state occurs in which excessive voltage and current are generated at the resonance frequency ω0 of the series LC resonance circuit. This resonance state can be suppressed by the damping resistor 34 of the second embodiment described above, but if the LC resonance frequency and the switching frequency of the PWM rectifier 21 match, excessive voltage and current will occur.
Therefore, in the third embodiment, the series resonance frequency ω0 of the common mode surge voltage suppressor 30 is set lower than the switching frequency of the PWM rectifier 21, thereby preventing the generation of excessive voltage and current. .

すなわち、ＰＷＭ整流器２１は、例えば１０ｋＷ以下の場合には、スイッチング周波数を変更できる機種であってもスイッチング周波数が８ｋＨｚ～１０ｋＨｚ程度が一般的である。
したがって、コモンモードサージ電圧抑制装置３０のＬＣ直列共振周波数ω０が８ｋＨｚ未満となるように、入力側コンデンサ３１の静電容量Ｃｆ、三相交流リアクトル３２のインダクタンスＬｒ及び出力側コンデンサ３３の静電容量Ｃｐｎを設定すればよい。
ここで、ＰＷＭ整流器２１のスイッチング周波数は１００ｋＷを超えるＰＷＭ整流器２１の場合には、５ｋＨｚ以下となることもある。この場合には、コモンモードサージ電圧抑制装置３０のＬＣ直列共振周波数ω０を５ｋＨｚ未満に設定すればよい。 That is, the PWM rectifier 21 generally has a switching frequency of about 8 kHz to 10 kHz even if the switching frequency can be changed in the case of, for example, 10 kW or less.
Therefore, the electrostatic capacitance Cf of the input side capacitor 31, the inductance Lr of the three-phase AC reactor 32, and the electrostatic capacity of the output side capacitor 33 are set so that the LC series resonance frequency ω0 of the common mode surge voltage suppressor 30 is less than 8 kHz. A capacitance Cpn may be set.
Here, the switching frequency of the PWM rectifier 21 may be 5 kHz or less in the case of the PWM rectifier 21 exceeding 100 kW. In this case, the LC series resonance frequency ω0 of the common mode surge voltage suppressor 30 should be set to less than 5 kHz.

なお、ＰＷＭインバータ２３の出力側に本実施形態と類似した構成のサージ電圧抑制フィルタが提案されているものの、この場合には三相交流リアクトルが原理的に不要となり構成が異なる。また、スイッチング周波数が１ｋＨｚ以下まで変更できるものが多い。
よって、ＰＷＭインバータ２３の出力側に接続するコモンモードサージ電圧抑制フィルタの場合には、ＬＣ共振周波数を１ｋＨｚよりも小さく設定する必要があり、コモンモード抑制用サージ抑制フィルタが大型化したり、ＰＷＭインバータ２３のスイッチング周波数設定に制約を設けるなどの追加の措置を施したりする必要がある。 Although a surge voltage suppression filter having a configuration similar to that of the present embodiment has been proposed on the output side of the PWM inverter 23, in this case the three-phase AC reactor is theoretically unnecessary and the configuration is different. Moreover, many of them can change the switching frequency up to 1 kHz or less.
Therefore, in the case of the common mode surge voltage suppression filter connected to the output side of the PWM inverter 23, it is necessary to set the LC resonance frequency to be lower than 1 kHz. It is necessary to take additional measures, such as placing restrictions on the switching frequency setting of V.23.

