JP7073609B2

JP7073609B2 - Optical receiver and power monitoring method for optical receiver

Info

Publication number: JP7073609B2
Application number: JP2018177524A
Authority: JP
Inventors: 友飛八木; 守保市野; 志摩子安西
Original assignee: Sumitomo Electric Device Innovations Inc
Current assignee: Sumitomo Electric Device Innovations Inc
Priority date: 2018-09-21
Filing date: 2018-09-21
Publication date: 2022-05-24
Anticipated expiration: 2038-09-21
Also published as: JP2020048168A

Description

本発明は、光受信装置および光受信装置のパワーモニタ方法に関するものである。 The present invention relates to an optical receiver and a power monitoring method for the optical receiver.

特許文献１には、受信光強度をモニタするためのモニタ回路を備える光受信器が開示されている。このモニタ回路は、前段カレントミラー回路と、前段カレントミラー回路の出力の対数変換を行う後段カレントミラー回路とを備える。後段カレントミラー回路は、ダイオードによる抵抗負荷を入力端側に有すると共に、定抵抗負荷を出力端側に有する。これにより、ダイナミックレンジを広くすることを企図している。 Patent Document 1 discloses an optical receiver including a monitor circuit for monitoring the received light intensity. This monitor circuit includes a front-stage current mirror circuit and a rear-stage current mirror circuit that performs logarithmic conversion of the output of the front-stage current mirror circuit. The subsequent current mirror circuit has a diode resistance load on the input end side and a constant resistance load on the output end side. This is intended to widen the dynamic range.

特開２０１０－２３９２６４号公報Japanese Unexamined Patent Publication No. 2010-239264

光受信装置では、受信した光信号の強度をモニタするために、カレントミラー回路が用いられる。従来のカレントミラー回路は、互いに制御端子同士が接続された一対のトランジスタと、各トランジスタに直列に接続された一対の抵抗とを有する。このような構成によれば、ミラー電流の大きさが一対の抵抗の比によって決まり、測定対象の電流の大きさに対して線形に変化するミラー電流を得ることができる。しかしながら、例えばアバランシェフォトダイオードを流れる電流の大きさを測定する場合等、対象となる電流の変化幅が大きい場合がある。そこで、カレントミラー回路のダイナミックレンジを拡大することが求められる。 In the optical receiver, a current mirror circuit is used to monitor the intensity of the received optical signal. A conventional current mirror circuit has a pair of transistors in which control terminals are connected to each other and a pair of resistors connected in series to each transistor. According to such a configuration, the magnitude of the mirror current is determined by the ratio of the pair of resistances, and it is possible to obtain a mirror current that changes linearly with respect to the magnitude of the current to be measured. However, there are cases where the range of change in the target current is large, for example, when measuring the magnitude of the current flowing through an avalanche photodiode. Therefore, it is required to expand the dynamic range of the current mirror circuit.

なお、特許文献１に記載されたモニタ回路は、カレントミラー回路のダイナミックレンジを拡大することを企図している。しかし、前段カレントミラー回路及び後段カレントミラー回路といった２つのカレントミラー回路を用いているため、回路規模が大きくなってしまうという問題がある。 The monitor circuit described in Patent Document 1 intends to expand the dynamic range of the current mirror circuit. However, since two current mirror circuits such as a front-stage current mirror circuit and a rear-stage current mirror circuit are used, there is a problem that the circuit scale becomes large.

本発明は、このような問題点に鑑みてなされたものであり、カレントミラー回路のダイナミックレンジを拡大することができる光受信装置および光受信装置のパワーモニタ方法を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of such problems, and an object of the present invention is to provide an optical receiver and a power monitoring method for an optical receiver capable of expanding the dynamic range of a current mirror circuit.

上述した課題を解決するために、一実施形態に係る光受信装置は、光信号を電流に変換する受光素子と、受光素子を流れる電流の流路に設けられ、第１のトランジスタ及び第２のトランジスタを有し、第１のトランジスタの経路に流れる電流を第２のトランジスタの経路に流れるミラー電流に反映させるカレントミラー回路と、を備える。第１のトランジスタは、流路上に設けられ、一方の電流端子が直接第１のノードに接続され、他方の電流端子が受光素子に接続される。第２のトランジスタは、ミラー電流が流れる流路上に設けられ、制御端子が第１のトランジスタの制御端子と接続され、一方の電流端子が抵抗を介して第１のノードに接続される。 In order to solve the above-mentioned problems, the optical receiver according to the embodiment is provided with a light receiving element for converting an optical signal into a current and a current flow path flowing through the light receiving element, and is provided with a first transistor and a second transistor. It has a transistor, and includes a current mirror circuit that reflects the current flowing in the path of the first transistor to the mirror current flowing in the path of the second transistor. The first transistor is provided on the flow path, one current terminal is directly connected to the first node, and the other current terminal is connected to the light receiving element. The second transistor is provided on the flow path through which the mirror current flows, the control terminal is connected to the control terminal of the first transistor, and one current terminal is connected to the first node via a resistor.

一実施形態に係る光受信装置のパワーモニタ方法は、光信号を電気的な受信信号に変換する受光素子と、受光素子を流れる電流の流路に設けられ、第１のトランジスタ及び第２のトランジスタを有し、第１のトランジスタの経路に流れる電流を第２のトランジスタの経路に流れるミラー電流に反映させるカレントミラー回路とを備える光受信装置において、光信号のパワーをモニタする方法であって、第１のトランジスタは、流路上に設けられ、一方の電流端子が直接第１のノードに接続され、他方の電流端子が受光素子に接続され、第２のトランジスタは、ミラー電流が流れる流路上に設けられ、制御端子が第１のトランジスタの制御端子と接続され、一方の電流端子が抵抗を介して第１のノードに接続され、当該方法は、カレントミラー回路の周囲温度を検出するステップと、カレントミラー回路からの出力信号と周囲温度との相関に関する情報に基づいて光信号のパワーを評価するステップと、を含む。 The power monitoring method of the optical receiver according to the embodiment is provided in a light receiving element that converts an optical signal into an electric received signal and a flow path of a current flowing through the light receiving element, and is provided with a first transistor and a second transistor. A method of monitoring the power of an optical signal in an optical receiving device including a current mirror circuit that reflects the current flowing in the path of the first transistor to the mirror current flowing in the path of the second transistor. The first transistor is provided on the flow path, one current terminal is directly connected to the first node, the other current terminal is connected to the light receiving element, and the second transistor is on the flow path through which the mirror current flows. Provided, a control terminal is connected to the control terminal of the first transistor, one current terminal is connected to the first node via a resistor, and the method is a step of detecting the ambient temperature of the current mirror circuit. Includes a step of evaluating the power of the optical signal based on information about the correlation between the output signal from the current mirror circuit and the ambient temperature.

