JP6968127B2 - Power factor improvement converter - Google Patents

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Description

本発明は、力率改善コンバータに関する。 The present invention relates to a power factor improving converter.

力率改善コンバータは、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータと非絶縁型昇圧コンバータとを組み合わせたツーコンバータ方式が知られている（例えば特許文献１）。一方、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータと非絶縁型昇圧コンバータとを１つに統合したワンコンバータ方式の力率改善コンバータ（例えば特許文献２）も知られている。 As the power factor improving converter, a two-converter system in which an isolated DC / DC converter and a non-isolated boost converter are combined is known (for example, Patent Document 1). On the other hand, a one-converter type power factor improving converter (for example, Patent Document 2) in which an isolated DC / DC converter and a non-isolated boost converter are integrated into one is also known.

また、大出力電源に好適なインターリーブ方式の力率改善回路が知られている（例えば特許文献３）。インターリーブ方式は、力率改善用の２つ昇圧コンバータを並列に設け、各昇圧コンバータを１８０°の位相差で交互に動作させる方式である。 Further, an interleave type power factor improving circuit suitable for a high output power supply is known (for example, Patent Document 3). The interleave method is a method in which two boost converters for improving the power factor are provided in parallel, and the boost converters are operated alternately with a phase difference of 180 °.

特開２０１４−１３１４５５号公報Japanese Unexamined Patent Publication No. 2014-131455 特開２０１０−２５２５５３号公報Japanese Unexamined Patent Publication No. 2010-25253 特開２００２−１０６３２号公報JP-A-2002-10632

従来のワンコンバータ方式の力率改善コンバータでは、特許文献２に記載のように、絶縁用のトランスの一次側にスイッチング素子を設けるとともに、トランスの二次側にもフライバック動作を行わせるためのリアクトルおよびスイッチング素子が必要であることから、回路規模が大きくなり、制御が複雑となり、部品点数も多かった。 In the conventional one-converter type power factor improving converter, as described in Patent Document 2, a switching element is provided on the primary side of the transformer for insulation, and a flyback operation is also performed on the secondary side of the transformer. Since a reactor and a switching element are required, the circuit scale is large, control is complicated, and the number of parts is large.

以上の現状から、本発明は、回路構成が簡素化されるとともに、信頼性があり効率的な力率改善コンバータを提供することを目的とする。 From the above situation, it is an object of the present invention to provide a reliable and efficient power factor improving converter while simplifying the circuit configuration.