しかしながら、本実施形態のように、ＰＷＭ整流器２１の入力側及び出力側を結ぶコモンモードサージ電圧抑制装置３０を設ける場合には、ＰＷＭ整流器２１のスイッチング周波数がＰＷＭインバータ２３のスイッチング周波数に比較して高いので、コモンモードサージ電圧抑制装置３０のＬＣ直列共振周波数ω０を５倍以上高く設定することができ、コモンモードサージ電圧抑制装置３０が大型化したり、ＰＷＭ整流器２１のスイッチング周波数設定に制約を受けたりするなどの追加の処置を施す必要がない。
したがって、ＰＷＭ整流器２１とＰＷＭインバータ２３および電動機１４を組み合わせた電動機駆動装置において、電動機１４に印加されるコモンモードサージ電圧を適切に低減でき、また、コモンモードサージ電圧抑制装置３０のＬＣ共振とＰＷＭ整流器２１のスイッチング周波数が一致することによる過大な電圧・電流が生じることを防止できるコモンモードサージ電圧抑制装置を実現できる。 However, when the common mode surge voltage suppression device 30 connecting the input side and the output side of the PWM rectifier 21 is provided as in the present embodiment, the switching frequency of the PWM rectifier 21 is higher than the switching frequency of the PWM inverter 23. Since it is high, the LC series resonance frequency ω0 of the common mode surge voltage suppressor 30 can be set to be at least five times higher. No additional treatment, such as receiving
Therefore, in the electric motor drive device that combines the PWM rectifier 21, the PWM inverter 23, and the electric motor 14, the common mode surge voltage applied to the electric motor 14 can be appropriately reduced, and the LC resonance of the common mode surge voltage suppression device 30 and the PWM It is possible to realize a common mode surge voltage suppressing device that can prevent excessive voltage and current from occurring due to matching of the switching frequencies of the rectifiers 21 .

［第４実施形態］
次に、本発明に係る電動機駆動装置の第４実施形態について前述した図１を伴って説明する。
この第４実施形態では、コモンモードサージ電圧抑制装置のＬＣ直列共振周波数の下限値を設定するようにしたものである。
すなわち、第４実施形態では、図１に示すコモンモードサージ電圧抑制装置３０のＬＣ共振周波数ω０の下限値の設定について説明する。 [Fourth embodiment]
Next, a fourth embodiment of the electric motor driving device according to the present invention will be described with reference to FIG.
In this fourth embodiment, the lower limit value of the LC series resonance frequency of the common mode surge voltage suppression device is set.
That is, in the fourth embodiment, setting of the lower limit value of the LC resonance frequency ω0 of the common mode surge voltage suppression device 30 shown in FIG. 1 will be described.

ＰＷＭ整流器２１は、三相入力電流を正弦波状にするためのパワーエレクトロニクス機器であるが、二相変調動作を行う場合、電源周波数の３倍の奇数次（３次、９次、１５次…）の低次高調波のスペクトルも発生させることになる。この低次高調波スペクトルとコモンモードサージ電圧抑制装置のＬＣ共振周波数が重なると過大な電圧・電流が生じてしまう。
低次高調波スペクトルは周波数が高＜なるほど振幅が小さくなるため、コモンモードサージ電圧抑制装置３０のＬＣ直列共振周波数は、最低限電源周波数の３次高調波成分を超える周波数、実用的には５０Ｈｚ／６０Ｈｚどちらでも１ｋＨｚ以上の成分となる２１次高調波成分以上に設定することが好ましい。 The PWM rectifier 21 is a power electronics device for making the three-phase input current into a sine wave. will also generate a spectrum of lower harmonics of If this low-order harmonic spectrum overlaps with the LC resonance frequency of the common mode surge voltage suppressor, excessive voltage and current will occur.
Since the amplitude of the low-order harmonic spectrum decreases as the frequency increases, the LC series resonance frequency of the common mode surge voltage suppressor 30 is at least a frequency exceeding the third harmonic component of the power supply frequency, practically 50 Hz. It is preferable to set the 21st harmonic component or higher, which is a component of 1 kHz or higher at both /60 Hz.

このようにコモンモードサージ電圧抑制装置３０のＬＣ直列共振周波数の下限値を電源周波数の２１次高調波成分を超える値に設定することにより、ＰＷＭ整流器２１とＰＷＭインバータ２３および電動機１４を組み合わせたシステム構成において、電動機１４に印加されるコモンモードサージ電圧を適切に低減できる。
また、コモンモードサージ電圧抑制装置３０のＬＣ直列共振周波数とＰＷＭ整流器２１が動作したことによって生じる電源周波数の３次高調波成分が一致することによって過大な電圧・電流が生じることを防止できるコモンモードサージ電圧抑制装置を実現できる。
ところで、コモンモードサージ電圧抑制装置３０のＬＣ直列共振周波数を設定するだけでは、三相交流リアクトル３２のインダクタンスＬと入力側コンデンサ３１及び出力側コンデンサ３３の静電容量Ｃの値は一意に決まらない。 By setting the lower limit value of the LC series resonance frequency of the common mode surge voltage suppressor 30 to a value exceeding the 21st harmonic component of the power supply frequency in this way, a system combining the PWM rectifier 21, the PWM inverter 23 and the electric motor 14 In the configuration, the common mode surge voltage applied to the electric motor 14 can be appropriately reduced.
In addition, the common mode surge voltage suppressor 30 and the third harmonic component of the power supply frequency caused by the operation of the PWM rectifier 21 match to prevent excessive voltage/current from being generated. A surge voltage suppression device can be realized.
By the way, the value of the inductance L of the three-phase AC reactor 32 and the capacitance C of the input side capacitor 31 and the output side capacitor 33 cannot be uniquely determined only by setting the LC series resonance frequency of the common mode surge voltage suppressor 30. .

