JP7172759B2

JP7172759B2 - Power supply device and air conditioner provided with the same

Info

Publication number: JP7172759B2
Application number: JP2019044335A
Authority: JP
Inventors: 洋青木
Original assignee: Fujitsu General Ltd
Current assignee: Fujitsu General Ltd
Priority date: 2019-03-12
Filing date: 2019-03-12
Publication date: 2022-11-16
Anticipated expiration: 2039-03-12
Also published as: JP2020150610A

Description

本発明は、電源装置に係わり、より詳細には、昇圧型コンバータにおける出力電圧の過電圧保護に関する。 TECHNICAL FIELD The present invention relates to a power supply, and more particularly to overvoltage protection of an output voltage in a boost converter.

従来、昇圧型のコンバータは、例えば図５に示す空気調和機に備えられている（例えば、特許文献１参照。）。
図５に示す空気調和機９０は、室外機８０と、これに通信接続された室内機４０で構成されている。
室外機８０はＡＣ電源３４を入力としＤＣ電圧を出力する電源装置であるコンバータ１００と、コンバータ１００が出力するＤＣ電圧が入力されるインバータ３１と、インバータ３１で駆動される圧縮機３２と、入力されたＡＣ電源３４の交流電圧を検出して交流電圧検出信号として出力する交流電圧検出部３５と、これらを制御する制御部３３を備えている。 2. Description of the Related Art Conventionally, a boost converter is provided in an air conditioner shown in FIG.
An air conditioner 90 shown in FIG. 5 includes an outdoor unit 80 and an indoor unit 40 connected thereto for communication.
The outdoor unit 80 has a converter 100 which is a power supply device that receives the AC power supply 34 and outputs a DC voltage, an inverter 31 that receives the DC voltage output from the converter 100, a compressor 32 that is driven by the inverter 31, an input AC voltage detector 35 detects the AC voltage of AC power source 34 and outputs it as an AC voltage detection signal, and controller 33 controls them.

コンバータ１００は、ＡＣ電源３４が接続される入力端１０１ａと入力端１０１ｂと、ＤＣ電圧が出力される出力端１０８ａと出力端１０８ｂと、出力されるＤＣ電圧の目標電圧指示信号が入力される端子１０９ａと、交流電圧検出信号が入力される端子１０９ｃと、出力されるＤＣ電圧を示すＤＣ電圧信号を出力する出力端１０９ｂとを備えている。また、コンバータ１００は入力された電圧を整流する整流器１０２と、整流されたＤＣ電圧を昇圧するスイッチング部１０３と、昇圧したＤＣ電圧を平滑する平滑コンデンサ１０７と、ＤＣ電圧を検出するＤＣ電圧検出部１０６と、スイッチング部１０３へスイッチングパルス信号を出力するスイッチング制御部１０５と、過電圧保護部１２０を備えている。 The converter 100 has an input terminal 101a and an input terminal 101b to which the AC power supply 34 is connected, an output terminal 108a and an output terminal 108b to which a DC voltage is output, and a terminal to which a target voltage instruction signal of the output DC voltage is input. 109a, a terminal 109c to which an AC voltage detection signal is input, and an output terminal 109b to output a DC voltage signal indicating the output DC voltage. The converter 100 also includes a rectifier 102 that rectifies an input voltage, a switching section 103 that boosts the rectified DC voltage, a smoothing capacitor 107 that smoothes the boosted DC voltage, and a DC voltage detection section that detects the DC voltage. 106 , a switching control unit 105 that outputs a switching pulse signal to the switching unit 103 , and an overvoltage protection unit 120 .

コンバータ１００は、ＤＣ電圧検出部１０６で検出された電圧がＤＣ電圧信号として過電圧保護部１２０へ出力されており、過電圧保護部１２０はＤＣ電圧が過電圧となった時に停止指示信号をスイッチング制御部１０５へ出力する。この信号が入力されたスイッチング制御部１０５は、スイッチングパルス信号をオフにすることでコンバータ１００の動作を停止させる。 Converter 100 outputs the voltage detected by DC voltage detection section 106 to overvoltage protection section 120 as a DC voltage signal, and overvoltage protection section 120 outputs a stop instruction signal to switching control section 105 when the DC voltage becomes overvoltage. Output to Switching control unit 105 to which this signal is input stops the operation of converter 100 by turning off the switching pulse signal.

また、コンバータ１００のＤＣ電圧が出力される出力端１０８ａと出力端１０８ｂとはインバータ３１の入力端に接続されており、また、インバータ３１の三相出力が圧縮機３２に接続されている。一方、制御部３３はコンバータ１００へ目標電圧指示信号を出力し、コンバータ１００からＤＣ電圧信号が、また、交流電圧検出部３５から交流電圧検出信号が、それぞれ入力される。また、制御部３３はインバータ３１へ駆動信号を出力する。 An output terminal 108 a and an output terminal 108 b of converter 100 outputting a DC voltage are connected to an input terminal of inverter 31 , and a three-phase output of inverter 31 is connected to compressor 32 . On the other hand, control unit 33 outputs a target voltage instruction signal to converter 100, and receives a DC voltage signal from converter 100 and an AC voltage detection signal from AC voltage detection unit 35, respectively. Also, the control unit 33 outputs a drive signal to the inverter 31 .

ところで、一般的なコンバータでは出力されるＤＣ電圧をフードバック制御しており、負荷の変動やＡＣ電圧の変動があってもＤＣ電圧が指示された目標電圧値となるように制御している。このフィードバック制御によるフィードバックが早すぎるとＤＣ電圧にハンチングが発生するため、フィードバックに遅延を設けて制御している。このため、瞬時電圧変動による電圧低下から急激に電圧が復帰した場合、ＡＣ電圧が元の電圧に復帰しているにも関わらず、フィードバック制御がこれに追従できず、ＤＣ電圧が異常な高電圧（過電圧）となる場合がある。このため、特許文献１には記載がないが、一般的なコンバータには前述した過電圧保護部が備えられている。 By the way, in a general converter, feedback control is performed on the output DC voltage, and the DC voltage is controlled so as to reach an indicated target voltage value even if there are fluctuations in the load or in the AC voltage. If the feedback by this feedback control is too fast, hunting occurs in the DC voltage, so the feedback is controlled with a delay. For this reason, when the voltage suddenly recovers from a voltage drop caused by an instantaneous voltage fluctuation, the feedback control cannot follow this even though the AC voltage has recovered to the original voltage, and the DC voltage becomes an abnormally high voltage. (Overvoltage) may occur. For this reason, although not described in Patent Document 1, a general converter is provided with the above-described overvoltage protection unit.

前述したようにフィードバック特性により、瞬時電圧変動が終了して急激に元の電圧に復帰した場合や、このタイミングで負荷が急激に軽くなった場合、ＤＣ電圧が過電圧となる場合がある。このため、過電圧保護部１２０は、例えば出力するＤＣ電圧が５５０ボルト（第１電圧閾値）以上になった時、スイッチング部１０３の内部に備えた図示しない耐圧が６００ボルトのスイッチング素子を保護するため、スイッチング制御部１０５を介してスイッチング素子を強制的にオフにする。 As described above, due to the feedback characteristics, the DC voltage may become overvoltage when the voltage suddenly returns to the original voltage after the instantaneous voltage fluctuation ends, or when the load suddenly becomes lighter at this timing. For this reason, the overvoltage protection unit 120 protects a switching element (not shown) having a withstand voltage of 600 volts provided inside the switching unit 103 when the output DC voltage becomes 550 volts (first voltage threshold) or more, for example. , the switching element is forcibly turned off via the switching control unit 105 .