本発明による光受信装置および光受信装置のパワーモニタ方法によれば、カレントミラー回路のダイナミックレンジを拡大することができる。 According to the optical receiver and the power monitoring method of the optical receiver according to the present invention, the dynamic range of the current mirror circuit can be expanded.

図１は、本発明の一実施形態に係る光受信装置を備える光通信装置（光トランシーバ）の構成を示すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an optical communication device (optical transceiver) including an optical receiving device according to an embodiment of the present invention. 図２は、パワーモニタ回路６の詳細な構成を示す回路図である。FIG. 2 is a circuit diagram showing a detailed configuration of the power monitor circuit 6. 図３は、演算部８の動作内容を示すフローチャートである。FIG. 3 is a flowchart showing the operation contents of the calculation unit 8. 図４は、従来のパワーモニタ回路６Ａの構成を示す回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram showing the configuration of the conventional power monitor circuit 6A. 図５は、温度変化による影響を考慮しない場合における、光信号Ｐｂのパワーの評価結果の誤差を示すグラフである。FIG. 5 is a graph showing an error in the evaluation result of the power of the optical signal Pb when the influence of the temperature change is not taken into consideration. 図６は、温度変化による影響を考慮した場合における、光信号Ｐｂのパワーの評価結果の誤差を示すグラフである。FIG. 6 is a graph showing an error in the evaluation result of the power of the optical signal Pb when the influence of the temperature change is taken into consideration.

［本発明の実施形態の説明］
最初に、本発明の実施形態の内容を列記して説明する。一実施形態に係る光受信装置は、光信号を電流に変換する受光素子と、受光素子を流れる電流の流路に設けられ、第１のトランジスタ及び第２のトランジスタを有し、第１のトランジスタの経路に流れる電流を第２のトランジスタの経路に流れるミラー電流に反映させるカレントミラー回路と、を備える。第１のトランジスタは、流路上に設けられ、一方の電流端子が直接第１のノードに接続され、他方の電流端子が受光素子に接続される。第２のトランジスタは、ミラー電流が流れる流路上に設けられ、制御端子が第１のトランジスタの制御端子と接続され、一方の電流端子が抵抗を介して第１のノードに接続される。 [Explanation of Embodiment of the present invention]
First, the contents of the embodiments of the present invention will be listed and described. The optical receiving device according to one embodiment is provided with a light receiving element that converts an optical signal into a current and a flow path of a current flowing through the light receiving element, and has a first transistor and a second transistor, and has a first transistor. A current mirror circuit that reflects the current flowing in the path of the second transistor to the mirror current flowing in the path of the second transistor is provided. The first transistor is provided on the flow path, one current terminal is directly connected to the first node, and the other current terminal is connected to the light receiving element. The second transistor is provided on the flow path through which the mirror current flows, the control terminal is connected to the control terminal of the first transistor, and one current terminal is connected to the first node via a resistor.

この光受信装置は、受光素子を流れる電流の大きさをモニタするためのカレントミラー回路を備える。このカレントミラー回路は、制御端子が互いに接続された一対のトランジスタを有するが、そのうち受光素子を流れる電流の流路上に設けられた第１のトランジスタの電流端子は、直接（抵抗を介さずに）第１のノードに接続されている。このような場合、受光素子を流れる電流の大きさは、カレントミラー回路から取り出されるミラー電流の大きさの二次関数として表される。従って、受光素子を流れる電流の大きさとミラー電流の大きさとの関係が線形となる従来のカレントミラー回路と比較して、ダイナミックレンジを拡大することができる。また、このような構成によれば、特許文献１に記載された構成と異なり単一のカレントミラー回路で足りるため、回路規模の拡大を抑制することができる。 This optical receiver includes a current mirror circuit for monitoring the magnitude of the current flowing through the light receiving element. This current mirror circuit has a pair of transistors in which control terminals are connected to each other, and the current terminal of the first transistor provided on the flow path of the current flowing through the light receiving element is directly (without a resistor). It is connected to the first node. In such a case, the magnitude of the current flowing through the light receiving element is expressed as a quadratic function of the magnitude of the mirror current taken out from the current mirror circuit. Therefore, the dynamic range can be expanded as compared with the conventional current mirror circuit in which the relationship between the magnitude of the current flowing through the light receiving element and the magnitude of the mirror current is linear. Further, according to such a configuration, unlike the configuration described in Patent Document 1, a single current mirror circuit is sufficient, so that expansion of the circuit scale can be suppressed.

上記の光受信装置は、カレントミラー回路の周囲温度を検出する測温素子と、カレントミラー回路からの出力信号と周囲温度との相関に関する情報を予め記憶し、該情報に基づいて光信号のパワーを評価する演算部と、を更に備え、演算部は、光信号のパワーを、下記の数式により算出されたＩ_２に基づいて評価してもよい。

但し、Ｉ_１はカレントミラー回路におけるミラー電流の大きさであり、Ｔ_０は周囲温度の基準値であり、ΔＴは基準値からの周囲温度の変化量であり、ａ_１１、ａ_１２、ａ_２１、及びａ_２２は定数である。 The above-mentioned optical receiver stores in advance information on the correlation between the temperature measuring element that detects the ambient temperature of the current mirror circuit and the output signal from the current mirror circuit and the ambient temperature, and the power of the optical signal is based on the information. The arithmetic unit may further include an arithmetic unit for evaluating the above, and the arithmetic unit may evaluate the power of the optical signal based on I ₂ calculated by the following mathematical formula.

However, I ₁ is the magnitude of the mirror current in the current mirror circuit, T ₀ is the reference value of the ambient temperature, ΔT is the amount of change in the ambient temperature from the reference value, and a ₁₁ , a ₁₂ , and a ₂₁ . , And a ₂₂ are constants.

上記のカレントミラー回路においては、受光素子を流れる電流の大きさとミラー電流の大きさとの関係式に、第２のトランジスタの制御端子と電流端子との間の電圧（例えばベース・エミッタ間電圧）が残ってしまう。この電圧は、第２のトランジスタの温度により変動するので、電流モニタの精度を低下させる要因となる。そこで、この光受信装置は、カレントミラー回路の周囲温度を検出する測温素子と、カレントミラー回路からの出力信号と周囲温度との相関に関する情報を予め記憶し、該情報に基づいて光信号のパワーを評価する演算部と、を更に備える。このような構成によれば、温度変化に起因するカレントミラーからの出力信号の変動を抑制し、光信号のパワーを精度良く評価することができる。また、例えばこのような関係式に基づいて受光素子を流れる電流の大きさＩ_２を算出することにより、光信号のパワーを精度良く評価することができる。 In the above current mirror circuit, the voltage between the control terminal and the current terminal of the second transistor (for example, the voltage between the base and the emitter) is determined by the relational expression between the magnitude of the current flowing through the light receiving element and the magnitude of the mirror current. It will remain. Since this voltage fluctuates depending on the temperature of the second transistor, it becomes a factor that lowers the accuracy of the current monitor. Therefore, this optical receiver stores in advance information on the correlation between the temperature measuring element that detects the ambient temperature of the current mirror circuit and the output signal from the current mirror circuit and the ambient temperature, and based on this information, the optical signal It is further equipped with a calculation unit for evaluating power. According to such a configuration, the fluctuation of the output signal from the current mirror due to the temperature change can be suppressed, and the power of the optical signal can be evaluated with high accuracy. Further, for example, by calculating the magnitude I ₂ of the current flowing through the light receiving element based on such a relational expression, the power of the optical signal can be evaluated with high accuracy.

