JP7199404B2 - Rotating electric machine and ventilator - Google Patents
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Description
本開示は、リング状の固定子鉄心を備えた回転電機及び換気装置に関する。 TECHNICAL FIELD The present disclosure relates to a rotating electric machine and a ventilator provided with a ring-shaped stator core.
発電機及び電動機といった回転電機は、シャフト、軸受、固定子、回転子及び外郭を備えている。特許文献1に開示されるように、回転電機の固定子は、コアバック及びティースを備えたリング状の固定子鉄心と、コアバックの内径側の空間であるスロットに収容されたコイルとを備えている。
Rotating electrical machines such as generators and motors have shafts, bearings, stators, rotors and shells. As disclosed in
回転電機のうち、単相電源にて駆動する電動機は、固定子のコイルに回転磁界を発生させるために、電気回路及び進相コンデンサを備えている。単相電源にて駆動する電動機は、換気送風機及び空調設備に広く用いられている。 Among rotating electric machines, a motor driven by a single-phase power supply includes an electric circuit and a phase-advancing capacitor in order to generate a rotating magnetic field in the coils of the stator. Electric motors driven by single-phase power are widely used in ventilation fans and air conditioners.
単相電源にて駆動する電動機は、進相コンデンサが作る90°の位相差を利用して固定子のコイルに回転磁界を発生させている。しかし、実際には、コイルのインダクタンスなどに起因して、位相差は、理想的な値である90°からずれてしまっており、磁束が不均一になってしまう。 A motor driven by a single-phase power supply generates a rotating magnetic field in a stator coil using a phase difference of 90° created by a phase-advancing capacitor. However, in reality, the phase difference deviates from the ideal value of 90° due to the inductance of the coil, and the magnetic flux becomes uneven.
特許文献1の固定子鉄心は、コアバック幅が均一となっており、位相ずれが発生することを想定した作りにはなっていない。したがって、磁束が不均一になると、磁束密度の高い場所と低い場所とが生じてしまい、前者では鉄損と呼ばれる損失が増大してモータ特性を悪化させ、後者では鉄心材料を必要以上に使用することとなり、コストの増加の原因となる。
The stator core of
上記の問題は、固定子鉄心設計時の想定に対し、2相以上が位相ずれを伴うことで生じるため、コンデンサに限らず、その他の駆動補助機器を用いた場合にも同様の問題が発生する。 The above problem occurs when two or more phases are out of phase with the assumptions made when the stator core is designed. .
本開示は、上記に鑑みてなされたものであって、磁束が不均一になることを抑制するとともに、鉄心材料の無駄を低減した回転電機を得ることを目的とする。 The present disclosure has been made in view of the above, and an object of the present disclosure is to obtain a rotating electrical machine that suppresses non-uniform magnetic flux and reduces waste of iron core materials.
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本開示に係る回転電機は、回転子及び固定子を備える。固定子は、複数のティース及び磁路断面積が異なる二種類以上の複数のコアバックを有し、ティースの間にコアバックが設置されたリング状の固定子鉄心と、固定子鉄心に磁気回路を形成する複数のメインコイル及び複数のサブコイルとを備える。複数のコアバックは、磁路断面積の降順で磁路断面積が最小のコアバックまで並ぶ第1の配列と、磁路断面積の昇順で磁路断面積が最大のコアバックまで並ぶ第2の配列とが、繰り返し配列されている。磁路断面積が最小のコアバックは、第1の配列の末尾と第2の配列の先頭とを兼ねており、磁路断面積が最大のコアバックは、第2の配列の末尾と第1の配列の先頭とを兼ねている。複数のメインコイル及び複数のサブコイルの各々は、コアバックの内径側に形成された空間であるスロットを通してティースに巻かれている。メインコイル及びサブコイルは、コアバックの少なくとも一つに跨がる領域で重複している。メインコイルとサブコイルとが重複している領域の中央のコアバックは、磁路断面積が最大のコアバック又は磁路断面積が最小のコアバックである。 In order to solve the above-described problems and achieve an object, a rotating electric machine according to the present disclosure includes a rotor and a stator. The stator has a plurality of teeth and a plurality of core backs of two or more types with different magnetic path cross-sectional areas, a ring-shaped stator core in which the core backs are installed between the teeth, and a magnetic circuit a plurality of main coils and a plurality of sub-coils forming The plurality of core-backs are arranged in descending order of the magnetic path cross-sectional area up to the core-back with the smallest magnetic path cross-sectional area, and in ascending order of the magnetic path cross-sectional area up to the maximum core-back. and are arranged repeatedly. The core-back with the smallest magnetic path cross-sectional area serves as both the end of the first array and the head of the second array, and the core-back with the largest magnetic path cross-sectional area serves as the end of the second array and the first array. It also serves as the head of the array of . Each of the plurality of main coils and the plurality of sub-coils are wound around teeth through slots, which are spaces formed on the inner diameter side of the core back. The main coil and sub-coil overlap in a region spanning at least one of the core-backs. The core-back at the center of the region where the main coil and the sub-coil overlap is the core-back with the maximum magnetic path cross-sectional area or the core-back with the minimum magnetic path cross-sectional area.
本開示によれば、磁束が不均一になることを抑制するとともに、鉄心材料の無駄を低減した回転電機を得られるという効果を奏する。 Advantageous Effects of Invention According to the present disclosure, it is possible to obtain an electric rotating machine that suppresses non-uniform magnetic flux and reduces waste of iron core material.
以下に、実施の形態に係る回転電機及び換気装置を図面に基づいて詳細に説明する。 A rotating electric machine and a ventilator according to embodiments will be described in detail below with reference to the drawings.
実施の形態1.
