JP7129266B2 - 地中レーダ装置 - Google Patents

Description

本発明は、電波を利用した地中レーダ装置に関し、特に探査用の電波を周期的に送受信する送信部及び受信部を有する地中レーダ装置に関するものである。

地中レーダ装置として、地中に向けて電波を送信信号として送信し、地中の埋設物からの反射波を受信し、反射による受信信号を送信信号に時間ずれを与えた参照信号によって相関処理する地中レーダ装置が公知となっている（例えば特許文献１参照）。特許文献１の装置では、信号生成部により、受信信号に基づいて得られたパルス状信号を、その信号位相及び信号波形のサイドローブ形状のどちらか一方を異ならせて複数生成し、積算処理部により、該信号生成部で生成された複数のパルス状信号を積算することでＳ／Ｎ比を向上させている（特許文献１の図４、５、７、及び８参照）。

しかしながら、パルス状信号の信号位相をシフトさせる手法では、メインローブの波形が鈍ることになり、サイドローブ形状が異なるパルス状信号を得る手法では、アンテナの配置変更等によってパルス状信号の取得条件を変更する必要がある。

特開２０１０－２１０３９４号公報

本発明は、上記背景技術に鑑みてなされたものであり、信号取得条件等を変更することなく高精度の信号検出を可能にする地中レーダ装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するための地中レーダ装置は、探査信号を送信する送信部と、検出信号を受信する受信部と、受信部からの検出信号を参照信号により処理する処理部とを備え、処理部は、参照信号を時間的に非線形に変化させて検出信号に合成することにより探査物を検出する。

上記地中レーダ装置では、処理部が参照信号を時間的に非線形に変化させて検出信号に合成するので、信号取得条件等を変更することなく検出信号に対して時間伸張を生じさせた様々な信号を形成でき、探査物の検出を高精度化することができる。具体的には、例えば検出信号に対して相対的な時間伸張を生じさせて元に戻すことができ、複数種の時間伸張を経た信号に対して共通性を抽出する相関処理を施すならば、処理部で発生する定在的なノイズがそれ自体で相殺されてノイズの低減を達成できる。

本発明の具体的な側面では、処理部は、参照信号によって検出信号に対して部分的に相対的な所定の時間伸張を与える変換を行うとともに当該所定の時間伸張を除く逆変換を行い、時間伸張を異ならせた変換及び逆変換によって得た複数の補正信号から出力信号を生成する。この場合、変換及び逆変換によって検出信号が再生され、元の時間伸張が異なる複数の再生信号において、処理部で発生する定在的なノイズを非定在的なものとすることができる。

本発明の別の側面では、処理部は、複数の補正信号を加算平均することによって出力信号を生成する。この場合、検出信号に含まれるノイズのうち処理部で発生し非定在化されたものを平滑化することができ、ノイズの低減が可能になる。

本発明のさらに別の側面では、処理部は、時間伸張を異ならせた変換として、各時間で時間伸張率が所定以上異なる複数の変換パターンを切り替えて処理を行う。この場合、検出信号に含まれるノイズの非定在化が確実となり、ノイズ低減の効果が高まる。

本発明のさらに別の側面では、複数の変換パターンは、各時間における時間伸張率が平均的に一様になるように設定されている。

本発明のさらに別の側面では、処理部は、時間伸張を異ならせた変換として、複数に分割された区間単位で時間伸張を行うとともに、時間伸張の対象となる区間を変更しつつ均等に選択する。

本発明のさらに別の側面では、処理部は、所定時間内に取得した多数の信号波形からタイミングをずらしながらサンプリングを行って波形抽出を行うとともに、タイミングの調整によって時間的な変換及び逆変換を行う。この場合、サンプリングのタイミングに対応する時間シフトの設定によって時間伸張量の設定を簡易に行うことができ、所望の時間伸張量を与えた検出信号を得ることができる。

本発明のさらに別の側面では、送信部は、地中探査用の電波を周期的に送信するとともに、受信部は、地中探査用の電波に同期させて電波を受信する。この場合、低レベルの信号から埋設物に対応する信号を抽出することができる。

実施形態の地中レーダ装置を組み込んだ移動体を説明する概念的な側面図である。 地中レーダ装置を説明するブロック図である。 計測部の一例を説明するブロック図である。 （Ａ）及び（Ｂ）は、参照信号によるサンプリングを説明する概念図である。 処理部を説明する概念的ブロック図である。 （Ａ）及び（Ｂ）は、第１区間での時間伸張後の本体成分及びノイズを説明する図であり、（Ｃ）及び（Ｄ）は、第２区間での時間伸張後の本体成分及びノイズを説明する図であり、（Ｅ）及び（Ｆ）は、第３区間での時間伸張後の本体成分及びノイズを説明する図である。（Ｇ）及び（Ｈ）は、第１区間での時間萎縮補正後の本体成分及びノイズを説明する図であり、（Ｉ）及び（Ｊ）は、第２区間での時間萎縮補正後の本体成分及びノイズを説明する図であり、（Ｋ）及び（Ｌ）は、第３区間での時間萎縮補正後の本体成分及びノイズを説明する図である。 （Ａ）は、旧来的手法による信号を示し、（Ｂ）は、ノイズを示し、（Ｃ）及び（Ｄ）は、実施形態の手法によるノイズの低減を示す。 （Ａ）～（Ｃ）は、時間伸張率を変化させる変換パターンを説明するチャートである。 変換パターンと対応する逆変換パターンとを説明するチャートである。 地中レーダ装置の動作の一例を説明するフローチャートである。