上記の光受信装置において、受光素子はアバランシェフォトダイオードであってもよい。この場合、受光素子を流れる電流の大きさの変化範囲は、通常のフォトダイオードと比べて大きくなる。従って、上記の作用効果がより顕著となる。 In the above optical receiver, the light receiving element may be an avalanche photodiode. In this case, the range of change in the magnitude of the current flowing through the light receiving element is larger than that of a normal photodiode. Therefore, the above-mentioned action and effect become more remarkable.

この方法は、カレントミラー回路の周囲温度を検出するステップと、カレントミラー回路からの出力信号と周囲温度との相関に関する情報に基づいて光信号のパワーを評価するステップと、を含む。このパワーモニタ方法によれば、上述した光受信装置と同様に、カレントミラー回路のダイナミックレンジを拡大することができる。また、温度変化に起因するカレントミラーからの出力信号の変動を抑制し、受光素子を流れる電流の大きさを精度良くモニタすることができる。 This method includes a step of detecting the ambient temperature of the current mirror circuit and a step of evaluating the power of the optical signal based on the information about the correlation between the output signal from the current mirror circuit and the ambient temperature. According to this power monitor method, the dynamic range of the current mirror circuit can be expanded in the same manner as the above-mentioned optical receiver. In addition, fluctuations in the output signal from the current mirror due to temperature changes can be suppressed, and the magnitude of the current flowing through the light receiving element can be monitored with high accuracy.

［本発明の実施形態の詳細］
本発明の実施形態に係る光受信装置および光受信装置のパワーモニタ方法の具体例を、以下に図面を参照しつつ説明する。なお、本発明はこれらの例示に限定されるものではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。以下の説明では、図面の説明において同一の要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。 [Details of Embodiments of the present invention]
A specific example of the optical receiver and the power monitoring method of the optical receiver according to the embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings. It should be noted that the present invention is not limited to these examples, and is indicated by the scope of claims, and is intended to include all modifications within the meaning and scope equivalent to the scope of claims. In the following description, the same elements will be designated by the same reference numerals in the description of the drawings, and duplicate description will be omitted.

図１は、本発明の一実施形態に係る光受信装置を備える光通信装置（光トランシーバ）の構成を示すブロック図である。図１に示されるように、光通信装置１は、光送信モジュール（Transmitter Optical SubAssembly；ＴＯＳＡ）２と、光受信モジュール（Receiver Optical SubAssembly；ＲＯＳＡ）３と、ドライバ回路４と、クロック・データ・リカバリ（ＣＤＲ）５と、パワーモニタ回路６と、増幅器７と、演算部８とを備える。ドライバ回路４、ＣＤＲ５、パワーモニタ回路６、増幅器７、及び演算部８は、筐体２０に収容される。筐体２０は、例えば金属製である。 FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an optical communication device (optical transceiver) including an optical receiving device according to an embodiment of the present invention. As shown in FIG. 1, the optical communication device 1 includes an optical transmission module (Transmitter Optical SubAssembly; TOSA) 2, an optical receiver module (Receiver Optical SubAssembly; ROSA) 3, a driver circuit 4, and a clock data recovery. (CDR) 5, a power monitor circuit 6, an amplifier 7, and a calculation unit 8 are provided. The driver circuit 4, the CDR 5, the power monitor circuit 6, the amplifier 7, and the arithmetic unit 8 are housed in the housing 20. The housing 20 is made of metal, for example.

光送信モジュール２は、光ファイバに接続され、該光ファイバを通じて光信号Ｐａを外部へ送信する。光送信モジュール２は、半導体レーザ素子及びレンズを内蔵しており、半導体レーザ素子から出力された光信号Ｐａを、レンズによって光ファイバの一端に集光する。半導体レーザ素子は、レーザダイオードであってもよく、レーザダイオードと半導体光変調器とがモノリシックに集積された集積素子であってもよい。ドライバ回路４は、光送信モジュール２の半導体レーザ素子と電的的に接続されており、半導体レーザ素子を駆動するための駆動電流Ｉｄを半導体レーザ素子に提供する。ＣＤＲ５は、ドライバ回路４と電的的に接続されている。ＣＤＲ５は、光通信装置１の外部から送信信号ＴｘＳｉｇを受け、送信信号ＴｘＳｉｇのタイミングを受信信号ＲｘＳｉｇと同期させたのち、送信信号ＴｘＳｉｇをドライバ回路４に提供する。 The optical transmission module 2 is connected to an optical fiber and transmits an optical signal Pa to the outside through the optical fiber. The light transmission module 2 has a built-in semiconductor laser element and a lens, and the optical signal Pa output from the semiconductor laser element is focused on one end of the optical fiber by the lens. The semiconductor laser element may be a laser diode, or may be an integrated element in which a laser diode and a semiconductor optical modulator are monolithically integrated. The driver circuit 4 is electrically connected to the semiconductor laser element of the optical transmission module 2 and provides the semiconductor laser element with a drive current Id for driving the semiconductor laser element. The CDR 5 is electrically connected to the driver circuit 4. The CDR 5 receives the transmission signal TxSig from the outside of the optical communication device 1, synchronizes the timing of the transmission signal TxSig with the reception signal RxSig, and then provides the transmission signal TxSig to the driver circuit 4.

光受信モジュール３は、別の光ファイバに接続され、該光ファイバを通じて光信号Ｐｂを外部から受信する。光受信モジュール３は、半導体受光素子及びレンズを内蔵しており、光ファイバから取り込んだ光信号Ｐｂを、レンズによって半導体受光素子の受光面に集光する。半導体受光素子は、光信号Ｐｂを電流に変換する。この電流は、光信号Ｐｂの強度に応じた大きさを有する。半導体受光素子は、通常のフォトダイオードであってもよく、アバランシェフォトダイオード（ＡＰＤ）であってもよい。光送信モジュール２及び光受信モジュール３は、筐体２０の一端において並んで配置され、筐体２０の端壁に固定される。 The optical receiving module 3 is connected to another optical fiber and receives an optical signal Pb from the outside through the optical fiber. The optical receiving module 3 has a built-in semiconductor light receiving element and a lens, and the optical signal Pb captured from the optical fiber is condensed on the light receiving surface of the semiconductor light receiving element by the lens. The semiconductor light receiving element converts the optical signal Pb into an electric current. This current has a magnitude corresponding to the intensity of the optical signal Pb. The semiconductor light receiving element may be an ordinary photodiode or an avalanche photodiode (APD). The optical transmission module 2 and the optical reception module 3 are arranged side by side at one end of the housing 20 and fixed to the end wall of the housing 20.

