JP7062565B2 - Bidirectional DC / DC converter - Google Patents

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Description

本発明は、蓄電システムなどに用いられるＡＲＣＰ（Auxiliary Resonant Commutated Pole：補助共振転流ポール）回路を備えた双方向ＤＣ／ＤＣコンバータに関する。 The present invention relates to a bidirectional DC / DC converter provided with an ARCP (Auxiliary Resonant Commutated Pole) circuit used in a power storage system or the like.

夜間に価格の安い電力をバッテリに蓄電しておき、昼間にバッテリからの放電で機器を運転する蓄電システムは、系統電源に接続される双方向インバータ、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ、バッテリなどを備えて構成される。図１１は蓄電システムにおける従来の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。 The power storage system, which stores low-priced power in the battery at night and operates the device by discharging from the battery in the daytime, is equipped with a bidirectional inverter, bidirectional DC / DC converter, battery, etc. connected to the grid power supply. It is composed of. FIG. 11 is a circuit diagram showing a configuration of a conventional bidirectional DC / DC converter in a power storage system.

図１１において、Ｃ１は第１の平滑コンデンサ、Ｃ２は第２の平滑コンデンサ、Ｑm1はハイサイドのメインスイッチング素子、Ｑm2はローサイドのメインスイッチング素子、Ｄm1，Ｄm2は逆並列接続のダイオード（寄生ダイオード）、Ｃr1，Ｃr2は共振用のコンデンサ（寄生コンデンサ）、Ｌoutは出力用のリアクトル、１０はＡＲＣＰ回路、１１は転流制御回路、１２は整流回路、Ｌｒは共振用のリアクトル、Ｑt1，Ｑt2は転流用スイッチング素子、Ｔ０は充放電兼用トランス、ＮL1，ＮH1は一次巻線、ＮHL2は二次巻線、ＤH1，ＤH2，ＤL1，ＤL2は整流ダイオード、ＤG1，ＤG2は逆流防止用のダイオードである。 In FIG. 11, C1 is a first smoothing capacitor, C2 is a second smoothing capacitor, Q m1 is a high-side main switching element, Q m2 is a low-side main switching element, and D m1 and D m2 are diodes connected in antiparallel. (Parasitic diode), C r1 and C r2 are capacitors for resonance (parasitic capacitor), Lout is a reactor for output, 10 is an RACP circuit, 11 is a commutation control circuit, 12 is a rectifier circuit, and Lr is a reactor for resonance. , Q t1 and Q t2 are commutation switching elements, T0 is a capacitor for both charging and discharging, N L1 and N H1 are primary windings, N H L2 is a secondary winding, and D H1 , D H2 , D L1 and D L 2 are rectified. The capacitors, DG1 and DG2 , are diodes for preventing backflow.

次に、上記のように構成された従来の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説明する。〔Ａ〕放電モードと〔Ｂ〕充電モードに分けてそれぞれ説明する。 Next, the operation of the conventional bidirectional DC / DC converter configured as described above will be described. [A] Discharge mode and [B] Charge mode will be described separately.

〔Ａ〕放電モード
〔Ａ１〕出力用のリアクトルＬoutの放電（図１２（ａ）参照）
ハイサイドおよびローサイドのメインスイッチング素子Ｑm1，Ｑm2、ハイサイドおよびローサイドの転流用スイッチング素子Ｑt1，Ｑt2のいずれもがオフ状態にあって、出力用のリアクトルＬoutがエネルギーを放出し、第２の平滑コンデンサＣ２に並列接続されたバッテリＢ→出力用のリアクトルＬout→ハイサイドのメインスイッチング素子Ｑm1の逆並列接続の寄生ダイオードＤm1→第１の平滑コンデンサＣ１（双方向インバータ）→バッテリＢの経路で電流が流れる。ここで、第１の平滑コンデンサＣ１間の印加電圧、すなわち、端子Ｔp1と端子Ｔn1間の電圧は当該端子間に接続された双方向インバータに出力され、双方向インバータを介して端子Ｔp1から端子Ｔn1に向けて電流が流れる。これは、転流動作以前の定常状態である。転流前にあっては、転流制御回路１１には電流は流れず、整流回路１２にも電流は流れない。 [A] Discharge mode [A1] Discharge of the reactor Lout for output (see FIG. 12 (a))
The high-side and low-side main switching elements Q m1 and Q m2 , and the high-side and low-side commutation switching elements Q t1 and Q t2 are all in the off state, and the output reactor Lout releases energy. Battery B connected in parallel to the smoothing capacitor C2 of 2 → Reactor Lout for output → Parasitic diode D m1 of antiparallel connection of the main switching element Q m1 on the high side → First smoothing capacitor C1 (bidirectional inverter) → Battery Current flows in the path B. Here, the applied voltage between the first smoothing capacitors C1, that is, the voltage between the terminal T p1 and the terminal T n1 is output to the bidirectional inverter connected between the terminals, and the terminal T p1 is output via the bidirectional inverter. A current flows from the terminal T n1 toward the terminal T n1. This is the steady state before the commutation operation. Before commutation, no current flows through the commutation control circuit 11 and no current flows through the rectifier circuit 12.

〔Ａ２〕転流開始（図１２（ｂ）参照）
転流制御回路１１におけるローサイドの転流用スイッチング素子Ｑt2がターンオンされる。すると、上記〔Ａ１〕でハイサイドのメインスイッチング素子Ｑm1の逆並列接続の寄生ダイオードＤm1を流れていた電流が徐々にローサイドの転流用スイッチング素子Ｑt2の側に転流し、バッテリＢ→出力用のリアクトルＬout→共振用のリアクトルＬｒ→ローサイドの一次巻線ＮL1→逆流防止用のダイオードＤG2→ローサイドの転流用スイッチング素子Ｑt2→バッテリＢの経路で電流が流れる。 [A2] Start of commutation (see FIG. 12 (b))
The low-side commutation switching element Q t2 in the commutation control circuit 11 is turned on. Then, the current flowing through the parasitic diode D m1 connected in antiparallel to the high-side main switching element Q m1 in the above [A1] gradually diverts to the low-side commutation switching element Q t2 , and the battery B → output. Reactor Lout for resonance → Reactor Lr for resonance → Low-side primary winding N L1 → Diode for backflow prevention D G2 → Low-side commutation switching element Q t2 → Current flows in the path of battery B.

ローサイドの一次巻線ＮL1から二次巻線ＮHL2に誘起された電力により、整流回路１２において、二次巻線ＮHL2→整流ダイオードＤH1→ハイサイドラインＬ１→第１の平滑コンデンサＣ１（双方向インバータ）→整流ダイオードＤL1→二次巻線ＮHL2の経路と、二次巻線ＮHL2→整流ダイオードＤH2→ハイサイドラインＬ１→第１の平滑コンデンサＣ１（双方向インバータ）→整流ダイオードＤL2→二次巻線ＮHL2の経路とに電流が流れ、バッテリＢの放電によって第１の平滑コンデンサＣ１に対する充電が行われる。 In the rectifier circuit 12, the power induced from the low-side primary winding N L1 to the secondary winding N HL2 causes the secondary winding N HL2 → rectifier diode D H1 → high-side line L1 → first smoothing capacitor C1 ( Bidirectional inverter) → Rectifier diode D L1 → Secondary winding N HL2 path and secondary winding N HL2 → Rectifier diode D H2 → High side line L1 → First smoothing capacitor C1 (Bidirectional inverter) → Rectifier A current flows through the path of the diode D L2 → the secondary winding NHL2 , and the first smoothing capacitor C1 is charged by discharging the battery B.

ローサイドの一次巻線ＮL1に電流が流れることにより、磁気結合を介して二次巻線ＮHL2に電流が誘起され、さらにこの二次巻線ＮHL2に流れる電流が磁気結合による電磁誘導によってハイサイドの一次巻線ＮH1に上向きの逆起電力Ｅ（太い上向き矢印参照）を発生させる。それに起因して転流制御回路１１に逆流が生じることを回避するために、転流制御回路１１のハイサイド部分に逆流防止用のダイオードＤG1を挿入している。 When a current flows through the low-side primary winding N L1 , a current is induced in the secondary winding N HL2 via magnetic coupling, and the current flowing through this secondary winding N HL2 is high due to electromagnetic induction by magnetic coupling. An upward back electromotive force E (see the thick upward arrow) is generated in the primary winding N H1 on the side. In order to prevent backflow from occurring in the commutation control circuit 11 due to this, a backflow prevention diode DG1 is inserted in the high side portion of the commutation control circuit 11.

整流回路１２において導通状態となっている整流ダイオードはＤH1，ＤH2，ＤL1，ＤL2の４つすべてである。 The rectifying diodes in the conduction state in the rectifying circuit 12 are all four, D H1 , D H2 , D L1 , and D L 2.

〔Ａ３〕ＬＣ共振（図１３（ａ）参照）
上記〔Ａ２〕の状態で共振用のリアクトルＬｒを流れる電流が出力用のリアクトルＬoutを流れる電流を超えると、共振用のコンデンサＣr1，Ｃr2が充放電を開始する。すなわち、共振用のコンデンサＣr1→共振用のリアクトルＬｒ→ローサイドの一次巻線ＮL1→逆流防止用のダイオードＤG2→ローサイドの転流用スイッチング素子Ｑt2→ローサイドラインＬ２→第１の平滑コンデンサＣ１（双方向インバータ）→ハイサイドラインＬ１→共振用のコンデンサＣr1の経路と、共振用のコンデンサＣr2→共振用のリアクトルＬｒ→一次巻線ＮL1→逆流防止用のダイオードＤG2→ローサイドの転流用スイッチング素子Ｑt2→ローサイドラインＬ２→共振用のコンデンサＣr2の経路で電流が流れ、共振動作が開始される。 [A3] LC resonance (see FIG. 13A)
When the current flowing through the reactor Lr for resonance exceeds the current flowing through the reactor Lout for output in the state of [A2] above, the capacitors C r1 and C r2 for resonance start charging and discharging. That is, the capacitor C r1 for resonance → the reactor Lr for resonance → the primary winding N L1 on the low side → the diode D G2 for preventing backflow → the switching element for commutation on the low side Q t2 → the low side line L2 → the first smoothing capacitor C1. (Bidirectional inverter) → High side line L1 → Resonance capacitor C r1 path and resonance capacitor C r2 → Resonance reactor Lr → Primary winding N L1 → Backflow prevention diode D G2 → Low side A current flows in the path of the commutation switching element Q t2 → low side line L2 → resonance capacitor C r2 , and the resonance operation is started.

この場合も、図１２（ｂ）の場合と同様にハイサイドの一次巻線ＮH1に上向きの逆起電力Ｅを発生させる。 In this case as well, an upward back electromotive force E is generated in the high-side primary winding N H1 as in the case of FIG. 12 (b).

整流回路１２での電流の流れは上記〔Ａ２〕と同様のものとなる（図１２（ｂ）参照）。この場合も、整流回路１２において導通状態となっている整流ダイオードはＤH1，ＤH2，ＤL1，ＤL2の４つすべてである。 The current flow in the rectifier circuit 12 is the same as that in [A2] above (see FIG. 12 (b)). In this case as well, the rectifying diodes in the conductive state in the rectifying circuit 12 are all four, D H1 , D H2 , D L1 , and D L 2.

〔Ａ４〕定常状態への遷移（図１３（ｂ）参照）
そして、共振用のコンデンサＣr2の両端電圧つまりローサイドのメインスイッチング素子Ｑm2の印加電圧が０レベルになった時点でそのメインスイッチング素子Ｑm2がターンオンする。このメインスイッチング素子Ｑm2のターンオンは、高周波共振現象によるソフトスイッチング（ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ））を利用するものであり、スイッチングロスが軽減されている。 [A4] Transition to steady state (see FIG. 13 (b))
Then, when the voltage across the resonance capacitor C r2 , that is, the applied voltage of the low-side main switching element Q m2 reaches the 0 level, the main switching element Q m2 turns on. The turn-on of the main switching element Q m2 utilizes soft switching (zero voltage switching (ZVS)) due to a high frequency resonance phenomenon, and switching loss is reduced.

ローサイドのメインスイッチング素子Ｑm2がターンオンした時点から共振用のリアクトルＬｒに流れる電流が徐々に減少し、それまでバッテリＢ→出力用のリアクトルＬout→共振用のリアクトルＬｒ→ローサイドの一次巻線ＮL1→逆流防止用のダイオードＤG2→ローサイドの転流用スイッチング素子Ｑt2→バッテリＢの経路で流れていた電流が、バッテリＢ→出力用のリアクトルＬout→ローサイドのメインスイッチング素子Ｑm2→バッテリＢの経路の流れへと遷移する。 From the time when the low-side main switching element Q m2 turns on, the current flowing through the reactor Lr for resonance gradually decreases, and until then, battery B → reactor Lout for output → reactor Lr for resonance → primary winding N L1 for resonance. → Diode for backflow prevention D G2 → Low-side commutation switching element Q t2 → Current flowing in the path of battery B is battery B → Reactor Lout for output → Low-side main switching element Q m2 → Path of battery B Transition to the flow of.

この場合も、上記同様にハイサイドの一次巻線ＮH1に上向きの逆起電力Ｅを発生させる。 In this case as well, an upward back electromotive force E is generated in the high-side primary winding N H1 in the same manner as described above.

整流回路１２での電流の流れは上記〔Ａ２〕，〔Ａ３〕と同様のものとなる（図１２（ｂ）、図１３（ａ）参照）。この場合も、整流回路１２において導通状態となっている整流ダイオードはＤH1，ＤH2，ＤL1，ＤL2の４つすべてである。 The current flow in the rectifier circuit 12 is the same as in [A2] and [A3] above (see FIGS. 12 (b) and 13 (a)). In this case as well, the rectifying diodes in the conductive state in the rectifying circuit 12 are all four, D H1 , D H2 , D L1 , and D L 2.

〔Ａ５〕定常状態（図１４（ａ）参照）
共振用のリアクトルＬｒの電流が無くなり、ローサイドの転流用スイッチング素子Ｑt2がターンオフする。この転流用スイッチング素子Ｑt2のターンオフはソフトスイッチング（ゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ））を利用するものであり、スイッチングロスが軽減されている。この定常状態では、電流は、バッテリＢ→出力用のリアクトルＬout→ローサイドのメインスイッチング素子Ｑm2→バッテリＢの経路のみを流れることになる。したがって、出力用のリアクトルＬoutがエネルギーを蓄積する。 [A5] Steady state (see FIG. 14A)
The current of the reactor Lr for resonance disappears, and the low-side commutation switching element Q t2 turns off. The turn-off of the commutation switching element Q t2 utilizes soft switching (zero current switching (ZCS)), and the switching loss is reduced. In this steady state, the current flows only in the path of battery B → reactor Lout for output → low-side main switching element Q m2 → battery B. Therefore, the reactor Lout for output stores energy.

ローサイドの一次巻線ＮL1には電流が流れないので、整流回路１２では電流が停止する。 Since no current flows through the low-side primary winding N L1 , the current stops in the rectifier circuit 12.

〔Ａ６〕転流開始（図１４（ｂ）参照）
ローサイドのメインスイッチング素子Ｑm2がターンオフされる。その瞬間から電流が共振用のコンデンサＣr2へ転流し、共振用のコンデンサＣr2へ充電が行われる。メインスイッチング素子Ｑm2の両端電圧がゆっくり上昇するのに対し、電流は素早く共振用のコンデンサＣr2へ転移するため、スイッチングロスはほとんど生じない。 [A6] Start of commutation (see FIG. 14B)
The low-side main switching element Q m2 is turned off. From that moment, the current is commutated to the resonance capacitor C r2 , and the resonance capacitor C r2 is charged. While the voltage across the main switching element Q m2 rises slowly, the current quickly transfers to the resonance capacitor C r2 , so switching loss hardly occurs.