以下、図面を参照しつつ、本発明の一実施形態である地中レーダ装置の構造や動作について説明する。

図１に示すように、地中レーダ装置１００は、台車等の各種移動体２００に搭載されて移動しながら地中探査を行う。地中レーダ装置１００は、電波により計測を行う計測部１００Ａと、移動体２００の位置情報を収集する位置情報取得部１００Ｂと、データ処理等を行う制御装置１００Ｃとを備える。移動体２００は、計測部１００Ａによる探査位置を変化させるため、車輪２００ａや駆動機構２００ｂ等を有する。

地中レーダ装置１００のうち、計測部１００Ａは、詳細は後述するが、探査信号を送信する送信部２０ａと、検出信号を受信する受信部２０ｂとを備える（図３参照）。位置情報取得部１００Ｂは、ＧＰＳ受信機、速度計、加速度計等を備えており、計測部１００Ａの位置である測定点つまり探査位置を計測して位置情報として出力する。制御装置１００Ｃは、計測部１００Ａからの検出信号をデジタル的にデータ処理する。

図２に示すように、制御装置（処理部）１００Ｃは、演算処理部１０１と、記憶部１０２と、入力部１０３と、表示部１０４と、インターフェース部１０５とを備える。制御装置１００Ｃは、具体的には、地中探査用のプログラムを搭載したコンピューターを含み、ユーザーは、計測部１００Ａによる計測結果を、表示部１０４によって観察することができるだけでなく、各種計測パラメータの設定、信号処理に関する条件設定、計測結果の表示のためのデータ処理方法の選択等を、入力部１０３を介して演算処理部１０１に指示することができる。

演算処理部１０１は、記憶部１０２に保管されたプログラムやデータに基づいて動作し、入力部１０３やインターフェース部１０５から得た情報に基づいて処理を行い、処理の経過や結果を記憶部１０２に保管するとともに表示部１０４に提示する。特に、演算処理部１０１は、プログラム等に基づいてインターフェース部１０５を介して計測部１００Ａを動作させ、計測部１００Ａからの検出信号を処理して得た地点計測情報や経路断面計測情報を表示部１０４に表示させることができる。ここで、地点計測情報は、特定測定点での探査によって得た検出信号の受信強度を、電波の送信から受信までに経過した遅延時間又は反射時間の関数として表した波形パターンであり、以下ではＡスコープ信号とも呼ぶ。また、経路断面計測情報は、検出信号の受信強度を、遅延時間と移動距離との関数で表したチャートであり、以下ではＢスコープ信号とも呼ぶ。具体的には、地点計測情報（Ａスコープ信号）は、検出信号の強度分布を、一方の軸を反射時間（又は深さ方向の距離）とし他方の軸を信号強度として表した強度波形である。また、経路断面計測情報（Ｂスコープ信号）は、移動体２００の移動経路に沿った多数の測定点で収集した検出信号の強度分布を、一方の軸を反射時間（又は深さ方向の距離）とし他方の軸を経路方向の距離として、２軸方向の位置の関数として２次元的強度分布として表示する２次元画像データである。

図３に示すように、計測部１００Ａは、レーダ信号発生部１０と、送信用増幅器２１と、送信アンテナ３１と、受信アンテナ３２と、受信用増幅器２２と、サンプリング処理部２５と、計測側制御部６０とを備える。

レーダ信号発生部１０は、計測側制御部６０に内蔵されたタイミング制御部６１に駆動されてパルス状の送信波ＳＰ１を生成する。レーダ信号発生部１０は、より具体的には、パルス状の送信波ＳＰ１を所定の時間間隔で間欠的に出力する。送信用増幅器２１は、レーダ信号発生部１０で形成される送信波ＳＰ１を増幅し、送信アンテナ３１は、送信用増幅器２１に駆動されて送信波ＳＰ１に対応する電波としての探査信号Ｓ１を地面に向けて放射する。レーダ信号発生部１０、送信用増幅器２１、及び送信アンテナ３１は、探査信号（電波）Ｓ１を周期的に送信する送信部２０ａとして機能する。送信波ＳＰ１は、例えばパルスやチャープである。

受信アンテナ３２は、地中ＵＧに存在する埋設物その他の探査対象物ＯＢで反射されて戻って来た応答波（電波）Ｓ２を検出信号として受信し、受信用増幅器２２は、受信アンテナ３２で受信した応答波Ｓ２に対応する信号を増幅して応答波ＳＰ２を出力し、サンプリング処理部２５は、応答波ＳＰ２からデジタル信号であるデータ信号ＳＲを生成する。受信アンテナ３２、及び受信用増幅器２２は、地中探査用の電波に同期させて電波である応答波（検出信号）Ｓ２を受信し、応答波（検出信号）ＳＰ２を出力する受信部２０ｂとして機能する。