図1は、実施の形態1に係るコンデンサ駆動型誘導電動機を用いた有圧換気扇の正面図である。換気装置である有圧換気扇9は、回転電機であるコンデンサ駆動型誘導電動機1と、コンデンサ駆動型誘導電動機1によって回転駆動される羽根車10とを有する。有圧換気扇9は、壁又は天井に埋め込むにようにして設置される。
FIG. 1 is a front view of a pressure ventilation fan using a capacitor-driven induction motor according to
羽根車10は、複数の翼部を有し、回転することにより空気などの気体を搬送する。
The
製品筐体11は、コンデンサ駆動型誘導電動機1及び羽根車10を支えるレグ11aを有する。製品筐体11の中心部には、羽根車10の回転運動を阻害することなく、空気を通す風路となる穴11bが形成されている。
The
電源線12は、不図示の商用電源に接続される。電源線12は、製品筐体11のレグ11aを這わせて配線され、コンデンサ駆動型誘導電動機1の電源回路に接続される。
The
有圧換気扇9は、コンデンサ駆動型誘導電動機1を備えるため、高性能及び高品質かつ安価である。
Since the pressurized
図2は、実施の形態1に係るコンデンサ駆動型誘導電動機の断面図である。コンデンサ駆動型誘導電動機1は、筐体となる外郭2a,2bと、外郭2a,2bの内部に収容されたシャフト3、固定子13、回転子7及び軸受8a,8bとを備える。固定子13は、固定子鉄心4、コイル5及びインシュレータ6を備える。
FIG. 2 is a cross-sectional view of the capacitor-driven induction motor according to
外郭2a,2bは、軸受8a,8bを保持するハウジング2c,2dと、固定子鉄心4を保持する円筒部2e,2fとを備える。
The
シャフト3は、コンデンサ駆動型誘導電動機1の自重と、駆動時のトルクとによる負荷がかかっても変形を生じない強度を備えている。シャフト3は、一端部が外郭2a,2bの内部の空間から突出している。シャフト3の外郭2a,2bから突出した一端部には、羽根車10が結合されている。
The
固定子鉄心4の外径は、外郭2a,2bの円筒部2e,2fの内径と同じである。
The outer diameter of the
図3は、実施の形態1に係るコンデンサ駆動型誘導電動機の固定子鉄心の平面図である。固定子鉄心4は、コアバック4a,4b,4c,4dと、ティース4gとを有する。ティース4gは、コアバック4a,4b,4c,4dの間に配置されている。したがって、ティース4gは、円周方向に間隔を空けて配列されている。コアバック4a,4b,4c,4dの内径側には、スロット4eとなる空間が形成されている。
3 is a plan view of the stator core of the capacitor-driven induction motor according to
コアバック4a,4b,4c,4dは、内径riが各々異なっており、コアバック4aの内径ri<コアバック4bの内径ri<コアバック4cの内径ri<コアバック4dの内径riとなっている。一方、コアバック4a,4b,4c,4dの各々の外径roは同じである。このため、コアバック4dのコアバック幅<コアバック4cのコアバック幅<コアバック4bのコアバック幅<コアバック4aのコアバック幅となっている。なお、コアバック4a,4b,4c,4dのコアバック幅とは、内径寸法と外径寸法との差である。コアバック4a,4b,4c,4dは、外径roが同一で内径riが異なるため、磁路断面積が各々異なっており、コアバック4aの磁路断面積>コアバック4bの磁路断面積>コアバック4cの磁路断面積>コアバック4dの磁路断面積となっている。
The
コアバック4a,4b,4c,4dは、互いの間にティース4gを挟んで、コアバック4a、コアバック4b、コアバック4c、コアバック4d、コアバック4c、コアバック4bの周期を繰り返す配列で配置されている。すなわち、コアバック4a,4b,4c,4dの配列は、磁路断面積が最大のコアバック4aから磁路断面積の降順で磁路断面積が最小のコアバック4dまで並び、磁路断面積が最小のコアバック4dで折り返して、磁路断面積の昇順で磁路断面積が2番目に大きいコアバック4bまで並ぶパターンを一つの周期として、複数周期繰り返すようにされている。実施の形態1に係るコンデンサ駆動型誘導電動機1では、固定子鉄心4には、上記のパターンで4周期分のコアバック4a,4b,4c,4dが配置されている。
The
なお、上記の説明において、磁路断面積が最大のコアバック4aをパターンの始点としているが、他のコアバック4b,4c,4dのいずれかをパターンの始点としてもよい。コアバック4a、コアバック4b、コアバック4c、コアバック4d、コアバック4c、コアバック4b、コアバック4a、コアバック4b、・・・という周期的なパターンであるため、磁路断面積の降順で磁路断面積が最小のコアバック4dまで並ぶ配列と、磁路断面積の昇順で磁路断面積が最大のコアバック4aまで並ぶ配列とが、磁路断面積が最小のコアバック4d及び最大のコアバック4aで折り返しながら繰り返されるのであれば、コアバック4a,4b,4c,4dのいずれからパターンを開始した場合でも、固定子鉄心4全体でのコアバック4a,4b,4c,4dの配列は同じとなる。なお、磁路断面積が最小のコアバック4dで折り返すとは、磁路断面積が最小のコアバック4dの次に配置されるコアバックは、磁路断面積が2番目に小さいコアバック4cであることを意味する。同様に、磁路断面積が最大のコアバック4aで折り返すとは、磁路断面積が最大のコアバック4aの次に配置されるコアバックは、磁路断面積が2番目に大きいコアバック4bであることを意味する。
In the above description, the core back 4a having the largest magnetic path cross-sectional area is used as the starting point of the pattern, but any of the
図4は、実施の形態1に係るコンデンサ駆動型誘導電動機の固定子鉄心に巻き付けられるコイルを模式的に示す巻線図である。コイル5は、固定子鉄心4の外周側に配置されるメインコイル5aと、固定子鉄心4の中心側に配置されるサブコイル5bとを含む。
FIG. 4 is a winding diagram schematically showing coils wound around the stator core of the capacitor-driven induction motor according to the first embodiment.