ＡＲＣＰ回路１０を装備させた理由は次のとおりである。 The reason for equipping the ARC P circuit 10 is as follows.

放電モードの場合に図１２（ａ）の状態と図１４（ａ）の状態を突き合わせることで大局的に昇圧チョッパの構成を見ると、第２の平滑コンデンサＣ２の両端子間に出力用のリアクトルＬoutとメインスイッチング素子Ｑm2との直列回路が接続され、さらにメインスイッチング素子Ｑm2の両端子間にダイオードＤm1（ハイサイドのメインスイッチング素子Ｑm1の逆並列接続の寄生ダイオード）と第１の平滑コンデンサＣ１との直列回路が接続されていて、これは昇圧チョッパの機能を有している。 Looking at the configuration of the step-up chopper from a global perspective by matching the state of FIG. 12 (a) with the state of FIG. 14 (a) in the discharge mode, the output is used between both terminals of the second smoothing capacitor C2. A series circuit of the reactor Lout and the main switching element Q m2 is connected, and a diode D m1 (a parasitic diode connected in antiparallel to the high-side main switching element Q m1 ) and the first one are further connected between both terminals of the main switching element Q m2 . A series circuit with the smoothing capacitor C1 is connected, which has the function of a step-up chopper.

ローサイドのメインスイッチング素子Ｑm2のスイッチングによって昇圧チョッパの機能を発揮させるのであるが、そのメインスイッチング素子Ｑm2をターンオンさせるに際して、その前段階で、ローサイドの転流用スイッチング素子Ｑt2をオンにすることでローサイドのメインスイッチング素子Ｑm2をソフトスイッチング方式でターンオンさせることができ、変換効率を向上させることができる。 The function of the step-up chopper is exerted by switching the low-side main switching element Q m2 , but when turning on the main switching element Q m2 , the low-side commutation switching element Q t2 must be turned on before that. The low-side main switching element Q m2 can be turned on by a soft switching method, and the conversion efficiency can be improved.

〔Ｂ〕充電モード
〔Ｂ１〕出力用のリアクトルＬoutの蓄電（図１５（ａ）参照）
ハイサイドおよびローサイドのメインスイッチング素子Ｑm1，Ｑm2、ハイサイドおよびローサイドの転流用スイッチング素子Ｑt1，Ｑt2のいずれもがオフ状態にあって、出力用のリアクトルＬoutがエネルギーを蓄積し、バッテリＢ→ローサイドのメインスイッチング素子Ｑm2の逆並列接続の寄生ダイオードＤm2→出力用のリアクトルＬout→バッテリＢの経路で電流が流れ、バッテリＢに対し充電が行われる。これは、転流動作以前の定常状態である。転流前にあっては、転流制御回路１１には電流は流れず、整流回路１２にも電流は流れない。 [B] Charging mode [B1] Storage of reactor Lout for output (see FIG. 15 (a))
The high-side and low-side main switching elements Q m1 and Q m2 , and the high-side and low-side commutation switching elements Q t1 and Q t2 are all in the off state, and the reactor Lout for output stores energy and the battery. B → Parasitic diode D m2 connected in antiparallel to the low-side main switching element Q m2 → Reactor Lout for output → Current flows in the path of battery B, and battery B is charged. This is the steady state before the commutation operation. Before commutation, no current flows through the commutation control circuit 11 and no current flows through the rectifier circuit 12.

〔Ｂ２〕転流開始（図１５（ｂ）参照）
転流制御回路１１におけるハイサイドの転流用スイッチング素子Ｑt1がターンオンする。すると、上記〔Ｂ１〕でローサイドのメインスイッチング素子Ｑm2の逆並列接続の寄生ダイオードＤm2→出力用のリアクトルＬout→バッテリＢの経路を流れていた電流が徐々に転流し、第１の平滑コンデンサＣ１（双方向インバータ）→ハイサイドの転流用スイッチング素子Ｑt1→ハイサイドの一次巻線ＮH1→共振用のリアクトルＬｒ→出力用のリアクトルＬout→バッテリＢ→第１の平滑コンデンサＣ１の経路での電流に遷移する。すなわち、双方向インバータから端子Ｔp1と端子Ｔn1間に出力された電圧が第１の平滑コンデンサＣ１間に印加され、バッテリＢを充電しつつ双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを介して端子Ｔp1から端子Ｔn1に向けて電流が流れる。ハイサイドの一次巻線ＮH1から二次巻線ＮHL2に誘起された電力により、整流回路１２において、二次巻線ＮHL2→整流ダイオードＤH1→第１の平滑コンデンサＣ１→整流ダイオードＤL1→二次巻線ＮHL2の経路と、二次巻線ＮHL2→整流ダイオードＤH2→第１の平滑コンデンサＣ１→整流ダイオードＤL2→二次巻線ＮHL2の経路とに電流が流れ、バッテリＢへの充電とともに第１の平滑コンデンサＣ１に対する充放電が行われる。 [B2] Start of commutation (see FIG. 15 (b))
The high-side commutation switching element Q t1 in the commutation control circuit 11 turns on. Then, in the above [B1], the parasitic diode D m2 of the low-side main switching element Q m2 connected in antiparallel connection → the reactor Lout for output → the current flowing in the path of the battery B gradually commutates, and the first smoothing capacitor C1 (bidirectional inverter) → High-side commutation switching element Q t1 → High-side primary winding N H1 → Resonant reactor Lr → Output reactor Lout → Battery B → First smoothing capacitor C1 Transition to the current of. That is, the voltage output from the bidirectional inverter between the terminal T p1 and the terminal T n1 is applied between the first smoothing capacitor C1 and from the terminal T p1 via the bidirectional DC / DC converter while charging the battery B. A current flows toward the terminal T n1 . In the rectifier circuit 12, the power induced from the high-side primary winding N H1 to the secondary winding N HL2 causes the secondary winding N HL2 → rectifier diode D H1 → first smoothing capacitor C1 → rectifier diode D L1 . → Secondary winding N HL2 path and secondary winding N HL2 → Rectifier diode D H2 → First smoothing capacitor C1 → Rectifier diode D L2 → Secondary winding N HL2 path, current flows and battery Along with charging B, charging and discharging of the first smoothing capacitor C1 is performed.

ハイサイドの一次巻線ＮH1に電流が流れることにより、磁気結合を介して二次巻線ＮHL2に電流が誘起され、さらにこの二次巻線ＮHL2に流れる電流が磁気結合による電磁誘導によってローサイドの一次巻線ＮL1に上向きの逆起電力Ｅを発生させる。それに起因して転流制御回路１１に逆流が生じることを回避するために、転流制御回路１１のローサイド部分に逆流防止用のダイオードＤG2を挿入している。 When a current flows through the high-side primary winding N H1 , a current is induced in the secondary winding N HL2 via magnetic coupling, and the current flowing through this secondary winding N HL2 is electromagnetically induced by magnetic coupling. An upward back electromotive force E is generated in the low-side primary winding N L1 . In order to prevent backflow from occurring in the commutation control circuit 11 due to this, a backflow prevention diode D G2 is inserted in the low side portion of the commutation control circuit 11.

整流回路１２において導通状態となっている整流ダイオードはＤH1，ＤH2，ＤL1，ＤL2の４つすべてである。 The rectifying diodes in the conduction state in the rectifying circuit 12 are all four, D H1 , D H2 , D L1 , and D L 2.

〔Ｂ３〕ＬＣ共振（図１６（ａ）参照）
上記〔Ｂ２〕の状態で共振用のリアクトルＬｒを流れる電流が出力用のリアクトルＬoutを流れる電流を超えると、共振用のコンデンサＣr1，Ｃr2が充放電を開始する。すなわち、共振用のコンデンサＣr1→ハイサイドの転流用スイッチング素子Ｑt1→ハイサイドの一次巻線ＮH1→共振用のリアクトルＬｒ→共振用のコンデンサＣr1の経路と、共振用のコンデンサＣr2→第１の平滑コンデンサＣ１（双方向インバータ）→ハイサイドの転流用スイッチング素子Ｑt1→ハイサイドの一次巻線ＮH1→共振用のリアクトルＬｒ→共振用のコンデンサＣr2の経路で電流が流れ、共振動作が開始される。 [B3] LC resonance (see FIG. 16A)
When the current flowing through the reactor Lr for resonance exceeds the current flowing through the reactor Lout for output in the state of [B2] above, the capacitors C r1 and C r2 for resonance start charging and discharging. That is, the capacitor C r1 for resonance → the switching element for commutation on the high side Q t1 → the primary winding N H1 on the high side → the reactor Lr for resonance → the path of the capacitor C r1 for resonance and the capacitor C r2 for resonance. → 1st smoothing capacitor C1 (bidirectional capacitor) → High-side commutation switching element Q t1 → High-side primary winding N H1 → Resonance reactor Lr → Resonance capacitor C r2 current flows , Resonance operation is started.

この場合も、図１５（ｂ）の場合と同様にローサイドの一次巻線ＮL1に上向きの逆起電力Ｅを発生させる。 In this case as well, an upward back electromotive force E is generated in the low-side primary winding N L1 as in the case of FIG. 15 (b).

整流回路１２での電流の流れは上記〔Ｂ２〕と同様のものとなる（図１５（ｂ）参照）。この場合も、整流回路１２において導通状態となっている整流ダイオードはＤH1，ＤH2，ＤL1，ＤL2の４つすべてである。 The current flow in the rectifier circuit 12 is the same as that in [B2] above (see FIG. 15B). In this case as well, the rectifying diodes in the conductive state in the rectifying circuit 12 are all four, D H1 , D H2 , D L1 , and D L 2.

〔Ｂ４〕定常状態への遷移（図１６（ｂ）参照）
そして、共振用のコンデンサＣr1の両端電圧つまりハイサイドのメインスイッチング素子Ｑm1の印加電圧が０レベルになった時点でそのメインスイッチング素子Ｑm1がターンオンする。このメインスイッチング素子Ｑm1のターンオンは、高周波共振現象によるソフトスイッチング（ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ））を利用するものであり、スイッチングロスが軽減されている。 [B4] Transition to steady state (see FIG. 16 (b))
Then, when the voltage across the resonance capacitor C r1 , that is, the applied voltage of the high-side main switching element Q m1 reaches the 0 level, the main switching element Q m1 turns on. The turn-on of the main switching element Q m1 utilizes soft switching (zero voltage switching (ZVS)) due to a high-frequency resonance phenomenon, and switching loss is reduced.

ハイサイドのメインスイッチング素子Ｑm1がターンオンした時点から共振用のリアクトルＬｒに流れる電流が徐々に減少し、それまで第１の平滑コンデンサＣ１（双方向インバータ）→ハイサイドの転流用スイッチング素子Ｑt1→ハイサイドの一次巻線ＮH1→共振用のリアクトルＬｒ→出力用のリアクトルＬout→バッテリＢ→第１の平滑コンデンサＣ１（双方向インバータ）の経路で流れていた電流が、第１の平滑コンデンサＣ１（双方向インバータ）→ハイサイドのメインスイッチング素子Ｑm1→出力用のリアクトルＬout→バッテリＢ→第１の平滑コンデンサＣ１（双方向インバータ）の経路の流れへと遷移する。 From the time when the high-side main switching element Q m1 turns on, the current flowing through the reactor Lr for resonance gradually decreases, and until then, the first smoothing capacitor C1 (bidirectional inverter) → the high-side commutation switching element Q t1 → High-side primary winding N H1 → Resonant reactor Lr → Output reactor Lout → Battery B → First smoothing capacitor The current flowing in the path of C1 (bidirectional inverter) is the first smoothing capacitor. The transition is from C1 (bidirectional inverter) → high-side main switching element Q m1 → reactor Lout for output → battery B → first smoothing capacitor C1 (bidirectional inverter) path flow.

この場合も、上記同様にローサイドの一次巻線ＮL1に上向きの逆起電力Ｅを発生させる。 In this case as well, an upward back electromotive force E is generated in the low-side primary winding N L1 in the same manner as described above.

整流回路１２での電流の流れは上記〔Ｂ２〕，〔Ｂ３〕と同様のものとなる（図１５（ｂ）、図１６（ａ）参照）。この場合も、整流回路１２において導通状態となっている整流ダイオードはＤH1，ＤH2，ＤL1，ＤL2の４つすべてである。 The current flow in the rectifier circuit 12 is the same as in [B2] and [B3] above (see FIGS. 15 (b) and 16 (a)). In this case as well, the rectifying diodes in the conductive state in the rectifying circuit 12 are all four, D H1 , D H2 , D L1 , and D L 2.

〔Ｂ５〕定常状態（図１７（ａ）参照）
共振用のリアクトルＬｒの電流が無くなり、ハイサイドの転流用スイッチング素子Ｑt1がターンオフする。この転流用スイッチング素子Ｑt1のターンオフはソフトスイッチング（ゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ））を利用するものであり、スイッチングロスが軽減されている。この定常状態では、電流は、第１の平滑コンデンサＣ１（双方向インバータ）→ハイサイドのメインスイッチング素子Ｑm1→出力用のリアクトルＬout→バッテリＢ→第１の平滑コンデンサＣ１（双方向インバータ）の経路のみを流れることになる。したがって、出力用のリアクトルＬoutがエネルギーを放出する。 [B5] Steady state (see FIG. 17A)
The current of the reactor Lr for resonance disappears, and the high-side commutation switching element Q t1 turns off. The turn-off of the commutation switching element Q t1 utilizes soft switching (zero current switching (ZCS)), and the switching loss is reduced. In this steady state, the current is the first smoothing capacitor C1 (bidirectional inverter) → high-side main switching element Q m1 → reactor Lout for output → battery B → first smoothing capacitor C1 (bidirectional inverter). Only the route will flow. Therefore, the reactor Lout for output releases energy.

ハイサイドの一次巻線ＮH1には電流が流れないので、整流回路１２では電流が停止する。 Since no current flows through the high-side primary winding N H1 , the current stops in the rectifier circuit 12.

〔Ｂ６〕転流開始（図１７（ｂ）参照）
ハイサイドのメインスイッチング素子Ｑm1がターンオフされる。その瞬間から電流が共振用のコンデンサＣr1へ転流し、共振用のコンデンサＣr1へ充電が行われる。メインスイッチング素子Ｑm1の両端電圧がゆっくり上昇するのに対し、電流は素早く共振用のコンデンサＣr1へ転移するため、スイッチングロスはほとんど生じない。この状態では、電流は、第１の平滑コンデンサＣ１（双方向インバータ）→共振用のコンデンサＣr1→出力用のリアクトルＬout→バッテリＢ→第１の平滑コンデンサＣ１（双方向インバータ）の経路のみを流れることになる。 [B6] Start of commutation (see FIG. 17B)
The high-side main switching element Q m1 is turned off. From that moment, the current is transferred to the resonance capacitor C r1 and the resonance capacitor C r1 is charged. While the voltage across the main switching element Q m1 rises slowly, the current quickly transfers to the resonance capacitor C r1 , so switching loss hardly occurs. In this state, the current passes only through the path of the first smoothing capacitor C1 (bidirectional inverter) → the capacitor C r1 for resonance → the reactor Lout for output → the battery B → the first smoothing capacitor C1 (bidirectional inverter). It will flow.

上記の〔Ｂ１〕～〔Ｂ６〕のように推移する動作において、転流制御回路１１から整流回路１２への磁気結合による電磁誘導の状態は次のようになっている。 In the operation transitioning as described above [B1] to [B6], the state of electromagnetic induction by magnetic coupling from the commutation control circuit 11 to the rectifier circuit 12 is as follows.