パワーモニタ回路６は、光受信モジュール３の半導体受光素子と電的的に接続されており、光信号Ｐｂの強度に応じた電流Ｉｒを半導体受光素子から受ける。パワーモニタ回路６は、半導体受光素子からの電流Ｉｒの大きさを検出する。すなわち、パワーモニタ回路６は、半導体受光素子からの電流Ｉｒの大きさに応じた電圧信号であるパワーモニタ信号Ｓｍを生成し、パワーモニタ信号Ｓｍを演算部８に出力する。電流Ｉｒは、パワーモニタ回路６を経たのち増幅器７に入力される。増幅器７は、パワーモニタ回路６と電的的に接続されており、電流Ｉｒを電圧信号である受信信号ＲｘＳｉｇに変換する。受信信号ＲｘＳｉｇは、ＣＤＲ５を経て光通信装置１の外部へ出力される。 The power monitor circuit 6 is electrically connected to the semiconductor light receiving element of the optical receiving module 3, and receives a current Ir corresponding to the intensity of the optical signal Pb from the semiconductor light receiving element. The power monitor circuit 6 detects the magnitude of the current Ir from the semiconductor light receiving element. That is, the power monitor circuit 6 generates a power monitor signal Sm which is a voltage signal corresponding to the magnitude of the current Ir from the semiconductor light receiving element, and outputs the power monitor signal Sm to the calculation unit 8. The current Ir is input to the amplifier 7 after passing through the power monitor circuit 6. The amplifier 7 is electrically connected to the power monitor circuit 6 and converts the current Ir into a received signal RxSigma which is a voltage signal. The received signal RxSig is output to the outside of the optical communication device 1 via the CDR5.

図２は、パワーモニタ回路６の詳細な構成を示す回路図である。パワーモニタ回路６は、バイアス電源１１と、抵抗１２，１３と、トランジスタ１４，１５と、抵抗１６とを有する。抵抗１３と、トランジスタ１４，１５とは、半導体受光素子を流れる電流Ｉｒの流路に設けられたカレントミラー回路１７を構成する。なお、電流Ｉｒの流路とは、バイアス電源１１、抵抗１２、及びトランジスタ１５を経由する流路を指す。更に、パワーモニタ回路６は、半導体受光素子のカソードに接続されて電流Ｉｒの流路となる端子１８と、演算部８に接続されてパワーモニタ信号Ｓｍを出力する端子１９と、を有する。 FIG. 2 is a circuit diagram showing a detailed configuration of the power monitor circuit 6. The power monitor circuit 6 has a bias power supply 11, resistors 12, 13, transistors 14, 15, and resistors 16. The resistor 13 and the transistors 14 and 15 form a current mirror circuit 17 provided in the flow path of the current Ir flowing through the semiconductor light receiving element. The flow path of the current Ir refers to a flow path that passes through the bias power supply 11, the resistor 12, and the transistor 15. Further, the power monitor circuit 6 has a terminal 18 connected to the cathode of the semiconductor light receiving element to serve as a flow path for the current Ir, and a terminal 19 connected to the arithmetic unit 8 to output the power monitor signal Sm.

バイアス電源１１は、半導体受光素子に供給されるバイアス電圧を生成する直流電源である。バイアス電源１１は、パワーモニタ回路６の外部に設けられてもよく、光通信装置１の外部に設けられてもよい。その場合、パワーモニタ回路６は、バイアス電源１１から延びる電源配線を有する。バイアス電源１１の正側端子は抵抗１２に接続されており、負側端子は基準電位線２１に接続されている。抵抗１２は、バイアス電源１１とノードＮ１（第１のノード）との間に接続されている。抵抗１２は、電流Ｉｒの大きさを制限するために設けられ、例えばチップ抵抗といった抵抗素子である。抵抗１２の抵抗値は、例えば０～１０ｋΩの範囲内である。 The bias power supply 11 is a DC power supply that generates a bias voltage supplied to the semiconductor light receiving element. The bias power supply 11 may be provided outside the power monitor circuit 6 or may be provided outside the optical communication device 1. In that case, the power monitor circuit 6 has a power supply wiring extending from the bias power supply 11. The positive terminal of the bias power supply 11 is connected to the resistor 12, and the negative terminal is connected to the reference potential line 21. The resistor 12 is connected between the bias power supply 11 and the node N1 (first node). The resistor 12 is provided to limit the magnitude of the current Ir, and is a resistance element such as a chip resistor. The resistance value of the resistor 12 is, for example, in the range of 0 to 10 kΩ.

トランジスタ１５は、本実施形態における第１のトランジスタである。トランジスタ１５は、電流Ｉｒの流路上に設けられている。なお、電子部品が或る電流の流路上に設けられるとは、その電子部品に該電流が流れることを意味する。トランジスタ１５は、例えばＰＮＰ型のバイポーラトランジスタである。トランジスタ１５の一方の電流端子（例えばエミッタ）は、抵抗を介さずにノードＮ１に接続されている。なお、抵抗を介さずに接続されるとは、例えばチップ抵抗といった抵抗素子若しくは有意な抵抗値を有する電子部品を介さずに、導電体を介して直接に接続されることを意味し、配線が有する抵抗成分は該抵抗には含まれない。トランジスタ１５の他方の電流端子（例えばコレクタ）は、端子１８を介して半導体受光素子に接続されると共に、ノードＮ２に接続されている。ノードＮ２は、トランジスタ１４，１５の各制御端子（ベース）に接続されている。これにより、トランジスタ１４，１５の各制御端子の電位は、互いに同電位となり、且つトランジスタ１５の他方の電流端子の電位と一致する。 The transistor 15 is the first transistor in this embodiment. The transistor 15 is provided on the flow path of the current Ir. The fact that the electronic component is provided on the flow path of a certain current means that the current flows through the electronic component. The transistor 15 is, for example, a PNP type bipolar transistor. One current terminal (for example, an emitter) of the transistor 15 is connected to the node N1 without a resistor. Note that being connected without a resistor means that the wiring is directly connected via a conductor without using a resistance element such as a chip resistance or an electronic component having a significant resistance value. The resistance component to have is not included in the resistance. The other current terminal (for example, collector) of the transistor 15 is connected to the semiconductor light receiving element via the terminal 18 and is also connected to the node N2. The node N2 is connected to each control terminal (base) of the transistors 14 and 15. As a result, the potentials of the control terminals of the transistors 14 and 15 become equipotential with each other and coincide with the potentials of the other current terminals of the transistors 15.