サンプリング処理部２５は、所定時間内に取得した多数の信号波形である多数の応答波ＳＰ２からタイミングをずらしながらサンプリングを行って波形抽出を行う。すなわち、サンプリング処理部２５は、受信アンテナ３２で所定の時間間隔で受信され受信用増幅器２２で増幅された多数回分の応答波ＳＰ２について、レーダ信号発生部１０で形成された送信波ＳＰ１に対応する参照波Ｓ３を用い、この参照波Ｓ３から得た参照信号又はサンプリングゲートのタイミングをずらしながらサンプリング処理を行って、応答波ＳＰ２から測定レンジに対応する一群の信号成分を抽出する。サンプリング処理部２５で得られる信号成分は、参照波Ｓ３とのタイミング差（遅延時間ともいう）に対応する深さ方向の距離に関連付けられて、デジタル信号として出力される。つまり、サンプリング処理部２５のデータ信号ＳＲは、埋設物その他の探査対象物ＯＢの分布を示す強度出力値であり、深さ方向の距離ごとに応答波ＳＰ２から得た信号成分の振幅を算出したものとなっている。サンプリング処理部２５は、相関器、重み付けフィルター等を備えるものとできる。相関器により、応答波ＳＰ２について相関処理を行って送信波ＳＰ１との相関性の高い信号成分を抽出することができ、外乱的な電波によるノイズを低減することができる。重み付けフィルターは、応答波ＳＰ２に対して遅延時間に応じた重み付けを行うものであり、例えばＳＴＣ（sensitivity time control）を用いることができる。ＳＴＣを用いることで、地表での反射や深さ方向の減衰の影響を補正することができる。

計測側制御部６０は、レーダ信号発生部１０の動作とサンプリング処理部２５の動作とを制御するとともに、サンプリング処理部２５からのデータ信号ＳＲ又はこれに加工を施した計測データを制御装置１００Ｃに出力する。計測側制御部６０とサンプリング処理部２５とは、図２に示す制御装置１００Ｃの制御下で制御装置１００Ｃとともに処理部として動作し、受信部２０ｂからの応答波（検出信号）ＳＰ２を参照波（参照信号）Ｓ３により処理する。

計測側制御部６０は、サンプリング処理部２５を適宜動作させてデータ信号ＳＲを得る際に、計測側制御部６０の制御下で参照波Ｓ３からサンプリングのための参照信号を生成し、参照信号の時間シフトを調整する。この時間シフトが一様で固定的なものであれば、サンプリングの時間間隔が一定となって、データ信号ＳＲは時間的な歪みを有しないものとなる。一方、この時間シフトが非一様で変化するものであれば、サンプリングの時間間隔が変動して、データ信号ＳＲは時間的な歪みを有するものとなる。

図４（Ａ）及び４（Ｂ）は、参照信号によるサンプリング結果を概念的に説明する図である。図４（Ａ）の場合、参照信号ＲＳ０に対応した一連のデータ点ＤＰ１，ＤＰ２，ＤＰ３，ＤＰ４…が得られている。ここで、参照信号ＲＳ０の時間シフト量は、一連のデータ点ＤＰ１，ＤＰ２，ＤＰ３，ＤＰ４…によって構成されるデータ信号ＳＲ０の出力間隔である時間的間隔ＴＳ０と応答波ＳＰ２内でのサンプリングポイントの間隔又は刻み時間（例えば１ｎｓ）で決まる。なお、説明を簡単にするため、図中に単一の応答波ＳＰ２を示しているが、一連のサンプリングに際しては、時間的に隣接するが取得タイミングが異なる多数の応答波ＳＰ２が用いられ、正確なサンプリングのタイミングは、送信波ＳＰ１の時間的間隔ＴＳ０に対して単一の応答波ＳＰ２内でのサンプリングポイントの間隔又は刻み時間（例えば１ｎｓ）を加算した時間シフト量に対してｎ－１倍（ｎはサンプリングポイントの番号）した時刻となる。図４（Ｂ）の場合、参照信号ＲＳ１に対応した一連のデータ点ＤＰ１'，ＤＰ２'，ＤＰ３'，ＤＰ４'…が得られている。ここで、参照信号ＲＳ１の時間シフト量は、一連のデータ点ＤＰ１'，ＤＰ２'，ＤＰ３'，ＤＰ４'…によって構成されるデータ信号ＳＲ１の時間的間隔ＴＳ１と応答波ＳＰ２内でのサンプリングポイントの間隔又は刻み時間（例えば１ｎｓ）で決まる。

参照信号の時間シフト量は、データ信号ＤＰの各データ点を生成する時間間隔をαとし、単一の応答波ＳＰ２内でのサンプリングポイントの間隔をβとして、β／αで表すこともできる。多くの場合、αは送信波ＳＰ１の繰り返し間隔に相当する。具体的には、例えば、１０～５００ＭＨｚ帯域のレーダ信号を用いて、１００ｎｓのサンプリングレンジ（探査レンジ）を持つ地中レーダ装置１００とした場合、時間シフト量β／αを、１ｎｓ／１０μｓとすると、サンプリングされた受信信号（Ａスコープ信号）は、１～５０ｋＨｚ帯域で１ｍｓの時間長の信号になり、時間伸長率は１００００倍となる。