充電モードの場合に図１５（ａ）の状態と図１７（ａ）の状態を突き合わせることで大局的に降圧チョッパの構成を見ると、第１の平滑コンデンサＣ１の両端子間にメインスイッチング素子Ｑm1とダイオードＤm2（ローサイドのメインスイッチング素子Ｑm2の逆並列接続の寄生ダイオード）との直列回路が接続され、さらにダイオードＤm2の両端子間に出力用のリアクトルＬoutと第２の平滑コンデンサＣ２との直列回路が接続されていて、これは降圧チョッパの機能を有している。 Looking at the configuration of the step-down chopper from a global perspective by matching the state of FIG. 15 (a) with the state of FIG. 17 (a) in the charging mode, the main switching element between both terminals of the first smoothing capacitor C1. A series circuit of Q m1 and a diode D m2 (a parasitic diode connected in antiparallel to the low-side main switching element Q m2 ) is connected, and a reactor Lout for output and a second smoothing capacitor are connected between both terminals of the diode D m2 . A series circuit with C2 is connected, which has the function of a step-down chopper.

ハイサイドのメインスイッチング素子Ｑm1のスイッチングによって降圧チョッパの機能を発揮させるのであるが、そのメインスイッチング素子Ｑm1をターンオンさせるに際して、その前段階で、ハイサイドの転流用スイッチング素子Ｑt1をオンにすることでハイサイドのメインスイッチング素子Ｑm1をソフトスイッチング方式でターンオンさせることができ、変換効率を向上させることができる。 The function of the step-down chopper is exerted by switching the high-side main switching element Q m1 , but before turning on the main switching element Q m1 , the high-side commutation switching element Q t1 is turned on. By doing so, the high-side main switching element Q m1 can be turned on by a soft switching method, and the conversion efficiency can be improved.

“高効率・双方向絶縁型ＤＣＤＣコンバータ”、[online]、2014年、ポニー電機株式会社、［平成30年1月11日検索］、インターネット<URL:http://pony-e.jp/High_efficiency_bi-directional_insulated_DCDCconverter.pdf>"High-efficiency, bidirectional isolated DCDC converter", [online], 2014, Pony Electric Co., Ltd., [Searched on January 11, 2018], Internet <URL: http://pony-e.jp/High_efficiency_bi -directional_insulated_DCDCconverter.pdf>

上記の従来例にあっては、ＡＲＣＰ回路１０における転流制御回路１１と整流回路１２とを磁気結合するトランスを充放電兼用のトランスとしている。すなわち、トランスの一次巻線を、ハイサイドの一次巻線ＮH1とローサイドの一次巻線ＮL1とを直結したセンタータップ方式の巻線としている。二次巻線ＮHL2はセンタータップ方式の一対の一次巻線ＮH1，ＮL1に共通の巻線となっている。鉄心がハイサイドの一次巻線ＮH1、ローサイドの一次巻線ＮL1および二次巻線ＮHL2の３つの巻線で共有されているため、上記したように、放電モードにおいては、ローサイドの一次巻線ＮL1に電流が流れることに起因してハイサイドの一次巻線ＮH1に上向きの逆起電力Ｅが発生し、また、充電モードにおいては、ハイサイドの一次巻線ＮH1に電流が流れることに起因してローサイドの一次巻線ＮL1に上向きの逆起電力Ｅが発生することになる。そこで、転流制御回路１１に逆流が生じることを回避するために、逆流防止用のダイオードＤG1，ＤG2を挿入している。 In the above-mentioned conventional example, the transformer that magnetically couples the commutation control circuit 11 and the rectifier circuit 12 in the ARCP circuit 10 is used as a transformer for both charging and discharging. That is, the primary winding of the transformer is a center tap type winding in which the high-side primary winding N H1 and the low-side primary winding N L1 are directly connected. The secondary winding N H L2 is a winding common to the pair of center tap type primary windings N H1 and N L1 . Since the iron core is shared by the three windings of the high-side primary winding N H1, the low-side primary winding N L1 and the secondary winding N H L2, as described above, in the discharge mode, the low-side primary winding is used. An upward back electromotive force E is generated in the high-side primary winding N H1 due to the current flowing in the winding N L1 , and in the charging mode, the current is generated in the high-side primary winding N H1 . Due to the flow, an upward back electromotive force E is generated in the low-side primary winding N L1 . Therefore, in order to prevent backflow from occurring in the commutation control circuit 11, diodes DG1 and DG2 for preventing backflow are inserted.

しかし、これら２つの逆流防止用のダイオードＤG1，ＤG2に電流が流れる期間は全期間の約半分ほどもあり（図１２（ｂ）、図１３（ａ），（ｂ）、図１５（ｂ）、図１６（ａ），（ｂ）参照），大きな損失を招いていた。 However, the period during which current flows through these two backflow prevention diodes DG1 and DG2 is about half of the total period (FIGS. 12 (b), 13 (a), (b), and 15 (b). ), Fig. 16 (a), (b)), which caused a large loss.

近時の蓄電システムにあっては、コスト低減のために蓄電池の直列数を減らす傾向にある。しかし、蓄電池の直列数を減らすと電池電圧も低下するため、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにおける昇降圧チョッパの昇降圧比を増加させなければならず、それが原因で変換効率の悪化を招いていた。 In recent power storage systems, there is a tendency to reduce the number of storage batteries in series in order to reduce costs. However, when the number of storage batteries in series is reduced, the battery voltage also decreases, so that the buck-boost ratio of the buck-boost chopper in the bidirectional DC / DC converter must be increased, which causes deterioration of conversion efficiency.

上記したＡＲＣＰ回路を備えた双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、ＡＲＣＰ回路を備えないものに比べて変換効率が優れているものの、上記した逆流防止に起因する損失のため、近時の昇降圧チョッパの昇降圧比の増加に伴う変換効率の悪化を補う観点からは、さらなる改良の余地が残されていた。 Although the bidirectional DC / DC converter equipped with the above-mentioned ARCP circuit has excellent conversion efficiency as compared with the one without the above-mentioned ARCP circuit, due to the loss caused by the above-mentioned backflow prevention, the buck-boost chopper in recent years From the viewpoint of compensating for the deterioration of the conversion efficiency due to the increase in the buck-boost ratio, there was room for further improvement.

本発明はこのような事情に鑑みて創作したものであり、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータに関して、変換効率のさらなる改善を図ることを目的としている。 The present invention has been created in view of such circumstances, and an object of the present invention is to further improve the conversion efficiency of a bidirectional DC / DC converter.

本発明は、次の手段を講じることにより上記の課題を解決する。 The present invention solves the above problems by taking the following measures.

本発明による双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、
一方端側のハイサイド入出力端子とローサイド入出力端子との間に接続された第１の平滑コンデンサと、
他方端側のハイサイド入出力端子とローサイド入出力端子との間に接続された第２の平滑コンデンサと、
前記一方端側のハイサイド入出力端子と前記他方端側のハイサイド入出力端子とを接続するハイサイドラインに挿入されたハイサイドのメインスイッチング素子と出力用のリアクトルとの直列回路と、
前記一方端側のローサイド入出力端子と前記他方端側のローサイド入出力端子とを接続するローサイドラインと、前記ハイサイドのメインスイッチング素子と前記出力用のリアクトルを接続する第１の接続ノードとの間に挿入されたローサイドのメインスイッチング素子と、
前記ハイサイドラインと前記ローサイドラインとの間に接続されたＡＲＣＰ回路とを備え、
前記ＡＲＣＰ回路は転流制御回路と整流回路からなり、
前記転流制御回路は、
前記第１の接続ノードに一端が接続された共振用のリアクトルと、前記共振用のリアクトルの他端に接続されたトランスと、前記トランスの一次巻線と前記ハイサイドラインとの間に接続されたハイサイドの転流用スイッチング素子と、前記トランスの一次巻線と前記ローサイドラインとの間に接続されたローサイドの転流用スイッチング素子とを有し、
前記整流回路は、前記トランスの二次巻線に誘起される電力を受電可能な状態で前記ハイサイドラインと前記ローサイドラインとの間に接続され、前記第１の平滑コンデンサに対して前記ハイサイドライン側から前記ローサイドライン側に向けた一方向にのみ電流を供給するように構成され、
前記トランスは、
前記ハイサイドの転流用スイッチング素子に一次巻線が接続されたハイサイドのトランスと、前記ローサイドの転流用スイッチング素子に一次巻線が接続されたローサイドのトランスとを有し、前記ハイサイドのトランスと前記ローサイドのトランスとが実質的に磁気結合することなく互いに分離配置されていることを特徴とする。 The bidirectional DC / DC converter according to the present invention is
A first smoothing capacitor connected between the high-side input / output terminal and the low-side input / output terminal on one end side,
A second smoothing capacitor connected between the high-side input / output terminal and the low-side input / output terminal on the other end side,
A series circuit of a high-side main switching element inserted in the high-side line connecting the high-side input / output terminal on one end side and the high-side input / output terminal on the other end side and a reactor for output, and a series circuit.
A low-side line connecting the low-side input / output terminal on one end side and the low-side input / output terminal on the other end side, and a first connection node connecting the high-side main switching element and the reactor for output. The low-side main switching element inserted between them,
It comprises an ARCP circuit connected between the high side line and the low side line.
The ARCP circuit consists of a commutation control circuit and a rectifier circuit.
The commutation control circuit is
A resonance reactor having one end connected to the first connection node, a transformer connected to the other end of the resonance reactor, and a transformer connected between the primary winding of the transformer and the high side line. It has a high-side commutation switching element and a low-side commutation switching element connected between the primary winding of the transformer and the low-side line.
The rectifier circuit is connected between the high side line and the low side line in a state where it can receive the electric power induced in the secondary winding of the transformer, and the high side with respect to the first smoothing capacitor. It is configured to supply current only in one direction from the line side toward the low side line side.
The transformer is
A high-side transformer having a primary winding connected to the high-side commutation switching element and a low-side transformer having a primary winding connected to the low-side commutation switching element. It is characterized in that the low-side transformer and the low-side transformer are separated from each other without substantially magnetically coupling.

上記した従来例との比較において本発明の特徴を記述すると、転流制御回路と整流回路との磁気結合のための構成要素について、従来、充放電兼用トランスとしていたところ、本発明では、放電用トランスと充電用トランスとに分離した構成とすることを特徴としている。 To describe the features of the present invention in comparison with the above-mentioned conventional examples, the components for magnetic coupling between the commutation control circuit and the rectifier circuit have conventionally been used as charge / discharge transformers, but in the present invention, they are for discharge. The feature is that the transformer and the charging transformer are separated from each other.

このように転流制御回路と整流回路との磁気結合のためのトランスについて、従来の充放電兼用トランスに代えて、放電用トランスと充電用トランスとに分離してあるので、ＡＲＣＰ回路でソフトスイッチングの共振動作をさせるに際し、ローサイドの一次巻線に対する励磁がハイサイドの一次巻線に逆起電力を発生させることがなく、またハイサイドの一次巻線に対する励磁がローサイドの一次巻線に逆起電力を発生させることもない。その結果、ＡＲＣＰ回路のハイサイド部分にもローサイド部分にも従来例のように逆流防止用のダイオードを挿入する必要がなくなり、その逆流防止用のダイオードで消費される電力を節約することが可能となる。 In this way, the transformer for magnetic coupling between the commutation control circuit and the rectifier circuit is separated into a discharge transformer and a charging transformer instead of the conventional charge / discharge transformer, so soft switching is performed in the ARCP circuit. The excitation to the low-side primary winding does not generate a counter electromotive force in the high-side primary winding, and the excitation to the high-side primary winding causes the back electromotive force to the low-side primary winding. It does not generate any power. As a result, it is no longer necessary to insert a backflow prevention diode in both the high side and low side parts of the ARCP circuit as in the conventional example, and it is possible to save the power consumed by the backflow prevention diode. Become.

また、整流回路において第１の平滑コンデンサへ充電を行わせるために備える整流ダイオードの回路構成を簡素化して、その整流ダイオードでの損失を低減することが可能となる。 Further, it is possible to simplify the circuit configuration of the rectifier diode provided for charging the first smoothing capacitor in the rectifier circuit and reduce the loss in the rectifier diode.

上記構成の本発明の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータには、次のような好ましい態様がある。すなわち、
前記ハイサイドおよびローサイドの二次巻線はいずれもセンタータップ方式の巻線に構成され、
前記ハイサイドのセンタータップ方式の二次巻線は、その一端および他端がそれぞれ整流ダイオードを介して前記ハイサイドラインに接続され、そのセンタータップが前記ローサイドラインに直接に接続され、
前記ローサイドのセンタータップ方式の二次巻線は、その一端および他端がそれぞれ整流ダイオードを介して前記ローサイドラインに接続され、そのセンタータップが前記ハイサイドラインに直接に接続されている、という態様がある。このように構成すれば、放電モードと充電モードの両モードですべての整流ダイオードを導通させる必要がなく、各モード専用の整流ダイオードの状態で配線すればよいので、整流ダイオードでの損失を低減する構成が簡単になる。 The bidirectional DC / DC converter of the present invention having the above configuration has the following preferred embodiments. That is,
Both the high-side and low-side secondary windings are configured as center tap type windings.
One end and the other end of the high-side center tap type secondary winding are connected to the high-side line via a rectifying diode, and the center tap is directly connected to the low-side line.
One end and the other end of the low-side center tap type secondary winding are connected to the low-side line via a rectifying diode, and the center tap is directly connected to the high-side line. There is. With this configuration, it is not necessary to conduct all the rectifying diodes in both the discharge mode and the charge mode, and the wiring can be performed in the state of the rectifying diode dedicated to each mode, so that the loss in the rectifying diode is reduced. Easy to configure.