次に図６の説明図を用いてコンバータ１００の動作を説明する。図６において横軸は時間である。また、縦軸に関して、図６（１）はＡＣ電源電圧を、図６（２）はＤＣ電圧を、図６（３）は目標電圧値を、図６（４）はコンバータ１００の動作状態を、それぞれ示している。なお、ｔ８１～ｔ８６は時刻である。 Next, the operation of converter 100 will be described with reference to the explanatory diagram of FIG. In FIG. 6, the horizontal axis is time. 6(1) is the AC power supply voltage, FIG. 6(2) is the DC voltage, FIG. 6(3) is the target voltage value, and FIG. 6(4) is the operating state of the converter 100. , respectively. Note that t81 to t86 are times.

図６（１）に示すようにＡＣ電源電圧において、ｔ８１からｔ８３の期間に瞬時電圧変動による一時的な電圧低下が発生している。制御部３３はＡＣ電圧の半周期のピーク電圧の増減により瞬時電圧変動を検出している。このため、制御部３３はこの半周期が経過するｔ８２まで瞬時電圧変動を検出できない。従って制御部３３は、ｔ８２まで目標電圧値を４００ボルトとしてコンバータ１００へ指示しているが、ｔ８２で瞬時電圧変動による電圧低下が発生したと判断する。このため制御部３３は目標電圧値を一時的に４００ボルトから３５０ボルトへ低下させる。また、制御部３３は、ｔ８４でＡＣ電圧が復帰したと判断し、目標電圧値を３５０ボルトから４００ボルトに復帰させる。 As shown in FIG. 6(1), in the AC power supply voltage, a temporary voltage drop occurs during the period from t81 to t83 due to the instantaneous voltage fluctuation. The control unit 33 detects an instantaneous voltage fluctuation from an increase or decrease in the peak voltage of the half cycle of the AC voltage. Therefore, the control unit 33 cannot detect the instantaneous voltage fluctuation until t82 when this half cycle has passed. Therefore, control unit 33 instructs converter 100 to set the target voltage value to 400 volts until t82, but at t82 it determines that a voltage drop has occurred due to instantaneous voltage fluctuation. Therefore, the control unit 33 temporarily lowers the target voltage value from 400 volts to 350 volts. Further, the control unit 33 determines that the AC voltage has recovered at t84, and recovers the target voltage value from 350 volts to 400 volts.

この時、前述したようにフィードバック遅れによるＤＣ電圧の上昇と、ＡＣ電圧の急激な上昇が重なったため、ｔ８５でＤＣ電圧が第１電圧閾値（５５０ボルト）以上になっている。このため過電圧保護部１２０はスイッチング素子をオフにするが、インダクタに蓄積されたエネルギーが逆起電力を発生させ、ｔ８６の時点でＤＣ電圧が６１０ボルトとなっている。この場合、スイッチング素子の耐圧：６００ボルトを超えているためスイッチング素子が破壊される場合がある。 At this time, as described above, the rise in the DC voltage due to the feedback delay overlaps with the rapid rise in the AC voltage, so the DC voltage exceeds the first voltage threshold (550 volts) at t85. Therefore, the overvoltage protection unit 120 turns off the switching element, but the energy stored in the inductor generates a back electromotive force, and the DC voltage is 610 volts at time t86. In this case, since the withstand voltage of the switching element exceeds 600 volts, the switching element may be destroyed.

このように、ｔ８４でＡＣ電圧が急激に復帰して、ＤＣ電圧が５５０ボルト以上になった場合、コンバータ１００は過電圧保護部１２０によりスイッチングを停止する。これはスイッチングを停止した時、図示しないインダクタに蓄積された逆起電力により上昇する最大ＤＣ電圧を６００ボルト以下と想定したものである。 Thus, when the AC voltage abruptly recovers at t84 and the DC voltage becomes 550 volts or more, converter 100 stops switching by overvoltage protection unit 120. FIG. This assumes that the maximum DC voltage that rises due to the back electromotive force accumulated in the inductor (not shown) when switching is stopped is 600 volts or less.

ところで、ＤＣ電圧はスイッチングによる最大約５０ボルトのリップル電圧が含まれており、また、過電圧保護部１２０はリップル電圧のピーク電圧を監視している。このため、スイッチング素子の耐圧である６００Ｖに対して前述した５０Ｖのマージンを差し引いた５５０ボルトを第１電圧閾値とし、過電圧保護部１２０は、ＤＣ電圧が第１電圧閾値以上になったらスイッチング素子をオフにする。 By the way, the DC voltage contains a maximum ripple voltage of about 50 volts due to switching, and the overvoltage protection section 120 monitors the peak voltage of the ripple voltage. Therefore, the first voltage threshold is 550 volts, which is obtained by subtracting the margin of 50 V from the withstand voltage of the switching element of 600 V, and the overvoltage protection unit 120 switches off the switching element when the DC voltage becomes equal to or higher than the first voltage threshold. Turn off.

しかしながら、ＡＣ電圧が急激に復帰した場合、連続するリップル電圧の一周期毎にリップル電圧のピーク電圧が５０ボルト以上上昇する場合があるため、今回のリップル電圧のピークが５５０ボルト以下であっても次の周期のリップル電圧のピークが６００ボルト以上になり、過電圧保護部１２０がここでスイッチング素子をオフにしても前述したインダクタの逆起電力により、スイッチング素子が破壊される場合があった。特にインターリーブ方式のスイッチング回路の場合、複数のインダクタを備えているため、過電圧でスイッチングを停止した場合に、インダクタの逆起電力が大きくなる問題があった。 However, when the AC voltage suddenly recovers, the peak voltage of the ripple voltage may rise by 50 volts or more for each successive cycle of the ripple voltage. Even if the peak of the ripple voltage in the next cycle becomes 600 volts or more and the overvoltage protection unit 120 turns off the switching element at this point, the back electromotive force of the inductor may destroy the switching element. Especially in the case of an interleaved switching circuit, since it has a plurality of inductors, there is a problem that the back electromotive force of the inductors increases when switching is stopped due to an overvoltage.

一方、瞬時電圧変動からの復帰時の逆起電力発生を考慮して第１電圧閾値を５００ボルトに設定した場合、瞬時電圧変動が発生していない場合であってもこの電圧がコンバータ１００の最大出力電圧となるため、高電圧の利用に制限がかかり、一方、ＤＣ電圧を５５０ボルト以上で使用する場合はスイッチング素子の耐圧が高いものを選択しなければならず、コストが上昇する問題があった。 On the other hand, if the first voltage threshold is set to 500 volts in consideration of the generation of back electromotive force when recovering from instantaneous voltage fluctuations, this voltage will reach the maximum voltage of converter 100 even if no instantaneous voltage fluctuations occur. Since it is the output voltage, there are restrictions on the use of high voltage. On the other hand, when using a DC voltage of 550 volts or more, it is necessary to select a switching element with a high withstand voltage, which raises the problem of increased costs. rice field.

このため、瞬時電圧変動によるＡＣ電圧低下からの復帰時にのみ第１電圧閾値よりも低い閾値を設定する必要がある。しかしながら、リップル電圧の発生は高速なスイッチング周波数（数キロヘルツ）に同期して発生するため、この周波数に対応する周期毎に交流電圧検出部３５を用いてＡＣ電圧の上昇を検出することは非常に困難であった。このため、リップル電圧の変化によりＡＣ電圧の上昇を検出して過電圧から機器を保護する過電圧保護手段が望まれていた。 Therefore, it is necessary to set a threshold lower than the first voltage threshold only when recovering from AC voltage drop due to instantaneous voltage fluctuation. However, since the ripple voltage is generated in synchronization with the high-speed switching frequency (several kilohertz), it is very difficult to detect the rise of the AC voltage using the AC voltage detector 35 for each cycle corresponding to this frequency. It was difficult. Therefore, there has been a demand for an overvoltage protection means that detects an increase in AC voltage based on a change in ripple voltage and protects equipment from overvoltage.