図４（Ａ）に示すサンプリングタイミングを基準とする場合、図４（Ｂ）に示すサンプリングタイミングに変更すると、時間伸張率は、ＴＳ１／ＴＳ０倍（図示の例では２倍）となる。逆に、図４（Ｂ）に示すサンプリングタイミングを基準とする場合、図４（Ａ）に示すサンプリングタイミングに変更すると、時間伸張率は、ＴＳ０／ＴＳ１倍（図示の例では１／２倍）となる。つまり、時間的間隔ＴＳ０，ＴＳ１の調整により、様々な倍率で時間萎縮量や時間伸長量を設定することができる。さらに、応答波ＳＰ２の全体を同じ時間シフト量でサンプリングする必要はなく、応答波ＳＰ２の局所的部分で時間シフト量を変更してもよい。具体的には、応答波ＳＰ２の局所的部分に対するサンプリングの局所的な時間シフト量を、応答波ＳＰ２の基本的部分に対するサンプリングの標準的な時間シフト量とは異なるものとすることができる。このことは、参照信号ＲＳ０，ＲＳ１を時間的に非線形に変化させてデータ信号（検出信号）ＳＲに合成することに相当する。参照信号ＲＳ０，ＲＳ１を時間的に非線形に変化させることで、基本的なデータ信号ＳＲに対して所望のパターンで時間伸長や時間萎縮を行った様々なデータを簡易に得ることができる。例えば局所的な時間伸長を含む変換パターンで処理してデータ信号ＳＲを得ることで、要部を拡大したような地点計測情報（Ａスコープ信号）を得ることができ、例えば局所的な時間萎縮を含む変換パターンで処理してデータ信号ＳＲを得ることで、要部を圧縮したような地点計測情報（Ａスコープ信号）を得ることができる。

演算処理部１０１は、処理部として、地点計測情報（Ａスコープ信号）を得る際に、サンプリング処理部２５を適宜動作させることにより、参照波Ｓ３のタイミング差に相当する時間シフトを設定し、所望の変換パターンで時間伸長や時間萎縮を行うことで後述する複数の波形信号ＳＯ１又はＡスコープ元信号ＳＯ２（図５参照）を得るとともに、これらの波形信号ＳＯ１又はＡスコープ元信号ＳＯ２に対して加算平均その他の演算処理を行って、Ａスコープ信号ＡＳにおいてノイズを低減する。Ａスコープ信号ＡＳのノイズ低減については、図７等を参照して後に詳述する。

図５は、地中レーダ装置１００の処理部９０を説明する機能的な回路ブロック図である。処理部９０は、図２及び３に示すサンプリング処理部２５、計測側制御部６０、演算処理部１０１等を含む信号処理回路である。処理部９０は、所定時間内に取得した多数の信号波形である多数の応答波ＳＰ２からタイミングをずらしながらサンプリングを行って波形抽出を行うとともに、タイミングの調整によって時間的な変換及び逆変換を行う。サンプリング処理部２５は、サンプラー２５ａとアンプ２５ｂとＡ／Ｄ変換器２５ｃとを含む。補正処理回路９１、バッファ９２、相関処理回路９３は、演算処理部１０１又は計測側制御部６０のデジタル演算処理機能によって達成される。サンプリング処理部２５において、サンプラー２５ａには、受信用増幅器２２からの応答波ＳＰ２が入力され、計測側制御部６０の制御下で参照波Ｓ３から得た参照信号ＲＳを利用してサンプリングが行われる。参照信号ＲＳは、サンプリングタイミングを局所的に変更した非線形な信号であり、予め準備された様々な局所的な又は相対的な時間伸長を含む複数の変換パターンが順次選択される。結果的に、サンプラー２５ａの出力は、応答波ＳＰ２に対して選択した変換パターンに対応する様々な時間伸張を生じさせた信号となっており、標準的なデータ信号ＳＲに対して選択した変換パターンに対応する様々な相対的な時間伸縮を生じさせた信号となっている。サンプラー２５ａの出力は、アンプ２５ｂで増幅され、Ａ／Ｄ変換器２５ｃに入力される。Ａ／Ｄ変換器２５ｃからのデータ信号ＳＲは、補正処理回路９１において時間伸縮を元に戻して歪みを解消する補正処理を受けて元の波形に対応する波形信号ＳＯ１に修正される。さらに、補正処理回路９１から出力された補正処理後の波形信号ＳＯ１は、Ａスコープ信号を生成するためのＡスコープ元信号ＳＯ２としてバッファ９２に順次保管される。バッファ９２は、記憶部１０２の一部とすることができるが、記憶部１０２とは別に設けることもできる。相関処理回路９３は、バッファ９２に保管された複数のＡスコープ元信号ＳＯ２のグループＳＧ１を一括して読み出し、グループＳＧ１を構成する複数のＡスコープ元信号ＳＯ２を振幅に関して加算平均することで、ノイズを低減したＡスコープ信号ＡＳを出力する。