上記の目的を達成するべく、本発明は、以下の構成を提供する。
・本発明の態様は、各一次コイルに入力電圧をそれぞれ印加可能な第１のトランスおよび第２のトランスと、
前記入力電圧により前記第１のトランスの一次コイルに流れる電流が導通又は遮断するように制御される第１のスイッチング素子と、
前記入力電圧により前記第２のトランスの一次コイルに流れる電流が導通又は遮断するように制御される第２のスイッチング素子と、
前記第１および第２のトランスの二次側に設けられた共通の第１の出力端および第２の出力端と、
前記第１のトランスの一次コイルの電流が導通したときにその二次コイルに流れ得る第１のフォワード電流を前記第１および第２の出力端へと出力するための第１の電流路と、
前記第１のトランスの一次コイルの電流が遮断したときにその二次コイルに流れる第１のフライバック電流を前記第１および第２の出力端へと出力するための第２の電流路と、
前記第１のトランスの一次コイルの電流が遮断したときに流れ得る第１の転流電流を前記第１および第２の出力端へと出力するための第３の電流路と、
前記第２のトランスの一次コイルの電流が導通したときにその二次コイルに流れ得る第２のフォワード電流を前記第１および第２の出力端へと出力するための第４の電流路と、
前記第２のトランスの一次コイルの電流が遮断したときにその二次コイルに流れる第２のフライバック電流を前記第１および第２の出力端へと出力するための第５の電流路と、
前記第２のトランスの一次コイルの電流が遮断したときに流れ得る第２の転流電流を前記第１および第２の出力端へと出力するための第６の電流路とを備えたことを特徴とする。
・ 上記態様において、前記第２の出力端から前記第１のトランスの二次コイルの終端への電流を導通可能に接続された第１の整流要素と、
前記第２の出力端から前記第２のトランスの二次コイルの終端への電流を導通可能に接続された第２の整流要素と、
前記第１のトランスの二次コイルの終端から前記第１の出力端への電流を導通可能に接続された第３の整流要素と、
前記第２のトランスの二次コイルの終端から前記第１の出力端への電流を導通可能に接続された第４の整流要素と、
前記第２の出力端から前記第１および第２のトランスの各二次コイルの始端への電流を導通可能に接続された第５の整流要素と、を有することが、好適である。
さらにこの好適態様において、前記第１の電流路が、前記第１の整流要素と、前記第１のトランスの二次コイルと、前記第２のトランスの二次コイルと、前記第４の整流要素とを含み、
前記第２の電流路が、前記第５の整流要素と、前記第１のトランスの二次コイルと、前記第３の整流要素と、を含み、
前記第３の電流路が、前記第５の整流要素と、前記第２のトランスの二次コイルと、前記第４の整流要素とを含み、
前記第４の電流路が、前記第２の整流要素と、前記第２のトランスの二次コイルと、前記第１のトランスの二次コイルと、前記第３の整流要素と、を含み、
前記第５の電流路が、前記第５の整流要素と、前記第２のトランスの二次コイルと、前記第４の整流要素とを含み、
前記第６の電流路が、前記第５の整流要素と、前記第１のトランスの二次コイルと、前記第３の整流要素とを含むことが、好適である。
・ 上記態様において、前記第１の出力端に一端が接続されたリアクトルと、
前記第２の出力端から前記第１のトランスの二次コイルの終端への電流を導通可能に接続された第１の整流要素と、
前記第２の出力端から前記第２のトランスの二次コイルの終端への電流を導通可能に接続された第２の整流要素と、
前記第１のトランスの二次コイルの終端から前記第１の出力端への電流を導通可能に接続された第３の整流要素と、
前記第２のトランスの二次コイルの終端から前記第１の出力端への電流を導通可能に接続された第４の整流要素と、
前記第２の出力端から前記第１および第２のトランスの各二次コイルの始端への電流を導通可能にそれぞれ接続された第５および第６の整流要素と、
前記第１および第２のトランスの各二次コイルの始端から前記リアクトルの他端への電流を導通可能にそれぞれ接続された第７および第８の整流要素と、
を有することが、好適である。
さらにこの好適態様において、前記第１の電流路が、前記第１の整流要素と、前記第１のトランスの二次コイルと、前記第７の整流要素と、前記リアクトルとを含み、
前記第２の電流路が、前記第５の整流要素と、前記第１のトランスの二次コイルと、前記第３の整流要素と、を含み、
前記第３の電流路が、前記第５の整流要素と、前記第７の整流要素と、前記リアクトルとを含み、
前記第４の電流路が、前記第２の整流要素と、前記第２のトランスの二次コイルと、前記第８の整流要素と、前記リアクトルとを含み、
前記第５の電流路が、前記第６の整流要素と、前記第２のトランスの二次コイルと、前記第４の整流要素とを含み、
前記第６の電流路が、前記第６の整流要素と、前記第８の整流要素と、前記リアクトルとを含むことが、好適である。
・ 上記各態様において、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子が、２つの異なる制御信号の各々によりそれぞれオンオフ制御されることが、好適である。
・ 上記各態様において、前記入力電圧が入力される一対の入力端の間に接続されたコンデンサと、
前記第１のトランスの一次コイルの電流が遮断したときに当該一次コイルに生じる逆起電圧により前記コンデンサを充電する充電電流を流すための第７の電流路と、
前記第２のトランスの一次コイルの電流が導通したときに前記コンデンサから放電される放電電流を当該一次コイルに流すための第８の電流路と、
前記第２のトランスの一次コイルの電流が遮断したときに当該一次コイルに生じる逆起電圧により前記コンデンサを充電する充電電流を流すための第９の電流路と、
前記第１のトランスの一次コイルの電流が導通したときに前記コンデンサから放電される放電電流を当該一次コイルに流すための第１０の電流路とをさらに有することが、好適である。 In order to achieve the above object, the present invention provides the following configurations.
-Aspects of the present invention include a first transformer and a second transformer capable of applying an input voltage to each primary coil, respectively.
A first switching element whose input voltage controls the current flowing through the primary coil of the first transformer to conduct or cut off.
A second switching element whose input voltage controls the current flowing through the primary coil of the second transformer to conduct or cut off.
A common first output end and a second output end provided on the secondary side of the first and second transformers, and
A first current path for outputting a first forward current that can flow in the secondary coil when the current of the primary coil of the first transformer is conducted to the first and second output ends, and a first current path.
A second current path for outputting the first flyback current flowing through the secondary coil when the current of the primary coil of the first transformer is cut off to the first and second output ends, and
A third current path for outputting the first commutation current that can flow when the current of the primary coil of the first transformer is cut off to the first and second output ends, and
A fourth current path for outputting a second forward current that can flow in the secondary coil when the current of the primary coil of the second transformer is conducted to the first and second output ends, and a fourth current path.
A fifth current path for outputting the second flyback current flowing through the secondary coil to the first and second output ends when the current of the primary coil of the second transformer is cut off.
It is provided with a sixth current path for outputting a second commutation current that can flow when the current of the primary coil of the second transformer is cut off to the first and second output ends. It is a feature.
In the above embodiment, the first rectifying element connected so as to conduct current from the second output end to the end of the secondary coil of the first transformer.
A second rectifying element connected so as to be able to conduct a current from the second output end to the end of the secondary coil of the second transformer.
A third rectifying element connected so as to be able to conduct a current from the end of the secondary coil of the first transformer to the first output end.
A fourth rectifying element connected so as to be able to conduct a current from the end of the secondary coil of the second transformer to the first output end.
It is preferable to have a fifth rectifying element, which is connected so as to conduct current from the second output end to the start end of each secondary coil of the first and second transformers.
Further, in this preferred embodiment, the first current path includes the first rectifying element, the secondary coil of the first transformer, the secondary coil of the second transformer, and the fourth rectifying element. Including and
The second current path includes the fifth rectifying element, the secondary coil of the first transformer, and the third rectifying element.
The third current path includes the fifth rectifying element, the secondary coil of the second transformer, and the fourth rectifying element.
The fourth current path includes the second rectifying element, the secondary coil of the second transformer, the secondary coil of the first transformer, and the third rectifying element.
The fifth current path includes the fifth rectifying element, the secondary coil of the second transformer, and the fourth rectifying element.
It is preferable that the sixth current path includes the fifth rectifying element, the secondary coil of the first transformer, and the third rectifying element.
-In the above embodiment, the reactor having one end connected to the first output end,
A first rectifying element connected so as to be able to conduct a current from the second output end to the end of the secondary coil of the first transformer.
A second rectifying element connected so as to be able to conduct a current from the second output end to the end of the secondary coil of the second transformer.
A third rectifying element connected so as to be able to conduct a current from the end of the secondary coil of the first transformer to the first output end.
A fourth rectifying element connected so as to be able to conduct a current from the end of the secondary coil of the second transformer to the first output end.
Fifth and sixth rectifying elements connected so as to conduct current from the second output end to the start end of each secondary coil of the first and second transformers, respectively.
Seventh and eighth rectifying elements connected so as to conduct current from the start end of each secondary coil of the first and second transformers to the other end of the reactor, respectively.
It is preferable to have.
Further, in this preferred embodiment, the first current path includes the first rectifying element, the secondary coil of the first transformer, the seventh rectifying element, and the reactor.
The second current path includes the fifth rectifying element, the secondary coil of the first transformer, and the third rectifying element.
The third current path includes the fifth rectifying element, the seventh rectifying element, and the reactor.
The fourth current path includes the second rectifying element, the secondary coil of the second transformer, the eighth rectifying element, and the reactor.
The fifth current path includes the sixth rectifying element, the secondary coil of the second transformer, and the fourth rectifying element.
It is preferable that the sixth current path includes the sixth rectifying element, the eighth rectifying element, and the reactor.
-In each of the above embodiments, it is preferable that the first switching element and the second switching element are on / off controlled by each of two different control signals.
-In each of the above embodiments, a capacitor connected between a pair of input ends to which the input voltage is input and a capacitor.
A seventh current path for passing a charging current for charging the capacitor by the counter electromotive voltage generated in the primary coil when the current of the primary coil of the first transformer is cut off.
An eighth current path for passing the discharge current discharged from the capacitor to the primary coil when the current of the primary coil of the second transformer is conducted, and
A ninth current path for passing a charging current for charging the capacitor by the counter electromotive voltage generated in the primary coil when the current of the primary coil of the second transformer is cut off.
It is preferable to further have a tenth current path for passing the discharge current discharged from the capacitor to the primary coil when the current of the primary coil of the first transformer is conducted.