また、このようなコンバータ（電源装置）は空気調和機に組み込まれている。空気調和機は圧縮機を備えており、この圧縮機の回転数により大きく負荷が変動する。負荷が大きく変動した場合、電源装置から出力されるＤＣ電圧のリップル電圧が変動し、瞬時電圧変動による電圧低下からの復帰時に前述した過電圧が発生しやすい問題があった。 Also, such a converter (power supply device) is incorporated in an air conditioner. An air conditioner has a compressor, and the load varies greatly depending on the rotation speed of the compressor. When the load fluctuates greatly, the ripple voltage of the DC voltage output from the power supply fluctuates, and there is a problem that the above-described overvoltage tends to occur when recovering from the voltage drop caused by the instantaneous voltage fluctuation.

特開２０１０－１１５３３号公報（段落番号００３３～００４０）JP 2010-11533 (paragraph numbers 0033 to 0040)

本発明は以上述べた問題点を解決し、スイッチング周期に同期して発生するリップル電圧に対応してＡＣ電圧の上昇を検出して過電圧から機器を保護する過電圧保護手段を備えた電源装置を提供することを目的とする。 The present invention solves the above-described problems and provides a power supply unit equipped with overvoltage protection means for protecting equipment from overvoltage by detecting an increase in AC voltage in response to ripple voltage generated in synchronization with the switching cycle. intended to

本発明は上述の課題を解決するため、本発明の請求項１に記載の電源装置は、
ＡＣ電源を入力して整流する整流器と、スイッチング素子とインダクタとを備えて前記スイッチング素子のスイッチングにより前記整流器から出力される電圧を昇圧してＤＣ電圧として出力するスイッチング部と、前記スイッチング部から出力される前記ＤＣ電圧を平滑する平滑コンデンサと、前記スイッチング部の前記スイッチング素子を駆動するスイッチングパルス信号を出力するスイッチング制御部と、前記ＤＣ電圧を検出してＤＣ電圧信号として出力するＤＣ電圧検出部と、前記ＤＣ電圧が予め定めた電圧閾値以上になった時、前記スイッチングを停止させる過電圧保護手段とを備え、
前記過電圧保護手段は、
前記スイッチングパルス信号と前記ＤＣ電圧信号が入力されており、
前記スイッチングパルス信号によって駆動される前記スイッチング素子がオフとなるタイミングから前記ＤＣ電圧に含まれるリップル電圧波形の山又は谷までの変化時間を測定し、前記変化時間の長さに基づいて前記電圧閾値を変化させることを特徴とする。 In order to solve the above problems, the present invention provides a power supply device according to claim 1 of the present invention,
a switching unit comprising a rectifier for inputting AC power and rectifying it, a switching element and an inductor, for stepping up a voltage output from the rectifier by switching of the switching element and outputting it as a DC voltage, and an output from the switching unit a smoothing capacitor for smoothing the DC voltage applied to the DC voltage, a switching control unit for outputting a switching pulse signal for driving the switching element of the switching unit, and a DC voltage detection unit for detecting the DC voltage and outputting it as a DC voltage signal. and overvoltage protection means for stopping the switching when the DC voltage exceeds a predetermined voltage threshold,
The overvoltage protection means comprises:
the switching pulse signal and the DC voltage signal are input,
Measuring the change time from the timing when the switching element driven by the switching pulse signal is turned off to the peak or valley of the ripple voltage waveform included in the DC voltage, and measuring the voltage threshold based on the length of the change time is characterized by changing

また、本発明の請求項２に記載の電源装置は、
前記電圧閾値を第１電圧閾値と、これよりも小さい第２電圧閾値とした時、
前記過電圧保護手段は、測定した前記変化時間が予め定めた変化時間閾値以上の時に前記第１電圧閾値を用い、測定した前記変化時間が前記変化時間閾値未満の時に前記第２電圧閾値を用いることを特徴とする。 In addition, the power supply device according to claim 2 of the present invention,
When the voltage threshold is a first voltage threshold and a second voltage threshold smaller than the first voltage threshold,
The overvoltage protection means uses the first voltage threshold when the measured change time is greater than or equal to a predetermined change time threshold, and uses the second voltage threshold when the measured change time is less than the change time threshold. characterized by

また、本発明の請求項３に記載の空気調和機は、前記電源装置を備えたことを特徴とする。 Further, according to claim 3 of the present invention, an air conditioner is provided with the power supply device.

以上の手段を用いることにより、本発明によれば、過電圧保護手段を備えた電源装置において、スイッチング周期に同期して発生するリップル電圧に対応してＡＣ電圧の上昇を検出して過電圧から機器を保護することができる。 By using the above means, according to the present invention, in a power supply device having overvoltage protection means, a rise in AC voltage is detected in response to a ripple voltage generated in synchronization with a switching cycle, and equipment is protected from overvoltage. can be protected.

本発明による空気調和機の実施例を示すブロック図である。1 is a block diagram showing an embodiment of an air conditioner according to the present invention; FIG. 本発明によるコンバータ（電源装置）の実施例を示すブロック図である。1 is a block diagram showing an embodiment of a converter (power supply device) according to the present invention; FIG. 空気調和機の動作を説明する説明図である。It is an explanatory view explaining operation of an air conditioner. 過電圧保護部の動作を説明する説明図である。FIG. 4 is an explanatory diagram for explaining the operation of an overvoltage protection unit; 従来の空気調和機を示すブロック図である。1 is a block diagram showing a conventional air conditioner; FIG. 従来の空気調和機の動作を説明する説明図である。FIG. 10 is an explanatory diagram for explaining the operation of a conventional air conditioner;

以下、本発明の実施の形態を、添付図面に基づいた実施例として詳細に説明する。なお、本発明と直接関係のない冷媒回路などは図示と説明を省略する。 BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail as examples based on the accompanying drawings. Illustrations and descriptions of refrigerant circuits and the like that are not directly related to the present invention are omitted.

図１に示す空気調和機５０は、室外機３０と、これに通信接続された室内機４０で構成されている。
室外機３０はＡＣ電源３４を入力としＤＣ電圧を出力する昇圧型のコンバータ１０と、コンバータ１０が出力するＤＣ電圧が入力されるインバータ３１と、インバータ３１で駆動される圧縮機３２と、入力されたＡＣ電源３４の交流電圧を検出して交流電圧検出信号として出力する交流電圧検出部３５と、これらを制御する制御部３３を備えている。 An air conditioner 50 shown in FIG. 1 includes an outdoor unit 30 and an indoor unit 40 connected for communication.
The outdoor unit 30 includes a step-up converter 10 that receives an AC power supply 34 and outputs a DC voltage, an inverter 31 that receives the DC voltage output from the converter 10, and a compressor 32 that is driven by the inverter 31. It also has an AC voltage detector 35 that detects the AC voltage of the AC power source 34 and outputs it as an AC voltage detection signal, and a controller 33 that controls them.

コンバータ１０は、ＡＣ電源３４が接続される入力端１ａと入力端１ｂと、ＤＣ電圧が出力される出力端８ａと出力端８ｂと、出力されるＤＣ電圧の目標電圧指示信号が入力される入力端９ａと、交流電圧検出信号が入力される入力端９ｃと、出力されるＤＣ電圧を示すＤＣ電圧信号を出力する出力端９ｂとを備えている。なお、コンバータ１０は図示しないスイッチング方式の昇圧回路と過電圧保護部（過電圧保護手段）２０を備えており、出力するＤＣ電圧が過電圧となった時にコンバータ１０の動作を停止させる。なお、コンバータ１０はインターリーブ方式で動作し、スイッチング周波数は５キロヘルツである。従ってスイッチング周期は２００マイクロセカンドとなる。 The converter 10 has an input terminal 1a and an input terminal 1b to which an AC power supply 34 is connected, an output terminal 8a and an output terminal 8b to which a DC voltage is output, and an input to which a target voltage instruction signal of the output DC voltage is input. It has a terminal 9a, an input terminal 9c to which an AC voltage detection signal is input, and an output terminal 9b for outputting a DC voltage signal indicating the output DC voltage. The converter 10 includes a switching booster circuit and an overvoltage protection unit (overvoltage protection means) 20 (not shown), and stops the operation of the converter 10 when the output DC voltage becomes an overvoltage. Note that the converter 10 operates in an interleaved manner, with a switching frequency of 5 kHz. Therefore, the switching period is 200 microseconds.