そこで、上述した低次高調波成分、特に３次高調波成分に的を絞って、コモンモードサージ電圧抑制装置３０のインダクタンスＬと静電容量Ｃの値を決定する。具体的には、インダクタンスＬが小さくするほどコモンモードサージ電圧抑制装置３０は構成が小さくなる。しかしながら、インダクタンスＬを小さくするとコモンモードサージ電圧抑制装置３０を還流する電流が増えるため、ＰＷＭインバータ２３のスイッチング素子に流れる電流や三相交流リアクトルに流れる電流等の出力電流が増えてしまう。
この出力電流を小さくするためにインダクタンスＬを大きくすると、コモンモードサージ電圧抑制装置３０が大型化してしまう。そこで、目安としてこの出力電流がＰＷＭ整流器２１の定格電流の１／８以下になるようにコモンモードサージ電圧抑制装置３０のリアクトルを決定するとコモンモードサージ電圧抑制装置３０を大型化することなく出力電流を小さくすることができる。 Therefore, the values of the inductance L and the capacitance C of the common mode surge voltage suppression device 30 are determined by focusing on the low-order harmonic component, particularly the third-order harmonic component. Specifically, the smaller the inductance L, the smaller the configuration of the common mode surge voltage suppression device 30 . However, when the inductance L is reduced, the current flowing back through the common mode surge voltage suppressor 30 increases, so the output current such as the current flowing in the switching elements of the PWM inverter 23 and the current flowing in the three-phase AC reactor increases.
If the inductance L is increased in order to reduce the output current, the common mode surge voltage suppressor 30 will be enlarged. Therefore, if the reactor of the common mode surge voltage suppressor 30 is determined so that this output current is 1/8 or less of the rated current of the PWM rectifier 21 as a guideline, the output current can be reduced without enlarging the common mode surge voltage suppressor 30 . can be made smaller.

［第５実施形態］
次に、本発明に係る電動機駆動装置の第５実施形態について図１０を伴って説明する。
この第５の実施形態では、コモンモードサージ電圧抑制装置のＬＣ直列共振周波数を電動機駆動装置１０のシステム全体の共振周波数と一致しないようにしたものである。
すなわち、電動機駆動装置１０のシステム全体の共振周波数は、図１０に示すように、電源トランス１２の二次側－入力側ケーブル２５一ＰＷＭ整流器２１一ＰＷＭインバータ２３ー出力側ケーブル２４－電動機１４－アース線２６を介して形成されるループ経路で決まる。 [Fifth embodiment]
Next, a fifth embodiment of the electric motor driving device according to the present invention will be described with reference to FIG.
In the fifth embodiment, the LC series resonance frequency of the common mode surge voltage suppressor is set so as not to coincide with the resonance frequency of the entire system of the motor drive device 10 .
That is, as shown in FIG. 10, the resonance frequency of the entire system of the motor drive device 10 is the secondary side of the power transformer 12--input side cable 25--PWM rectifier 21--PWM inverter 23--output side cable 24--motor 14-- It is determined by the loop path formed through the ground wire 26 .