本発明によれば、回路構成が簡素化されるとともに、信頼性があり効率的な力率改善コンバータが実現される。 According to the present invention, the circuit configuration is simplified and a reliable and efficient power factor improving converter is realized.

図１は、力率改善コンバータの第１の実施形態の回路例の概略構成図である。FIG. 1 is a schematic configuration diagram of a circuit example of the first embodiment of the power factor improving converter. 図２は、図１の回路におけるタイミング図である。FIG. 2 is a timing diagram in the circuit of FIG. 図３は、図１の回路におけるモードＩの期間に流れる電流を概略的に示している。FIG. 3 schematically shows the current flowing during mode I in the circuit of FIG. 図４は、図１の回路におけるモードIIの期間に流れる電流を概略的に示している。FIG. 4 schematically shows the current flowing during Mode II in the circuit of FIG. 図５は、図１の回路におけるモードIIIの期間に流れる電流を概略的に示している。FIG. 5 schematically shows the current flowing during Mode III in the circuit of FIG. 図５は、図１の回路におけるモードIVの期間に流れる電流を概略的に示している。FIG. 5 schematically shows the current flowing during Mode IV in the circuit of FIG. 図７は、力率改善コンバータの痔２の実施形態の回路例の概略構成図である。FIG. 7 is a schematic configuration diagram of a circuit example of the hemorrhoid 2 embodiment of the power factor improving converter. 図８は、図７の回路におけるタイミング図である。FIG. 8 is a timing diagram in the circuit of FIG. 7. 図９は、図７の回路におけるモードＩの期間に流れる電流を概略的に示している。FIG. 9 schematically shows the current flowing during mode I in the circuit of FIG. 図１０は、図７の回路におけるモードIIの期間に流れる電流を概略的に示している。FIG. 10 schematically shows the current flowing during Mode II in the circuit of FIG. 図１１は、図７の回路におけるモードIIIの期間に流れる電流を概略的に示している。FIG. 11 schematically shows the current flowing during Mode III in the circuit of FIG. 図１２は、図７の回路におけるモードIVの期間に流れる電流を概略的に示している。FIG. 12 schematically shows the current flowing during Mode IV in the circuit of FIG. 図１３は、力率改善コンバータの第３の実施形態の回路構成を示す。FIG. 13 shows the circuit configuration of the third embodiment of the power factor improving converter. 図１４は、図１３の回路におけるモードIIの開始時の動作例を示している。FIG. 14 shows an example of operation at the start of mode II in the circuit of FIG. 図１５は、図１３の回路におけるモードIIIの開始時の動作例を示している。FIG. 15 shows an example of operation at the start of mode III in the circuit of FIG. 図１６は、図１３の回路におけるモードIVの開始時の動作例を示している。FIG. 16 shows an operation example at the start of mode IV in the circuit of FIG. 図１７は、図１３の回路におけるモードＩの開始時の動作例を示している。FIG. 17 shows an operation example at the start of mode I in the circuit of FIG.

以下、例として示した図面を参照して本発明の実施形態を説明する。
本発明は、力率改善機能と絶縁機能とを兼ね備えた力率改善コンバータを提供する。各実施形態の図面において同一または類似の構成要素には、基本的に同じ符号を付している。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings shown as examples.
The present invention provides a power factor improving converter having both a power factor improving function and an insulating function. In the drawings of each embodiment, the same or similar components are basically designated by the same reference numerals.

（１）第１の実施形態
（１−１）回路構成
図１は、力率改善コンバータの第１の実施形態の回路例の概略構成図である。第１の実施形態では、２つのトランスＴ１およびＴ２を有する。トランスＴ１は、一次コイルＮ１と二次コイルＮ２とを有し、トランスＴ２は、一次コイルＮ３と二次コイルＮ４とを有する（各コイルの巻き始端を黒丸で示す）。 (1) Circuit Configuration of the First Embodiment (1-1) FIG. 1 is a schematic configuration diagram of a circuit example of the first embodiment of the power factor improving converter. In the first embodiment, it has two transformers T1 and T2. The transformer T1 has a primary coil N1 and a secondary coil N2, and the transformer T2 has a primary coil N3 and a secondary coil N4 (the winding start end of each coil is indicated by a black circle).