そして、コンバータ１０のＤＣ電圧が出力される出力端８ａと出力端８ｂとはインバータ３１の入力端に接続されており、また、インバータ３１の三相出力が圧縮機３２に接続されている。一方、制御部３３はコンバータ１０へ目標電圧指示信号を出力し、コンバータ１０からＤＣ電圧信号が、また、交流電圧検出部３５から交流電圧検出信号が、それぞれ入力される。また、制御部３３はインバータ３１へ駆動信号を出力する。 The output terminal 8 a and output terminal 8 b of the converter 10 to which the DC voltage is output are connected to the input terminal of the inverter 31 , and the three-phase output of the inverter 31 is connected to the compressor 32 . On the other hand, control unit 33 outputs a target voltage instruction signal to converter 10, and receives a DC voltage signal from converter 10 and an AC voltage detection signal from AC voltage detection unit 35, respectively. Also, the control unit 33 outputs a drive signal to the inverter 31 .

図２は本発明によるコンバータ１０の実施例を示すブロック図である。コンバータ１０は、ＡＣ電源３４が接続される入力端１ａと入力端１ｂと、ＤＣ電圧が出力される出力端８ａと出力端８ｂと、入力端１ａと入力端１ｂの間に接続されたＡＣ電源３４の出力電圧を整流する整流器２と、入力端１ｂと整流器２の間に直列に接続され、検出した入力電流を入力電流信号として出力する入力電流検出部１１と、出力端８ａと出力端８ｂの間に接続され、整流器３の出力電圧を平滑する平滑コンデンサ７と、入力端３ｅと入力端３ｈと出力端３ｆと共通端３ｇを備えた第１スイッチング部３と、入力端４ｅと入力端４ｈと出力端４ｆと共通端４ｇを備えた第２スイッチング部４を備えている。 FIG. 2 is a block diagram illustrating an embodiment of converter 10 in accordance with the present invention. The converter 10 includes an input terminal 1a and an input terminal 1b to which an AC power supply 34 is connected, an output terminal 8a and an output terminal 8b to which a DC voltage is output, and an AC power supply connected between the input terminal 1a and the input terminal 1b. an input current detector 11 connected in series between the input terminal 1b and the rectifier 2 and outputting the detected input current as an input current signal; an output terminal 8a and an output terminal 8b; A smoothing capacitor 7 connected between and smoothing the output voltage of the rectifier 3; 4h, an output terminal 4f and a second switching section 4 having a common terminal 4g.

また、コンバータ１０は、平滑コンデンサ７の両端電圧を検出してＤＣ電圧信号として出力端９ｂへ出力するＤＣ電圧検出部６と、第１スイッチング部３を駆動するスイッチングパルス信号Ａを入力端３ｈへ出力し、また、第２スイッチング部４を駆動するスイッチングパルス信号Ｂを入力端４ｈにそれぞれ出力するスイッチング制御部５と、ＤＣ電圧を監視して過電圧となった時にスイッチングパルス信号Ａとスイッチングパルス信号Ｂの出力を停止してコンバータ１０の動作を停止させる過電圧保護部２０を備えている。 The converter 10 also includes a DC voltage detection section 6 that detects the voltage across the smoothing capacitor 7 and outputs it as a DC voltage signal to the output terminal 9b, and a switching pulse signal A that drives the first switching section 3 to the input terminal 3h. A switching control unit 5 for outputting a switching pulse signal B for driving the second switching unit 4 to an input terminal 4h, respectively; It has an overvoltage protection unit 20 that stops the output of B and stops the operation of the converter 10 .

そして、整流器２の正極に第１スイッチング部３の入力端３ｅと第２スイッチング部４の入力端４ｅが、整流器２の負極に第１スイッチング部３の共通端３ｇと第２スイッチング部４の共通端４ｇと平滑コンデンサ７の負極端がそれぞれ接続されている。このように、第１スイッチング部３と第２スイッチング部４は並列に接続されている。
各スイッチング部は、スイッチング素子とインダクタとを備えており、このスイッチング素子のスイッチングにより整流器２から出力される電圧を昇圧してＤＣ電圧として出力する。 The positive terminal of the rectifier 2 is connected to the input terminal 3e of the first switching section 3 and the input terminal 4e of the second switching section 4, and the negative terminal of the rectifier 2 is connected to the common terminal 3g of the first switching section 3 and the second switching section 4. The terminal 4g and the negative terminal of the smoothing capacitor 7 are connected to each other. Thus, the first switching section 3 and the second switching section 4 are connected in parallel.
Each switching unit includes a switching element and an inductor, and boosts the voltage output from the rectifier 2 by switching the switching element and outputs it as a DC voltage.

一方、第１スイッチング部３は、入力端３ｅに一端が接続されたインダクタ３ａと、同インダクタ３ａの他端がアノード端子に接続されカソード端子が出力端３ｆに接続されたダイオード３ｂと、インダクタ３ａの他端と共通端３ｇとの間に接続され、入力されたスイッチングパルス信号Ａによりオン／オフするスイッチング素子であるＩＧＢＴ３ｃを備えている。一方、ＩＧＢＴ３ｃのコレクタ端子はインダクタ３ａの他端に接続され、また、エミッタ端子は共通端３ｇに接続され、ゲート端子は入力端３ｈに接続されている。 On the other hand, the first switching unit 3 includes an inductor 3a having one end connected to the input terminal 3e, a diode 3b having the other end connected to the anode terminal of the inductor 3a and the cathode terminal connected to the output terminal 3f, and the inductor 3a. and a common terminal 3g, and an IGBT 3c, which is a switching element that is turned on/off by the input switching pulse signal A, is provided. On the other hand, the IGBT 3c has its collector terminal connected to the other end of the inductor 3a, its emitter terminal connected to the common terminal 3g, and its gate terminal connected to the input terminal 3h.

同様に、第２スイッチング部４は、入力端４ｅに一端が接続されたインダクタ４ａと、同インダクタ４ａの他端がアノード端子に接続されカソード端子が出力端４ｆに接続されたダイオード４ｂと、インダクタ４ａの他端と共通端４ｇとの間に接続され、入力されたスイッチングパルス信号Ｂによりオン／オフするスイッチング素子であるＩＧＢＴ４ｃを備えている。一方、ＩＧＢＴ４ｃのコレクタ端子はインダクタ４ａの他端に接続され、また、エミッタ端子は共通端４ｇに接続され、ゲート端子は入力端４ｈに接続されている。この第１スイッチング部３と第２スイッチング部４は、整流器３から整流された電圧が入力され、各ＩＧＢＴが短絡状態の時に対応するインダクタに電流が流れてエネルギーとして蓄積され、次に各ＩＧＢＴが開放された時に蓄積されたエネルギーが電流となって対応するインダクタから出力される構成になっている。 Similarly, the second switching unit 4 includes an inductor 4a having one end connected to the input terminal 4e, a diode 4b having the other end connected to the anode terminal of the inductor 4a and the cathode terminal connected to the output terminal 4f, and an inductor An IGBT 4c, which is a switching element connected between the other end of 4a and a common end 4g and turned on/off by the input switching pulse signal B, is provided. On the other hand, the IGBT 4c has a collector terminal connected to the other end of the inductor 4a, an emitter terminal connected to the common terminal 4g, and a gate terminal connected to the input terminal 4h. The first switching section 3 and the second switching section 4 receive the rectified voltage from the rectifier 3, and when each IGBT is short-circuited, a current flows through the corresponding inductor and is stored as energy. When opened, the stored energy becomes current and is output from the corresponding inductor.