図５に示す回路において、サンプラー２５ａによる処理後の信号に直接混入するノイズは、基本的に装置内部で発生するノイズであり、例えば、デジタル回路からのクロック系のノイズＮＺの漏れ込みがある。このようなノイズＮＺは、定在的なノイズであり、データ信号ＳＲを単純に加算平均しても低減させることができない。このため、時間シフトに関して様々な時間伸長や時間萎縮を与える複数の変換パターンを準備し、このような変換パターンを与えたデータ信号ＳＲを生成するとともに、時間変調を解消するような逆変換の補正処理を施した波形信号ＳＯ１を得る。逆変換の補正処理に際して、サンプリング処理部２５から出力されるデータ信号ＳＲに対しては、補正処理回路９１によってデータ信号ＳＲにおける時間の部分的な伸縮を解消するような逆変換（以下、補正関数とも呼ぶ）の補正処理が施される。ここで、補正処理回路９１は、デジタル処理回路であり、サンプラー２５ａに設定される時間シフトから予測される時間の相対的伸縮をデジタル的に相殺するような時間軸の補正、つまりデータ信号ＳＲにおける時刻の増加に対して適宜の係数を掛ける動作を行う。サンプラー２５ａに設定される変換用の時間シフト量と、補正処理回路９１で行われる補正処理又は逆変換用の係数とは、一組として管理され、テーブルとして処理部９０を有する演算処理部１０１の記憶部１０２に保管されている。データ信号ＳＲの生成に際して、複数の変換パターンを切り替えて用い、複数の変換パターンは、変換の影響が十分に生じるように各時間で時間シフト量が所定以上異なるものとする。そして、複数の変換パターンは、時間的な伸縮の履歴が偏らないようなものとする。波形信号ＳＯ１は、変換パターンに対応して複数生成され、これらの波形信号ＳＯ１又はＡスコープ元信号ＳＯ２を加算平均することで、ノイズＮＺが局所的に時間変調されて位相や周期が変動する状態で加算平均され、ノイズＮＺがそれ自体で相殺することになる。つまり、ノイズＮＺが定在的なものであっても非定在的なものであっても、Ａスコープ信号ＡＳからノイズＮＺを除去することができる。

図６（Ａ）～６（Ｆ）は、時間変調を行う変換と時間変調を元に戻す逆変換とによってノイズを除去する手法について説明する概念図である。この場合、測定レンジ内において複数に分割された時間な区間ＴＡ１，ＴＡ２，ＴＡ３の単位で相対的な時間伸張を行うとともに、時間伸張の対象となる区間を変更しつつ均等に選択する。図６（Ａ）及び６（Ｂ）は、応答波ＳＰ２の局所的部分に対応する測定レンジ内の最初の第１区間ＴＡ１で相対的な時間変調の変換を行ったデータ信号ＳＲを示す。この場合、第１区間ＴＡ１で時間シフト量を例えば１ｎｓ／２０μｓとし、応答波ＳＰ２の基本部分に対応する第２及び第３区間ＴＡ２，ＴＡ３で時間シフト量を例えば１ｎｓ／１０μｓとする。図６（Ａ）において、データ信号ＳＲの本体成分ＳＩ内に３つのピークＰ１，Ｐ２，Ｐ３が現れ、図６（Ｂ）において、定在的なノイズＮＺが現れている。ピークＰ１については、時間変調によって２倍程度の時間的な伸張が生じている。なお、図６（Ａ）の本体成分ＳＩと図６（Ｂ）のノイズＮＺとは、本来重畳して計測されるが、ここでは説明の便宜のため分離して表示している。図６（Ｃ）及び６（Ｄ）は、応答波ＳＰ２の局所的部分に対応する測定レンジ内の中央の第２区間ＴＡ２で相対的な時間変調の変換を行ったデータ信号ＳＲを示す。この場合、応答波ＳＰ２の基本部分に対応する第１区間ＴＡ１で時間シフト量を例えば１ｎｓ／１０μｓとし、第２区間ＴＡ２で時間シフト量を例えば１ｎｓ／２０μｓとし、応答波ＳＰ２の基本部分に対応する第３区間ＴＡ３で時間シフト量を例えば１ｎｓ／１０μｓとする。図６（Ｃ）において、データ信号ＳＲの本体成分ＳＩ内に３つのピークＰ１，Ｐ２，Ｐ３が現れ、図６（Ｄ）において、定在的なノイズＮＺが現れている。ピークＰ２については、時間変調によって２倍程度の時間的な伸張が生じている。図６（Ｅ）及び６（Ｆ）は、応答波ＳＰ２の局所的部分に対応する測定レンジ内の最後の第３区間ＴＡ３で相対的な時間変調の変換を行ったデータ信号ＳＲを示す。この場合、応答波ＳＰ２の基本部分に対応する第１及び第２区間ＴＡ１，ＴＡ２で時間シフト量を例えば１ｎｓ／１０μｓとし、第３区間ＴＡ３で時間シフト量を例えば１ｎｓ／２０μｓとする。図６（Ｅ）において、データ信号ＳＲの本体成分ＳＩ内に３つのピークＰ１，Ｐ２，Ｐ３が現れ、図６（Ｆ）において、定在的なノイズＮＺが現れている。ピークＰ３については、時間変調によって２倍程度の時間的な伸張が生じている。図６（Ｇ）は、図６（Ａ）に示す本体成分ＳＩに対して第１区間ＴＡ１で時間変調を元に戻す逆変換を行った状態を示し、図６（Ｈ）は、図６（Ｂ）に示すノイズＮＺに対して第１区間ＴＡ１で時間変調を元に戻す逆変換を行った状態を示す。図６（Ｈ）のノイズＮＺは、第１区間ＴＡ１に時間圧縮部分ＮＺａを有する。図６（Ｉ）は、図６（Ｃ）に示す本体成分ＳＩに対して第２区間ＴＡ２で時間変調を元に戻す逆変換を行った状態を示し、図６（Ｊ）は、図６（Ｄ）に示すノイズＮＺに対して第２区間ＴＡ２で時間変調を元に戻す逆変換を行った状態を示す。図６（Ｊ）のノイズＮＺは、第２区間ＴＡ２に時間圧縮部分ＮＺａを有する。図６（Ｋ）は、図６（Ｅ）に示す本体成分ＳＩに対して第３区間ＴＡ３で時間変調を元に戻す逆変換を行った状態を示し、図６（Ｌ）は、図６（Ｆ）に示すノイズＮＺに対して第３区間ＴＡ３で時間変調を元に戻す逆変換を行った状態を示す。図６（Ｌ）のノイズＮＺは、第３区間ＴＡ３に時間圧縮部分ＮＺａを有する。図６（Ｇ）、図６（Ｉ）、及び図６（Ｋ）に示す本体成分ＳＩを加算平均した場合、元の本体成分ＳＩが維持される。図６（Ｈ）、図６（Ｊ）、及び図６（Ｌ）に示すノイズＮＺを加算平均した場合、ノイズは消しあって減少する。