＜トランスＴ１、Ｔ２の一次側の構成＞
まず、トランスＴ１、Ｔ２の一次側の構成について説明する。入力電圧は、高電位側の入力端１と、低電位側の入力端２との間に印加される。この例では、入力端２がトランスＴ１、Ｔ２の一次側の基準電位端すなわち接地端である。一次コイルＮ１、Ｎ３の各々の始端が、入力端１に接続されている。 <Structure on the primary side of transformers T1 and T2>
First, the configuration of the primary side of the transformers T1 and T2 will be described. The input voltage is applied between the input terminal 1 on the high potential side and the input terminal 2 on the low potential side. In this example, the input end 2 is the reference potential end, that is, the ground end on the primary side of the transformers T1 and T2. The start ends of each of the primary coils N1 and N3 are connected to the input end 1.

入力電圧は、一例として、正弦波の交流電圧の全波整流後の電圧である。交流電圧は、例えば、系統電源または各種の発電装置から出力される数Ｈｚ〜数十Ｈｚ程度の周波数を有する。しかしながら、本発明の力率改善コンバータは、正弦波以外の方形波若しくは三角波の電圧、または一定電圧の入力電圧に対しても同様に機能することができる。また、全波整流に替えて半波整流した入力電圧でもよい。なお、交流電圧を整流する整流部は、周知であるので図示および説明を省略する。 The input voltage is, for example, a voltage after full-wave rectification of a sinusoidal AC voltage. The AC voltage has, for example, a frequency of about several Hz to several tens of Hz output from a system power supply or various power generation devices. However, the power factor improving converter of the present invention can function similarly for a square wave or triangular wave voltage other than a sine wave, or an input voltage of a constant voltage. Further, the input voltage may be half-wave rectified instead of full-wave rectified. Since the rectifying unit that rectifies the AC voltage is well known, the illustration and description thereof will be omitted.

一次コイルＮ１とスイッチング素子Ｑ１とが直列接続されて第１の入力電流路Ａを構成している。一次コイルＮ３とスイッチング素子Ｑ２とが直列接続されて第２の入力電流路Ｂを構成している。第１の入力電流路Ａおよび第２の入力電流路Ｂの各々の一端は入力端１に、他端は入力端２に、それぞれ接続されている。したがって、第１の入力電流路Ａと第２の入力電流路Ｂとは、入力端１、２に対して互いに並列接続されている。したがって、一次コイルＮ１、Ｎ３の各々に対して入力電圧をそれぞれ印加することができる。 The primary coil N1 and the switching element Q1 are connected in series to form the first input current path A. The primary coil N3 and the switching element Q2 are connected in series to form a second input current path B. One end of each of the first input current path A and the second input current path B is connected to the input end 1, and the other end is connected to the input end 2. Therefore, the first input current path A and the second input current path B are connected in parallel to the input ends 1 and 2. Therefore, an input voltage can be applied to each of the primary coils N1 and N3, respectively.

スイッチング素子Ｑ１は、入力電圧により一次コイルＮ１に流れる電流が導通または遮断するように制御される。スイッチング素子Ｑ２は、入力電圧により一次コイルＮ３に流れる電流が導通または遮断するように制御される。 The switching element Q1 is controlled so that the current flowing through the primary coil N1 is conducted or cut off by the input voltage. The switching element Q2 is controlled so that the current flowing through the primary coil N3 is conducted or cut off by the input voltage.

ここでは、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は、一例としてｎチャネルＭＯＳＦＥＴである。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は、一例として、ドレインが一次コイルＮ１、Ｎ３の終端にそれぞれ接続され、ソースが入力端２（接地端）に接続されている。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は、制御端であるゲートに印加される電圧制御信号ＶＡ、ＶＢによりそれぞれオンオフ制御される。制御信号ＶＡ、ＶＢは、例えばＰＷＭ信号である。制御信号ＶＡ、ＶＢの周波数は、入力交流の周波数よりも高く、例えば数十ｋＨｚ〜数百ｋＨｚである。図示しないが、制御信号ＶＡ、ＶＢを生成し、出力する制御部が別途設けられている。 Here, the switching elements Q1 and Q2 are n-channel MOSFETs as an example. As an example, in the switching elements Q1 and Q2, the drain is connected to the end of the primary coils N1 and N3, respectively, and the source is connected to the input end 2 (grounded end). Switching elements Q1, Q2 is controlled end is a gate applied voltage control signal V A, are respectively on-off controlled by V B. The control signals V A and V B are, for example, PWM signals. Control signal V A, the frequency of V B is higher than the frequency of the input AC, for example, several tens kHz~ several hundred kHz. Although not shown, a control signal V A, generates a V B, and the control unit are provided separately for outputting.

＜トランスＴ１、Ｔ２の二次側の構成＞
トランスＴ１、Ｔ２の二次側には、共通の出力端である高電位側の第１の出力端ｐおよび低電位側の第２の出力端ｎが設けられる。出力端ｐ、ｎの間に力率改善コンバータの出力電圧が出力される。この例では、出力端ｎが、トランスＴ１、Ｔ２の二次側の基準電位端すなわち接地端である。出力端ｐと出力端ｎとの間には平滑コンデンサＣが接続されている。 <Structure on the secondary side of transformers T1 and T2>
On the secondary side of the transformers T1 and T2, a first output end p on the high potential side and a second output end n on the low potential side, which are common output ends, are provided. The output voltage of the power factor improving converter is output between the output ends p and n. In this example, the output end n is the reference potential end, that is, the grounded end on the secondary side of the transformers T1 and T2. A smoothing capacitor C is connected between the output end p and the output end n.