スイッチング制御部５は、交流電圧検出部３５から出力される瞬時電圧を示す交流電圧検出信号と、ＤＣ電圧検出部６から出力されるＤＣ電圧信号と、入力電流検出部１１から出力される入力電流検出信号と、入力端９ａから入力され、目標とする出力端８ａと出力端８ｂとの間のＤＣ電圧（コンバータ１０の出力電圧）を指示する目標電圧指示信号と、過電圧保護部２０が出力する停止指示信号がそれぞれ入力されている。 The switching control unit 5 detects an AC voltage detection signal indicating an instantaneous voltage output from the AC voltage detection unit 35, a DC voltage signal output from the DC voltage detection unit 6, and an input current output from the input current detection unit 11. A detection signal, a target voltage instruction signal that is input from the input terminal 9a and instructs a target DC voltage (output voltage of the converter 10) between the output terminal 8a and the output terminal 8b, and an overvoltage protection unit 20 outputs. A stop instruction signal is input to each.

このスイッチング制御部５は、出力端８ａと出力端８ｂとの間のＤＣ電圧（出力電圧）が目標電圧指示信号で指示された目標電圧になるように、また、コンバータ１０に入力された交流電圧と、コンバータ１０に流れる入力電流の位相が同じとなるように制御する。そしてスイッチング制御部５は、前述した制御を行うためにスイッチングパルス信号Ａとスイッチングパルス信号ＢをＰＷＭ制御により生成して各スイッチング部へ個別に出力する。なお各スイッチングパルス信号はハイレベルで各ＩＧＢＴがオン、ローレベルでオフとなる。 The switching control unit 5 adjusts the DC voltage (output voltage) between the output terminals 8a and 8b to the target voltage indicated by the target voltage instruction signal. , the phases of the input currents flowing through the converter 10 are controlled to be the same. The switching control unit 5 generates the switching pulse signal A and the switching pulse signal B by PWM control and outputs them individually to each switching unit in order to perform the control described above. When each switching pulse signal is high level, each IGBT is turned on, and when it is low level, each IGBT is turned off.

過電圧保護部２０は、スイッチングパルス信号Ａとスイッチングパルス信号ＢとＤＣ電圧信号が入力され、ＤＣ電圧に重畳されるリップル電圧が変化する時間（変化時間と呼称する）を出力する変化時間測定部２１と、この変化時間が入力され、この時間に従って予め記憶している電圧閾値が出力される閾値記憶部２２と、この電圧閾値とＤＣ電圧信号が入力され、ＤＣ電圧信号が電圧閾値以上となった時にスイッチング制御部の動作を停止させる停止指示信号を出力する停止判定部２３を備えている。 The overvoltage protection unit 20 receives the switching pulse signal A, the switching pulse signal B, and the DC voltage signal, and the change time measurement unit 21 that outputs the change time (referred to as change time) of the ripple voltage superimposed on the DC voltage. Then, this change time is input, and a threshold storage unit 22 that outputs a voltage threshold stored in advance according to this time, and this voltage threshold and a DC voltage signal are input, and the DC voltage signal becomes equal to or higher than the voltage threshold. A stop determination unit 23 is provided for outputting a stop instruction signal for stopping the operation of the switching control unit.

変化時間測定部２１はＤＣ電圧信号によりＤＣ電圧に含まれるリップル電圧を監視し、スイッチングパルス信号Ａ又はスイッチングパルス信号Ｂがハイレベルからローレベルに変化したタイミングから、つまり、各ＩＧＢＴがオンからオフになったタイミングから、次にリップル電圧波形の谷（最低電圧）が来るまでの時間である変化時間を計測して閾値記憶部２２へ出力する。リップル電圧の周期はスイッチングパルス信号の周期と同じであるが、入力されるＡＣ電圧の上昇／下降に対応してこの変化時間が短く／長くなる。 The change time measurement unit 21 monitors the ripple voltage included in the DC voltage by the DC voltage signal, and detects the timing when the switching pulse signal A or the switching pulse signal B changes from high level to low level, that is, when each IGBT is turned off. The change time, which is the time from the timing when the ripple voltage waveform reaches the trough (minimum voltage), is measured and output to the threshold storage unit 22 . The period of the ripple voltage is the same as the period of the switching pulse signal, but this change time is shortened/longened corresponding to the rise/fall of the input AC voltage.

ＡＣ電圧が上昇している場合は整流器２から出力される整流電圧も上昇する。この上昇した電圧にスイッチングによるリップル電圧を含んだ電圧が重畳される。このため、リップル電圧波形の谷の電圧がＡＣ電圧の変化が無い場合に比較して高くなる。つまり、ＡＣ電圧の変化が無い場合に比較して短い時間で谷に到達することになり、変化時間が短くなる。一方、これとは逆にＡＣ電圧が下降している場合はリップル電圧波形の谷の電圧がＡＣ電圧の変化が無い場合に比較して低くなる。つまり、ＡＣ電圧の変化が無い場合に比較して長い時間で谷に到達することになり変化時間が長くなる。
なお、変化時間測定部２１の動作に関しては後で詳細に説明する。 When the AC voltage rises, the rectified voltage output from the rectifier 2 also rises. A voltage containing a ripple voltage due to switching is superimposed on this increased voltage. Therefore, the voltage at the trough of the ripple voltage waveform becomes higher than when there is no change in the AC voltage. That is, the trough is reached in a shorter time than when the AC voltage does not change, and the change time is shortened. Conversely, when the AC voltage is falling, the voltage at the trough of the ripple voltage waveform becomes lower than when the AC voltage does not change. That is, the trough is reached in a longer time than when the AC voltage does not change, resulting in a longer change time.
Note that the operation of the change time measurement unit 21 will be described later in detail.

閾値記憶部２２は電圧閾値として出力する２つの閾値である第１電圧閾値（５５０ボルト）及び第２電圧閾値（５００ボルト）と、ＡＣ電圧の変化がない場合の変化時間である１２０マイクロセカンドを基準とし、これより短い変化時間閾値（１１０マイクロセカンド）を予め記憶している。閾値記憶部２２は、入力された変化時間が変化時間閾値以上の時に第１電圧閾値を、入力された変化時間が変化時間閾値未満の時に第２電圧閾値を電圧閾値として出力する。 The threshold storage unit 22 stores two thresholds, a first voltage threshold (550 volts) and a second voltage threshold (500 volts), which are output as voltage thresholds, and 120 microseconds, which is the change time when the AC voltage does not change. As a reference, a shorter change time threshold value (110 microseconds) is stored in advance. The threshold storage unit 22 outputs the first voltage threshold as the voltage threshold when the input change time is greater than or equal to the change time threshold, and outputs the second voltage threshold as the voltage threshold when the input change time is less than the change time threshold.

停止判定部２３は入力された電圧閾値である第２電圧閾値又は第１電圧閾値と、ＤＣ電圧信号で示されるＤＣ電圧を比較し、ＤＣ電圧がいずれかの電圧閾値以上となった時に停止指示信号をローレベルからハイレベルにしてスイッチング制御部５に出力する。この結果、コンバータ１０は動作を停止する。 The stop determination unit 23 compares the input voltage threshold, that is, the second voltage threshold or the first voltage threshold, with the DC voltage indicated by the DC voltage signal, and issues a stop instruction when the DC voltage exceeds one of the voltage thresholds. The signal is changed from low level to high level and output to the switching control section 5 . As a result, converter 10 stops operating.