トランジスタ１４は、本実施形態における第２のトランジスタである。トランジスタ１４は、ミラー電流Ｉｍの流路上に設けられている。トランジスタ１４は、トランジスタ１５と同種類のトランジスタであり、例えばＰＮＰ型のバイポーラトランジスタである。トランジスタ１４の一方の電流端子（例えばエミッタ）は、抵抗１３を介してノードＮ１に接続されている。抵抗１２は、ミラー電流Ｉｍの大きさを規定するために設けられ、例えばチップ抵抗といった抵抗素子である。抵抗１３の抵抗値は、例えば０～１０ｋΩの範囲内である。トランジスタ１４の他方の電流端子（例えばコレクタ）は、抵抗１６を介して基準電位線２１に接続されるとともに、端子１９を介して演算部８に接続される。端子１９からは、ミラー電流Ｉｍにより抵抗１６において生じた電圧降下に相当するパワーモニタ信号Ｓｍが演算部８に出力される。なお、パワーモニタ信号Ｓｍの大きさは、ミラー電流Ｉｍの大きさを表す。 The transistor 14 is the second transistor in this embodiment. The transistor 14 is provided on the flow path of the mirror current Im. The transistor 14 is a transistor of the same type as the transistor 15, and is, for example, a PNP type bipolar transistor. One current terminal (for example, an emitter) of the transistor 14 is connected to the node N1 via a resistor 13. The resistor 12 is provided to define the magnitude of the mirror current Im, and is a resistance element such as a chip resistor. The resistance value of the resistor 13 is, for example, in the range of 0 to 10 kΩ. The other current terminal (for example, collector) of the transistor 14 is connected to the reference potential line 21 via the resistor 16 and is connected to the arithmetic unit 8 via the terminal 19. From the terminal 19, a power monitor signal Sm corresponding to the voltage drop generated in the resistor 16 due to the mirror current Im is output to the arithmetic unit 8. The magnitude of the power monitor signal Sm represents the magnitude of the mirror current Im.

ここで、半導体受光素子を流れる電流Ｉｒとミラー電流Ｉｍとの関係について述べる。トランジスタ１４のベース・エミッタ間電圧をＶｂｅ_１、トランジスタ１５のベース・エミッタ間電圧をＶｂｅ_２、ミラー電流Ｉｍの大きさをＩ_１、抵抗１３の抵抗値をＲ_２とすると、

の関係が成り立つ。従って、電流Ｉｒの大きさをＩ_２とすると、Ｉ_１とＩ_２との比は、

となる。故に、Ｉ_１とＩ_２との関係は

となり、Ｉ_２はＩ_１の二次関数として表される。 Here, the relationship between the current Ir flowing through the semiconductor light receiving element and the mirror current Im will be described. Assuming that the base-emitter voltage of the transistor 14 is Vbe ₁ , the base-emitter voltage of the transistor 15 is Vbe ₂ , the magnitude of the mirror current Im is I ₁ , and the resistance value of the resistor 13 is R ₂ .

The relationship is established. Therefore, assuming that the magnitude of the current Ir is I ₂ , the ratio of I ₁ to I ₂ is

Will be. Therefore, the relationship between I ₁ and I ₂ is

And I ₂ is expressed as a quadratic function of I ₁ .

この（１）式には、トランジスタ１４のベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅ_１が含まれている。ベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅ_１は、トランジスタ１４の温度変化に応じて変動する。従って、このままでは温度変化による誤差がＩ_２の算出結果に含まれてしまう。そこで、本実施形態では、カレントミラー回路１７の周囲温度（特に、トランジスタ１４の周囲温度）を測定し、Ｉ_２の算出結果を周囲温度により補正する。 The equation (1) includes a base-emitter voltage Vbe ₁ of the transistor 14. The base-emitter voltage Vbe ₁ fluctuates according to the temperature change of the transistor 14. Therefore, if nothing is done, the error due to the temperature change will be included in the calculation result of I ₂ . Therefore, in the present embodiment, the ambient temperature of the current mirror circuit 17 (particularly, the ambient temperature of the transistor 14) is measured, and the calculation result of I ₂ is corrected by the ambient temperature.

具体的には、次の通りである。一般的に、トランジスタのベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅは、

と表される。ここで、ｋはボルツマン定数、Ｔは温度、ｑは電気素量、αはベース接地電流増幅率、Ｉ_Ｃ０はコレクタ逆方向飽和電流、Ｉ_Ｅ０はエミッタ逆方向飽和電流である。温度Ｔを除く他の要素は物理定数若しくはトランジスタの各個体毎に固有の定数であるから、ベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅは温度Ｔの関数

と表される。故に、

と表される。このように、Ｉ_２はＩ_１およびＴを変数とした関数で表され、またＩ_１の次数は２となる。 Specifically, it is as follows. Generally, the base-emitter voltage Vbe of a transistor is

It is expressed as. Here, k is the Boltzmann constant, T is the temperature, q is the elementary charge, α is the base ground current amplification factor, _IC0 is the collector reverse saturation current, and _IE0 is the emitter reverse saturation current. Since the other elements other than the temperature T are physical constants or constants unique to each individual transistor, the base-emitter voltage Vbe is a function of the temperature T.

It is expressed as. Therefore

It is expressed as. In this way, I ₂ is represented by a function with I ₁ and T as variables, and the order of I ₁ is 2.

実際には、上記の温度変動に加えて、バイアス電源１１から出力されるバイアス電圧の調整誤差など、Ｉ_２に誤差を生じさせる他の要因も存在する。そこで、上の数式（３）にオフセットを加味し、本実施形態では下記の数式（４）を用いる。

但し、Ｔ_０は周囲温度の基準値であり、ΔＴは基準値からの周囲温度の変化量であり、ａ_１１、ａ_１２、ａ_２１、及びａ_２２は補正係数（定数）である。ａ_１１、ａ_１２、ａ_２１、及びａ_２２のいずれかは、０であってもよい。周囲温度の基準値Ｔ_０は、例えばパワーモニタ回路６及びバイアス電源１１を調整したときの周囲温度であって、当該温度のときにＩ_２の誤差が０となる。 In reality, in addition to the above temperature fluctuations, there are other factors that cause an error in I ₂ such as an adjustment error of the bias voltage output from the bias power supply 11. Therefore, an offset is added to the above mathematical formula (3), and the following mathematical formula (4) is used in this embodiment.

However, T ₀ is a reference value of the ambient temperature, ΔT is the amount of change in the ambient temperature from the reference value, and a ₁₁ , a ₁₂ , a ₂₁ and a ₂₂ are correction coefficients (constants). Any of _a11 , _a12 , _a21 , and _a22 may be 0. The reference value T ₀ of the ambient temperature is, for example, the ambient temperature when the power monitor circuit 6 and the bias power supply 11 are adjusted, and the error of I ₂ becomes 0 at the temperature.