トランスＴ１の二次コイルＮ２の始端とトランスＴ２の二次コイルＮ４の始端とは、接続点ｘにて互いに接続されている。 The start end of the secondary coil N2 of the transformer T1 and the start end of the secondary coil N4 of the transformer T2 are connected to each other at the connection point x.

さらに、出力端ｎから二次コイルＮ２の終端へ流れる電流を導通可能とする第１の整流要素が接続されている。第１の整流要素は、一例としてダイオードＤ１であり、そのアノードが出力端ｎに、カソードが二次コイルＮ２の終端に接続されている。
同様に、出力端ｎから二次コイルＮ４の終端へ流れる電流を導通可能とする第２の整流要素が接続されている。第２の整流要素は、一例としてダイオードＤ２であり、そのアノードが出力端ｎに、カソードが二次コイルＮ４の終端に接続されている。 Further, a first rectifying element that enables conduction of the current flowing from the output end n to the end of the secondary coil N2 is connected. The first rectifying element is, for example, a diode D1, the anode of which is connected to the output end n and the cathode to the end of the secondary coil N2.
Similarly, a second rectifying element that makes the current flowing from the output end n to the end of the secondary coil N4 conductive is connected. The second rectifying element is, for example, a diode D2, the anode of which is connected to the output end n and the cathode to the end of the secondary coil N4.

さらに、二次コイルＮ２の終端から出力端ｐへ流れる電流を導通可能とする第３の整流要素が接続されている。第３の整流要素は、一例としてダイオードＤ３であり、そのアノードが二次コイルＮ２の終端に、カソードが出力端ｐに接続されている。
同様に、二次コイルＮ４の終端から出力端ｐへ流れる電流を導通可能とする第４の整流要素が接続されている。第４の整流要素は、一例としてダイオードＤ４であり、そのアノードが二次コイルＮ４の終端に、カソードが出力端ｐに接続されている。 Further, a third rectifying element that enables conduction of the current flowing from the end of the secondary coil N2 to the output end p is connected. The third rectifying element is, for example, a diode D3, the anode of which is connected to the end of the secondary coil N2 and the cathode to the output end p.
Similarly, a fourth rectifying element that allows the current flowing from the end of the secondary coil N4 to the output end p to be conductive is connected. The fourth rectifying element is, for example, a diode D4, the anode of which is connected to the end of the secondary coil N4 and the cathode to the output end p.

さらに、出力端ｎから二次コイルＮ２および二次コイルＮ４の各々の始端（接続点ｘ）へ流れる電流を導通可能とする第５の整流要素が接続されている。第５の整流要素は、一例としてダイオードＤ５であり、そのアノードが出力端ｎに、カソードが接続点ｘに接続されている。 Further, a fifth rectifying element that makes it possible to conduct a current flowing from the output end n to the start ends (connection points x) of each of the secondary coil N2 and the secondary coil N4 is connected. The fifth rectifying element is, for example, a diode D5, the anode of which is connected to the output end n and the cathode to the connection point x.

トランスＴ１、Ｔ２は、入力側と出力側を絶縁する絶縁トランスの役割と、力率改善のためのフライバック用リアクトルの役割と、フォワード用リアクトルの役割とを兼ねている。トランスＴ１とトランスＴ２は、同じ構成とすることが好適である。したがって、トランスＴ１の巻数比Ｎ１：Ｎ２と、トランスＴ２の巻数比Ｎ３：Ｎ４とが同じであることが好適である。 The transformers T1 and T2 have a role of an isolation transformer that insulates the input side and the output side, a role of a flyback reactor for improving the power factor, and a role of a forward reactor. It is preferable that the transformer T1 and the transformer T2 have the same configuration. Therefore, it is preferable that the turns ratio N1: N2 of the transformer T1 and the turn ratio N3: N4 of the transformer T2 are the same.

（１−２）回路動作
図２〜図６を参照して、図１に示した回路の動作を説明する。図２は、図１の回路における各構成要素の電圧または電流の波形を例示的かつ模式的に示すタイミング図である。 (1-2) Circuit operation The operation of the circuit shown in FIG. 1 will be described with reference to FIGS. 2 to 6. FIG. 2 is a timing diagram schematically and schematically showing voltage or current waveforms of each component in the circuit of FIG. 1.

図２（ａ）（ｂ）は、図１の回路におけるスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の制御信号ＶＡ、ＶＢを示している。図２は、一例としてＰＷＭ信号である制御信号ＶＡ、ＶＢの２周期に相当する期間を示している。この例ではインターリーブ方式と同様に、制御信号ＶＡとＶＢは、同じ周波数とデューティ比を有し、互いの位相差は１８０°である。また一例として、デューティ比は５０％未満としている。 2 (a) and 2 (b) show the control signals VA and V B of the switching elements Q1 and Q2 in the circuit of FIG. 2, the control signal V A is a PWM signal as an example, a period corresponding to two cycles of V B. Like the interleaving scheme in this example, the control signal V A and V B have the same frequency and duty ratio, the phase difference therebetween is 180 °. As an example, the duty ratio is set to less than 50%.

しかしながら、図１の回路では、原理的に制御信号ＶＡとＶＢをフレキシブルに設定することが可能である。図１に示した入力電流路Ａ（一次コイルＮ１とスイッチング素子Ｑ１からなる）と、入力電流路Ｂ（一次コイルＮ３とスイッチング素子Ｑ２からなる）は、入力電圧に対して並列接続されているので、スイッチング素子Ｑ１とＱ２は、互いに独立してオンオフ制御することができ、同時にオンとすることもできる。原理的には、制御信号ＶＡとＶＢは、周波数および／またはデューティ比が異なっていてもよく、同じ周波数の場合に任意の位相差とすることができる。実際には、制御信号ＶＡ、ＶＢは、入力電圧、入力電流および／または出力電圧等に応じて制御部によってそれぞれ適切に生成される。 However, in the circuit of FIG. 1, it is possible to set a principle control signals V A and V B flexible. Since the input current path A (consisting of the primary coil N1 and the switching element Q1) and the input current path B (consisting of the primary coil N3 and the switching element Q2) shown in FIG. 1 are connected in parallel with respect to the input voltage. , The switching elements Q1 and Q2 can be turned on and off independently of each other, and can be turned on at the same time. In principle, the control signal V A and V B may be different in frequency and / or duty ratio, can be any phase difference in the case of the same frequency. In practice, the control signals V A, V B is the input voltage, is appropriately generated respectively by the control unit in response to the input current and / or the output voltage or the like.