メインコイル5a及びサブコイル5bは、コアバック4a,4b,4c,4dを間に挟んで、コアバック4bとコアバック4cとの間の領域に配置されている。メインコイル5aが配置された領域のコアバック4a,4b,4c,4dとサブコイル5bが配置された領域のコアバック4a,4b,4c,4dとは、並び順が逆である。
The
一例を挙げると、図4において、メインコイル5aは、固定子鉄心4の中心から見て時計回りでコアバック4d,4c,4b,4aの順に並ぶ部分に配置されており、領域の反時計回り方向の端がコアバック4bで時計回り方向の端がコアバック4cである。一方、サブコイル5bは、固定子鉄心4の中心から見て時計回りでコアバック4a,4b,4c,4dの順に並ぶ部分に配置されており、領域の反時計回り方向の端がコアバック4cで時計回り方向の端がコアバック4bである。なお、ここでのコアバック4a,4b,4c,4dの並び順は、あくまでも図4の視点での並び順であり、固定子鉄心4を軸方向の反対側からの視点で見た場合には、メインコイル5a及びサブコイル5bが配置される領域でのコアバック4a,4b,4c,4dの並び順が逆となることはいうまでもない。
To give an example, in FIG. 4, the
メインコイル5aとサブコイル5bとは、コアバック4a,4b,4c,4dの少なくとも一つに跨がる領域において、各々の周方向の一部が重複している。メインコイル5aとサブコイル5bとが重複する部分の周方向における中心を「境界」と定義する。実施の形態1においては、メインコイル5aのうち、図4での時計回り方向の端部の三つのコアバック4b,4a,4bと、サブコイル5bのうち、図4での反時計回り方向の端部の三つのコアバック4b,4a,4bの部分とは重複している。このため、三つのコアバック4b,4a,4bの中心となるコアバック4aが、メインコイル5aとサブコイル5bとの境界となる。同様に、メインコイル5aのうち、図4での反時計回り方向の端部の三つのコアバック4c,4d,4cと、サブコイル5bのうち、図4での時計回り方向の端部の三つのコアバック4c,4d,4cの部分とは重複している。このため、三つのコアバック4c,4d,4cの中心となるコアバック4dが、メインコイル5aとサブコイル5bとの境界となる。
The
図5は、実施の形態1に係るコンデンサ駆動型誘導電動機の固定子鉄心に形成される磁極の分布を示す図である。スロット4eに巻装されたメインコイル5a及びサブコイル5bは、固定子鉄心4に磁気回路を形成する。メインコイル5aは、固定子鉄心4に磁極5c1,5c2,5c3,5c4を形成し、サブコイル5bは、固定子鉄心に磁極5d1,5d2,5d3,5d4を形成する。磁極5c1,5c2,5c3,5c4と磁極5d1,5d2,5d3,5d4とは、45°ずれた位置に形成されている。
FIG. 5 is a diagram showing the distribution of magnetic poles formed in the stator core of the capacitor-driven induction motor according to the first embodiment. The
図6は、実施の形態1に係るコンデンサ駆動型誘導電動機のメインコイル及びサブコイルの結線状態を示す図である。メインコイル5aは、コンデンサ40と並列に電源30に接続されており、サブコイル5bは、コンデンサ40と直列に電源30に接続されている。メインコイル5aとサブコイル5bとは並列に電源30に接続されている。コンデンサ40には、不図示の遠心スイッチが接続されており、回転子7の回転速度が一定速度を超えると、サブコイル5b及びコンデンサ40は、電源30と切り離される。
FIG. 6 is a diagram showing a connection state of main coils and sub-coils of the capacitor-driven induction motor according to the first embodiment. The
図7は、実施の形態1に係るコンデンサ駆動型誘導電動機のメインコイル及びサブコイルの結線状態の変形例を示す図である。メインコイル5aがコンデンサ40と並列に電源30に接続され、かつサブコイル5bがコンデンサ40と直接に電源30に接続されていれば、メインコイル5aとサブコイル5bとが直列に電源30に接続されてもよい。
FIG. 7 is a diagram showing a modification of the connection state of the main coils and sub-coils of the capacitor-driven induction motor according to the first embodiment. If the
図2に示したように、インシュレータ6は、固定子鉄心4のスロット4e内に挿入され、固定子鉄心4とコイル5とを電気的に絶縁する。
As shown in FIG. 2,
回転子7は、円筒状である。回転子7の内径はシャフト3の外径と同じであり、回転子7の外径は、固定子鉄心4の内径よりも僅かに小さい。
The
軸受8a,8bの各々は、外郭2a,2bのハウジング2c,2dとシャフト3との間に設置され、回転子7が円滑に駆動するようにシャフト3を保持している。
Each of the
図8、図9及び図10は、実施の形態1に係るコンデンサ駆動型誘導電動機のコイルに流れる電流と、電流によって発生する回転磁界との関係を示す図である。図8、図9及び図10では、90°の角度で取り付けられたコイルA及びコイルBをモデルとし、各コイルを流れる電流波形とその電流によって形成される磁界ベクトルとを電気角0°から360°の範囲で示している。図中の破線は電流波形を示し、実線矢印は磁界の方向及び大きさを示している。なお、磁界の表記及び説明が煩雑とならないように、電気角30°刻みで磁界ベクトルを描画しているが、実際には連続的な電流の印加により磁界も連続的に変化している。また、実際には、メインコイル5aとサブコイル5bとがなす角度は90°ではないが、電流と回転磁界との関係は図8、図9及び図10に示すモデルと同様となる。
8, 9 and 10 are diagrams showing the relationship between the current flowing through the coils of the capacitor-driven induction motor according to
図8、図9及び図10の上段及び中段には、右側に「コイルの模式図」を示し、左側に「電流波形」と「磁界ベクトル」とを示している。図8、図9及び図10の下段には、左側に各電気角での「磁界の合成ベクトル」を示し、右側に合成ベクトルによって形成される「回転磁界」を示している。 In the upper and middle parts of FIGS. 8, 9 and 10, the "schematic diagram of the coil" is shown on the right side, and the "current waveform" and "magnetic field vector" are shown on the left side. In the lower part of FIGS. 8, 9 and 10, the "composite vector of the magnetic field" at each electrical angle is shown on the left side, and the "rotating magnetic field" formed by the composite vector is shown on the right side.