また、本発明による別の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、
一方端側のハイサイド入出力端子とローサイド入出力端子との間に接続された第１の平滑コンデンサと、
他方端側のハイサイド入出力端子とローサイド入出力端子との間に接続された第２の平滑コンデンサと、
前記一方端側のハイサイド入出力端子と前記他方端側のハイサイド入出力端子とを接続するハイサイドラインに挿入されたハイサイドのメインスイッチング素子と出力用のリアクトルとの直列回路と、
前記一方端側のローサイド入出力端子と前記他方端側のローサイド入出力端子とを接続するローサイドラインと、前記ハイサイドのメインスイッチング素子と前記出力用のリアクトルを接続する第１の接続ノードとの間に挿入されたローサイドのメインスイッチング素子と、
前記ハイサイドラインと前記ローサイドラインとの間に接続されたＡＲＣＰ回路とを備え、
前記ＡＲＣＰ回路は転流制御回路と整流回路からなり、
前記転流制御回路は、
前記第１の接続ノードに一端が接続された共振用のリアクトルと、前記共振用のリアクトルの他端に接続されたトランスと、前記トランスの一次巻線と前記ハイサイドラインとの間に接続されたハイサイドの転流用スイッチング素子と、前記トランスの一次巻線と前記ローサイドラインとの間に接続されたローサイドの転流用スイッチング素子とを有し、
前記整流回路は、前記トランスの二次巻線に誘起される電力を受電可能な状態で前記ハイサイドラインと前記ローサイドラインとの間に接続され、前記第１の平滑コンデンサに対して前記ハイサイドライン側から前記ローサイドライン側に向けた一方向にのみ電流を供給するように構成され、
前記トランスは、
前記一次巻線がセンタータップを境にハイサイド一次巻線部分とローサイド一次巻線部分とからなり、前記センタータップが前記共振用のリアクトルに接続され、前記ハイサイド一次巻線部分が前記ハイサイドの転流用スイッチング素子と接続され、前記ローサイド一次巻線部分が前記ローサイドの転流用スイッチング素子に接続されているとともに、前記ハイサイド一次巻線部分と前記ローサイド一次巻線部分とは互いに逆方向に巻かれていることを特徴とする。 Further, another bidirectional DC / DC converter according to the present invention is
A first smoothing capacitor connected between the high-side input / output terminal and the low-side input / output terminal on one end side,
A second smoothing capacitor connected between the high-side input / output terminal and the low-side input / output terminal on the other end side,
A series circuit of a high-side main switching element inserted in the high-side line connecting the high-side input / output terminal on one end side and the high-side input / output terminal on the other end side and a reactor for output, and a series circuit.
A low-side line connecting the low-side input / output terminal on one end side and the low-side input / output terminal on the other end side, and a first connection node connecting the high-side main switching element and the reactor for output. The low-side main switching element inserted between them,
It comprises an ARCP circuit connected between the high side line and the low side line.
The ARCP circuit consists of a commutation control circuit and a rectifier circuit.
The commutation control circuit is
A resonance reactor having one end connected to the first connection node, a transformer connected to the other end of the resonance reactor, and a transformer connected between the primary winding of the transformer and the high side line. It has a high-side commutation switching element and a low-side commutation switching element connected between the primary winding of the transformer and the low-side line.
The rectifier circuit is connected between the high side line and the low side line in a state where it can receive the electric power induced in the secondary winding of the transformer, and the high side with respect to the first smoothing capacitor. It is configured to supply current only in one direction from the line side toward the low side line side.
The transformer is
The primary winding is composed of a high-side primary winding portion and a low-side primary winding portion with the center tap as a boundary, the center tap is connected to the reactor for resonance, and the high-side primary winding portion is the high-side. The low-side primary winding portion is connected to the low-side commutation switching element, and the high-side primary winding portion and the low-side primary winding portion are in opposite directions to each other. It is characterized by being wound.

転流制御回路と整流回路との磁気結合のための構成要素であるトランスについて、センタータップ方式の一次巻線を有するタイプのトランスであっても、その一次巻線におけるハイサイド一次巻線部分とローサイド一次巻線部分との巻き方向を互いに逆にすることで、動作上、使用していない側の巻線に発生する電圧によって電流が流れるルートが存在しない。具体的には、ＡＲＣＰ回路でソフトスイッチングの共振動作をさせるに際し、ローサイドの転流用スイッチング素子を導通させた際にハイサイド一次巻線部分に電圧が発生しても当該発生した電圧により電流が流れるルートが存在しない。また、ハイサイドの転流用スイッチング素子を導通させた際にローサイド一次巻線部分に電圧が発生しても当該発生した電圧により電流が流れるルートが存在しない。その結果、ＡＲＣＰ回路のハイサイド部分にもローサイド部分にも従来例のように逆流防止用のダイオードを挿入する必要がなくなり、その逆流防止用のダイオードで消費される電力を節約することが可能となる。 Regarding the transformer that is a component for magnetic coupling between the commutation control circuit and the rectifying circuit, even if it is a type transformer that has a center tap type primary winding, the high side primary winding part in the primary winding By reversing the winding direction with the low-side primary winding portion, there is no route through which current flows due to the voltage generated in the winding on the unused side in terms of operation. Specifically, when the soft switching resonance operation is performed in the ARCP circuit, even if a voltage is generated in the high-side primary winding portion when the low-side commutation switching element is conducted, a current flows due to the generated voltage. The route does not exist. Further, even if a voltage is generated in the low-side primary winding portion when the high-side commutation switching element is conducted, there is no route through which the current flows due to the generated voltage. As a result, it is no longer necessary to insert a backflow prevention diode in both the high side and low side parts of the ARCP circuit as in the conventional example, and it is possible to save the power consumed by the backflow prevention diode. Become.

また、整流回路において第１の平滑コンデンサへ充電を行わせるために備える整流ダイオードの回路構成を簡素化して、その整流ダイオードでの損失を低減することが可能となる。 Further, it is possible to simplify the circuit configuration of the rectifier diode provided for charging the first smoothing capacitor in the rectifier circuit and reduce the loss in the rectifier diode.

上記の磁気結合を相殺する方式の本発明の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータには、次のような好ましい態様がある。すなわち、前記二次巻線はセンタータップ方式の巻線に構成され、このセンタータップ方式の二次巻線はその一端および他端がそれぞれ整流ダイオードを介して前記ハイサイドラインに接続されている、という態様がある。このように構成すれば、第１の平滑コンデンサに対してハイサイドライン側からローサイドライン側に向けた一方向にのみ電流を供給する整流回路について、その回路構成を簡素化することが可能となる。 The bidirectional DC / DC converter of the present invention of the method of canceling the above magnetic coupling has the following preferable aspects. That is, the secondary winding is configured as a center tap type winding, and one end and the other end of the center tap type secondary winding are connected to the high side line via a rectifying diode, respectively. There is an aspect. With this configuration, it is possible to simplify the circuit configuration of the rectifier circuit that supplies current to the first smoothing capacitor only in one direction from the high side line side to the low side line side. ..

本発明によれば、ＡＲＣＰ回路でソフトスイッチングの共振動作において、ローサイドの一次巻線とハイサイドの一次巻線との励磁の相互干渉をなくして、あるいはハイサイド一次巻線部分とローサイド一次巻線部分どうし間の二次巻線を介しての磁気結合を実質的に相殺することにより逆起電力の発生を防止するので、従来必要とした逆流防止用のダイオードを省略でき、電力消費の節約を図ることができる。また、第１の平滑コンデンサを充電するための整流ダイオードの回路構成を簡素化して、ダイオード損失を低減することができる。 According to the present invention, in the resonance operation of soft switching in the ARCP circuit, the mutual interference of excitation between the low-side primary winding and the high-side primary winding is eliminated, or the high-side primary winding portion and the low-side primary winding are eliminated. Since the generation of back electromotive force is prevented by substantially canceling the magnetic coupling through the secondary winding between the parts, it is possible to omit the conventionally required backflow prevention diode and save power consumption. Can be planned. Further, the circuit configuration of the rectifying diode for charging the first smoothing capacitor can be simplified to reduce the diode loss.

本発明の実施例における双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す回路図A circuit diagram showing a configuration of a bidirectional DC / DC converter according to an embodiment of the present invention. 実施例の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの動作説明図（その１）Operation explanatory diagram of the bidirectional DC / DC converter of the embodiment (No. 1) 実施例の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの動作説明図（その２）Operation explanatory diagram of the bidirectional DC / DC converter of the embodiment (Part 2) 実施例の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの動作説明図（その３）Operation explanatory diagram of the bidirectional DC / DC converter of the embodiment (No. 3) 実施例の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの動作説明図（その４）Operation explanatory diagram of the bidirectional DC / DC converter of the embodiment (No. 4) 実施例の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの動作説明図（その５）Operation explanatory diagram of the bidirectional DC / DC converter of the embodiment (No. 5) 実施例の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの動作説明図（その６）Operation explanatory diagram of the bidirectional DC / DC converter of the embodiment (No. 6) 本発明の別の実施例における双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す回路図A circuit diagram showing the configuration of a bidirectional DC / DC converter in another embodiment of the present invention. 本発明のさらに別の実施例における双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す回路図A circuit diagram showing a configuration of a bidirectional DC / DC converter according to still another embodiment of the present invention. 本発明のさらに別の実施例における双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す回路図A circuit diagram showing a configuration of a bidirectional DC / DC converter according to still another embodiment of the present invention. 従来の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す回路図Circuit diagram showing the configuration of a conventional bidirectional DC / DC converter 従来の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの動作説明図（その１）Operation explanatory diagram of the conventional bidirectional DC / DC converter (No. 1) 従来の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの動作説明図（その２）Operation explanatory diagram of the conventional bidirectional DC / DC converter (Part 2) 従来の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの動作説明図（その３）Operation explanatory diagram of the conventional bidirectional DC / DC converter (Part 3) 従来の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの動作説明図（その４）Operation explanatory diagram of the conventional bidirectional DC / DC converter (No. 4) 従来の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの動作説明図（その５）Operation explanatory diagram of the conventional bidirectional DC / DC converter (No. 5) 従来の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの動作説明図（その６）Operation explanatory diagram of the conventional bidirectional DC / DC converter (No. 6)

以下、上記構成の本発明の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにつき、その実施の形態を具体的な実施例のレベルで詳しく説明する。 Hereinafter, embodiments of the bidirectional DC / DC converter of the present invention having the above configuration will be described in detail at the level of specific examples.

〔実施例〕
図１は本発明の実施例における双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。図１において、Ｔp1はインバータ側（本発明の「一方端側」）のハイサイド入出力端子、Ｔn1はインバータ側のローサイド入出力端子、Ｔp2はバッテリ側（本発明の「他方端側」）のハイサイド入出力端子、Ｔn2はバッテリ側のローサイド入出力端子、Ｌ１はハイサイド入出力端子Ｔp1とハイサイド入出力端子Ｔp2とを接続するハイサイドライン、Ｌ２はローサイド入出力端子Ｔn1とローサイド入出力端子Ｔn2とを接続するローサイドライン、Ｃ１はインバータ側のハイサイド入出力端子Ｔp1とローサイド入出力端子Ｔn1との間に接続された第１の平滑コンデンサ、Ｃ２はバッテリ側のハイサイド入出力端子Ｔp2とローサイド入出力端子Ｔn2との間に接続された第２の平滑コンデンサ、Ｑm1はハイサイドのメインスイッチング素子（ＮＭＯＳトランジスタ）、Ｑm2はローサイドのメインスイッチング素子（ＮＭＯＳトランジスタ）、Ｄm1はハイサイドのメインスイッチング素子Ｑm1の両端子間（ドレイン・ソース間）の逆並列接続のダイオード（寄生ダイオード）、Ｃr1は同じ両端子間の共振用のコンデンサ、Ｄm2はローサイドのメインスイッチング素子Ｑm2の両端子間（ドレイン・ソース間）の逆並列接続のダイオード（寄生ダイオード）、Ｃr2は同じ両端子間の共振用のコンデンサ、Ｌoutは出力用のリアクトルである。 〔Example〕
FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a bidirectional DC / DC converter according to an embodiment of the present invention. In FIG. 1, T p1 is a high-side input / output terminal on the inverter side (“one end side” of the present invention), T n1 is a low-side input / output terminal on the inverter side, and T p2 is a battery side (“the other end side” of the present invention). ”) High-side input / output terminal, T n2 is the low-side input / output terminal on the battery side, L1 is the high-side line connecting the high-side input / output terminal T p1 and the high-side input / output terminal T p2 , and L2 is the low-side input / output. The low-side line connecting the terminal T n1 and the low-side input / output terminal T n2 , C1 is the first smoothing capacitor connected between the high-side input / output terminal T p1 on the inverter side and the low-side input / output terminal T n1 , C2. Is the second smoothing capacitor connected between the high-side input / output terminal T p2 and the low-side input / output terminal T n2 on the battery side, Q m1 is the high-side main switching element (NMOS transistor), and Q m2 is the low-side. The main switching element (NMOS transistor), D m1 is a diode (parasitic diode) connected in anti-parallel connection between both terminals (drain and source) of the high-side main switching element Q m1 , and C r1 is for resonance between the same terminals. D m2 is a diode (parasitic diode) connected in anti-parallel connection between both terminals (drain and source) of the low-side main switching element Q m2 , C r2 is a capacitor for resonance between the same terminals, and Lout is an output. Reactor for.

ハイサイドのメインスイッチング素子Ｑm1と出力用のリアクトルＬoutとの直列回路がハイサイドラインＬ１に挿入されている。ハイサイドのメインスイッチング素子Ｑm1はそのドレインがインバータ側のハイサイド入出力端子Ｔp1に接続され、そのソースが出力用のリアクトルＬoutの一端に接続され、出力用のリアクトルＬoutの他端がバッテリ側のハイサイド入出力端子Ｔp2に接続されている。ローサイドのメインスイッチング素子Ｑm2は、そのドレインがハイサイドのメインスイッチング素子Ｑm1と出力用のリアクトルＬoutとの接続点である第１の接続ノードＮ１に接続され、そのソースがローサイドラインＬ２に接続されている。 A series circuit of the high-side main switching element Q m1 and the reactor Lout for output is inserted in the high-side line L1. The drain of the high-side main switching element Q m1 is connected to the high-side input / output terminal T p1 on the inverter side, the source is connected to one end of the reactor Lout for output, and the other end of the reactor Lout for output is a battery. It is connected to the high side input / output terminal T p2 on the side. The drain of the low-side main switching element Q m2 is connected to the first connection node N1 whose drain is the connection point between the high-side main switching element Q m1 and the reactor Lout for output, and its source is connected to the low-side line L2. Has been done.

１０はハイサイドラインＬ１とローサイドラインＬ２との間に接続されたＡＲＣＰ（補助共振転流ポール）回路であり、転流制御回路１１と整流回路１２を備えている。 Reference numeral 10 is an ARCP (auxiliary resonance commutation pole) circuit connected between the high side line L1 and the low side line L2, and includes a commutation control circuit 11 and a rectifier circuit 12.

転流制御回路１１の構成要素として、Ｌｒは共振用のリアクトル、Ｑt1はハイサイドの転流用スイッチング素子（ＮＭＯＳトランジスタ）、Ｑt2はローサイドの転流用スイッチング素子（ＮＭＯＳトランジスタ）である。共振用のリアクトルＬｒの一端は第１の接続ノードＮ１に接続され、共振用のリアクトルＬｒの他端はトランス（後述する第２の接続ノードＮ２）に接続されている。整流回路１２の構成要素として、ＤH1，ＤH2，ＤL1，ＤL2は整流ダイオードである。ハイサイドの転流用スイッチング素子Ｑt1は、トランスの一次巻線とハイサイドラインＬ１との間に接続され、ローサイドの転流用スイッチング素子Ｑt2は、トランスの一次巻線とローサイドラインＬ２との間に接続されている。トランスは、転流制御回路１１と整流回路１２を磁気結合するハイサイドのトランスＴ１と、同じく転流制御回路１１と整流回路１２を磁気結合するローサイドのトランスＴ２とを有し、ハイサイドのトランスＴ１はハイサイドの転流用スイッチング素子Ｑt1に接続されたハイサイドの一次巻線ＮH1とセンタータップ構成のハイサイドの二次巻線ＮH2を有し、ローサイドのトランスＴ２はローサイドの転流用スイッチング素子Ｑt2に接続されたローサイドの一次巻線ＮL1とセンタータップ構成のローサイドの二次巻線ＮL2を有している。 As a component of the commutation control circuit 11, Lr is a reactor for resonance, Q t1 is a high-side commutation switching element (NMOS transistor), and Q t2 is a low-side commutation switching element (NMOS transistor). One end of the reactor Lr for resonance is connected to the first connection node N1, and the other end of the reactor Lr for resonance is connected to a transformer (second connection node N2 described later). As a component of the rectifier circuit 12, D H1 , D H2 , D L1 , and D L 2 are rectifier diodes. The high-side commutation switching element Q t1 is connected between the transformer primary winding and the high-side line L1, and the low-side commutation switching element Q t2 is between the transformer primary winding and the low-side line L2. It is connected to the. The transformer has a high-side transformer T1 that magnetically couples the commutation control circuit 11 and the rectifying circuit 12, and a low-side transformer T2 that magnetically couples the commutation control circuit 11 and the rectifying circuit 12. T1 has a high-side primary winding N H1 connected to a high-side commutation switching element Q t1 and a high-side secondary winding N H2 having a center tap configuration, and a low-side transformer T2 is for low-side commutation. It has a low-side primary winding N L1 connected to the switching element Q t2 and a low-side secondary winding N L2 having a center tap configuration.