図２（ｃ）（ｄ）（ｅ）（ｆ）は、一次コイルＮ１、一次コイルＮ３、二次コイルＮ２、および二次コイルＮ４にそれぞれ流れる電流波形の一例を示している。ここでは、一次側の各コイルについては、始端に流入する電流を正とし、始端から流出する電流を負とし、そして二次側の各コイルについては、始端から流出する電流を正とし、始端に流入する電流を負として示している。 2 (c), (d), (e), and (f) show an example of the current waveforms flowing through the primary coil N1, the primary coil N3, the secondary coil N2, and the secondary coil N4, respectively. Here, for each coil on the primary side, the current flowing into the starting end is positive, the current flowing out from the starting end is negative, and for each coil on the secondary side, the current flowing out from the starting end is positive, and the starting end is The inflowing current is shown as negative.

図２に示すように、回路動作に関して、スイッチング素子Ｑ１のオン期間をモードＩと、オフ期間をモードIIと称する。また、スイッチング素子Ｑ２のオン期間をモードIIIと、オフ期間をモードIVと称する。スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２の各々のオンオフに起因する回路動作は、それぞれ独立して生じる。したがって、スイッチング素子Ｑ１のモードＩ、IIにおいて生じる電流と、スイッチング素子Ｑ２のモードIII、IVにおいて生じる電流とは、それぞれ回路上で重ね合わされる。 As shown in FIG. 2, regarding the circuit operation, the on period of the switching element Q1 is referred to as mode I, and the off period is referred to as mode II. Further, the on period of the switching element Q2 is referred to as mode III, and the off period is referred to as mode IV. The circuit operation caused by the on / off of each of the switching element Q1 and the switching element Q2 occurs independently. Therefore, the current generated in the modes I and II of the switching element Q1 and the current generated in the modes III and IV of the switching element Q2 are superimposed on the circuit, respectively.

＜モードＩの動作＞
図３は、モードＩにおける電流を示している（電流の流れを矢印付き太線で示している。以下の図でも同様）。一次側においてスイッチング素子Ｑ１がオンになると、入力電圧により一次コイルＮ１に電流ｉＡが流れる（図２（ｃ）参照）。スイッチング素子Ｑ２はオフなので、一次コイルＮ３には電流は流れない。 <Operation of mode I>
FIG. 3 shows the current in mode I (the current flow is shown by a thick line with an arrow; the same applies to the following figures). When the switching element Q1 is turned on on the primary side, a current iA flows through the primary coil N1 due to the input voltage (see FIG. 2C). Since the switching element Q2 is off, no current flows through the primary coil N3.

一次コイルＮ１に電流ｉＡが流れると、相互誘導により二次コイルＮ２に、その始端が高電位となる起電圧を生じる。この起電圧により、順バイアスとなるダイオードＤ１を通して、以下の第１の電流路を通って電流ｉ１が流れる（図２（ｅ）（ｆ）参照）。
・ダイオードＤ１→二次コイルＮ２→二次コイルＮ４→ダイオードＤ４→出力端ｐ
ダイオードＤ２、Ｄ３、Ｄ５は逆バイアスとなる。電流ｉ１は、負荷（図示せず）に供給され、出力端ｎに戻る。 When a current iA flows through the primary coil N1, an electromotive voltage is generated in the secondary coil N2 by mutual induction so that its starting end has a high potential. Due to this electromotive voltage, the current i1 flows through the following first current path through the diode D1 which is a forward bias (see FIGS. 2 (e) and 2 (f)).
・ Diode D1 → Secondary coil N2 → Secondary coil N4 → Diode D4 → Output end p
The diodes D2, D3 and D5 have a reverse bias. The current i1 is supplied to a load (not shown) and returns to the output end n.

電流ｉ１は、フォワード方式電源におけるフォワード電流に相当し、一次側から二次側に電力が伝達される。この場合、トランスＴ２の二次コイルＮ４が、フォワード方式電源における外付けリアクトルの役割を果たしている。（なお、図３に点線で示す電流ｉ５については、後に図６のモードIVで説明する。） The current i1 corresponds to the forward current in the forward power supply, and power is transmitted from the primary side to the secondary side. In this case, the secondary coil N4 of the transformer T2 serves as an external reactor in the forward power supply. (Note that the current i5 shown by the dotted line in FIG. 3 will be described later in Mode IV of FIG. 6).

トランスＴ１には、入力側から入力電流ｉＡが流れ込むので大きな磁気エネルギーが蓄積される。トランスＴ２にも二次コイルＮ４に電流ｉ１が流れて磁気エネルギーが蓄積されるが、トランスＴ１の蓄積量に比べて小さい。これは、トランスＴ２の二次コイルＮ４には、トランスＴ１の二次コイルＮ２の始端電位と平滑コンデンサＣの正側電位との差電圧のみが印加されるためである。 Since the input current iA flows into the transformer T1 from the input side, a large amount of magnetic energy is accumulated. A current i1 flows through the secondary coil N4 in the transformer T2 to store magnetic energy, but the amount is smaller than that of the transformer T1. This is because only the difference voltage between the starting potential of the secondary coil N2 of the transformer T1 and the positive potential of the smoothing capacitor C is applied to the secondary coil N4 of the transformer T2.