再び図１を参照する。演算部８は、アナログ・ディジタル変換器（ＡＤＣ）９と、測温素子１０とを有する。ＡＤＣ９は、パワーモニタ回路６から受けた電圧信号であるパワーモニタ信号Ｓｍをディジタル信号に変換する。演算部８は、例えばＣＰＵ及びメモリを有するコンピュータにより構成され、ディジタル変換されたパワーモニタ信号Ｓｍを用いて、上記の数式（４）に示される演算を行う。また、測温素子１０は、カレントミラー回路１７の周囲温度として、筐体２０内の温度を検出する。測温素子１０は、例えば温度に応じて抵抗値が変化するサーミスタであり、演算部８は、サーミスタの抵抗値に基づいて筐体２０内の温度を知得する。なお、本実施形態では測温素子１０が演算部８に含まれているが、測温素子１０は筐体２０内における演算部８の外部に設けられてもよい。 See FIG. 1 again. The arithmetic unit 8 includes an analog-to-digital converter (ADC) 9 and a temperature measuring element 10. The ADC 9 converts the power monitor signal Sm, which is a voltage signal received from the power monitor circuit 6, into a digital signal. The calculation unit 8 is composed of, for example, a computer having a CPU and a memory, and performs the calculation shown in the above formula (4) using the digitally converted power monitor signal Sm. Further, the temperature measuring element 10 detects the temperature inside the housing 20 as the ambient temperature of the current mirror circuit 17. The temperature measuring element 10 is, for example, a thermistor whose resistance value changes according to the temperature, and the calculation unit 8 knows the temperature inside the housing 20 based on the resistance value of the thermistor. Although the temperature measuring element 10 is included in the calculation unit 8 in the present embodiment, the temperature measuring element 10 may be provided outside the calculation unit 8 in the housing 20.

演算部８は、パワーモニタ信号Ｓｍとカレントミラー回路１７の周囲温度との相関に関する情報（前述した周囲温度の基準値Ｔ_０、補正係数ａ_１１、ａ_１２、ａ_２１、及びａ_２２）を予め不揮発性のメモリに記憶している。これらの情報は、個々の光通信装置１毎に固有の値を有する。演算部８は、これらの情報に基づいて、光信号Ｐｂのパワーを評価する。すなわち、演算部８は、上記の数式（４）を演算するためのプログラムを予め不揮発性のメモリに記憶しており、上記の数式（４）によりＩ_２を算出し、Ｉ_２に基づいて光信号ＰｂのパワーのデータＤｂを光通信装置１の外部へ出力する。
The calculation unit 8 previously obtains information regarding the correlation between the power monitor signal Sm and the ambient temperature of the current mirror circuit 17 (reference value T ₀ of the ambient temperature described above, correction coefficients a ₁₁ , a ₁₂ , a ₂₁ and a ₂₂ ). It is stored in a non-volatile memory. This information has a value unique to each optical communication device 1. The arithmetic unit 8 evaluates the power of the optical signal Pb based on this information. That is, the calculation unit 8 stores the program for calculating the above formula (4) in the non-volatile memory in advance, calculates I ₂ by the above formula (4), and uses light based on I ₂ . The power data Db of the signal Pb is output to the outside of the optical communication device 1.

図３は、演算部８の動作内容を示すフローチャートである。図３を参照しつつ、本実施形態に係る光信号のパワーモニタ方法について説明する。まず、カレントミラー回路１７の周囲温度を検出する（ステップＳＴ１）。測温素子１０がサーミスタである場合、演算部８は、サーミスタの抵抗値の変化をディジタル値として取得し、該ディジタル値を周囲温度の値に換算する。次に、演算部８は、カレントミラー回路１７からの出力信号すなわちパワーモニタ信号ＳｍをＡＤＣ９において入力し、パワーモニタ信号Ｓｍをディジタル信号に変換する（ステップＳＴ２）。続いて、演算部８は、パワーモニタ信号ＳｍをＩ_１に換算した上で、メモリに記憶された情報（Ｔ_０、ａ_１１、ａ_１２、ａ_２１、及びａ_２２）に基づいて、上記の数式（４）によりＩ_２を算出する（ステップＳＴ３）。その後、演算部８は、Ｉ_２と光信号Ｐｂのパワーとの関係を示すルックアップテーブルを参照して、光信号Ｐｂのパワーを評価する（ステップＳＴ４）。最後に、演算部８は、評価した光信号ＰｂのパワーのデータＤｂを光通信装置１の外部へ出力する（ステップＳＴ５）。光通信装置１の外部に設けられた表示装置は、このデータＤｂに基づいて受信光のパワーを表示する。これにより、作業者が受信光のパワーを確認できる。 FIG. 3 is a flowchart showing the operation contents of the calculation unit 8. A power monitoring method for an optical signal according to the present embodiment will be described with reference to FIG. First, the ambient temperature of the current mirror circuit 17 is detected (step ST1). When the temperature measuring element 10 is a thermistor, the calculation unit 8 acquires the change in the resistance value of the thermistor as a digital value and converts the digital value into the value of the ambient temperature. Next, the arithmetic unit 8 inputs the output signal from the current mirror circuit 17, that is, the power monitor signal Sm, at the ADC 9, and converts the power monitor signal Sm into a digital signal (step ST2). Subsequently, the arithmetic unit 8 converts the power monitor signal Sm into I ₁ , and then, based on the information stored in the memory (T ₀ , a ₁₁ , a ₁₂ , a ₂₁ , and a ₂₂ ), described above. I ₂ is calculated by the formula (4) (step ST3). After that, the arithmetic unit 8 evaluates the power of the optical signal Pb with reference to a look-up table showing the relationship between I ₂ and the power of the optical signal Pb (step ST4). Finally, the arithmetic unit 8 outputs the power data Db of the evaluated optical signal Pb to the outside of the optical communication device 1 (step ST5). A display device provided outside the optical communication device 1 displays the power of the received light based on this data Db. This allows the operator to check the power of the received light.