１０ｋＷ電動機駆動装置でＰＷＭインバータ２３と電動機１４との間の出力側ケーブル２４の長さを２００ｍとした場合、このシステム全体の共振周波数は２０ｋＨｚ～４０ｋＨｚであり、前述したＰＷＭ整流器２１のスイッチング周波数よりも高＜、現状では大きな問題にはならない。
しかし、システム全体の共振周波数は、ケーブル長やシールド線、他のフィルタの影響などで、より低＜なることがある。また、ＳｉＣ、ＧａＮと言った次世代パワー半導体の普及が進むと、ＰＷＭ整流器２１のスイッチング周波数が１００ｋＨｚ程度まで上昇することが予測され、コモンモードサージ電圧抑制装置３０の共振周波数と一致させたくない共振周波数として、システム全体の共振周波数が一致する条件が増えてくる。 When the length of the output cable 24 between the PWM inverter 23 and the motor 14 is 200 m in the 10 kW motor drive device, the resonance frequency of the entire system is 20 kHz to 40 kHz, and the switching frequency of the PWM rectifier 21 described above. is high, it is not a big problem under the present circumstances.
However, the overall resonant frequency of the system can be much lower due to cable length, shielding, and other filter effects. In addition, as next-generation power semiconductors such as SiC and GaN become more popular, it is predicted that the switching frequency of the PWM rectifier 21 will rise to about 100 kHz. As for the resonance frequency, the conditions for matching the resonance frequency of the entire system are increasing.

この共振周波数よりも、コモンモードサージ電圧抑制装置３０の共振周波数を高＜設定することで、より過大な電圧・電流が流れることを防止できる。
なお、上記第１～第５の実施形態では、ＰＷＭ整流器２１の１台につき、ＰＷＭインバータ２３及び電動機１４がともに１台の条件について説明してきた。しかし、本発明はこれに限定されるものではなく、図１１に示すように一つのＰＷＭインバータ２３で複数の電動機１４を駆動する場合や、図１２に示すように、ＰＷＭ整流器２１の直流中間部に複数のＰＷＭインバータ２３ー電動機１４を接続する構成（コモンコンバータ方式）であってもＰＷＭ整流器２１の入力側及び出力側にコモンモードサージ電圧抑制装置３０を接続すればよい。 By setting the resonance frequency of the common mode surge voltage suppression device 30 higher than this resonance frequency, it is possible to prevent an excessively large voltage or current from flowing.
In the above-described first to fifth embodiments, the condition that one PWM inverter 23 and one electric motor 14 are provided for each PWM rectifier 21 has been described. However, the present invention is not limited to this, and the case where one PWM inverter 23 drives a plurality of electric motors 14 as shown in FIG. The common mode surge voltage suppressor 30 may be connected to the input side and the output side of the PWM rectifier 21 even in a configuration (common converter system) in which a plurality of PWM inverters 23 and electric motors 14 are connected to each other.

特にコモンコンバータ方式の場合には、１台のＰＷＭ整流器２１に対して１０台を超えるインバータ２３、電動機１４が接続されていても、コモンモードサージ電圧抑制装置３０はＰＷＭ整流器２１に１台に追加するだけでよく、１台のコモンモードサージ電圧抑制装置３０で全ての電動機１４に対する保護の効果が得られるため、コモンモードサージ電圧抑制装置３０の適用個数削減によるトータルコスト低減や設置体積低減に大きな効果をもたらす。
また、前述のように電動機のサージ電圧による絶縁破壞は、コモンモード成分だけでなく、ノーマルモードサージ成分によって生じる場合もある。このように、両成分が組み合わさって、より厳しいサージ電圧が印可される電動機についてのみ、図１３及び図１４に示すように、ＰＷＭインバータの交流出力側及び電動機１４間にノーマルモードサージ電圧抑制装置４０を接続することで、より信頼性の高い電動機駆動装置１０を構成できる。 Especially in the case of the common converter system, even if more than ten inverters 23 and electric motors 14 are connected to one PWM rectifier 21, one common mode surge voltage suppressor 30 is added to the PWM rectifier 21. Since one common mode surge voltage suppressor 30 can obtain the effect of protecting all the electric motors 14, the total cost and installation volume can be greatly reduced by reducing the number of common mode surge voltage suppressors 30 to be applied. effect.
Moreover, as described above, the dielectric breakdown due to the surge voltage of the motor may be caused not only by the common mode component but also by the normal mode surge component. As shown in FIGS. 13 and 14, a normal mode surge voltage suppression device is provided between the AC output side of the PWM inverter and the motor 14 only for the motor to which both components are combined and a more severe surge voltage is applied. By connecting 40, the electric motor drive device 10 with higher reliability can be configured.