図７（Ａ）は、時間変調を行う変換とその時間変調を元に戻す逆変換とを行わない従来型の処理によって得たＡスコープ信号ＡＳを示し、図７（Ｂ）は、図７（Ａ）のＡスコープ信号ＡＳに含まれる定在的なノイズＮＺを示す。図７（Ｃ）は、図６（Ｈ）、図６（Ｊ）、及び図６（Ｌ）に示すノイズＮＺの加算平均に対応し、図７（Ｂ）に示す定在的なノイズＮＺが圧縮されている。結果的に、図７（Ｄ）に示すように、本実施形態の手法では、Ａスコープ信号ＡＳにおいてピークＰ１，Ｐ２，Ｐ３を維持でき、かつ、ノイズＮＺを減少させることができる。

図８（Ａ）～８（Ｃ）は、応答波ＳＰ２に適用する変換パターンを例示するチャートである。図８（Ａ）は、第１区間ＴＡ１で応答波ＳＰ２に対して相対的な時間変調を与える際の変換パターンＣＰ１１を示し、図８（Ｂ）は、第２区間ＴＡ２で応答波ＳＰ２に対して相対的な時間変調を与える際の変換パターンＣＰ２１を示し、図８（Ｃ）は、第３区間ＴＡ３で応答波ＳＰ２に対して相対的な時間変調を与える際の変換パターンＣＰ３１を示す。これらの変換パターンＣＰ１１，ＣＰ２１，ＣＰ３１は、各時間における時間伸張率が平均的に一様になるように設定されている。時間変調率を段階的に変更する場合、図８（Ａ）に示す変換パターンＣＰ１２、図８（Ｂ）に示す変換パターンＣＰ２２、及び図８（Ｃ）に示す変換パターンＣＰ３２を追加して計６の変換パターンを切り換えることとすることができる。ここで、変換パターンＣＰ１１と変換パターンＣＰ１２とは、第１区間ＴＡ１における時間伸張率が例えば倍程度異なる。これらの変換パターンＣＰ１１，ＣＰ２１，ＣＰ３１，ＣＰ１２，ＣＰ２２，ＣＰ３２も、各時間における時間伸張率が平均的に一様になるような組み合わせとなっている。

図９は、応答波ＳＰ２に適用する変換パターンと、データ信号ＳＲに適用する逆変換パターンとの対応関係の一例を説明する図である。逆変換パターンＩＶ１１による時間変調は、図８（Ａ）にも示す変換パターンＣＰ１１による時間変調を反転させたようなものとなっており、変換パターンＣＰ１１による処理後に逆変換パターンＩＶ１１による処理を行うことで、変換パターンＣＰ１１によって生じた時間的伸縮が相殺される。なお、詳細な説明を省略するが、図８（Ｂ）及び８（Ｃ）に示す変換パターンＣＰ２１，ＣＰ３１に対しても、それぞれに適合する逆変換パターンが準備される。