以上に説明した、本実施形態による光通信装置１及びパワーモニタ方法により得られる効果について、従来のパワーモニタ回路が有する課題とともに説明する。図４は、従来のパワーモニタ回路６Ａの構成を示す回路図である。図４に示されるパワーモニタ回路６Ａと本実施形態によるパワーモニタ回路６（図２を参照）との相違点は、ノードＮ１とトランジスタ１５との間の抵抗の有無である。すなわち、本実施形態ではトランジスタ１５とノードＮ１との間に抵抗が介在しないのに対し、図４に示されるパワーモニタ回路６Ａでは、トランジスタ１５とノードＮ１との間に抵抗３１が介在している。このようなカレントミラー回路では、ミラー電流Ｉｍの大きさＩ_２と電流Ｉｒの大きさＩ_２との比は

となる（Ｒ_４は抵抗３１の抵抗値）。従って、Ｉ_２は

と表される。すなわち、Ｉ_１とＩ_２との比と抵抗１３，３１の抵抗値の比とが互いに等しいので、Ｉ_２がＩ_１の線形関数として表され、光信号Ｐｂのパワーを簡易な計算により評価することができる。しかしながら、このようにＩ_１とＩ_２との比が固定されると、ダイナミックレンジが不十分となる場合がある。特に、電流増幅作用を有するＡＰＤが半導体受光素子として用いられる場合には、そのような問題が顕著となる。 The effects obtained by the optical communication device 1 and the power monitor method according to the present embodiment described above will be described together with the problems of the conventional power monitor circuit. FIG. 4 is a circuit diagram showing the configuration of the conventional power monitor circuit 6A. The difference between the power monitor circuit 6A shown in FIG. 4 and the power monitor circuit 6 according to the present embodiment (see FIG. 2) is the presence or absence of resistance between the node N1 and the transistor 15. That is, in the present embodiment, no resistance is interposed between the transistor 15 and the node N1, whereas in the power monitor circuit 6A shown in FIG. 4, the resistance 31 is interposed between the transistor 15 and the node N1. .. In such a current mirror circuit, the ratio of the magnitude I ₂ of the mirror current Im to the magnitude I ₂ of the current Ir is

(R ₄ is the resistance value of the resistor 31). Therefore, I ₂ is

It is expressed as. That is, since the ratio of I ₁ and I ₂ and the ratio of the resistance values of the

resistors

13 and 31 are equal to each other, I ₂ is expressed as a linear function of I ₁ and the power of the optical signal Pb is evaluated by a simple calculation. be able to. However, if the ratio of I ₁ to I ₂ is fixed in this way, the dynamic range may be insufficient. In particular, when an APD having a current amplification action is used as a semiconductor light receiving element, such a problem becomes remarkable.

そこで、本実施形態では、一対のトランジスタのうち受光素子に接続されたトランジスタ１５の電流端子が、抵抗を介さずにノードＮ１に接続されている。前述したように、このような場合、受光素子を流れる電流の大きさは、カレントミラー回路１７から取り出されるミラー電流Ｉｍの大きさの二次関数として表される。従って、受光素子を流れる電流の大きさとミラー電流Ｉｍの大きさとの関係が線形となる従来のカレントミラー回路１７と比較して、ダイナミックレンジを拡大することができる。また、このような構成によれば、特許文献１に記載された構成と異なり単一のカレントミラー回路１７で足りるため、回路規模の拡大を抑制することができる。 Therefore, in the present embodiment, the current terminal of the transistor 15 connected to the light receiving element among the pair of transistors is connected to the node N1 without using a resistor. As described above, in such a case, the magnitude of the current flowing through the light receiving element is expressed as a quadratic function of the magnitude of the mirror current Im taken out from the current mirror circuit 17. Therefore, the dynamic range can be expanded as compared with the conventional current mirror circuit 17 in which the relationship between the magnitude of the current flowing through the light receiving element and the magnitude of the mirror current Im is linear. Further, according to such a configuration, unlike the configuration described in Patent Document 1, a single current mirror circuit 17 is sufficient, so that expansion of the circuit scale can be suppressed.

また、このような回路構成を採用すると、前述したように、受光素子を流れる電流Ｉｒの大きさとミラー電流Ｉｍの大きさとの関係式に、トランジスタ１４の制御端子と電流端子との間の電圧（例えばベース・エミッタ間電圧）が残ってしまう。この電圧は、トランジスタ１４の温度により変動するので、電流モニタの精度を低下させる要因となる。そこで、本実施形態の光通信装置１は、カレントミラー回路１７の周囲温度を検出する測温素子１０と、カレントミラー回路１７からの出力信号と周囲温度との相関に関する情報を予め記憶し、該情報に基づいて光信号Ｐｂのパワーを評価する演算部８と、を備える。このような構成によれば、温度変化に起因するパワーモニタ信号Ｓｍの変動を抑制し、光信号Ｐｂのパワーを精度良く評価することができる。 Further, when such a circuit configuration is adopted, as described above, the voltage between the control terminal and the current terminal of the transistor 14 is expressed in the relational expression between the magnitude of the current Ir flowing through the light receiving element and the magnitude of the mirror current Im. For example, the voltage between the base and the emitter) remains. Since this voltage fluctuates depending on the temperature of the transistor 14, it becomes a factor that lowers the accuracy of the current monitor. Therefore, the optical communication device 1 of the present embodiment stores in advance information on the correlation between the temperature measuring element 10 that detects the ambient temperature of the current mirror circuit 17 and the output signal from the current mirror circuit 17 and the ambient temperature. It includes a calculation unit 8 that evaluates the power of the optical signal Pb based on the information. According to such a configuration, the fluctuation of the power monitor signal Sm due to the temperature change can be suppressed, and the power of the optical signal Pb can be evaluated with high accuracy.

図５は、温度変化による影響を考慮しない場合における、光信号Ｐｂのパワーの評価結果の誤差を示すグラフである。また、図６は、温度変化による影響を考慮した本実施形態における、光信号Ｐｂのパワーの評価結果の誤差を示すグラフである。これらの図において、縦軸は評価結果の誤差（単位：ｄＢ）を表し、横軸は光信号Ｐｂのパワー（単位：ｄＢｍ）を表している。また、これらの図において、グラフＧ１１及びＧ２１は周囲温度Ｔが－２０℃である場合を示し、グラフＧ１２及びＧ２２は周囲温度Ｔが４０℃である場合を示し、グラフＧ１３及びＧ２３は周囲温度Ｔが８５℃である場合を示す。 FIG. 5 is a graph showing an error in the evaluation result of the power of the optical signal Pb when the influence of the temperature change is not taken into consideration. Further, FIG. 6 is a graph showing an error in the evaluation result of the power of the optical signal Pb in the present embodiment in consideration of the influence of the temperature change. In these figures, the vertical axis represents the error of the evaluation result (unit: dB), and the horizontal axis represents the power of the optical signal Pb (unit: dBm). Further, in these figures, the graphs G11 and G21 show the case where the ambient temperature T is −20 ° C., the graphs G12 and G22 show the case where the ambient temperature T is 40 ° C., and the graphs G13 and G23 show the case where the ambient temperature T is 40 ° C. Is 85 ° C.

図５を参照すると、周囲温度による影響を考慮しない場合、光信号Ｐｂのパワーが大きくなるほど（すなわち電流Ｉｒが大きくなるほど）誤差が大きくなっていることがわかる。これに対し、図６を参照すると、光信号Ｐｂのパワーにかかわらず誤差が小さく抑えられている。このように、本実施形態によれば、温度変化による影響を抑え、光信号Ｐｂのパワーを精度良く評価することができる。 With reference to FIG. 5, it can be seen that the larger the power of the optical signal Pb (that is, the larger the current Ir), the larger the error, when the influence of the ambient temperature is not taken into consideration. On the other hand, referring to FIG. 6, the error is kept small regardless of the power of the optical signal Pb. As described above, according to the present embodiment, it is possible to suppress the influence of the temperature change and evaluate the power of the optical signal Pb with high accuracy.