ここで、ノーマルモードサージ電圧抑制装置４０としては、例えば、ＰＷＭインバータ２３と電動機１４との間に接続された三相リアクトルと、この三相リアクトルと電動機１４との間に接続されたスター結線されたコンデンサとで構成されている。
図１３では、前述した図１１と同様に１台のＰＷＭインバータ２３で複数の電動機１４を駆動する場合を示し、ＰＷＭインバータ２３と下側の電動機１４との間にノーマルモードサージ電圧抑制装置４０が設けられている。
図１４では、前述した図１２と同様に１台のＰＷＭ整流器２１で複数のＰＷＭインバータ２３及び電動機１４の組を駆動する場合を示し、下側のＰＷＭインバータ２３と電動機１４との間にノーマルモードサージ電圧抑制装置４０が設けられている。 Here, as the normal mode surge voltage suppression device 40, for example, a three-phase reactor connected between the PWM inverter 23 and the electric motor 14, and a star-connected reactor connected between the three-phase reactor and the electric motor 14 It consists of a capacitor with
FIG. 13 shows a case where a plurality of electric motors 14 are driven by one PWM inverter 23, similar to FIG. 11 described above. is provided.
FIG. 14 shows a case where one PWM rectifier 21 drives a plurality of PWM inverters 23 and motors 14 in the same manner as in FIG. 12 described above. A surge voltage suppressor 40 is provided.

１０…電動機駆動装置、１１…三相交流電源、１２…電源トランス、１３…電力変換装置、１４…三相電動機、２１…ＰＷＭ整流器、２２…平滑用コンデンサ、２３…ＰＷＭインバータ、２４…出力側ケーブル、２５…入力側ケーブル、３０…コモンモードサージ電圧抑制装置、３１…入力側コンデンサ、３２…三相交流リアクトル、３３…出力側コンデンサ、３４…減衰抵抗、４０…ノーマルモードサージ電圧抑制装置 DESCRIPTION OF SYMBOLS 10... Electric motor drive device 11... Three-phase AC power supply 12... Power transformer 13... Power converter 14... Three-phase motor 21... PWM rectifier 22... Smoothing capacitor 23... PWM inverter 24... Output side Cable 25 Input cable 30 Common mode surge voltage suppressor 31 Input capacitor 32 Three-phase AC reactor 33 Output capacitor 34 Attenuation resistor 40 Normal mode surge voltage suppressor

Claims (3)

電源トランスを介して入力される三相交流電力を直流電力に変換して出力するＰＷＭ整流器と、該ＰＷＭ整流器から出力される直流電力を三相交流電力に変換して電動機に供給するＰＷＭインバータとを備えた電動機駆動装置であって、
前記電動機に印加されるサージ電圧を、前記ＰＷＭ整流器の三相交流入力側及び直流出力側間に接続したコモンモードサージ電圧抑制装置で抑制し、
前記コモンモードサージ電圧抑制装置のコモンモード成分におけるＬＣ共振周波数を、前記電源トランスの二次側－入力側ケーブル－前記ＰＷＭ整流器－前記ＰＷＭインバータ－前記電動機－アース線を介して形成されるループ経路のＬＣ共振周波数よりも高く設定し、
前記コモンモードサージ電圧抑制装置は、前記コモンモード成分に効果のある三相交流リアクトルを有することを特徴とする電動機駆動装置。 A PWM rectifier that converts three-phase AC power input via a power transformer into DC power and outputs it, and a PWM inverter that converts the DC power output from the PWM rectifier into three-phase AC power and supplies it to a motor. A motor drive device comprising
Suppress the surge voltage applied to the electric motor with a common mode surge voltage suppressor connected between the three-phase AC input side and the DC output side of the PWM rectifier,
The LC resonance frequency in the common mode component of the common mode surge voltage suppressor is a loop path formed via the secondary side of the power transformer-input side cable-the PWM rectifier-the PWM inverter-the electric motor-ground line. set higher than the LC resonance frequency of
An electric motor drive device, wherein the common mode surge voltage suppressor has a three-phase AC reactor effective against the common mode component . 前記コモンモードサージ電圧抑制装置は、
前記ＰＷＭ整流器の三相交流入力側に接続されたコンデンサをスター結線した入力側コンデンサと、
前記ＰＷＭ整流器の直流出力側をコンデンサを介して高周波接続する出力側コンデンサと、
前記入力側コンデンサと前記三相交流入力側との接続点と、前記ＰＷＭ整流器の直流出力側への前記出力側コンデンサの接続点との間に接続した前記三相交流リアクトルとを備え、
前記入力側コンデンサによって形成される三相仮想中性点と、前記出力側コンデンサを構成する直列接続された２つのコンデンサの接続点とを接続したことを特徴とする請求項１に記載の電動機駆動装置。 The common mode surge voltage suppressor is
an input-side capacitor in which the capacitor connected to the three-phase AC input side of the PWM rectifier is star-connected;
an output-side capacitor for high-frequency connection of the DC output side of the PWM rectifier via a capacitor;
The three-phase AC reactor connected between the connection point between the input side capacitor and the three -phase AC input side and the connection point of the output side capacitor to the DC output side of the PWM rectifier,
2. A motor drive according to claim 1, wherein a three-phase virtual neutral point formed by said input side capacitor is connected to a connection point of two series-connected capacitors forming said output side capacitor. Device. １台の前記ＰＷＭインバータと前記電動機との間にノーマルモードサージ電圧抑制装置を接続することを特徴とする請求項１又は２に記載の電動機駆動装置。 3. The electric motor driving device according to claim 1, further comprising a normal mode surge voltage suppression device connected between one PWM inverter and the electric motor.
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Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113381596A (en) * 2020-03-09 2021-09-10 株洲中车奇宏散热技术有限公司 Method for reducing overvoltage of wind power generator side filter