図8、図9及び図10において、「コイルの模式図」と各種ベクトルは、コイル又は磁界のベクトル方向とそのスカラー量とを簡便に表記するため、紙面上方を0°、右方を90°下方を180°、左方を270°とした極座標により表記している。よって、例えばコイルAは0°の方向から180°の方向に位置し、磁界は90°又は270°の方向に発生すると表現することができる。一方、「電流波形」では縦軸を電流、横軸を電気角にして表記している。 In FIGS. 8, 9 and 10, the "schematic diagram of the coil" and various vectors are 0° above the paper surface and 90° to the right in order to simply describe the vector direction of the coil or magnetic field and its scalar quantity. It is expressed in polar coordinates with 180° downward and 270° leftward. Therefore, it can be expressed that, for example, the coil A is positioned in the direction of 0° to 180° and the magnetic field is generated in the direction of 90° or 270°. On the other hand, in the "current waveform", the vertical axis is the current and the horizontal axis is the electrical angle.
二つのコイルで回転磁界をつくるためには、90°の位相差の電流を各コイルに印加する必要が有る。そのことを踏まえ、位相ずれによる磁界のベクトルの変化を観察しやすいよう、図8、図9及び図10ではそれぞれ位相ずれを0°、30°、60°としたとき、つまりコイルAとコイルBの電流の位相差を90°、120°、150°としたときに形成される磁界を模式的に示している。 In order to create a rotating magnetic field with two coils, it is necessary to apply currents with a phase difference of 90° to each coil. Based on this, in order to facilitate observation of the change in the magnetic field vector due to the phase shift, in FIGS. 1 schematically shows the magnetic fields formed when the phase differences of the currents of are set to 90°, 120°, and 150°.
図8に示すように、位相ずれが0°の場合、コイルAに流れる電流とコイルBに流れる電流との位相差は90°である。したがって、位相ずれが0°の場合は、回転磁界を表す各ベクトルの大きさは等しく、ベクトルの角度は30°刻みに等間隔に配置されていることから、理想的な回転磁界を作れている。 As shown in FIG. 8, when the phase shift is 0°, the phase difference between the current flowing through coil A and the current flowing through coil B is 90°. Therefore, when the phase shift is 0°, the magnitude of each vector representing the rotating magnetic field is the same, and the angles of the vectors are arranged at regular intervals of 30°, so an ideal rotating magnetic field can be created. .
一方、図9に示すように、位相ずれが30°の場合、コイルAに流れる電流とコイルBに流れる電流との位相差は120°である。また、図10に示すように、位相ずれが60°の場合、コイルAに流れる電流とコイルBに流れる電流との位相差は150°である。30°又は60°の位相ずれが存在する場合、回転磁界を表す各ベクトルの大きさは不揃いであり、ベクトルの角度は不均一となり、回転磁界が崩れていることが分かる。また、位相ずれの大きい方が、回転磁界の崩れが強く表れている。 On the other hand, as shown in FIG. 9, when the phase shift is 30°, the phase difference between the current flowing through the coil A and the current flowing through the coil B is 120°. Further, as shown in FIG. 10, when the phase shift is 60°, the phase difference between the current flowing through the coil A and the current flowing through the coil B is 150°. When there is a phase shift of 30° or 60°, the magnitudes of the vectors representing the rotating magnetic field are not uniform, and the angles of the vectors are non-uniform, indicating that the rotating magnetic field is broken. Also, the larger the phase shift, the stronger the collapse of the rotating magnetic field.
このように、位相ずれが生じると、コイルに流れる電流の位相差が90°ではなくなってしまうため、理想的な回転磁界から遠ざかってしまい、磁気回路内に形成される磁束分布にも大きな偏りが生じてしまう。 In this way, when a phase shift occurs, the phase difference between the currents flowing through the coils is no longer 90°, so the ideal rotating magnetic field is far from being achieved, and the magnetic flux distribution formed in the magnetic circuit is greatly biased. occur.
次に、回転磁界が強くなる場所と弱くなる場所とがどのようにして決まるかについて説明する。二つのコイルの位相差をαとするとき、コイルAに生じる磁界はsinθで表され、コイルBに生じる磁界はsin(θ+α)で表される。これらを用いて磁界を合成すると、回転磁界の大きさSは、下記式(1)で表される。 Next, a description will be given of how the locations where the rotating magnetic field is strong and where it is weak are determined. When the phase difference between the two coils is α, the magnetic field generated in coil A is represented by sin θ, and the magnetic field generated in coil B is represented by sin(θ+α). By synthesizing the magnetic field using these, the magnitude S of the rotating magnetic field is represented by the following equation (1).
sin2θ=(1-cos2θ)/2であるから、式(1)は、下記式(2)に書き換えることができる。 Since sin 2 θ=(1−cos2θ)/2, Equation (1) can be rewritten as Equation (2) below.
回転磁界の大きさSをθで微分すると、下記式(3)となる。 When the magnitude S of the rotating magnetic field is differentiated with respect to θ, the following formula (3) is obtained.
dS/dθ=0のとき、回転磁界の大きさSは極値をとる。dS/dθ=0となるのは、sinθ=sin(θ+α)の時である。したがって、2θ+α=180n(n=1,2,3,・・・)となる必要があるため、θ=90n-α/2(n=1,2,3,・・・)である。 When dS/dθ=0, the magnitude S of the rotating magnetic field takes an extreme value. dS/dθ=0 when sin θ=sin(θ+α). Therefore, 2θ+α=180n (n=1, 2, 3, . . . ), so θ=90n−α/2 (n=1, 2, 3, .