スイッチング制御部５は、停止指示信号がローレベルからハイレベルになった時、ＩＧＢＴ３ｃとＩＧＢＴ４ｃを共にオフさせる。この時、電流が平滑コンデンサ７に向かって流れ、インダクタ３ａとインダクタ４ａに蓄積されているエネルギーが平滑コンデンサ７に蓄積される。この結果、電圧閾値の値によっては平滑コンデンサ７の電圧、つまりＤＣ電圧が一時的に上昇し、各ＩＧＢＴの耐圧を超える場合がある。本発明による過電圧保護部２０は、ＡＣ電圧が上昇中には第１電圧閾値より小さい第２電圧閾値を用いることでＤＣ電圧が各ＩＧＢＴの耐圧を超えないようにしている。 The switching control unit 5 turns off both the IGBT 3c and the IGBT 4c when the stop instruction signal changes from low level to high level. At this time, a current flows toward the smoothing capacitor 7, and the energy stored in the inductors 3a and 4a is stored in the smoothing capacitor 7. FIG. As a result, depending on the value of the voltage threshold, the voltage of the smoothing capacitor 7, that is, the DC voltage may temporarily rise and exceed the withstand voltage of each IGBT. The overvoltage protector 20 according to the present invention prevents the DC voltage from exceeding the withstand voltage of each IGBT by using a second voltage threshold that is less than the first voltage threshold during the AC voltage rise.

図３は本発明による室外機３０の動作を説明する説明図である。
図３の説明図を用いてコンバータ１０の動作を説明する。図３において横軸は時間である。また、縦軸に関して、図３（１）はＡＣ電源電圧を、図３（２）はＤＣ電圧を、図３（３）は目標電圧値を、図３（４）はコンバータ１０の動作状態を、それぞれ示している。なお、ｔ４１～ｔ４６は時刻である。 FIG. 3 is an explanatory diagram for explaining the operation of the outdoor unit 30 according to the present invention.
The operation of the converter 10 will be described with reference to the explanatory diagram of FIG. In FIG. 3, the horizontal axis is time. 3(1) is the AC power supply voltage, FIG. 3(2) is the DC voltage, FIG. 3(3) is the target voltage value, and FIG. , respectively. Note that t41 to t46 are times.

図３（１）に示すようにＡＣ電源電圧において、ｔ４１からｔ４３の期間に瞬時電圧変動による一時的な電圧低下が発生している。制御部３３はＡＣ電圧の半周期のピーク電圧の増減により瞬時電圧変動を検出している。このため、制御部３３はこの半周期が経過するｔ４２まで瞬時電圧変動を検出できない。従って制御部３３はｔ４２まで目標電圧値を４００ボルトとしてコンバータ１０へ指示しているが、ｔ４２で瞬時電圧変動による電圧低下が発生したと判断する。このため制御部３３は目標電圧値を一時的に４００ボルトから３５０ボルトへ低下させる。また、制御部３３は、ｔ４４でＡＣ電圧が復帰したと判断し、目標電圧値を３５０ボルトから４００ボルトに復帰させる。 As shown in FIG. 3(1), in the AC power supply voltage, a temporary voltage drop occurs during the period from t41 to t43 due to the instantaneous voltage fluctuation. The control unit 33 detects an instantaneous voltage fluctuation from an increase or decrease in the peak voltage of the half cycle of the AC voltage. Therefore, the control unit 33 cannot detect the instantaneous voltage fluctuation until t42 when this half cycle has passed. Therefore, the controller 33 instructs the converter 10 to set the target voltage value to 400 volts until t42, but at t42, it determines that a voltage drop has occurred due to the instantaneous voltage fluctuation. Therefore, the control unit 33 temporarily lowers the target voltage value from 400 volts to 350 volts. Further, the control unit 33 determines that the AC voltage has recovered at t44, and recovers the target voltage value from 350 volts to 400 volts.

この時、前述したようにフィードバック遅れによるＤＣ電圧の上昇と、ＡＣ電圧の急激な上昇が重なったため、過電圧保護部２０は、ｔ４４でそれまで用いていた第１電圧閾値から第２電圧閾値に切り替えてＤＣ電圧を監視している。一方、ｔ４５でＤＣ電圧が第２電圧閾値（５００ボルト）以上になっている。このため過電圧保護部２０はｔ４５で各ＩＧＢＴをオフにするが、インダクタ３aやインダクタ４aに蓄積されたエネルギーにより、ｔ４６の時点でＤＣ電圧が５７０ボルトとなっている。この場合、ＩＧＢＴの耐圧：６００ボルトを超えていないためＩＧＢＴが破壊されることがない。 At this time, as described above, the rise in the DC voltage due to the feedback delay overlaps with the rapid rise in the AC voltage. monitor the DC voltage. On the other hand, at t45, the DC voltage becomes equal to or higher than the second voltage threshold (500 volts). Therefore, the overvoltage protection unit 20 turns off each IGBT at t45, but the DC voltage is 570 volts at t46 due to the energy accumulated in the inductors 3a and 4a. In this case, the withstand voltage of the IGBT: 600 volts is not exceeded, so the IGBT is not destroyed.

次に図４の過電圧保護部２０の説明図を用いて本発明の動作原理を説明する。図４（Ａ）はＡＣ電圧の変動がなく一定の電圧の場合を、図４（Ｂ）はＡＣ電圧が急激に上昇している場合を、図４（Ｃ）はＡＣ電圧が急激に低下している場合を、それぞれ示している。なお、図４の各図において横軸は時間である。また、縦軸に関して、（１）はスイッチングパルス信号Ａを、（２）はスイッチングパルス信号Ｂを、（３）はＤＣ電圧のリップル電圧を、（４）はコンバータ停止信号を、それぞれ示している。なお、前述したようにスイッチング周期は２００マイクロセカンドであるため、半周期は１００マイクロセカンドとなる。 Next, the operating principle of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 4A shows the case where the AC voltage is constant without fluctuation, FIG. 4B shows the case where the AC voltage rises rapidly, and FIG. 4C shows the case where the AC voltage drops suddenly. , respectively. Note that the horizontal axis in each diagram of FIG. 4 is time. Regarding the vertical axis, (1) indicates the switching pulse signal A, (2) indicates the switching pulse signal B, (3) indicates the ripple voltage of the DC voltage, and (4) indicates the converter stop signal. . Since the switching cycle is 200 microseconds as described above, the half cycle is 100 microseconds.

図４（Ａ）に示すように、ＡＣ電圧が一定の場合において、スイッチング制御部５がインターリーブ方式で各スイッチング部を制御すると、ＤＣ電圧のリップル電圧はスイッチング周期の半周期ごと、例えばｔ1～ｔ２の間に発生する。なお、リップル電圧の大きさはコンバータ１０の負荷や入力ＡＣ電圧によって変化し、例えば最大で５０ボルト程度になる。 As shown in FIG. 4A, when the AC voltage is constant and the switching control unit 5 controls each switching unit in an interleaved manner, the ripple voltage of the DC voltage changes every half cycle of the switching cycle, for example t1 to t2. occurs between Note that the magnitude of the ripple voltage varies depending on the load of the converter 10 and the input AC voltage, and is, for example, about 50 volts at maximum.