ここで、定常状態における平滑コンデンサＣは、リップル変動を除いてほぼ一定の電圧で充電されている。したがって、電流ｉ１は、二次コイルＮ２の起電圧による始端電位が、平滑コンデンサＣの正側電位を超え得る大きさであるときのみ流れる。例えば正弦波の入力電圧の場合、入力電圧の小さい範囲では、二次コイルＮ２の起電圧も小さいため、フォワード電流ｉ１は流れることができない。一般的なフォワード方式電源においては、これが力率を低下させる原因となる。図２（ｅ）（ｆ）では、モードＩの途中までは電流ｉ１が流れず、モードＩの途中から電流ｉ１が流れるようになった場合を例示している。また、図２（ｃ）に示すように、一次側の電流ｉＡは、二次側の電流ｉ１が流れるか否かに関わらず入力電圧が印加されると流れるが、二次側の電流ｉ１が流れるとトランス作用により一次側の電流ｉＡも増加する。
モードＩで電流ｉ１が流れない場合、トランスＴ１は、トランス作用を行わない単なる磁気エネルギー蓄積コイル（いわゆるフライバック用リアクトル）と同等になる。また、モードＩで電流ｉ１が流れる場合、トランスＴ１に蓄積される磁気エネルギーは、電流ｉ１が流れない場合に比べれば抑制されるが、所定の残留磁束は存在する。 Here, the smoothing capacitor C in the steady state is charged at a substantially constant voltage except for the ripple fluctuation. Therefore, the current i1 flows only when the starting potential due to the electromotive voltage of the secondary coil N2 is large enough to exceed the positive potential of the smoothing capacitor C. For example, in the case of a sine wave input voltage, the forward current i1 cannot flow because the electromotive voltage of the secondary coil N2 is also small in the range where the input voltage is small. In a general forward power supply, this causes a decrease in power factor. FIGS. 2 (e) and 2 (f) illustrate a case where the current i1 does not flow until the middle of the mode I, and the current i1 starts to flow from the middle of the mode I. Further, as shown in FIG. 2C, the current iA on the primary side flows when the input voltage is applied regardless of whether or not the current i1 on the secondary side flows, but the current i1 on the secondary side flows. When it flows, the current iA on the primary side also increases due to the trans-acting.
When the current i1 does not flow in the mode I, the transformer T1 becomes equivalent to a simple magnetic energy storage coil (so-called flyback reactor) that does not perform a transformer action. Further, when the current i1 flows in the mode I, the magnetic energy stored in the transformer T1 is suppressed as compared with the case where the current i1 does not flow, but a predetermined residual magnetic flux exists.

＜モードIIの動作＞
図４は、モードIIにおける電流を示している。一次側において、スイッチング素子Ｑ１がオフになると、一次側の電流ｉＡが遮断し、二次側の電流ｉ１も遮断される（図２（ｃ）（ｅ）参照）。トランスＴ１、Ｔ２の各コイルＮ１〜Ｎ４にはそれぞれ逆起電圧が生じる。モードＩで蓄積された磁気エネルギーに応じて、トランスＴ１に生じる逆起電圧は大きく、トランスＴ２に生じる逆起電圧は小さい。 <Operation of mode II>
FIG. 4 shows the current in mode II. When the switching element Q1 is turned off on the primary side, the current iA on the primary side is cut off, and the current i1 on the secondary side is also cut off (see FIGS. 2 (c) and 2 (e)). A counter electromotive voltage is generated in each of the coils N1 to N4 of the transformers T1 and T2. Depending on the magnetic energy stored in the mode I, the counter electromotive voltage generated in the transformer T1 is large, and the counter electromotive voltage generated in the transformer T2 is small.

二次コイルＮ２の逆起電圧によりダイオードＤ５、Ｄ３が順バイアスとなり、電流ｉ２が、以下の第２の電流路を通って流れる（図２（ｅ）参照）。
・ダイオードＤ５→二次コイルＮ２→ダイオードＤ３→出力端ｐ
電流ｉ２により、モードＩにおいてトランスＴ１に蓄積された磁気エネルギーが放出される。電流ｉ２は、フライバック方式電源におけるフライバック電流に相当し、入力電圧の大きさに関わらず流れるので力率改善に寄与する。 The back electromotive voltage of the secondary coil N2 causes the diodes D5 and D3 to be forward biased, and the current i2 flows through the following second current path (see FIG. 2E).
・ Diode D5 → Secondary coil N2 → Diode D3 → Output end p
The current i2 releases the magnetic energy stored in the transformer T1 in mode I. The current i2 corresponds to the flyback current in the flyback type power supply and flows regardless of the magnitude of the input voltage, which contributes to the improvement of the power factor.

同時に、二次コイルＮ４の逆起電圧により、電流ｉ３が、以下の第３の電流路を通って流れる（図２（ｆ）参照）
・ダイオードＤ５→二次コイルＮ４→ダイオードＤ４→出力端ｐ
電流ｉ３により、モードＩにおいてトランスＴ２に蓄積された磁気エネルギーが放出される。電流ｉ３は、モードＩのフォワード電流ｉ１の転流電流に相当する。したがって、モードＩにおいて入力電圧が小さいためにフォワード電流ｉ１が流れないときは、転流電流ｉ３も流れない。ダイオードＤ５は、フリーホイーリングダイオードの役割を果たす。 At the same time, the counter electromotive voltage of the secondary coil N4 causes the current i3 to flow through the following third current path (see FIG. 2 (f)).
・ Diode D5 → Secondary coil N4 → Diode D4 → Output end p
The current i3 releases the magnetic energy stored in the transformer T2 in mode I. The current i3 corresponds to the commutation current of the mode I forward current i1. Therefore, when the forward current i1 does not flow because the input voltage is small in the mode I, the commutation current i3 also does not flow. The diode D5 serves as a freewheeling diode.