以上の説明では、時間軸の測定レンジを３つの区間に分けているが、２つの区間に分けたり、４つ以上の区間に分けてそれぞれの区間で遅延時間を設定することができる。また、同じ区間でパターンごとに設定する時間伸張率は、１段階や２段階に限らず、３段階以上とすることができる。ただし、区間で時間伸張の影響が略均等になるように区間の時間伸張率を設定する。

図１０を参照して、データ信号ＳＲの出力処理について説明する。演算処理部１０１は、応答波ＳＰ２に適用する変換パターンの番号ｎを初期値１に設定する（ステップＳ１１）。変換パターンは、１つのデータ信号ＳＲを得るための参照波Ｓ３又は参照信号ＲＳを生成する際の時間シフトを規定したものであり、シフトテーブルとして記憶部１０２に保管されている。具体的には、図８（Ａ）～８（Ｃ）に例示するような変換パターンが時間の関数としてテーブル化されている。次に、演算処理部１０１は、計測部１００Ａに対して変換パターンｎにて探査を行わせる（ステップＳ１２）。具体的には、例えば図８（Ａ）に示す変換パターンＣＰ１１で参照信号ＲＳを生成しつつ応答波ＳＰ２を取り込んで、図６（Ａ）及び６（Ｂ）に示すような本体成分ＳＩ及びノイズＮＺを含むデータ信号ＳＲを得る。次に、演算処理部１０１は、データ信号ＳＲに対してステップＳ１２で用いた変換パターンによる時間変調を元に戻す逆変換に相当する補正処理を実施し、時間的歪みを解消した波形信号ＳＯ１を得る（ステップＳ１３）。演算処理部１０１は、補正処理を実施して得た波形信号ＳＯ１又はＡスコープ元信号ＳＯ２を修正した計測データとしてバッファ９２又は記憶部１０２に保管する（ステップＳ１４）。演算処理部１０１は、現在使用している変換パターンの番号ｎが最大値Ｎか否かを確認し（ステップＳ１５）、変換パターンの番号ｎが最大値Ｎでない場合（ステップＳ１５でＮｏ）、変換パターンの番号を１増やしてｎ＝ｎ＋１とし（ステップＳ１６）、次の変換パターンによる探査等を繰り返す（ステップＳ１２～Ｓ１４）。具体的には、例えば図８（Ｂ）に示す変換パターンＣＰ２１で参照信号ＲＳを生成しつつ応答波ＳＰ２を取り込んで、図６（Ｃ）及び６（Ｄ）に示すような本体成分ＳＩ及びノイズＮＺを含むデータ信号ＳＲを得るとともに補正処理によってＡスコープ元信号ＳＯ２を得る。一方、変換パターンの番号ｎが最大値Ｎである場合（ステップＳ１５でＹｅｓ）、波形信号ＳＯ１又はＡスコープ元信号ＳＯ２に相当するｎ個の計測データをバッファ９２又は記憶部１０２から読み出して、これらを加算平均する（ステップＳ１７）。次に、演算処理部１０１は、ステップＳ１７で加算平均によって得たＡスコープ信号ＡＳを表示部１０４に表示させる（ステップＳ１８）。

ここで、ステップＳ１７で行う計測データの加算平均の意味について説明する。まず、第ｎ番目の変換パターンでのサンプラー２５ａの信号出力をＳｎ（ｔ）とする。ここで、数値ｔは時間を意味する。また、サンプラー２５ａ後の回路で混入するノイズＮＺをＮｎ（ｔ）とする。信号出力Ｓｎ（ｔ）は、必要成分であり、ノイズＮｎ（ｔ）は、不要成分である。ノイズが混入したデータ信号ＳＲをＲｎ（ｔ）とし、参照信号ＲＳの変換パターンを元に戻すような逆変換の補正関数をｙｎ（ ）とする。この場合、ノイズが混入した信号Ｒｎ（ｔ）は、
Ｒｎ（ｔ）＝Ｓｎ（ｔ）＋Ｎｎ（ｔ）
で与えられ、この信号Ｒｎ（ｔ）を補正関数ｙｎ（ ）で処理したＡスコープ信号の元となる計測データＡｎ（ｔ）は、
Ａｎ（ｔ）＝ｙｎ（Ｒｎ（ｔ））＝ｙｎ（Ｓｎ（ｔ））＋ｙｎ（Ｎｎ（ｔ））
となる。ここで、ｙｎ（Ｓｎ（ｔ））は、変換パターンを元に戻したデータ信号ＳＲであり、変換パターンによる差が解消されて全てのｎ＝１～Ｎについて、
ｙｎ（Ｓｎ（ｔ））＝Ｓ_０（ｔ）
となる。Ｓ_０（ｔ）は、変換パターンによる処理を行わない従来手法で得たデータ信号ＳＲと同様のものである。よって、
Ａｎ（ｔ）＝Ｓ_０（ｔ）＋ｙｎ（Ｎｎ（ｔ））
となる。この計測データＡｎ（ｔ）をｎ＝１～Ｎで加算平均すると