図４（Ａ）（２）に示すように、スイッチングパルス信号Ｂがｔ２でハイレベルからローレベル、つまり、ＩＧＢＴ４ｃがオフになった時、オフとなったＩＧＢＴ４ｃに接続されているインダクタ４aに蓄積されているエネルギーにより発生する電流がインダクタ４a、つまり、インダクダンス成分を持った部品を通して平滑コンデンサ７へ流れ込むことで、リップル電圧波形の山（リップル電圧の最高値）がｔ２から遅れたｔ３で発生する。そして、その後、逆起電力により発生する電流が徐々に低下し、ｔ５でリップル電圧波形の谷（リップル電圧の最低値）となる。本実施例では各スイッチングパルス信号がハイレベルからローレベルになった時、つまり、各ＩＧＢＴがオフになった時からリップル電圧波形が谷になるまでの例えばｔ２からｔ５までを変化時間と呼称している。 As shown in FIG. 4(A)(2), when the switching pulse signal B changes from high level to low level at t2, that is, when the IGBT 4c turns off, the inductor 4a connected to the off IGBT 4c accumulates The current generated by the applied energy flows into the smoothing capacitor 7 through the inductor 4a, that is, a component with an inductance component, and the peak of the ripple voltage waveform (maximum value of the ripple voltage) occurs at t3, which is delayed from t2. do. After that, the current generated by the back electromotive force gradually decreases, and reaches the trough of the ripple voltage waveform (minimum value of the ripple voltage) at t5. In this embodiment, when each switching pulse signal changes from high level to low level, that is, when each IGBT is turned off, until the ripple voltage waveform reaches a trough, for example, from t2 to t5, is called a change time. ing.

なお、図４（Ａ）において変化時間測定部２１が出力する変化時間はすべて１２０マイクロセカンドである。閾値記憶部２２は入力された変化時間が１１０マイクロセカンド以上の時に、電圧閾値として第１電圧閾値を出力する。 In FIG. 4A, the change times output by the change time measuring section 21 are all 120 microseconds. The threshold storage unit 22 outputs the first voltage threshold as the voltage threshold when the input change time is 110 microseconds or more.

図４（Ａ）（３）に示すように、ｔ４以前のリップル電圧波形の山は第１電圧閾値：５５０ボルト以下であるが、ｔ４以降にコンバータ１０の負荷が急激に軽くなったため、ｔ６でリップル電圧が第１電圧閾値：５５０ボルトを超えている。このため、停止判定部２３は、ｔ６でコンバータ停止信号をローレベル（動作可能）からハイレベル（動作停止）にする。この結果、コンバータ１０は停止する。なお、この場合、インダクタ４aの逆起電力により発生する電圧は５０ボルト以下であり、この電圧に第１電圧閾値を加算したＤＣ電圧の最大値が各ＩＧＢＴの定格電圧以下となるため、ＩＧＢＴが壊れることがない。 As shown in FIG. 4(A)(3), the peak of the ripple voltage waveform before t4 is the first voltage threshold: 550 volts or less, but after t4 the load on the converter 10 is suddenly lightened, so at t6 The ripple voltage exceeds the first voltage threshold: 550 volts. Therefore, the stop determination unit 23 changes the converter stop signal from low level (operation possible) to high level (operation stop) at t6. As a result, converter 10 stops. In this case, the voltage generated by the back electromotive force of the inductor 4a is 50 volts or less, and the maximum value of the DC voltage obtained by adding the first voltage threshold to this voltage is equal to or less than the rated voltage of each IGBT. indestructible.

図４（Ｂ）に示すようにＡＣ電圧が急激に上昇している場合、各スイッチング部に入力されるＤＣ電圧も急激に上昇する。このため、例えば図４（Ｂ）（３）に示すように、スイッチングパルス信号Ａがｔ１１でハイレベルからローレベルになった時、徐々にリップル電圧は上昇し、その後、ｔ１３でリップル電圧波形の谷となる。この時、ｔ１１からｔ１３の変化時間は１１２マイクロセカンドである。従って変化時間測定部２１は、１１２マイクロセカンドの変化時間を出力する。この結果、閾値記憶部２２は電圧閾値として第１電圧閾値を出力する。 When the AC voltage rises sharply as shown in FIG. 4B, the DC voltage input to each switching section also rises sharply. Therefore, as shown in FIG. 4B(3), for example, when the switching pulse signal A changes from high level to low level at t11, the ripple voltage gradually rises, and then at t13, the ripple voltage waveform changes to becomes a valley. At this time, the change time from t11 to t13 is 112 microseconds. Therefore, the change time measuring section 21 outputs a change time of 112 microseconds. As a result, the threshold storage unit 22 outputs the first voltage threshold as the voltage threshold.

次にスイッチングパルス信号Ｂがｔ１２でハイレベルからローレベルになった時、徐々にリップル電圧が上昇し、ピークを過ぎた後に下降し、ｔ１５でリップル電圧波形が谷となる。この時、ｔ１２からｔ１５の変化時間は１０８マイクロセカンドである。従って変化時間測定部２１は、１０８マイクロセカンドの変化時間を出力する。この結果、閾値記憶部２２はｔ１５で電圧閾値として第２電圧閾値を出力する。 Next, when the switching pulse signal B changes from the high level to the low level at t12, the ripple voltage gradually rises, passes the peak and then falls, and the ripple voltage waveform reaches a trough at t15. At this time, the change time from t12 to t15 is 108 microseconds. Therefore, the change time measuring section 21 outputs a change time of 108 microseconds. As a result, the threshold storage unit 22 outputs the second voltage threshold as the voltage threshold at t15.

そして、停止判定部２３はｔ１６でリップル電圧が第２電圧閾値：５００ボルト以上になったため、コンバータ停止信号をローレベル（動作可能）からハイレベル（動作停止）にする。この結果、コンバータ１０は停止する。なお、この場合、インダクタ３aの逆起電力により発生する電圧は５０ボルト以下であり、さらにインダクタ４aの逆起電力により発生する電圧：２０ボルト（最大５０ボルト）がこれに加算されたとしてもＤＣ電圧の最大値が５７０ボルトになり、ＩＧＢＴ４ｃの定格電圧：６００ボルト以下であるため、各ＩＧＢＴが壊れることがない。図４（Ｂ）においてＤＣ電圧の最大値は、ｔ１８にて５７０ボルトになっている。 Then, at t16, the ripple voltage becomes equal to or higher than the second voltage threshold: 500 volts, so the stop determination unit 23 changes the converter stop signal from low level (operation possible) to high level (operation stop). As a result, converter 10 stops. In this case, the voltage generated by the back electromotive force of the inductor 3a is 50 volts or less. Since the maximum voltage is 570 volts and the rated voltage of the IGBT 4c is 600 volts or less, each IGBT will not break down. In FIG. 4B, the maximum value of the DC voltage is 570 volts at t18.

一方、本発明による第２電圧閾値を用いないで第１電圧閾値のみを使用する従来回路（図５で説明）の場合、ｔ１７でリップル電圧のピークが５５０ボルト未満の時、実際にコンバータが停止するのはｔ１９でリップル電圧が第１電圧閾値以上になってからである。この場合、インダクタ３aとインダクタ４aの逆起電力により発生する電圧：最大５０ボルトがそれぞれ第１電圧閾値に加算されることになり、ＤＣ電圧の最大値がＩＧＢＴの定格電圧：６００ボルトを超えることでＩＧＢＴが破壊されてしまう場合がある。 On the other hand, for the conventional circuit (described in FIG. 5) that uses only the first voltage threshold without the second voltage threshold according to the present invention, the converter actually shuts down at t17 when the peak ripple voltage is less than 550 volts. It is after the ripple voltage becomes equal to or higher than the first voltage threshold at t19. In this case, the maximum voltage of 50 volts generated by the back electromotive forces of the inductors 3a and 4a is added to the first voltage threshold, and the maximum value of the DC voltage exceeds the rated voltage of the IGBT: 600 volts. may destroy the IGBT.