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001145208A (en) 1999-11-12 2001-05-25 Toshiba Corp Electric vehicle controller
JP2001238433A (en) 2000-02-25 2001-08-31 Meidensha Corp Semiconductor power converter
JP2007181341A (en) 2005-12-28 2007-07-12 Yaskawa Electric Corp Converter device
JP2007267477A (en) 2006-03-28 2007-10-11 Kawasaki Heavy Ind Ltd Inverter control device and motor control system using the same
JP2007325377A (en) 2006-05-31 2007-12-13 Nippon Reliance Kk Power conversion device

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH09294381A (en) 1996-04-25 1997-11-11 Hitachi Ltd Input/output non-insulating power converter
KR100434283B1 (en) * 2001-10-19 2004-06-05 엘지전자 주식회사 Three phase rectifying controller
JP2004320888A (en) 2003-04-16 2004-11-11 Fuji Electric Holdings Co Ltd Noise suppression device for power conversion apparatus
JP2005033895A (en) * 2003-07-10 2005-02-03 Toshiba Corp Power converter
JP4645139B2 (en) * 2004-10-04 2011-03-09 ダイキン工業株式会社 Power converter
JP5332641B2 (en) * 2009-01-20 2013-11-06 日本精工株式会社 Motor control device, motor device and positioning device
JP5447413B2 (en) * 2011-03-16 2014-03-19 株式会社ダイフク Secondary power receiving circuit for contactless power supply equipment
WO2013035128A1 (en) * 2011-09-05 2013-03-14 株式会社創発システム研究所 Variable speed driver for induction motor for road tunnel jet fan driven via long cable
CN103036461B (en) * 2011-09-29 2016-03-30 台达电子企业管理（上海）有限公司 Three phase rectifier module, its system be suitable for and harmonic suppressing method
CN203800857U (en) * 2013-10-24 2014-08-27 中国矿业大学 Long-distance power transmission system based on large-power current source frequency converter
CN204349789U (en) * 2015-02-10 2015-05-20 哈尔滨理工大学 AC Driving System common-mode voltage and shaft current passive/active suppressing apparatus
CN207504755U (en) * 2017-12-06 2018-06-15 浙江大学 Input filter and the frequency converter including the input filter
CN107819397B (en) * 2017-12-06 2023-11-28 浙江大学 Input filter, setting method thereof and frequency converter comprising input filter

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001145208A (en) 1999-11-12 2001-05-25 Toshiba Corp Electric vehicle controller
JP2001238433A (en) 2000-02-25 2001-08-31 Meidensha Corp Semiconductor power converter
JP2007181341A (en) 2005-12-28 2007-07-12 Yaskawa Electric Corp Converter device
JP2007267477A (en) 2006-03-28 2007-10-11 Kawasaki Heavy Ind Ltd Inverter control device and motor control system using the same
JP2007325377A (en) 2006-05-31 2007-12-13 Nippon Reliance Kk Power conversion device

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