ハイサイドラインＬ１とローサイドラインＬ２との間で、ハイサイドの転流用スイッチング素子Ｑt1とハイサイドのトランスＴ１の一次巻線ＮH1とローサイドの一次巻線ＮL1とローサイドの転流用スイッチング素子Ｑt2との直列回路が接続されている。ハイサイドの転流用スイッチング素子Ｑt1のドレインはハイサイドラインＬ１に接続され、ローサイドの転流用スイッチング素子Ｑt2のソースがローサイドラインＬ２に接続されている。 Between the high-side line L1 and the low-side line L2, the high-side commutation switching element Q t1 and the high-side transformer T1 primary winding N H1 and the low-side primary winding N L1 and the low-side commutation switching element Q. A series circuit with t2 is connected. The drain of the high-side commutation switching element Q t1 is connected to the high-side line L1, and the source of the low-side commutation switching element Q t2 is connected to the low-side line L2.

ＡＲＣＰ回路１０における転流制御回路１１の共振用のリアクトルＬｒとハイサイドの転流用スイッチング素子Ｑt1の直列回路は、第１の接続ノードＮ１とハイサイドラインＬ１との間に接続されている。共振用のリアクトルＬｒは、ハイサイドのメインスイッチング素子Ｑm1、ローサイドのメインスイッチング素子Ｑm2および出力用のリアクトルＬoutを共通に接続する第１の接続ノードＮ１と、ハイサイドの一次巻線ＮH1とローサイドの一次巻線ＮL1とを接続する第２の接続ノードＮ２との間に接続されている。 The series circuit of the reactor Lr for resonance of the commutation control circuit 11 in the ARCP circuit 10 and the high-side commutation switching element Q t1 is connected between the first connection node N1 and the high-side line L1. The reactor Lr for resonance includes a first connection node N1 that commonly connects a high-side main switching element Q m1 , a low-side main switching element Q m2 , and an output reactor Lout, and a high-side primary winding N H1 . Is connected to a second connection node N2 that connects the low-side primary winding N L1 and the low-side primary winding N L1.

ハイサイドの転流用スイッチング素子Ｑt1のソースと第２の接続ノードＮ２との間にハイサイドの一次巻線ＮH1が接続され、ローサイドの転流用スイッチング素子Ｑt2のドレインと第２の接続ノードＮ２との間にローサイドの一次巻線ＮL1が接続されている。すなわち、ハイサイドの転流用スイッチング素子Ｑt1とローサイドの転流用スイッチング素子Ｑt2との間に挿入されるトランスの一次巻線として、第２の接続ノードＮ２を間に挟む状態で、ハイサイドの一次巻線ＮH1とローサイドの一次巻線ＮL1とが分離された状態に配置されている。これら一次巻線ＮH1，ＮL1は、ハイサイドの転流用スイッチング素子Ｑt1とローサイドの転流用スイッチング素子Ｑt2とを直列に繋ぐラインに挿入されている。このように、ハイサイドラインＬ１と第２の接続ノードＮ２との間にハイサイドの転流用スイッチング素子Ｑt1とハイサイドの一次巻線ＮH1との直列回路が接続されるとともに、ローサイドラインＬ２と第２の接続ノードＮ２との間にローサイドの転流用スイッチング素子Ｑt2とローサイドの一次巻線ＮL1との直列回路が接続されている。 The high-side primary winding N H1 is connected between the source of the high-side commutation switching element Q t1 and the second connection node N2, and the drain of the low-side commutation switching element Q t2 and the second connection node. A low-side primary winding N L1 is connected to N2. That is, the high-side commutation switching element Q t1 and the low-side commutation switching element Q t2 are inserted between the high-side commutation switching element Q t1 and the high-side commutation switching element Q t2 with the second connection node N2 sandwiched between them as the primary winding of the transformer. The primary winding N H1 and the low-side primary winding N L 1 are arranged in a separated state. These primary windings N H1 and N L1 are inserted into a line connecting the high-side commutation switching element Q t1 and the low-side commutation switching element Q t 2 in series. In this way, a series circuit of the high-side commutation switching element Q t1 and the high-side primary winding N H1 is connected between the high-side line L1 and the second connection node N2, and the low-side line L2 is connected. And the second connection node N2, a series circuit of the low-side commutation switching element Q t2 and the low-side primary winding N L1 is connected.

整流回路１２において、カソードがハイサイドラインＬ１に接続された整流ダイオードＤH1と整流ダイオードＤH2は、それぞれのアノードがハイサイドの二次巻線ＮH2の一端と他端に接続され、その二次巻線ＮH2のセンタータップがローサイドラインＬ２に接続されている。また、アノードがローサイドラインＬ２に接続された整流ダイオードＤL1と整流ダイオードＤL2は、それぞれのカソードがローサイドの二次巻線ＮL2の一端と他端に接続され、その二次巻線ＮL2のセンタータップがハイサイドラインＬ１に接続されている。整流回路１２は、ハイサイドおよびローサイドのトランスＴ１，Ｔ２の二次巻線ＮH2，ＮL2に誘起される電力を受電可能な状態でハイサイドラインＬ１とローサイドラインＬ２との間に接続されている。整流回路１２における整流ダイオードＤH1，ＤH2，ＤL1，ＤL2のいずれも、第１の平滑コンデンサＣ１に対してハイサイドラインＬ１側からローサイドラインＬ２側に向けた一方向にのみ電流を供給する。 In the rectifier circuit 12, the rectifier diode D H1 and the rectifier diode D H2 whose cathodes are connected to the high side line L1 have their respective anodes connected to one end and the other end of the high side secondary winding N H2 , and the two thereofs. The center tap of the next winding N H2 is connected to the low side line L2. Further, in the rectifying diode D L1 and the rectifying diode D L2 whose anodes are connected to the low side line L2, their respective cathodes are connected to one end and the other end of the low side secondary winding N L2 , and the secondary winding N L2 thereof. Center tap is connected to the high side line L1. The rectifier circuit 12 is connected between the high side line L1 and the low side line L2 in a state where the power induced in the secondary windings N H2 and N L 2 of the high side and low side transformers T1 and T2 can be received. There is. All of the rectifier diodes D H1 , D H2 , D L1 and D L2 in the rectifier circuit 12 supply current to the first smoothing capacitor C1 only in one direction from the high side line L1 side to the low side line L2 side. do.

ハイサイドの一次巻線ＮH1は、ハイサイドの転流用スイッチング素子Ｑt1と、第２の接続ノードＮ２とハイサイドラインＬ１との間に挿入されている。また、ローサイドの一次巻線ＮL1は、ローサイドの転流用スイッチング素子Ｑt2と、第２の接続ノードＮ２との間に挿入されている。ハイサイドの二次巻線ＮH2は、ハイサイドの一次巻線ＮH1に磁気結合した状態で整流回路１２に接続されている。また、ローサイドの二次巻線ＮL2は、ローサイドの一次巻線ＮL1に磁気結合した状態で整流回路１２に接続されている。 The high-side primary winding N H1 is inserted between the high-side commutation switching element Q t1 and the second connection node N2 and the high-side line L1. Further, the low-side primary winding N L1 is inserted between the low-side commutation switching element Q t2 and the second connection node N2. The high-side secondary winding N H2 is connected to the rectifier circuit 12 in a state of being magnetically coupled to the high-side primary winding N H1 . Further, the low-side secondary winding N L2 is connected to the rectifier circuit 12 in a state of being magnetically coupled to the low-side primary winding N L1 .

次に、上記のように構成された実施例の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説明する。 Next, the operation of the bidirectional DC / DC converter of the embodiment configured as described above will be described.

（Ａ）放電モード
（Ａ１）出力用のリアクトルＬoutの放電（図２（ａ）参照）
ハイサイドおよびローサイドのメインスイッチング素子Ｑm1，Ｑm2、ハイサイドおよびローサイドの転流用スイッチング素子Ｑt1，Ｑt2のいずれもがオフ状態にあって、出力用のリアクトルＬoutがエネルギーを放出し、第２の平滑コンデンサＣ２に並列接続されたバッテリＢ→出力用のリアクトルＬout→ハイサイドのメインスイッチング素子Ｑm1の逆並列接続の寄生ダイオードＤm1→第１の平滑コンデンサＣ１（双方向インバータ）→バッテリＢの経路で電流が流れる。ここで、第１の平滑コンデンサＣ１間の印加電圧、すなわち、端子Ｔp1と端子Ｔn1間の電圧は当該端子間に接続された双方向インバータに出力され、双方向インバータを介して端子Ｔp1から端子Ｔn1に向けて電流が流れる。これは、転流動作以前の定常状態である。転流前にあっては、転流制御回路１１には電流は流れず、整流回路１２にも電流は流れない。 (A) Discharge mode (A1) Discharge of reactor Lout for output (see FIG. 2A)
The high-side and low-side main switching elements Q m1 and Q m2 , and the high-side and low-side commutation switching elements Q t1 and Q t2 are all in the off state, and the output reactor Lout releases energy. Battery B connected in parallel to the smoothing capacitor C2 of 2 → Reactor Lout for output → Parasitic diode D m1 of antiparallel connection of the main switching element Q m1 on the high side → First smoothing capacitor C1 (bidirectional inverter) → Battery Current flows in the path B. Here, the applied voltage between the first smoothing capacitors C1, that is, the voltage between the terminal T p1 and the terminal T n1 is output to the bidirectional inverter connected between the terminals, and the terminal T p1 is output via the bidirectional inverter. A current flows from the terminal T n1 toward the terminal T n1. This is the steady state before the commutation operation. Before commutation, no current flows through the commutation control circuit 11 and no current flows through the rectifier circuit 12.

（Ａ２）転流開始（図２（ｂ）参照）
転流制御回路１１におけるローサイドの転流用スイッチング素子Ｑt2がターンオンされる。すると、上記（Ａ１）でハイサイドのメインスイッチング素子Ｑm1の逆並列接続の寄生ダイオードＤm1を流れていた電流が徐々にローサイドの転流用スイッチング素子Ｑt2の側に転流し、バッテリＢ→出力用のリアクトルＬout→共振用のリアクトルＬｒ→ローサイドの一次巻線ＮL1→ローサイドの転流用スイッチング素子Ｑt2→バッテリＢの経路で電流が流れる。 (A2) Start of commutation (see Fig. 2 (b))
The low-side commutation switching element Q t2 in the commutation control circuit 11 is turned on. Then, the current flowing through the parasitic diode D m1 connected in antiparallel to the high-side main switching element Q m1 in (A1) gradually diverts to the low-side commutation switching element Q t2 , and the battery B → output. Reactor Lout for resonance → Reactor Lr for resonance → Low-side primary winding N L1 → Low-side commutation switching element Q t2 → Current flows in the path of battery B.

ローサイドの一次巻線ＮL1からローサイドの二次巻線ＮL2に誘起された電力により、整流回路１２において、二次巻線ＮL2の上半分→センタータップ→ハイサイドラインＬ１→第１の平滑コンデンサＣ１（双方向インバータ）→整流ダイオードＤL1→二次巻線ＮL2の上半分の経路と、二次巻線ＮL2の下半分→センタータップ→ハイサイドラインＬ１→第１の平滑コンデンサＣ１（双方向インバータ）→整流ダイオードＤL2→二次巻線ＮL2の下半分の経路とに電流が流れ、バッテリＢの放電によって第１の平滑コンデンサＣ１（双方向インバータ）に対する充電が行われる。この場合、整流回路１２において導通状態となっている整流ダイオードはＤL1，ＤL2の２つのみであり、ＤH1，ＤH2の２つには電流が流れない。 In the rectifying circuit 12, the upper half of the secondary winding N L2 → center tap → high side line L1 → first smoothing due to the electric power induced from the low side primary winding N L1 to the low side secondary winding N L2 . Capacitor C1 (bidirectional inverter) → rectifying diode D L1 → upper half path of secondary winding N L2 and lower half of secondary winding N L2 → center tap → high side line L1 → first smoothing capacitor C1 (Bidirectional inverter) → rectifying diode D L2 → A current flows through the path of the lower half of the secondary winding N L2 , and the first smoothing capacitor C1 (bidirectional inverter) is charged by discharging the battery B. In this case, there are only two rectifying diodes, D L1 and D L2 , which are in a conductive state in the rectifier circuit 12, and no current flows through the two D H1 and D H2 .

（Ａ３）ＬＣ共振（図３（ａ）参照）
上記（Ａ２）の状態で共振用のリアクトルＬｒを流れる電流が出力用のリアクトルＬoutを流れる電流を超えると、共振用のコンデンサＣr1，Ｃr2が充放電を開始する。すなわち、共振用のコンデンサＣr1→共振用のリアクトルＬｒ→ローサイドの一次巻線ＮL1→ローサイドの転流用スイッチング素子Ｑt2→ローサイドラインＬ２→第１の平滑コンデンサＣ１（双方向インバータ）→ハイサイドラインＬ１→共振用のコンデンサＣr1の経路と、共振用のコンデンサＣr2→共振用のリアクトルＬｒ→一次巻線ＮL1→ローサイドの転流用スイッチング素子Ｑt2→ローサイドラインＬ２→共振用のコンデンサＣr2の経路で電流が流れ、共振動作が開始される。 (A3) LC resonance (see FIG. 3A)
When the current flowing through the reactor Lr for resonance exceeds the current flowing through the reactor Lout for output in the state of (A2) above, the capacitors C r1 and C r2 for resonance start charging and discharging. That is, the capacitor C r1 for resonance → the reactor Lr for resonance → the primary winding N L1 on the low side → the switching element for commutation on the low side Q t2 → the low side line L2 → the first smoothing capacitor C1 (bidirectional inverter) → the high side. Line L1 → Resonance capacitor C r1 path and resonance capacitor C r2 → Resonance reactor Lr → Primary winding N L1 → Low-side commutation switching element Q t2 → Low-side line L2 → Resonance capacitor C A current flows in the path of r2 , and the resonance operation is started.

なお、整流回路１２での電流の流れは上記（Ａ２）と同様のものとなる（図２（ｂ）参照）。この場合も、整流回路１２において導通状態となっている整流ダイオードはＤL1，ＤL2の２つのみであり、ＤH1，ＤH2の２つには電流が流れない。 The current flow in the rectifier circuit 12 is the same as that in (A2) above (see FIG. 2B). In this case as well, there are only two rectifying diodes, D L1 and D L2 , which are in a conductive state in the rectifier circuit 12, and no current flows through the two D H1 and D H2 .

（Ａ４）定常状態への遷移（図３（ｂ）参照）
そして、共振用のコンデンサＣr2の両端電圧つまりローサイドのメインスイッチング素子Ｑm2の印加電圧が０レベルになった時点でそのメインスイッチング素子Ｑm2がターンオンする。このメインスイッチング素子Ｑm2のターンオンは、高周波共振現象によるソフトスイッチング（ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ））を利用するものであり、スイッチングロスが軽減されている。 (A4) Transition to steady state (see FIG. 3B)
Then, when the voltage across the resonance capacitor C r2 , that is, the applied voltage of the low-side main switching element Q m2 reaches the 0 level, the main switching element Q m2 turns on. The turn-on of the main switching element Q m2 utilizes soft switching (zero voltage switching (ZVS)) due to a high frequency resonance phenomenon, and switching loss is reduced.