電気角が0°≦θ≦180°の場合、コイルAに生じる磁界は、sin(90n-α/2)、コイルBに生じる磁界は、sin(90n+α/2)となり、n及びαの値によらず、|sin(90n-α/2)|=|sin(90n+α/2)|であることから、回転磁界の大きさSが極大又は極小となる磁界ベクトルの方向を示す角度Dは、D=90n-45(n=1,2,3,4)となる。 When the electrical angle is 0°≦θ≦180°, the magnetic field generated in coil A is sin(90n−α/2), and the magnetic field generated in coil B is sin(90n+α/2). Since |sin(90n−α/2)|=|sin(90n+α/2)| =90n-45 (n=1, 2, 3, 4).
位相差α=90°のとき、磁界のスカラー量はsin(90n-45)=√2/2である。同様に、位相差α<90°のとき、磁界のスカラー量は、下記式(4)で表される。 When the phase difference α=90°, the scalar quantity of the magnetic field is sin(90n−45)=√2/2. Similarly, when the phase difference α<90°, the scalar quantity of the magnetic field is represented by the following equation (4).
したがって、回転磁界の大きさSが極大又は極小になる電気角θと、磁界ベクトルの方向を示す角度Dとを(θ,D)の形で表すと、下記式(5)を満たすとき、Sが極大となる。 Therefore, if the electrical angle θ at which the magnitude S of the rotating magnetic field is maximized or minimized and the angle D indicating the direction of the magnetic field vector are represented in the form of (θ, D), when the following equation (5) is satisfied, S becomes maximum.
また、下記式(6)を満たすとき、Sが極小となる。 Moreover, when the following formula (6) is satisfied, S becomes minimal.
ここで、コイルAに生じる磁界は90°方向を正として正弦波sinθの電流が印加され、コイルBに生じる磁界は(90-α)°方向を正として正弦波(θ+α)の電流が印加される形であり、両者の磁界方向の間は(α/2)°である。このことから、α<90°のとき、sinθの電流が印加されるコイルと、正弦波sin(θ+α)の電流が印加されるコイルの磁界方向との間に極大が生じる。また、正負反転しても同様であるため、正弦波-sinθと-sin(θ+α)との間にも極大が生じる。一方、正弦波sinθと-sin(θ+α)との組み合わせ又は正弦波-sinθとsin(θ+α)との組み合わせのときは、極小が生じる。α>90°の場合は、上記と逆となる。 Here, the magnetic field generated in coil A is applied with a sine wave sin θ current with the 90° direction positive, and the magnetic field generated in coil B is applied with a sine wave (θ + α) current with the (90−α)° direction positive. and the distance between the two magnetic field directions is (α/2)°. From this, when α<90°, a maximum occurs between the magnetic field direction of the coil to which the sin θ current is applied and the coil to which the sine wave sin(θ+α) current is applied. Further, since the same is true even if the sign is reversed, a maximum occurs between the sine waves -sin θ and -sin (θ+α). On the other hand, the combination of the sine waves sin θ and −sin(θ+α) or the combination of the sine waves −sin θ and sin(θ+α) produces a local minimum. When α>90°, the above is reversed.
このように、位相差のある二つのコイル間には、磁界の強い場所と磁界の弱い場所とが生じる。図11は、実施の形態1に係るコンデンサ駆動型誘導電動機のコイルに流れる電流の向きの一例を示す図である。図4に示したコンデンサ駆動型誘導電動機1のコイル5に、図11に示す向きの電流が流れる場合の各電流の関係性について説明する。
In this way, a strong magnetic field and a weak magnetic field are generated between the two coils having a phase difference. FIG. 11 is a diagram showing an example of directions of currents flowing through coils of the capacitor-driven induction motor according to the first embodiment. The relationship between currents when currents flow in the directions shown in FIG. 11 in the
メインコイル5aには電流5a1,5a2が流れ、サブコイル5bには電流5b1,5b2が流れる。電流5a1及び電流5a2は、同一電源から印加されかつ巻線方向が逆であるため、電流5a1がsinθの正弦波形であると仮定すると、電流5a2は-sinθの正弦波形となる。電流5b1と電流5b2との関係も同様である。
Currents 5a1 and 5a2 flow through the
一方、電流5b1は、電流5a1よりも電流位相角がαだけ進んでいるため、電流5b1の波形は、sin(θ+α)となる。ただし、0°<α<180°とする。したがって、電流5a1の波形がsinθであれば、電流5b1の波形はsin(θ+α)であり、電流5a2の波形は-sinθであり、電流5b2の波形は-sin(θ+α)である。 On the other hand, since the current 5b1 leads the current 5a1 by the current phase angle α, the waveform of the current 5b1 is sin(θ+α). However, 0°<α<180°. Therefore, if the waveform of current 5a1 is sin θ, the waveform of current 5b1 is sin(θ+α), the waveform of current 5a2 is −sin θ, and the waveform of current 5b2 is −sin(θ+α).