図４（Ｃ）はＡＣ電圧がｔ２２まで変動がなく、ｔ２２以降、急激に低下している例を示すものである。図４（Ａ）で説明したようにｔ２３までの変化時間は１２０マイクロセカンドである。このため、変化時間測定部２１は、１２０マイクロセカンドの変化時間を出力する。この結果、閾値記憶部２２は電圧閾値として第１電圧閾値を出力する。 FIG. 4C shows an example in which the AC voltage does not fluctuate until t22 and drops sharply after t22. As described with reference to FIG. 4A, the change time up to t23 is 120 microseconds. Therefore, the change time measuring section 21 outputs a change time of 120 microseconds. As a result, the threshold storage unit 22 outputs the first voltage threshold as the voltage threshold.

一方、ｔ２３以降においてｔ２２からｔ２６の変化時間は１２５マイクロセカンドであり、変化時間測定部２１は、１２５マイクロセカンドの変化時間を出力する。この結果、閾値記憶部２２は引き続き電圧閾値として第１電圧閾値を出力する。このため、例えばｔ２４でリップル電圧が第２電圧閾値を超えたとしても、停止判定部２３はコンバータ停止信号をハイレベル（コンバータ停止）にすることがない。 On the other hand, after t23, the change time from t22 to t26 is 125 microseconds, and the change time measuring section 21 outputs the change time of 125 microseconds. As a result, the threshold storage unit 22 continues to output the first voltage threshold as the voltage threshold. Therefore, even if the ripple voltage exceeds the second voltage threshold at t24, for example, the stop determination unit 23 does not set the converter stop signal to high level (converter stop).

このように、過電圧保護部２０は、ＡＣ電圧が急激に上昇中と、ＡＣ電圧が安定もしくは低下している場合を区別し、それぞれに最適な電圧閾値を用いるため、ＡＣ電圧がどのような状態であってもＩＧＢＴの耐圧を超えないようにすることができる。 In this manner, the overvoltage protection unit 20 distinguishes between a rapid increase in the AC voltage and a stable or decreased AC voltage, and uses the optimum voltage threshold for each, so that the AC voltage is in any state. Even so, the breakdown voltage of the IGBT can be prevented from being exceeded.

以上説明したように、コンバータ（電源装置）１０は、スイッチング周期に同期して発生するリップル電圧に基づいてＡＣ電圧の上昇や下降を検出することができる。このため、瞬時電圧変動によるＡＣ電圧低下からの復帰時に発生するＤＣ電圧の急激な上昇時にのみ第１電圧閾値よりも低い閾値である第２電圧閾値を設定することができる。従って、ＡＣ電圧の上昇時のみ耐圧に余裕をもってスイッチングを停止できるため、高い耐圧のＩＧＢＴ（スイッチング素子）を採用する必要がない。 As described above, the converter (power supply device) 10 can detect the rise or fall of the AC voltage based on the ripple voltage generated in synchronization with the switching period. Therefore, the second voltage threshold, which is lower than the first voltage threshold, can be set only when the DC voltage rises sharply when recovering from AC voltage drop due to instantaneous voltage fluctuation. Therefore, since switching can be stopped with a sufficient breakdown voltage only when the AC voltage rises, there is no need to adopt a high breakdown voltage IGBT (switching element).

また、空気調和機５０に本発明によるコンバータ１０を組み込んでいるため、圧縮機３２の回転数の変化による大きな負荷の変動で発生するリップル電圧の上昇がある場合であっても、瞬時電圧変動による電圧低下からの復帰時に過電圧による部品の破壊を防止することができる。 In addition, since the converter 10 according to the present invention is incorporated in the air conditioner 50, even if there is an increase in the ripple voltage caused by a large load fluctuation due to a change in the rotation speed of the compressor 32, the instantaneous voltage fluctuation It is possible to prevent destruction of parts due to overvoltage when recovering from a voltage drop.

本実施例ではスイッチングパルス信号Ａ又はスイッチングパルス信号Ｂがハイレベルからローレベルに変化したタイミングから、次にリップル電圧波形の谷（最低電圧）が来るまでの時間を変化時間とし、この変化時間の長短でＡＣ電圧の上昇か否かを判定している。しかしながら、これに限るものでなく、スイッチングパルス信号Ａ又はスイッチングパルス信号Ｂがハイレベルからローレベルに変化したタイミングから、次にリップル電圧波形の山（最高電圧）が来るまでの時間を変化時間として用いても同様の効果を得ることができる。
また、本実施例ではインターリーブ方式のコンバータを例に説明しているが、これに限るものでなく、スイッチング方式のコンバータであれば同様の効果を得ることができる。 In this embodiment, the change time is the time from when the switching pulse signal A or switching pulse signal B changes from high level to low level until the next trough (minimum voltage) of the ripple voltage waveform. Whether or not the AC voltage rises is determined based on the length. However, it is not limited to this, and the change time is the time from the timing when the switching pulse signal A or switching pulse signal B changes from high level to low level until the peak (highest voltage) of the ripple voltage waveform comes next. A similar effect can be obtained even if it is used.
In addition, although an interleaved converter has been described as an example in this embodiment, the present invention is not limited to this, and the same effect can be obtained with a switching converter.

１ａ入力端
１ｂ入力端
２整流器
３第１スイッチング部
３ａインダクタ
３ｂダイオード
３ｃＩＧＢＴ（スイッチング素子）
３ｅ入力端
３ｆ出力端
３ｇ共通端
３ｈ入力端
４第２スイッチング部
４ａインダクタ
４ｂダイオード
４ｃＩＧＢＴ（スイッチング素子）
４ｅ入力端
４ｆ出力端
４ｇ共通端
４ｈ入力端
６ＤＣ電圧検出部
７平滑コンデンサ
８ａ出力端
８ｂ出力端
９ａ入力端
９ｂ出力端
９ｃ入力端
１０コンバータ
２０過電圧保護部（過電圧保護手段）
２１変化時間測定部
２２閾値記憶部
２３停止判定部
３１インバータ
３２圧縮機
３３制御部
３４ＡＣ電源
３５交流電圧検出部 1a input terminal 1b input terminal 2 rectifier 3 first switching unit 3a inductor 3b diode 3c IGBT (switching element)
3e input terminal 3f output terminal 3g common terminal 3h input terminal 4 second switching unit 4a inductor 4b diode 4c IGBT (switching element)
4e input terminal 4f output terminal 4g common terminal 4h input terminal 6 DC voltage detector 7 smoothing capacitor 8a output terminal 8b output terminal 9a input terminal 9b output terminal 9c input terminal 10 converter 20 overvoltage protector (overvoltage protection means)
21 Change time measurement unit 22 Threshold storage unit 23 Stop determination unit 31 Inverter 32 Compressor 33 Control unit 34 AC power supply 35 AC voltage detection unit

Claims

a switching unit comprising a rectifier for inputting AC power and rectifying it, a switching element and an inductor, for stepping up a voltage output from the rectifier by switching of the switching element and outputting it as a DC voltage, and an output from the switching unit a smoothing capacitor for smoothing the DC voltage applied to the DC voltage, a switching control unit for outputting a switching pulse signal for driving the switching element of the switching unit, and a DC voltage detection unit for detecting the DC voltage and outputting it as a DC voltage signal. and overvoltage protection means for stopping the switching when the DC voltage exceeds a predetermined voltage threshold,
The overvoltage protection means comprises:
the switching pulse signal and the DC voltage signal are input,
Measuring the change time from the timing when the switching element driven by the switching pulse signal is turned off to the peak or valley of the ripple voltage waveform included in the DC voltage, and measuring the voltage threshold based on the length of the change time A power supply device characterized by changing the

When the voltage threshold is a first voltage threshold and a second voltage threshold smaller than the first voltage threshold,
The overvoltage protection means uses the first voltage threshold when the measured change time is greater than or equal to a predetermined change time threshold, and uses the second voltage threshold when the measured change time is less than the change time threshold. The power supply device according to claim 1, characterized by:

An air conditioner comprising the power supply device according to claim 1 or 2.