ローサイドのメインスイッチング素子Ｑm2がターンオンした時点から共振用のリアクトルＬｒに流れる電流が徐々に減少し、それまでバッテリＢ→出力用のリアクトルＬout→共振用のリアクトルＬｒ→ローサイドの一次巻線ＮL1→ローサイドの転流用スイッチング素子Ｑt2→バッテリＢの経路で流れていた電流が、バッテリＢ→出力用のリアクトルＬout→ローサイドのメインスイッチング素子Ｑm2→バッテリＢの経路の流れへと遷移する。 The current flowing through the reactor Lr for resonance gradually decreases from the time when the low-side main switching element Q m2 turns on, and until then, battery B → reactor Lout for output → reactor Lr for resonance → primary winding N L1 for resonance. → Low-side commutation switching element Q t2 → Current flowing in the battery B path transitions to battery B → output reactor Lout → low-side main switching element Q m2 → battery B path flow.

なお、整流回路１２での電流の流れは上記（Ａ２），（Ａ３）と同様のものとなる（図２（ｂ）、図３（ａ）参照）。この場合も、整流回路１２において導通状態となっている整流ダイオードはＤL1，ＤL2の２つのみであり、ＤH1，ＤH2の２つには電流が流れない。 The current flow in the rectifier circuit 12 is the same as in (A2) and (A3) above (see FIGS. 2 (b) and 3 (a)). In this case as well, there are only two rectifying diodes, D L1 and D L2 , which are in a conductive state in the rectifier circuit 12, and no current flows through the two D H1 and D H2 .

（Ａ５）定常状態（図４（ａ）参照）
共振用のリアクトルＬｒの電流が無くなり、ローサイドの転流用スイッチング素子Ｑt2がターンオフする。この転流用スイッチング素子Ｑt2のターンオフはソフトスイッチング（ゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ））を利用するものであり、スイッチングロスが軽減されている。この定常状態では、電流は、バッテリＢ→出力用のリアクトルＬout→ローサイドのメインスイッチング素子Ｑm2→バッテリＢの経路のみを流れることになる。したがって、出力用のリアクトルＬoutがエネルギーを蓄積する。 (A5) Steady state (see FIG. 4A)
The current of the reactor Lr for resonance disappears, and the low-side commutation switching element Q t2 turns off. The turn-off of the commutation switching element Q t2 utilizes soft switching (zero current switching (ZCS)), and the switching loss is reduced. In this steady state, the current flows only in the path of battery B → reactor Lout for output → low-side main switching element Q m2 → battery B. Therefore, the reactor Lout for output stores energy.

ローサイドの一次巻線ＮL1には電流が流れないので、整流回路１２では電流は流れない。 Since no current flows through the low-side primary winding N L1 , no current flows through the rectifier circuit 12.

（Ａ６）転流開始（図４（ｂ）参照）
ローサイドのメインスイッチング素子Ｑm2がターンオフされる。その瞬間から電流が共振用のコンデンサＣr2へ転流し、共振用のコンデンサＣr2へ充電が行われる。メインスイッチング素子Ｑm2の両端電圧がゆっくり上昇するのに対し、電流は素早く共振用のコンデンサＣr2へ転移するため、スイッチングロスはほとんど生じない。 (A6) Start of commutation (see Fig. 4 (b))
The low-side main switching element Q m2 is turned off. From that moment, the current is commutated to the resonance capacitor C r2 , and the resonance capacitor C r2 is charged. While the voltage across the main switching element Q m2 rises slowly, the current quickly transfers to the resonance capacitor C r2 , so switching loss hardly occurs.

上記の（Ａ１）～（Ａ６）のように推移する動作において、転流制御回路１１から整流回路１２への磁気結合による電磁誘導の状態は次のようになっている。 In the operation transitioning as described in (A1) to (A6) above, the state of electromagnetic induction by magnetic coupling from the commutation control circuit 11 to the rectifier circuit 12 is as follows.

上記において、ＡＲＣＰ回路１０における転流制御回路１１と整流回路１２との間を磁気結合するトランスとして、ハイサイドの充電用トランスＴ１とローサイドの放電用トランスＴ２とに画然と分離し、相互に一方の動作が他方に影響を与えることがないようにしている。 In the above, as a transformer that magnetically couples between the commutation control circuit 11 and the rectifier circuit 12 in the ARCP circuit 10, the high-side charging transformer T1 and the low-side discharging transformer T2 are clearly separated from each other. It prevents one action from affecting the other.

放電モードにおいて、ローサイドの転流用スイッチング素子Ｑt2をオンにすることでローサイドの放電用トランスＴ２の一次巻線ＮL1に電流を流すとき、磁気結合によって整流回路１２でセンタータップ方式の二次巻線ＮL2に電流が誘起されるが、ハイサイドのトランスＴ１とローサイドの放電用トランスＴ２とが実質的に磁気結合することなく互いに分離配置されていることから、この二次巻線ＮL2に流れる電流が従来例のようにハイサイドの一次巻線ＮH1に上向きの逆起電力Ｅを発生させるということは起こらない。すなわち、転流制御回路１１に逆流が生じることはないので、転流制御回路１１のハイサイド部分に従来例のような逆流防止用のダイオードＤG1を挿入する必要がない。 In the discharge mode, when a current is passed through the primary winding N L1 of the low-side discharge transformer T2 by turning on the low-side commutation switching element Q t2 , the center tap type secondary winding is performed by the rectifying circuit 12 by magnetic coupling. A current is induced in the wire N L2 , but since the high-side transformer T1 and the low-side discharge transformer T2 are separated from each other without substantially magnetic coupling, the secondary winding N L2 has a current. It does not occur that the flowing current generates an upward back electromotive force E in the high-side primary winding N H1 as in the conventional example. That is, since backflow does not occur in the commutation control circuit 11, it is not necessary to insert the backflow prevention diode DG1 into the high-side portion of the commutation control circuit 11.

（Ｂ）充電モード
（Ｂ１）出力用のリアクトルＬoutの蓄電（図５（ａ）参照）
ハイサイドおよびローサイドのメインスイッチング素子Ｑm1，Ｑm2、ハイサイドおよびローサイドの転流用スイッチング素子Ｑt1，Ｑt2のいずれもがオフ状態にあって、出力用のリアクトルＬoutがエネルギーを蓄積し、バッテリＢ→ローサイドのメインスイッチング素子Ｑm2の逆並列接続の寄生ダイオードＤm2→出力用のリアクトルＬout→バッテリＢの経路で電流が流れ、バッテリＢに対し充電が行われる。これは、転流動作以前の定常状態である。転流前にあっては、転流制御回路１１には電流は流れず、整流回路１２にも電流は流れない。 (B) Charging mode
(B1) Storage of reactor Lout for output (see FIG. 5A)
The high-side and low-side main switching elements Q m1 and Q m2 , and the high-side and low-side commutation switching elements Q t1 and Q t2 are all in the off state, and the reactor Lout for output stores energy and the battery. B → Parasitic diode D m2 connected in antiparallel to the low-side main switching element Q m2 → Reactor Lout for output → Current flows in the path of battery B, and battery B is charged. This is the steady state before the commutation operation. Before commutation, no current flows through the commutation control circuit 11 and no current flows through the rectifier circuit 12.

（Ｂ２）転流開始（図５（ｂ）参照）
転流制御回路１１におけるハイサイドの転流用スイッチング素子Ｑt1がターンオンされる。すると、上記（Ｂ１）でローサイドのメインスイッチング素子Ｑm2の逆並列接続の寄生ダイオードＤm2→出力用のリアクトルＬout→バッテリＢの経路を流れていた電流が徐々に転流し、第１の平滑コンデンサＣ１（双方向インバータ）→ハイサイドの転流用スイッチング素子Ｑt1→ハイサイドの一次巻線ＮH1→共振用のリアクトルＬｒ→出力用のリアクトルＬout→バッテリＢ→第１の平滑コンデンサＣ１（双方向インバータ）の経路での電流に遷移する。すなわち、双方向インバータから端子Ｔp1と端子Ｔn1間に出力された電圧が第１の平滑コンデンサＣ１間に印加され、バッテリＢを充電しつつ双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを介して端子Ｔp1から端子Ｔn1に向けて電流が流れる。 (B2) Start of commutation (see FIG. 5 (b))
The high-side commutation switching element Q t1 in the commutation control circuit 11 is turned on. Then, in the above (B1), the parasitic diode D m2 of the low-side main switching element Q m2 connected in antiparallel connection → the reactor Lout for output → the current flowing in the path of the battery B gradually commutates, and the first smoothing capacitor C1 (bidirectional inverter) → High-side commutation switching element Q t1 → High-side primary winding N H1 → Resonant reactor Lr → Output reactor Lout → Battery B → First smoothing capacitor C1 (bidirectional) Transition to the current in the path of the inverter). That is, the voltage output from the bidirectional inverter between the terminal T p1 and the terminal T n1 is applied between the first smoothing capacitor C1 and from the terminal T p1 via the bidirectional DC / DC converter while charging the battery B. A current flows toward the terminal T n1 .

ハイサイドの一次巻線ＮH1からハイサイドの二次巻線ＮH2に誘起された電力により、整流回路１２において、二次巻線ＮH2の上半分→整流ダイオードＤH1→第１の平滑コンデンサＣ１→センタータップ→二次巻線ＮH2の上半分の経路と、二次巻線ＮH2の下半分→整流ダイオードＤH2→第１の平滑コンデンサＣ１→センタータップ→二次巻線ＮH2の下半分の経路とに電流が流れ、バッテリＢへの充電とともに第１の平滑コンデンサＣ１に対する充放電が行われる。この場合、整流回路１２において導通状態となっている整流ダイオードはＤH1，ＤH2の２つのみであり、ＤL1，ＤL2の２つには電流が流れない。 In the rectifying circuit 12, the upper half of the secondary winding N H2 → the rectifying diode D H1 → the first smoothing capacitor is generated by the power induced from the high side primary winding N H1 to the high side secondary winding N H 2. C1 → center tap → upper half path of secondary winding N H2 and lower half of secondary winding N H2 → rectifying diode D H2 → first smoothing capacitor C1 → center tap → secondary winding N H2 A current flows through the lower half path, and the battery B is charged and the first smoothing capacitor C1 is charged and discharged. In this case, there are only two rectifying diodes, D H1 and D H2 , which are in a conductive state in the rectifying circuit 12, and no current flows through the two D L1 and D L2 .

（Ｂ３）ＬＣ共振（図６（ａ）参照）
上記（Ｂ２）の状態で共振用のリアクトルＬｒを流れる電流が出力用のリアクトルＬoutを流れる電流を超えると、共振用のコンデンサＣr1，Ｃr2が充放電を開始する。すなわち、共振用のコンデンサＣr1→ハイサイドの転流用スイッチング素子Ｑt1→ハイサイドの一次巻線ＮH1→共振用のリアクトルＬｒ→共振用のコンデンサＣr1の経路と、共振用のコンデンサＣr2→第１の平滑コンデンサＣ１（双方向インバータ）→ハイサイドの転流用スイッチング素子Ｑt1→ハイサイドの一次巻線ＮH1→共振用のリアクトルＬｒ→共振用のコンデンサＣr2の経路で電流が流れ、共振動作が開始される。 (B3) LC resonance (see FIG. 6A)
When the current flowing through the reactor Lr for resonance exceeds the current flowing through the reactor Lout for output in the state of (B2) above, the capacitors C r1 and C r2 for resonance start charging and discharging. That is, the capacitor C r1 for resonance → the switching element for commutation on the high side Q t1 → the primary winding N H1 on the high side → the reactor Lr for resonance → the path of the capacitor C r1 for resonance and the capacitor C r2 for resonance. → 1st smoothing capacitor C1 (bidirectional capacitor) → High-side commutation switching element Q t1 → High-side primary winding N H1 → Resonance reactor Lr → Resonance capacitor C r2 current flows , Resonance operation is started.

なお、整流回路１２での電流の流れは上記（Ｂ２）と同様のものとなる（図５（ｂ）参照）。この場合も、整流回路１２において導通状態となっている整流ダイオードはＤH1，ＤH2の２つのみであり、ＤL1，ＤL2の２つには電流が流れない。 The current flow in the rectifier circuit 12 is the same as that in (B2) above (see FIG. 5B). Also in this case, there are only two rectifying diodes, D H1 and D H2 , which are in a conductive state in the rectifying circuit 12, and no current flows through the two D L1 and D L2 .

（Ｂ４）定常状態への遷移（図６（ｂ）参照）
そして、共振用のコンデンサＣr1の両端電圧つまりハイサイドのメインスイッチング素子Ｑm1の印加電圧が０レベルになった時点でそのメインスイッチング素子Ｑm1がターンオンする。このメインスイッチング素子Ｑm1のターンオンは、高周波共振現象によるソフトスイッチング（ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ））を利用するものであり、スイッチングロスが軽減されている。 (B4) Transition to steady state (see FIG. 6 (b))
Then, when the voltage across the resonance capacitor C r1 , that is, the applied voltage of the high-side main switching element Q m1 reaches the 0 level, the main switching element Q m1 turns on. The turn-on of the main switching element Q m1 utilizes soft switching (zero voltage switching (ZVS)) due to a high-frequency resonance phenomenon, and switching loss is reduced.

ハイサイドのメインスイッチング素子Ｑm1がターンオンした時点から共振用のリアクトルＬｒに流れる電流が徐々に減少し、それまで第１の平滑コンデンサＣ１（双方向インバータ）→ハイサイドの転流用スイッチング素子Ｑt1→ハイサイドの一次巻線ＮH1→共振用のリアクトルＬｒ→出力用のリアクトルＬout→バッテリＢ→第１の平滑コンデンサＣ１（双方向インバータ）の経路で流れていた電流が、第１の平滑コンデンサＣ１（双方向インバータ）→ハイサイドのメインスイッチング素子Ｑm1→出力用のリアクトルＬout→バッテリＢ→第１の平滑コンデンサＣ１（双方向インバータ）の経路の流れへと遷移する。 From the time when the high-side main switching element Q m1 turns on, the current flowing through the reactor Lr for resonance gradually decreases, and until then, the first smoothing capacitor C1 (bidirectional inverter) → the high-side commutation switching element Q t1 → High-side primary winding N H1 → Resonant reactor Lr → Output reactor Lout → Battery B → First smoothing capacitor The current flowing in the path of C1 (bidirectional inverter) is the first smoothing capacitor. The transition is from C1 (bidirectional inverter) → high-side main switching element Q m1 → reactor Lout for output → battery B → first smoothing capacitor C1 (bidirectional inverter) path flow.

なお、整流回路１２での電流の流れは上記（Ｂ２），（Ｂ３）と同様のものとなる（図５（ｂ）、図６（ａ）参照）。この場合も、整流回路１２において導通状態となっている整流ダイオードはＤH1，ＤH2の２つのみであり、ＤL1，ＤL2の２つには電流が流れない。 The current flow in the rectifier circuit 12 is the same as in (B2) and (B3) above (see FIGS. 5 (b) and 6 (a)). Also in this case, there are only two rectifying diodes, D H1 and D H2 , which are in a conductive state in the rectifying circuit 12, and no current flows through the two D L1 and D L2 .

（Ｂ５）定常状態（図７（ａ）参照）
共振用のリアクトルＬｒの電流が無くなり、ハイサイドの転流用スイッチング素子Ｑt1がターンオフする。この転流用スイッチング素子Ｑt1のターンオフはソフトスイッチング（ゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ））を利用するものであり、スイッチングロスが軽減されている。この定常状態では、電流は、第１の平滑コンデンサＣ１（双方向インバータ）→ハイサイドのメインスイッチング素子Ｑm1→出力用のリアクトルＬout→バッテリＢ→第１の平滑コンデンサＣ１（双方向インバータ）の経路のみを流れることになる。したがって、出力用のリアクトルＬoutがエネルギーを放出する。 (B5) Steady state (see FIG. 7A)
The current of the reactor Lr for resonance disappears, and the high-side commutation switching element Q t1 turns off. The turn-off of the commutation switching element Q t1 utilizes soft switching (zero current switching (ZCS)), and the switching loss is reduced. In this steady state, the current is the first smoothing capacitor C1 (bidirectional inverter) → high-side main switching element Q m1 → reactor Lout for output → battery B → first smoothing capacitor C1 (bidirectional inverter). Only the route will flow. Therefore, the reactor Lout for output releases energy.