また、電流5a1が流れるメインコイル5aと電流5b1が流れるサブコイル5bとが重なる箇所を境界5eとし、電流5a1が流れるメインコイル5aと電流5b2が流れるサブコイル5bとが重なる箇所を境界5fとする。
A
図12は、実施の形態1に係るコンデンサ駆動型誘導電動機の固定子に発生する磁界の模式図である。図12は、メインコイル5a及びサブコイル5bに図11に示した向きの電流が流れ、かつメインコイル5aとサブコイル5bとの電流位相角がα<90°のときの磁界を示している。上記のように、正弦波sinθとsin(θ+α)との間に極大が生じることから、電流5a1と電流5b1との間である境界5eでティース4gの磁界が強くなり、境界5fではティース4gの磁界は弱くなる。ここで、コアバックは、境界5e同士を繋ぐ磁路の役割を果たすため、境界5e同士の間のコアバック4aでは磁界が強くなり、境界5f同士の間のコアバック4dでは磁界が弱くなる。
12 is a schematic diagram of a magnetic field generated in the stator of the capacitor-driven induction motor according to
実施の形態1に係るコンデンサ駆動型誘導電動機1は、磁界が強くなるコアバック4aの磁路断面積が大きく、磁界が弱くなるコアバック4dの磁路断面積が小さいため、鉄心材料の無駄を抑えて製造コストを低減できる。
In the capacitor-driven
図13は、実施の形態1に係るコンデンサ駆動型誘導電動機の固定子鉄心のコアバックの磁路断面積の比率の一例を示す図である。図13において「最小」とは、磁路断面積が最小であるコアバック4dの磁路断面積を表し、「最大」とは、磁路断面積が最大であるコアバック4aの磁路断面積を表す。コイル5の巻線仕様によって変化するが、一例を挙げると、コアバック4aの磁路断面積を100mm2とすると、位相ずれの変化に伴い、図13に示すように磁路断面積の比率が変化する。また、対象とするモータの大きさにもよるが、製造ばらつきによるコアバック4a,4b,4c,4dの断面積のばらつきはおおよそ2%以下であるため、断面積差がおおよそ8%以上である位相ずれ5%以上での適用を主に想定している。すなわち、5%以上の位相ずれが生じることが想定されるモータに実施の形態1に係る固定子鉄心4を採用することで、製造ばらつきによりコアバック4aの断面積が下振れし、かつコアバック4dの断面積が上振れした場合でも、コアバック4aの断面積は、コアバック4dの断面積よりも大きくなる。ただし、あくまでも磁路断面積を変化させることで得られる効果は、磁束の過密又は過疎といった偏りを軽減するだけであり、位相ずれが大きくなり磁路断面積を極端に変化させてしまうとトルクを打ち消す力、つまり逆相の力が強く生じてしまうため、断面積最小のものと最大のものとの比率が0.25:1よりも大きい比とならないことが好ましい。
FIG. 13 is a diagram showing an example of a magnetic path cross-sectional area ratio of the core-back of the stator core of the capacitor-driven induction motor according to the first embodiment. In FIG. 13, "minimum" represents the magnetic path cross-sectional area of the core back 4d having the smallest magnetic path cross-sectional area, and "maximum" represents the magnetic path cross-sectional area of the core back 4a having the largest magnetic path cross-sectional area. represents Although it varies depending on the winding specifications of the
上記の説明においては、固定子鉄心4のコアバック4a,4b,4c,4dの内径を異ならせることで磁路断面積に差を生じさせているが、コアバック4a,4b,4c,4dの内径以外の寸法を変えることで、磁路断面積に差を生じさせてもよい。
In the above description, the inner diameters of the core backs 4a, 4b, 4c, and 4d of the
図14は、実施の形態1の第1の変形例に係るコンデンサ駆動型誘導電動機の固定子鉄心を示す図である。第1の変形例に係る固定子鉄心4では、ティース4gは、固定子鉄心4の中心を通る放射線に対して、斜め方向に延びている。また、コアバック4aとコアバック4bとの間のティース4g、コアバック4bとコアバック4cとの間のティース4g、及びコアバック4cとコアバック4dとの間のティース4gは、ティースチップの形状が異なっている。第1の変形例に係る固定子鉄心4は、コアバック4a,4b,4c,4dの各々の内径側に形成されているスロット4eの面積が等しくなっている。
14 is a diagram showing a stator core of a capacitor-driven induction motor according to a first modification of
第1の変形例に係る固定子鉄心4は、コアバック4a,4b,4c,4dの磁路断面積によらずスロット4eの面積が一定であるため、メインコイル5a及びサブコイル5bの巻数を均一にすることができる。
In the
図15は、実施の形態1の第2の変形例に係るコンデンサ駆動型誘導電動機の固定子鉄心を示す図である。第2の変形例に係る固定子鉄心4では、コアバック4a,4b,4c,4dは、外径が各々異なっており、コアバック4aの外径ro>コアバック4bの外径ro>コアバック4cの外径ro>コアバック4dの外径roとなっている。一方、コアバック4a,4b,4c,4dの各々の内径riは同じである。このため、コアバック4dのコアバック幅<コアバック4cのコアバック幅<コアバック4bのコアバック幅<コアバック4aのコアバック幅となっている。
FIG. 15 is a diagram showing a stator core of a capacitor-driven induction motor according to a second modification of the first embodiment. In the
図16は、実施の形態1の第3の変形例に係るコンデンサ駆動型誘導電動機の固定子鉄心を示す図である。第3の変形例に係る固定子鉄心4では、第2の変形例と同様に、コアバック4a,4b,4c,4dは、内径は同じであり、外径が異なっている。ティース4gの各々の外周部は、固定子鉄心4の中心軸に垂直な断面において、スロット4eの曲面の中心である点Cを中心とし、かつ両隣のコアバック4a,4b,4c,4dのうち外径形寸法が大きい方のコアバック4a,4b,4c,4dと点Cとの距離と同じ長さの半径を持つ円弧状である。
16 is a diagram showing a stator core of a capacitor-driven induction motor according to a third modification of the first embodiment; FIG. In the
第3の変形例に係る固定子鉄心4では、ティース4gの外周部は、両隣のコアバック4a,4b,4c,4dのうち、磁路断面積が大きい方と同じ幅であるため、第2の変形例に係る固定子鉄心4よりもティース4gの外周部における磁気抵抗を小さくし、モータ効率を高めることができる。
In the
図17は、実施の形態1の第4の変形例に係るコンデンサ駆動型誘導電動機の固定子鉄心を示す平面図である。図18は、実施の形態1に係るコンデンサ駆動型誘導電動機の固定子鉄心の第4の変形例を示す展開図である。第4の変形例に係る固定子鉄心4では、コアバック4a,4b,4c,4dは、内径及び外径が同じであり、固定子鉄心4の軸方向の寸法が異なっている。第4の変形例に係る固定子鉄心4は、粉体を固めて圧粉鉄心とすることにより、容易に形成可能である。