となる。補正関数ｙｎ（ ）は、ｎ毎に異なり、ｙｎ（Ｎｎ（ｔ））を加算平均した値は減少し、

となる。また、Ｓ_０（ｔ）は、平均的で変化しないものであり、加算平均されたＡｎ（ｔ）は、変換パターンの均等な分散やランダム性によってＳ／Ｎ比が向上したものとなる。

以上の説明から明らかなように、本実施形態の地中レーダ装置１００によれば、処理部として機能するサンプリング処理部２５、計測側制御部６０、及び制御装置１００Ｃが、参照信号ＲＳを時間的に非線形に変化させてデータ信号（検出信号）ＳＲに合成するので、信号取得条件等を変更することなくデータ信号（検出信号）ＳＲに対して時間伸張を生じさせた様々な信号を形成でき、探査物の検出を高精度化することができる。

以上の実施形態で説明された構造、形状、大きさ、及び配置関係については、本発明を理解及び実施できる程度に概略的に示したものに過ぎない。したがたって、本発明は、説明された実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲に示される技術的思想の範囲を逸脱しない限り様々な形態に変更することができる。

例えば、上記実施形態では、測定レンジ内で分割された複数の時間的な区間において遅延時間を設定しているが、測定レンジ全体で複数の時間伸張率を設定し、複数の時間伸張率で変換及び逆変換がなされたＡスコープ元信号同士を加算平均してＡスコープ信号を得ることもできる。

以上の説明では、所定の時間伸張を行う変換とその逆変換とがなされた複数のＡスコープ元信号を加算平均してＡスコープ信号を得ているが、時間伸張率に応じて加重平均を行うこともできる。さらに、多数のＡスコープ元信号から各種手法による相関を求めることでＡスコープ信号を得ることもできる。

図８（Ａ）～８（Ｃ）に示す例では、時間伸張率が遅延時間又は深さに応じて階段状に変化する変換パターンを用いているが、時間伸張率が遅延時間に応じて連続的に変化する変換パターンを用いることもできる。

１０…レーダ信号発生部、 ２０ａ…送信部、 ２０ｂ…受信部、 ２５…サンプリング処理部、 ２５ａ…サンプラー、 ２５ｂ…アンプ、 ２５ｃ…Ａ／Ｄ変換器、 ６０…計測側制御部、 ６１…タイミング制御部、 ９０…処理部、 ９１…補正処理回路、 ９２…バッファ、 ９３…相関処理回路、 １００…地中レーダ装置、 １００Ａ…計測部、 １００Ｂ…位置情報取得部、 １００Ｃ…制御装置、 １０１…演算処理部、 １０２…記憶部、 １０３…入力部、 １０４…表示部、 １０５…インターフェース部、 ２００…移動体、 ＡＳ…Ａスコープ信号、 ＣＰ１１，ＣＰ２１，ＣＰ３１，ＣＰ１２，ＣＰ２２，ＣＰ３２…変換パターン、 ＮＺ…ノイズ、 ＮＺａ…時間圧縮部分、 ＯＢ…探査対象物、 Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，…データ点、 ＲＳ…参照信号、 Ｓ１…探査信号、 Ｓ２…応答波、 Ｓ３…参照波、 Ｓｎ…信号出力、 ＳＯ２…Ａスコープ元信号、 ＳＰ１…送信波、 ＳＰ２…応答波、 ＳＲ…データ信号、 ＴＡ１，ＴＡ２，ＴＡ３…区間、 ＴＳ０，ＴＳ１…時間的間隔、 ＵＧ…地中

Claims (7)

1. 探査信号を送信する送信部と、検出信号を受信する受信部と、前記受信部からの前記検出信号を参照信号により処理する処理部とを備え、
   前記処理部は、前記参照信号によって前記検出信号に対して部分的に相対的な所定の時間伸張を与える変換を行うとともに前記所定の時間伸張を除く逆変換を行い、時間伸張を異ならせた前記変換及び前記逆変換によって得た複数の補正信号から出力信号を生成する、地中レーダ装置。
2. 前記処理部は、前記複数の補正信号を加算平均することによって前記出力信号を生成する、請求項１に記載の地中レーダ装置。
3. 前記処理部は、前記時間伸張を異ならせた前記変換として、各時間で時間伸張率が所定以上異なる複数の変換パターンを切り替えて処理を行う、請求項２に記載の地中レーダ装置。
4. 前記複数の変換パターンは、各時間における時間伸張率が平均的に一様になるように設定されている、請求項３に記載の地中レーダ装置。
5. 前記処理部は、前記時間伸張を異ならせた前記変換として、複数に分割された区間単位で時間伸張を行うとともに、時間伸張の対象となる区間を変更しつつ均等に選択する、請求項１～４のいずれか一項に記載の地中レーダ装置。
6. 前記処理部は、所定時間内に取得した多数の信号波形からタイミングをずらしながらサンプリングを行って波形抽出を行うとともに、タイミングの調整によって時間的な前記変換及び前記逆変換を行う、請求項１～５に記載の地中レーダ装置。
7. 前記送信部は、地中探査用の電波を周期的に送信するとともに、前記受信部は、前記地中探査用の電波に同期させて電波を受信する、請求項１～６のいずれか一項に記載の地中レーダ装置。

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