また、本実施形態のように、演算部８は、光信号Ｐｂのパワーを、上記の数式（４）により算出されたＩ_２に基づいて評価してもよい。例えばこのような関係式に基づいてＩ_２を算出することにより、光信号Ｐｂのパワーを精度良く評価することができる。なお、Ｉ_１とＩ_２との関係式は上記の数式（４）に限られず、他の適切な非線形の関係式を用いてＩ_２を算出してもよい。 Further, as in the present embodiment, the arithmetic unit 8 may evaluate the power of the optical signal Pb based on I ₂ calculated by the above mathematical formula (4). For example, by calculating I ₂ based on such a relational expression, the power of the optical signal Pb can be evaluated with high accuracy. The relational expression between I ₁ and I ₂ is not limited to the above equation (4), and I ₂ may be calculated using another appropriate non-linear relational expression.

また、前述したように、受光素子はアバランシェフォトダイオードであってもよい。この場合、受光素子を流れる電流Ｉｒの大きさの変化範囲は、通常のフォトダイオードと比べて大きくなる。従って、本実施形態の光通信装置１による上述した作用効果がより顕著となる。 Further, as described above, the light receiving element may be an avalanche photodiode. In this case, the range of change in the magnitude of the current Ir flowing through the light receiving element is larger than that of a normal photodiode. Therefore, the above-mentioned effects of the optical communication device 1 of the present embodiment become more remarkable.

本発明による光受信装置および光受信装置のパワーモニタ方法は、上述した実施形態に限られるものではなく、他に様々な変形が可能である。例えば、トランジスタ１４，１５は、バイポーラトランジスタに限られず、例えばＦＥＴであってもよい。その場合、上述した説明において、ベースはゲートに、エミッタはソース、コレクタはドレインとそれぞれ読み替えられる。また、本発明は、図２に示された構成のカレントミラー回路に限らず、他の様々な構成のカレントミラー回路に適用可能である。また、上記実施形態はミラー電流Ｉｍを電圧信号に変換するために抵抗１６を有しているが、ミラー電流Ｉｍを電圧信号に変換するための回路構成はこれに限られない。また、上記実施形態では双方向光通信を行う光通信装置に本発明を適用したが、本発明は光信号の受信のみを行う装置に適用されてもよい。 The optical receiving device and the power monitoring method of the optical receiving device according to the present invention are not limited to the above-described embodiment, and various other modifications are possible. For example, the transistors 14 and 15 are not limited to bipolar transistors, and may be FETs, for example. In that case, in the above description, the base is read as a gate, the emitter is read as a source, and the collector is read as a drain. Further, the present invention is not limited to the current mirror circuit having the configuration shown in FIG. 2, and can be applied to various other current mirror circuits. Further, although the above embodiment has a resistance 16 for converting the mirror current Im into a voltage signal, the circuit configuration for converting the mirror current Im into a voltage signal is not limited to this. Further, in the above embodiment, the present invention is applied to an optical communication device that performs bidirectional optical communication, but the present invention may be applied to a device that only receives optical signals.

１…光通信装置、２…光送信モジュール、３…光受信モジュール、４…ドライバ回路、５…ＣＤＲ、６，６Ａ…パワーモニタ回路、７…増幅器、８…演算部、１０…測温素子、１１…バイアス電源、１２，１３，１６，３１…抵抗、１４，１５…トランジスタ、１７…カレントミラー回路、１８，１９…端子、２０…筐体、２１…基準電位線、Ｉｄ…駆動電流、Ｉｍ…ミラー電流、Ｉｒ…電流、Ｎ１，Ｎ２…ノード、Ｐａ，Ｐｂ…光信号、ＲｘＳｉｇ…受信信号、Ｓｍ…パワーモニタ信号、ＴｘＳｉｇ…送信信号。 1 ... Optical communication device, 2 ... Optical transmission module, 3 ... Optical reception module, 4 ... Driver circuit, 5 ... CDR, 6, 6A ... Power monitor circuit, 7 ... Amplifier, 8 ... Calculation unit, 10 ... Temperature measuring element, 11 ... Bias power supply, 12, 13, 16, 31 ... Resistance, 14, 15 ... Transistor, 17 ... Current mirror circuit, 18, 19 ... Terminal, 20 ... Housing, 21 ... Reference potential line, Id ... Drive current, Im ... Mirror current, Ir ... Current, N1, N2 ... Node, Pa, Pb ... Optical signal, RxSig ... Receive signal, Sm ... Power monitor signal, TxSig ... Transmission signal.

Claims

A light receiving element that converts an optical signal into an electric current,
It is provided in the flow path of the current flowing through the light receiving element, has a first transistor and a second transistor, and reflects the current flowing in the path of the first transistor in the mirror current flowing in the path of the second transistor. The current mirror circuit to make it
Equipped with
The first transistor is provided on the flow path, one current terminal is directly connected to the first node, and the other current terminal is connected to the light receiving element.
The second transistor is provided on the flow path through which the mirror current flows, a control terminal is connected to the control terminal of the first transistor, and one current terminal is connected to the first node via a resistor. Optical receiver.

A temperature measuring element that detects the ambient temperature of the current mirror circuit,
Further provided with a calculation unit that stores information on the correlation between the output signal from the current mirror circuit and the ambient temperature in advance and evaluates the power of the optical signal based on the information.
The optical receiver according to claim 1, wherein the arithmetic unit evaluates the power of the optical signal based on I ₂ calculated by the following mathematical formula.

However, I ₁ is the magnitude of the mirror current in the current mirror circuit, T ₀ is the reference value of the ambient temperature, ΔT is the amount of change in the ambient temperature from the reference value, and a ₁₁ and a. ₁₂ , a ₂₁ and a ₂₂ are constants.

The optical receiver according to claim 1 or 2, wherein the light receiving element is an avalanche photodiode.

It has a light receiving element that converts an optical signal into an electrical received signal, and is provided in the flow path of a current flowing through the light receiving element, has a first transistor and a second transistor, and flows in the path of the first transistor. A method of monitoring the power of an optical signal in an optical receiver including a current mirror circuit that reflects a current in a mirror current flowing in the path of the second transistor.
The first transistor is provided on the flow path, one current terminal is directly connected to the first node, and the other current terminal is connected to the light receiving element.
The second transistor is provided on the flow path through which the mirror current flows, a control terminal is connected to the control terminal of the first transistor, and one current terminal is connected to the first node via a resistor. ,
The method is
The step of detecting the ambient temperature of the current mirror circuit and
A step of evaluating the power of the optical signal based on information on the correlation between the output signal from the current mirror circuit and the ambient temperature, and
Power monitoring methods for optical receivers, including.