17 is a plan view showing a stator core of a capacitor-driven induction motor according to a fourth modification of the first embodiment. FIG. 18 is an exploded view showing a fourth modification of the stator core of the capacitor-driven induction motor according to
第4の変形例に係る固定子鉄心4は、回転軸方向に磁路断面積が拡張されているため、コアバック4a,4b,4cのスロット4eの面積とコアバック4dのスロット4eの面積とが同じになる。したがって、径方向の寸法を大きくすることなく、メインコイル5a及びサブコイル5bの巻線可能な量を、コアバック4d1種類だけの固定子鉄心と同等に維持することができる。なお、第4の変形例に係る固定子鉄心4は、コアバックがコアバック4a1種類だけの固定子鉄心と比較した場合には、メインコイル5a及びサブコイル5bの巻線可能な量が多くなっている。したがって、第4の変形例に係る固定子鉄心4を備えた回転電機は、電気抵抗低減のため線径を太くした場合はコイル電流が増え、高出力化を実現できる。また、第4の変形例に係る固定子鉄心4を備えた回転電機は、電気抵抗の改善分を安価だが電気抵抗率の高い材料に代替すれば、特性そのままで製造コストを低減できる。
In the
図19は、実施の形態1の第5の変形例に係るコンデンサ駆動型誘導電動機の固定子鉄心を示す平面図である。図20は、実施の形態1の第5の変形例に係るコンデンサ駆動型誘導電動機の固定子鉄心を示す展開図である。第5の変形例に係る固定子鉄心4は、コアバック4aの内径<コアバック4b,4cの内径<コアバック4dの内径である。また、第5の変形例に係る固定子鉄心4は、コアバック4a,4bの外径>コアバック4c,4dの外径である。また、第5の変形例に係る固定子鉄心4は、コアバック4a,4b,4cの軸方向の寸法>コアバック4dの軸方向の寸法である。コアバック4a,4b,4c,4dは、上記の寸法差により、コアバック4aの磁路断面積>コアバック4bの磁路断面積>コアバック4cの磁路断面積>コアバック4dの磁路断面積となっている。第5の変形例に係る固定子鉄心4は、粉体を固めて圧粉鉄心とすることにより、容易に形成可能である。
19 is a plan view showing a stator core of a capacitor-driven induction motor according to a fifth modification of the first embodiment; FIG. 20 is a developed view showing the stator core of the capacitor-driven induction motor according to the fifth modification of the first embodiment. FIG. In the
第5の変形例に係る固定子鉄心4のように、コアバック4a,4b,4c,4dのコアバックのコアバック幅と軸方向の寸法との両方を変化させることによって、コアバック4a,4b,4c,4dの磁路断面積に差を設けることも可能である。
By changing both the core-back width and the axial dimension of the core-
また、上記の説明においては、断面積がそれぞれ異なる四種類のコアバック4a,4b,4c,4dを備えた固定子鉄心4を例としたが、断面積がそれぞれ異なる二種類以上のコアバックを備えた固定子鉄心であれば、同様に実施可能である。図21は、実施の形態1の第6の変形例に係るコンデンサ駆動型誘導電動機の固定子の模式図である。図中の×印は、スロット4eを表しており、コアバック4a,4bを挟んで上下に位置する二つの×印は、同じスロット4eを表している。固定子鉄心4は、断面積が異なる二種類のコアバック4a,4bを備えており、コアバック4a及びコアバック4bは、ティース4gを挟んで交互に配置されている。コアバック4a,4bの配列は、図3に示した四種類のコアバック4a,4b,4c,4dを備えた固定子鉄心4と同じ規則に基づいている。すなわち、コアバック4a,4bの配列は、磁路断面積が最大のコアバック4aから磁路断面積の降順で磁路断面積が最小のコアバック4bまで並び、磁路断面積が最小のコアバック4bで折り返して、磁路断面積の昇順で磁路断面積が2番目に大きいコアバック4aまで並ぶパターンを一つの周期として、複数周期繰り返すようにされている。
In the above description, the
メインコイル5a及びサブコイル5bは、コアバック4a,4bを間に挟んで、コアバック4bとコアバック4aとの間の領域に配置されている。メインコイル5aが配置された領域のコアバック4a,4bとサブコイル5bが配置された領域のコアバック4a,4bとは、並び順が逆である。
The
メインコイル5aのうち、図21での右端部のコアバック4b,4aと、サブコイル5bのうち、図21での左端部のコアバック4b,4aとは重複している。このため、コアバック4b,4aが、ともにメインコイル5aとサブコイル5bとの境界となる。同様に、メインコイル5aのうち、図21での左端部のコアバック4a,4bと、サブコイル5bのうち、図21での右端部のコアバック4a,4bとは重複している。このため、コアバック4a,4bが、ともにメインコイル5aとサブコイル5bとの境界となる。
The right end core backs 4b and 4a of the
したがって、メインコイル5aとサブコイル5bとで巻線方向を逆とし、かつ同一電源から電圧を印加することにより、コアバック4aでの磁界を強くするとともに、コアバック4bでの磁界を弱くすることができ、鉄心材料の無駄を抑えて製造コストを低減できる。
Therefore, by reversing the winding directions of the
また、上記の説明においては、コアバック4a,4b,4c,4dの間にティース4gが配置される構造を例に挙げたが、ティース4gは、コアバックの中間部分にも設けられていてもよい。図22は、実施の形態1の第7の変形例に係るコンデンサ駆動型誘導電動機の固定子の模式図である。図中の×印は、スロット4eを表しており、コアバック4a,4bを挟んで上下に位置する二つの×印は、同じスロット4eを表している。固定子鉄心4は、コアバック4a,4bの中間部分にもティース4gが形成されている。したがって、コアバック4a,4bの内径側のスロット4eは、ティース4gによって二つに分けられている。
Further, in the above description, the structure in which the
固定子鉄心4は、断面積が異なる二種類のコアバック4a,4bを備えており、コアバック4a及びコアバック4bは、2本のティース4gを挟んで交互に配置されている。コアバック4a,4bの配列は、図3に示した四種類のコアバック4a,4b,4c,4dを備えた固定子鉄心4と同じ規則に基づいている。すなわち、コアバック4a,4bの配列は、磁路断面積が最大のコアバック4aから磁路断面積の降順で磁路断面積が最小のコアバック4bまで並び、磁路断面積が最小のコアバック4bで折り返して、磁路断面積の昇順で磁路断面積が2番目に大きいコアバック4aまで並ぶパターンを一つの周期として、複数周期繰り返すようにされている。
The
メインコイル5a及びサブコイル5bは、コアバック4bとコアバック4aとの間の領域に配置されている。メインコイル5aが配置された領域のコアバック4a,4bとサブコイル5bが配置された領域のコアバック4a,4bとは、並び順が逆である。
The