ハイサイドの一次巻線ＮH1には電流が流れないので、整流回路１２では電流は流れない。 Since no current flows through the high-side primary winding N H1 , no current flows through the rectifier circuit 12.

（Ｂ６）転流開始（図７（ｂ）参照）
ハイサイドのメインスイッチング素子Ｑm1がターンオフされる。その瞬間から電流が共振用のコンデンサＣr1へ転流し、共振用のコンデンサＣr1へ充電が行われる。メインスイッチング素子Ｑm1の両端電圧がゆっくり上昇するのに対し、電流は素早く共振用のコンデンサＣr1へ転移するため、スイッチングロスはほとんど生じない。この状態では、電流は、第１の平滑コンデンサＣ１（双方向インバータ）→共振用のコンデンサＣr1→出力用のリアクトルＬout→バッテリＢ→第１の平滑コンデンサＣ１（双方向インバータ）の経路のみを流れることになる。 (B6) Start of commutation (see FIG. 7 (b))
The high-side main switching element Q m1 is turned off. From that moment, the current is transferred to the resonance capacitor C r1 and the resonance capacitor C r1 is charged. While the voltage across the main switching element Q m1 rises slowly, the current quickly transfers to the resonance capacitor C r1 , so switching loss hardly occurs. In this state, the current passes only through the path of the first smoothing capacitor C1 (bidirectional inverter) → the capacitor C r1 for resonance → the reactor Lout for output → the battery B → the first smoothing capacitor C1 (bidirectional inverter). It will flow.

上記の（Ｂ１）～（Ｂ６）のように推移する動作において、転流制御回路１１から整流回路１２への磁気結合による電磁誘導の状態は次のようになっている。 In the operation transitioning as described in (B1) to (B6) above, the state of electromagnetic induction by magnetic coupling from the commutation control circuit 11 to the rectifier circuit 12 is as follows.

充電モードにおいて、ハイサイドの転流用スイッチング素子Ｑt1をオンにすることでハイサイドの充電用トランスＴ１の一次巻線ＮH1に電流を流すとき、磁気結合によって整流回路１２でセンタータップ方式の二次巻線ＮH2に電流が誘起されるが、ハイサイドの充電用トランスＴ１とローサイドのトランスＴ２とが実質的に磁気結合することなく互いに分離配置されていることから、この二次巻線ＮH2に流れる電流が従来例のようにローサイドの一次巻線ＮL1に上向きの逆起電力Ｅを発生させるということは起こらない。すなわち、転流制御回路１１に逆流が生じることはないので、転流制御回路１１のローサイド部分に従来例のような逆流防止用のダイオードＤG2を挿入する必要がない。 In the charging mode, when a current is passed through the primary winding N H1 of the high-side charging transformer T1 by turning on the high-side commutation switching element Q t1 , the center tap method is used in the rectifying circuit 12 by magnetic coupling. A current is induced in the secondary winding N H2 , but since the high-side charging transformer T1 and the low-side transformer T2 are separated from each other without substantially magnetic coupling, this secondary winding N The current flowing through H2 does not generate an upward back electromotive force E in the low-side primary winding N L1 as in the conventional example. That is, since no backflow occurs in the commutation control circuit 11, it is not necessary to insert the backflow prevention diode DG2 into the low-side portion of the commutation control circuit 11.

さらに、整流回路１２におけるダイオード損失も低減することができる。放電モードにあっては、ローサイドの二次巻線ＮL2に誘起された電流が第１の平滑コンデンサＣ１（双方向インバータ）へ流入するときに通るダイオードの個数は、整流ダイオードＤL1，ＤL2の２つである（図２（ｂ）、図３（ａ），（ｂ）参照）。また、充電モードにあっては、ハイサイドの二次巻線ＮH2に誘起された電流が第１の平滑コンデンサＣ１（双方向インバータ）へ流入するときに通るダイオードの個数は、整流ダイオードＤH1，ＤH2の２つである（図５（ｂ）、図６（ａ），（ｂ）参照）。 Further, the diode loss in the rectifier circuit 12 can be reduced. In the discharge mode, the number of diodes passed when the current induced in the low-side secondary winding N L2 flows into the first smoothing capacitor C1 (bidirectional inverter) is the rectifying diodes D L1 and D L2 . (See FIGS. 2 (b), 3 (a), and (b)). Further, in the charging mode, the number of diodes passed when the current induced in the secondary winding N H2 on the high side flows into the first smoothing capacitor C1 (bidirectional inverter) is the rectifier diode D H1 . , D H2 (see FIGS. 5 (b), 6 (a), and (b)).

従来例の場合には、放電モードでも充電モードでも、誘起された電流が通るダイオードの個数は整流ダイオードＤH1，ＤH2，ＤL1，ＤL2の４つすべてである。したがって、本発明実施例の場合には、整流回路１２におけるダイオード損失を半減することができる。 In the case of the conventional example, the number of diodes through which the induced current passes is all four of the rectifying diodes D H1 , D H2 , D L1 , and D L 2 in both the discharge mode and the charge mode. Therefore, in the case of the embodiment of the present invention, the diode loss in the rectifier circuit 12 can be halved.

なお、ＡＲＣＰ回路１０における整流回路１２の構成について、本発明の別の実施例として図８の回路図のように構成してもよい。 The configuration of the rectifier circuit 12 in the ARCP circuit 10 may be configured as shown in the circuit diagram of FIG. 8 as another embodiment of the present invention.

図８において、Ｄ１，Ｄ２はそれぞれ、カソードコモン型の１パッケージ２素子入りの整流ダイオードである。すなわち、２素子入りの第１の整流ダイオードＤ１は、１つのパッケージに２つのダイオード素子ｄ11，ｄ12が内蔵され、それぞれのカソードどうしがパッケージ内で接続されている。同様に、第２の整流ダイオードＤ２も、１つのパッケージに２つのダイオード素子ｄ21，ｄ22が内蔵され、それぞれのカソードどうしがパッケージ内で接続されている。 In FIG. 8, D1 and D2 are cathode common type rectifier diodes containing two elements in one package, respectively. That is, in the first rectifying diode D1 containing two elements, two diode elements d 11 and d 12 are built in one package, and the cathodes of the two diode elements d 11 and d 12 are connected to each other in the package. Similarly, in the second rectifying diode D2, two diode elements d 21 and d 22 are built in one package, and the cathodes of the two diode elements d 21 and d 22 are connected to each other in the package.

第１の整流ダイオードＤ１は第１のトランスＴ１の二次巻線ＮH2と第２のトランスＴ２の二次巻線ＮL2の両方に関連付けられており、第２の整流ダイオードＤ２も第１のトランスＴ１の二次巻線ＮH2と第２のトランスＴ２の二次巻線ＮL2の両方に関連付けられている。 The first rectifying diode D1 is associated with both the secondary winding N H2 of the first transformer T1 and the secondary winding N L2 of the second transformer T2, and the second rectifying diode D2 is also the first. It is associated with both the secondary winding N H2 of the transformer T1 and the secondary winding N L2 of the second transformer T2.

すなわち、第１の整流ダイオードＤ１における一方のダイオード素子ｄ11は、そのアノードが第１のトランスＴ１の二次巻線ＮH2の一端（上側端部）に接続され、他方のダイオード素子ｄ12は、そのアノードが第２のトランスＴ２の二次巻線ＮL2の他端（下側端部）に接続されている。また、第２の整流ダイオードＤ２における一方のダイオード素子ｄ21は、そのアノードが第１のトランスＴ１の二次巻線ＮH2の他端（下側端部）に接続され、他方のダイオード素子ｄ22は、そのアノードが第２のトランスＴ２の二次巻線ＮL2の一端（上側端部）に接続されている。 That is, the anode of one diode element d 11 in the first rectifying diode D1 is connected to one end (upper end) of the secondary winding NH2 of the first transformer T1, and the other diode element d 12 is , The anode is connected to the other end (lower end) of the secondary winding N L2 of the second transformer T2. Further, the anode of one diode element d 21 in the second rectifying diode D2 is connected to the other end (lower end portion) of the secondary winding NH2 of the first transformer T1, and the other diode element d. The anode of 22 is connected to one end (upper end) of the secondary winding N L2 of the second transformer T2.

図２（ｂ）、図３（ａ），（ｂ）に相当する動作タイミングではローサイドの二次巻線ＮL2が励磁されるが、第１の平滑コンデンサＣ１に対する充電に関与するダイオード素子は、第１の整流ダイオードＤ１のダイオード素子ｄ12と第２の整流ダイオードＤ２のダイオード素子ｄ22とであって、充電に関与するダイオード素子が第１の整流ダイオードＤ１と第２の整流ダイオードＤ２とに分かれているため、通電に伴う発熱が分散化される。 At the operation timing corresponding to FIGS. 2 (b), 3 (a), and 3 (b), the low-side secondary winding N L2 is excited, but the diode element involved in charging the first smoothing capacitor C1 is a diode element. The diode element d 12 of the first rectifying diode D1 and the diode element d 22 of the second rectifying diode D2, and the diode elements involved in charging are the first rectifying diode D1 and the second rectifying diode D2. Since it is separated, the heat generated by energization is dispersed.

また、図５（ｂ）、図６（ａ），（ｂ）に相当する動作タイミングではハイサイドの二次巻線ＮH2が励磁されるが、第１の平滑コンデンサＣ１に対する充電に関与するダイオード素子は、第１の整流ダイオードＤ１のダイオード素子ｄ11と第２の整流ダイオードＤ２のダイオード素子ｄ21とであって、この場合も、充電に関与するダイオード素子が第１の整流ダイオードＤ１と第２の整流ダイオードＤ２とに分かれているため、通電に伴う発熱が分散化される。 Further, at the operation timing corresponding to FIGS. 5 (b), 6 (a), and 6 (b), the high-side secondary winding N H2 is excited, but the diode involved in charging the first smoothing capacitor C1. The elements are the diode element d 11 of the first rectifying diode D1 and the diode element d 21 of the second rectifying diode D2, and in this case as well, the diode elements involved in charging are the first rectifying diode D1 and the first. Since it is separated from the rectifying diode D2 of 2, the heat generated by energization is dispersed.

図９はさらに別の実施例における双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す。この実施例では、２つの整流ダイオードＤ１，Ｄ２はそれぞれ、アノードコモン型の１パッケージ２素子入りに構成されている。 FIG. 9 shows the configuration of a bidirectional DC / DC converter in still another embodiment. In this embodiment, the two rectifying diodes D1 and D2 are each configured to contain two elements in one package of the anode common type.

図２（ｂ）、図３（ａ），（ｂ）に相当する動作タイミングではローサイドの二次巻線ＮL2が励磁されるが、第１の平滑コンデンサＣ１に対する充電に関与するダイオード素子は、第１の整流ダイオードＤ１のダイオード素子ｄ11と第２の整流ダイオードＤ２のダイオード素子ｄ21とであって、充電に関与するダイオード素子が第１の整流ダイオードＤ１と第２の整流ダイオードＤ２とに分かれているため、通電に伴う発熱が分散化される。 At the operation timing corresponding to FIGS. 2 (b), 3 (a), and 3 (b), the low-side secondary winding N L2 is excited, but the diode element involved in charging the first smoothing capacitor C1 is a diode element. The diode element d 11 of the first rectifying diode D1 and the diode element d 21 of the second rectifying diode D2, and the diode elements involved in charging are the first rectifying diode D1 and the second rectifying diode D2. Since it is separated, the heat generated by energization is dispersed.

また、図５（ｂ）、図６（ａ），（ｂ）に相当する動作タイミングではハイサイドの二次巻線ＮH2が励磁されるが、第１の平滑コンデンサＣ１に対する充電に関与するダイオード素子は、第１の整流ダイオードＤ１のダイオード素子ｄ12と第２の整流ダイオードＤ２のダイオード素子ｄ22とであって、この場合も、充電に関与するダイオード素子が第１の整流ダイオードＤ１と第２の整流ダイオードＤ２とに分かれているため、通電に伴う発熱が分散化される。 Further, at the operation timing corresponding to FIGS. 5 (b), 6 (a), and 6 (b), the high-side secondary winding N H2 is excited, but the diode involved in charging the first smoothing capacitor C1. The elements are the diode element d 12 of the first rectifying diode D1 and the diode element d 22 of the second rectifying diode D2, and in this case as well, the diode elements involved in charging are the first rectifying diode D1 and the first. Since it is separated from the rectifying diode D2 of 2, the heat generated by energization is dispersed.

さらに、熱分散の別の対策として、図１、図８、図９に符号２０で示す熱伝導部材をもって第１のトランスＴ１と第２のトランスＴ２との間を機械的に接続するという実施例も好ましい。例えば、第１のトランスＴ１と第２のトランスＴ２とを横に２個並べて配置し、互いのトランスのコアどうしを熱伝導シートで接続してもよい。この対策による利点は次のとおりである。 Further, as another measure for heat dispersion, an embodiment in which the first transformer T1 and the second transformer T2 are mechanically connected by a heat conductive member indicated by reference numeral 20 in FIGS. 1, 8 and 9. Is also preferable. For example, two first transformers T1 and two second transformers T2 may be arranged side by side, and the cores of the two transformers may be connected to each other by a heat conductive sheet. The advantages of this measure are as follows.

上記した本発明実施例においては、第２のトランスＴ２が動作しているときには第１のトランスＴ１は不動作であり、逆に、第１のトランスＴ１が動作しているときには第２のトランスＴ２は不動作である。つまり、両トランスＴ１，Ｔ２は、一方が動作中は他方は不動作となる。動作中のトランスは発熱するが、不動作のトランスは発熱しない。したがって、動作中のトランスで発生する熱を熱伝導部材２０を介して温度の低い他方の不動作のトランスへと逃がすことができ、動作中のトランスの過熱を防止することができる。つまり、一方のトランスの発熱に対して、他方のトランスをヒートシンクとして有効に利用することが可能となる。なお、熱伝導部材２０としては、シート状のものが好ましいが、その他の形態であってもよい。 In the above-described embodiment of the present invention, the first transformer T1 is inoperable when the second transformer T2 is operating, and conversely, the second transformer T2 is operating when the first transformer T1 is operating. Is inactive. That is, both transformers T1 and T2 are inoperable while one is in operation. The operating transformer generates heat, but the non-operating transformer does not generate heat. Therefore, the heat generated by the operating transformer can be released to the other non-operating transformer having a low temperature via the heat conductive member 20, and overheating of the operating transformer can be prevented. That is, it is possible to effectively use the other transformer as a heat sink for the heat generated by one transformer. The heat conductive member 20 is preferably in the form of a sheet, but may have other forms.

図１０はさらに別の実施例における双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す。図１０において、図１で用いたのと同一符号は同一の構成要素を指すものとし、詳しい説明は省略する。 FIG. 10 shows the configuration of a bidirectional DC / DC converter in still another embodiment. In FIG. 10, the same reference numerals used in FIG. 1 refer to the same components, and detailed description thereof will be omitted.