メインコイル5aのうち、図22での右端部のコアバック4aと、サブコイル5bのうち、図22での左端部のコアバック4aとは重複している。また、メインコイル5aのうち、図22での左端部のコアバック4bと、サブコイル5bのうち、図22での右端部のコアバック4bとは重複している。このため、コアバック4a,4bが、ともにメインコイル5aとサブコイル5bとの境界となる。
The right end core back 4a of the
したがって、メインコイル5aとサブコイル5bとで巻線方向を逆とし、かつ同一電源から電圧を印加することにより、コアバック4aでの磁界を強くするとともに、コアバック4bでの磁界を弱くすることができ、鉄心材料の無駄を抑えて製造コストを低減できる。
Therefore, by reversing the winding directions of the
上記の説明においては、有圧換気扇9を例に挙げたが、有圧換気扇9以外の換気装置についても同様に実施することができる。
In the above description, the
以上の実施の形態に示した構成は、内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。 The configuration shown in the above embodiment shows an example of the contents, and it is possible to combine it with another known technique, and part of the configuration is omitted or changed without departing from the scope. is also possible.
1 コンデンサ駆動型誘導電動機、2a,2b 外郭、2c,2d ハウジング、2e,2f 円筒部、3 シャフト、4 固定子鉄心、4a,4b,4c,4d コアバック、4e スロット、4g ティース、5 コイル、5a メインコイル、5a1,5a2,5b1,5b2 電流、5b サブコイル、5c1,5c2,5c3,5c4,5d1,5d2,5d3,5d4 磁極、5e,5f 境界、6 インシュレータ、7 回転子、8a,8b 軸受、9 有圧換気扇、10 羽根車、11 製品筐体、11a レグ、11b 穴、12 電源線、13 固定子、30 電源、40 コンデンサ。 1 capacitor-driven induction motor, 2a, 2b shell, 2c, 2d housing, 2e, 2f cylinder, 3 shaft, 4 stator core, 4a, 4b, 4c, 4d core back, 4e slot, 4g tooth, 5 coil, 5a main coil, 5a1, 5a2, 5b1, 5b2 current, 5b sub-coil, 5c1, 5c2, 5c3, 5c4, 5d1, 5d2, 5d3, 5d4 magnetic pole, 5e, 5f boundary, 6 insulator, 7 rotor, 8a, 8b bearing, 9 pressure ventilation fan, 10 impeller, 11 product housing, 11a leg, 11b hole, 12 power supply wire, 13 stator, 30 power supply, 40 capacitor.
Claims (11)
前記固定子は、複数のティース及び磁路断面積が異なる二種類以上の複数のコアバックを有し、前記ティースの間に前記コアバックが設置されたリング状の固定子鉄心と、前記固定子鉄心に磁気回路を形成する複数のメインコイル及び複数のサブコイルとを備え、
複数の前記コアバックは、磁路断面積の降順で磁路断面積が最小の前記コアバックまで並ぶ第1の配列と、磁路断面積の昇順で磁路断面積が最大の前記コアバックまで並ぶ第2の配列とが、繰り返し配列されており、
磁路断面積が最小の前記コアバックは、前記第1の配列の末尾と前記第2の配列の先頭とを兼ねており、
磁路断面積が最大の前記コアバックは、前記第2の配列の末尾と前記第1の配列の先頭とを兼ねており、
複数の前記メインコイル及び複数の前記サブコイルの各々は、前記コアバックの内径側に形成された空間であるスロットを通して前記ティースに巻かれており、
前記メインコイル及び前記サブコイルは、前記コアバックの少なくとも一つに跨がる領域で重複しており、
前記メインコイルと前記サブコイルとが重複している領域の中央の前記コアバックは、磁路断面積が最大の前記コアバック又は磁路断面積が最小の前記コアバックであることを特徴とする回転電機。 comprising a rotor and a stator,
The stator has a plurality of teeth and a plurality of core backs of two or more types with different magnetic path cross-sectional areas, a ring-shaped stator core in which the core backs are installed between the teeth, and the stator Equipped with a plurality of main coils and a plurality of sub-coils that form a magnetic circuit in the iron core,
The plurality of core-backs are arranged in descending order of the magnetic path cross-sectional area up to the core-back with the smallest magnetic path cross-sectional area, and in ascending order of the magnetic path cross-sectional area up to the core back with the largest magnetic path cross-sectional area. The lined second array is repeatedly arrayed,
The core back having the smallest magnetic path cross-sectional area serves as both the end of the first array and the head of the second array,
The core back having the largest magnetic path cross-sectional area serves as both the end of the second array and the head of the first array,
Each of the plurality of main coils and the plurality of sub-coils is wound around the tooth through a slot that is a space formed on the inner diameter side of the core back,
the main coil and the sub-coil overlap in a region spanning at least one of the core-backs;
The core-back at the center of the region where the main coil and the sub-coil overlap is the core-back with the largest cross-sectional area of the magnetic path or the core-back with the smallest cross-sectional area of the magnetic path. electric machine.
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