この実施例では、トランスとして、図１の実施例の場合のハイサイドとローサイドとに分離した２つのトランスＴ１，Ｔ２に代えて、一次巻線がセンタータップを境にハイサイド側部分とローサイド側部分とからなるトランスＴ０′を用いている。換言すれば、ハイサイド一次巻線部分ＮH1′とローサイド一次巻線部分ＮL1′とがセンタータップで繋がっている充放電兼用トランスＴ０′を用いている。この充放電兼用トランスＴ０′においては、その二次巻線としては、ハイサイド二次巻線部分ＮH2′とローサイド二次巻線部分ＮL2′とがセンタータップで繋がったものを用いている。 In this embodiment, as the transformer, instead of the two transformers T1 and T2 separated into the high side and the low side in the case of the embodiment of FIG. 1, the primary winding has the high side side portion and the low side side with the center tap as a boundary. A transformer T0'consisting of a part is used. In other words, a charging / discharging transformer T0'in which the high-side primary winding portion N H1 ′ and the low-side primary winding portion N L1 ′ are connected by a center tap is used. In this charge / discharge combined transformer T0', as the secondary winding, a high-side secondary winding portion N H2'and a low-side secondary winding portion N L2 ' are connected by a center tap. ..

ハイサイド一次巻線部分ＮH1′とローサイド一次巻線部分ＮL1′とを繋ぐセンタータップは共振用のリアクトルＬｒの一端に接続され、ハイサイド一次巻線部分ＮH1′はハイサイドの転流用スイッチング素子Ｑt1と接続され、ローサイド一次巻線部分ＮL1′はローサイドの転流用スイッチング素子Ｑt2と接続されている。 The center tap connecting the high-side primary winding portion N H1 ′ and the low-side primary winding portion N L1 ′ is connected to one end of the reactor Lr for resonance, and the high-side primary winding portion N H1 ′ is used for high-side diversion. It is connected to the switching element Q t1 and the low-side primary winding portion N L1 ′ is connected to the low-side commutation switching element Q t2 .

また、ハイサイド二次巻線部分ＮH2′とローサイド二次巻線部分ＮL2′とを繋ぐセンタータップはローサイドラインＬ２に接続され、ハイサイド二次巻線部分ＮH2′は整流回路１２における整流ダイオードＤH1を介してハイサイドラインＬ１に接続され、ローサイド二次巻線部分ＮL2′は整流ダイオードＤL1を介してハイサイドラインＬ１に接続されている。 Further, the center tap connecting the high-side secondary winding portion N H2 ′ and the low-side secondary winding portion N L2 ′ is connected to the low-side line L2, and the high-side secondary winding portion N H2 ′ is in the rectifier circuit 12. It is connected to the high side line L1 via the rectifying diode D H1 , and the low side secondary winding portion N L2 ′ is connected to the high side line L1 via the rectifying diode D L1 .

そして、ハイサイド一次巻線部分ＮH1′とローサイド一次巻線部分ＮL1′とは互いに逆方向に巻かれている。この一次巻線についての逆極性は、巻線部分の脇に記載した巻線の“巻き始め”を示す黒丸の記号「●」の位置によって示されている。ハイサイド一次巻線部分ＮH1′に対してはその下端に記号「●」が付記されているのに対して、ローサイド一次巻線部分ＮL1′に対してはその上端に記号「●」が付記されていて、互いに逆極性であることが分かる。 The high-side primary winding portion N H1 ′ and the low-side primary winding portion N L1 ′ are wound in opposite directions to each other. The reverse polarity of this primary winding is indicated by the position of the black circle symbol "●" indicating the "start of winding" of the winding described on the side of the winding portion. The high-side primary winding portion N H1 ′ has a symbol “●” at the lower end, whereas the low-side primary winding portion N L1 ′ has a symbol “●” at the upper end. It is added and it can be seen that they are opposite in polarity.

バッテリ放電時にローサイドの転流用スイッチング素子Ｑt2がオン（導通）し、その他のスイッチング素子がオフ（非導通）であると、ローサイド一次巻線部分ＮL1′に電圧（センタータップ側が高電位）が発生すると同時にハイサイド一次巻線部分ＮH1′に逆向きの電圧（センタータップ側が高電位）が発生する。ここで、ハイサイドの転流用スイッチング素子Ｑt1がオフなので、ハイサイド一次巻線部分ＮH1′に発生した電圧によって電流が流れるルートが存在しない（ハイサイドの転流用スイッチング素子Ｑt1がオフなので、ハイサイド一次巻線部分ＮH1′→共振用のリアクトルＬｒ→ハイサイドのメインスイッチング素子Ｑm1→ハイサイドの転流用スイッチング素子Ｑt1のルートでは電流が流れない）。電位レベルでみると、ハイサイドの転流用スイッチング素子Ｑt1のドレイン（ハイサイドの転流用スイッチング素子Ｑt1のハイサイドラインＬ１側の端子）側がプラス電位（高電位）となるため、図１１に示す従来の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータのようにハイサイドの転流用スイッチング素子Ｑt1のラインに対して逆流防止用のダイオードＤG1を挿入する必要がない。 When the low-side commutation switching element Q t2 is on (conducting) and the other switching elements are off (non-conducting) when the battery is discharged, a voltage (high potential on the center tap side) is applied to the low-side primary winding portion N L1 ′. At the same time, a voltage in the opposite direction (high potential on the center tap side) is generated in the high side primary winding portion N H1 ′. Here, since the high-side commutation switching element Q t1 is off, there is no route through which current flows due to the voltage generated in the high-side primary winding portion N H1 ′ (because the high-side commutation switching element Q t1 is off). , High-side primary winding part N H1 ′ → Resonant reactor Lr → High-side main switching element Q m1 → High-side commutation switching element Q t1 No current flows). Looking at the potential level, the drain side of the high-side commutation switching element Q t1 (the terminal on the high-side line L1 side of the high-side commutation switching element Q t1 ) has a positive potential (high potential). Unlike the conventional bidirectional DC-DC converter shown below, it is not necessary to insert a backflow prevention diode D G1 into the line of the high-side commutation switching element Q t1 .

また、バッテリ充電時にハイサイドの転流用スイッチング素子Ｑt1がオン（導通）し、その他のスイッチング素子がオフ（非導通）であると、ハイサイド一次巻線部分ＮH1′に電圧（センタータップ側が高電位）が発生すると同時にローサイド一次巻線部分ＮL1′に逆向きの電圧（センタータップ側が高電位）が発生する。ここで、ローサイドの転流用スイッチング素子Ｑt2がオフなので、ローサイド一次巻線部分ＮL1′に発生した電圧によって電流が流れるルートが存在しない。電位レベルでみると、ローサイドの転流用スイッチング素子Ｑt2のドレイン（ローサイドの転流用スイッチング素子Ｑt2のローサイド一次巻線部分ＮL1′側の端子）側がプラス電位となるため、図１１に示す従来の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータのようにローサイドの転流用スイッチング素子Ｑt2のラインに対して逆流防止用のダイオードＤG2を挿入する必要がない。 If the high-side commutation switching element Q t1 is on (conducting) and the other switching elements are off (non-conducting) when the battery is being charged, a voltage (center tap side is on the high-side primary winding portion N H1 ′). (High potential) is generated, and at the same time, a voltage in the opposite direction (high potential on the center tap side) is generated in the low-side primary winding portion N L1 ′. Here, since the low-side commutation switching element Q t2 is off, there is no route through which current flows due to the voltage generated in the low-side primary winding portion N L1 ′. Looking at the potential level, the drain side of the low-side commutation switching element Q t2 (the terminal on the low-side primary winding portion N L1 ′ side of the low-side commutation switching element Q t2 ) has a positive potential. It is not necessary to insert a backflow prevention diode D G2 into the line of the low-side commutation switching element Q t2 as in the bidirectional DC-DC converter.

本発明は、ＡＲＣＰ回路を備えた双方向ＤＣ／ＤＣコンバータに関して、変換効率の向上を図る技術として有用である。 INDUSTRIAL APPLICABILITY The present invention is useful as a technique for improving conversion efficiency with respect to a bidirectional DC / DC converter provided with an ARCP circuit.

１０ ＡＲＣＰ回路
１１ 転流制御回路
１２ 整流回路
Ｂ バッテリ
Ｃ１ 第１の平滑コンデンサ
Ｃ２ 第２の平滑コンデンサ
Ｌ１ ハイサイドライン
Ｌ２ ローサイドライン
Ｌout 出力用のリアクトル
Ｌｒ 共振用のリアクトル
Ｎ１ 第１の接続ノード
Ｎ２ 第２の接続ノード
ＮH1 ハイサイドの一次巻線
ＮL1 ローサイドの一次巻線
ＮH2 ハイサイドの二次巻線
ＮL2 ローサイドの二次巻線
ＮH1′ハイサイド一次巻線部分
ＮL1′ローサイド一次巻線部分
Ｑm1 ハイサイドのメインスイッチング素子
Ｑm2 ローサイドのメインスイッチング素子
Ｑt1 ハイサイドの転流用スイッチング素子
Ｑt2 ローサイドの転流用スイッチング素子
Ｔp1 インバータ側のハイサイド入出力端子
Ｔn1 インバータ側のローサイド入出力端子
Ｔp2 バッテリ側のハイサイド入出力端子
Ｔn2 バッテリ側のローサイド入出力端子
Ｔ１ ハイサイドのトランス
Ｔ２ ローサイドのトランス
ＤH1，ＤH2，ＤL1，ＤL2 整流ダイオード 10 ARCP circuit 11 commutation control circuit 12 rectifier circuit B battery C1 first smoothing capacitor C2 second smoothing capacitor L1 high side line L2 low side line Lout reactor for output Lr reactor for resonance N1 first connection node N2 first 2 connection nodes N H1 high-side primary winding N L1 low-side primary winding N H2 high-side secondary winding N L2 low-side secondary winding N H1 ′ high-side primary winding part N L1 ′ low-side primary Winding part Q m1 High-side main switching element Q m2 Low-side main switching element Q t1 High-side commutation switching element Q t2 Low-side commutation switching element T p1 High-side input / output terminal on the inverter side T n1 On the inverter side Low-side input / output terminal T p2 High-side input / output terminal on the battery side T n2 Low-side input / output terminal on the battery side T1 High-side transformer T2 Low-side transformer D H1 , D H2 , D L1 , D L2 rectifying diode

Claims (1)

一方端側のハイサイド入出力端子とローサイド入出力端子との間に接続された第１の平滑コンデンサと、
他方端側のハイサイド入出力端子とローサイド入出力端子との間に接続された第２の平滑コンデンサと、
前記一方端側のハイサイド入出力端子と前記他方端側のハイサイド入出力端子とを接続するハイサイドラインに挿入されたハイサイドのメインスイッチング素子と出力用のリアクトルとの直列回路と、
前記一方端側のローサイド入出力端子と前記他方端側のローサイド入出力端子とを接続するローサイドラインと、前記ハイサイドのメインスイッチング素子と前記出力用のリアクトルを接続する第１の接続ノードとの間に挿入されたローサイドのメインスイッチング素子と、
前記ハイサイドラインと前記ローサイドラインとの間に接続されたＡＲＣＰ回路とを備え、
前記ＡＲＣＰ回路は転流制御回路と整流回路からなり、
前記転流制御回路は、
前記第１の接続ノードに一端が接続された共振用のリアクトルと、前記共振用のリアクトルの他端に接続されたトランスと、ハイサイドの転流用スイッチング素子と、ローサイドの転流用スイッチング素子とを有し、
前記整流回路は、前記トランスの二次巻線に誘起される電力を受電可能な状態で前記ハイサイドラインと前記ローサイドラインとの間に接続され、前記第１の平滑コンデンサに対して前記ハイサイドライン側から前記ローサイドライン側に向けた一方向にのみ電流を供給するように構成され、
前記トランスは、
前記ハイサイドの転流用スイッチング素子にハイサイドの一次巻線が接続されたハイサイドのトランスと、前記ローサイドの転流用スイッチング素子にローサイドの一次巻線が接続されたローサイドのトランスとを有し、前記ハイサイドのトランスと前記ローサイドのトランスとが実質的に磁気結合することなく互いに分離配置され、
前記ハイサイドの一次巻線と前記ローサイドの一次巻線とを接続する第２の接続ノードが前記共振用のリアクトルの他端に接続され、
前記ハイサイドラインと前記第２の接続ノードとの間に前記ハイサイドの転流用スイッチング素子と前記ハイサイドの一次巻線との直列回路が接続されるとともに、前記ハイサイドの一次巻線にハイサイドの二次巻線が磁気結合した状態で前記整流回路に接続されている一方、
前記ローサイドラインと前記第２の接続ノードとの間に前記ローサイドの転流用スイッチング素子と前記ローサイドの一次巻線との直列回路が接続されるとともに、前記ローサイドの一次巻線にローサイドの二次巻線が磁気結合した状態で前記整流回路に接続され、
前記ハイサイドおよびローサイドの二次巻線はいずれもセンタータップ方式の巻線に構成され、
前記ハイサイドのセンタータップ方式の二次巻線は、その一端および他端がそれぞれ整流ダイオードを介して前記ハイサイドラインに接続され、そのセンタータップが前記ローサイドラインに直接に接続され、
前記ローサイドのセンタータップ方式の二次巻線は、その一端および他端がそれぞれ整流ダイオードを介して前記ローサイドラインに接続され、そのセンタータップが前記ハイサイドラインに直接に接続されていることを特徴とする双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。 A first smoothing capacitor connected between the high-side input / output terminal and the low-side input / output terminal on one end side,
A second smoothing capacitor connected between the high-side input / output terminal and the low-side input / output terminal on the other end side,
A series circuit of a high-side main switching element inserted in the high-side line connecting the high-side input / output terminal on one end side and the high-side input / output terminal on the other end side and a reactor for output, and a series circuit.
A low-side line connecting the low-side input / output terminal on one end side and the low-side input / output terminal on the other end side, and a first connection node connecting the high-side main switching element and the reactor for output. The low-side main switching element inserted between them,
It comprises an ARCP circuit connected between the high side line and the low side line.
The ARCP circuit consists of a commutation control circuit and a rectifier circuit.
The commutation control circuit is
A resonance reactor having one end connected to the first connection node, a transformer connected to the other end of the resonance reactor , a high -side commutation switching element , and a low-side commutation switching element. Have,
The rectifier circuit is connected between the high side line and the low side line in a state where it can receive the electric power induced in the secondary winding of the transformer, and the high side with respect to the first smoothing capacitor. It is configured to supply current only in one direction from the line side toward the low side line side.
The transformer is
It has a high-side transformer in which a high- side primary winding is connected to the high-side commutation switching element, and a low-side transformer in which a low- side primary winding is connected to the low-side commutation switching element. The high-side transformer and the low-side transformer are separated from each other with substantially no magnetic coupling .
A second connection node connecting the high-side primary winding and the low-side primary winding is connected to the other end of the resonant reactor.
A series circuit of the high-side commutation switching element and the high-side primary winding is connected between the high-side line and the second connection node, and the high-side primary winding is connected to the high-side primary winding. While the secondary windings on the side are magnetically coupled and connected to the rectifier circuit,
A series circuit of the low-side commutation switching element and the low-side primary winding is connected between the low-side line and the second connection node, and the low-side secondary winding is connected to the low-side primary winding. The wire is magnetically coupled and connected to the rectifier circuit.
Both the high-side and low-side secondary windings are configured as center tap type windings.
One end and the other end of the high-side center tap type secondary winding are connected to the high-side line via a rectifying diode, and the center tap is directly connected to the low-side line.
The low-side center tap type secondary winding is characterized in that one end and the other end thereof are connected to the low-side line via a rectifying diode, respectively, and the center tap is directly connected to the high-side line. Bidirectional DC / DC converter.
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