電流ｉ２および電流ｉ３は、合流して負荷（図示せず）に供給され、出力端ｎに戻る。 The current i2 and the current i3 merge and are supplied to the load (not shown) and return to the output end n.

＜モードIIIの動作＞
図５は、モードIIIにおける電流をそれぞれ示している。モードIIIにおける回路動作は、上述したモードＩにおける回路動作とほぼ対称的になり、実質的に同じである。 <Operation of mode III>
FIG. 5 shows the currents in mode III, respectively. The circuit operation in mode III is substantially symmetrical and substantially the same as the circuit operation in mode I described above.

図５に示すように、モードIIIでは、一次側ではモードＩにおける電流ｉＡと同様に、電流ｉＢが一次コイルＮ３に流れる（図２（ｄ）参照）。二次側ではモードＩにおける電流ｉ１と対称的な電流ｉ４が、以下の第４の電流路を通って流れる（図２（ｅ）（ｆ）参照）。
・ダイオードＤ２→二次コイルＮ４→二次コイルＮ２→ダイオードＤ３→出力端ｐ
電流ｉ４は、負荷（図示せず）に供給され、出力端ｎに戻る。電流ｉ４も、電流ｉ１と同様にフォワード電流であり、この場合は、トランスＴ１の二次コイルＮ２がフォワード方式電源における外付けリアクトルの役割を果たしている。 As shown in FIG. 5, in the mode III, the current iB flows through the primary coil N3 on the primary side in the same manner as the current iA in the mode I (see FIG. 2D). On the secondary side, a current i4 symmetrical to the current i1 in the mode I flows through the following fourth current path (see FIGS. 2 (e) and 2 (f)).
・ Diode D2 → Secondary coil N4 → Secondary coil N2 → Diode D3 → Output end p
The current i4 is supplied to a load (not shown) and returns to the output end n. The current i4 is also a forward current like the current i1, and in this case, the secondary coil N2 of the transformer T1 plays the role of an external reactor in the forward power supply.

電流ｉ４も、入力電圧が小さい範囲で流れない場合がある。図２（ｅ）（ｆ）では、モードIIIの途中までは電流ｉ４が流れず、モードIIIの途中から電流ｉ４が流れるようになった場合を例示している。また、図２（ｄ）に示すように、一次側の電流ｉＢは、二次側の電流ｉ４が流れるか否かに関わらず入力電圧が印加されると流れるが、二次側の電流ｉ４が流れるとトランス作用により一次側の電流ｉＢも増加する。
モードIIIで電流ｉ４が流れない場合、トランスＴ２は、トランス作用を行わない単なる磁気エネルギー蓄積コイル（いわゆるフライバック用リアクトル）と同等になる。また、モードIIIで電流ｉ４が流れる場合、トランスＴ２に蓄積される磁気エネルギーは、電流ｉ４が流れない場合に比べて抑制されるが、所定の残留磁束は存在する。 The current i4 may not flow in the range where the input voltage is small. In FIGS. 2 (e) and 2 (f), the current i4 does not flow until the middle of the mode III, and the current i4 starts to flow from the middle of the mode III. Further, as shown in FIG. 2D, the current iB on the primary side flows when the input voltage is applied regardless of whether or not the current i4 on the secondary side flows, but the current i4 on the secondary side flows. When it flows, the current iB on the primary side also increases due to the transformer action.
When the current i4 does not flow in the mode III, the transformer T2 becomes equivalent to a simple magnetic energy storage coil (so-called flyback reactor) that does not perform a transformer action. Further, when the current i4 flows in the mode III, the magnetic energy stored in the transformer T2 is suppressed as compared with the case where the current i4 does not flow, but a predetermined residual magnetic flux exists.

なおこの例では、点線で示すように、モードIIにおける二次側のフライバック電流ｉ２がモードIIIになっても残留している（図２（ｅ）参照）が、これは必ず残留するものではない。但し、モードIIIで残留している電流ｉ２は、ダイオードＤ５を通らず、ダイオードＤ２および二次コイルＮ４から二次コイルＮ２を通って流れる。 In this example, as shown by the dotted line, the flyback current i2 on the secondary side in mode II remains even in mode III (see FIG. 2 (e)), but this does not always remain. No. However, the current i2 remaining in the mode III does not pass through the diode D5, but flows from the diode D2 and the secondary coil N4 through the secondary coil N2.

モードIIIでは、トランスＴ２の二次コイルＮ４に生じた起電圧が、トランスＴ１の二次コイルＮ２の始端に印加される。これによりトランスＴ１の一次コイルＮ１にも起電圧を生じる。その結果、一次コイルＮ１の終端電位（スイッチング素子Ｑ１のドレイン電位）は、入力電圧から、一次コイルＮ１に生じた起電圧の分だけ降下した電位となる。このことは、スイッチング素子Ｑ１に対する耐電圧要求が軽減されることを意味する。なお、上述のモードＩでは言及しなかったが、モードＩにおけるスイッチング素子Ｑ２についても同様のことが言える。 In mode III, the electromotive voltage generated in the secondary coil N4 of the transformer T2 is applied to the start end of the secondary coil N2 of the transformer T1. As a result, an electromotive voltage is also generated in the primary coil N1 of the transformer T1. As a result, the terminal potential of the primary coil N1 (drain potential of the switching element Q1) becomes a potential lowered by the amount of the electromotive voltage generated in the primary coil N1 from the input voltage. This means that the withstand voltage requirement for the switching element Q1 is reduced. Although not mentioned in the above-mentioned mode I, the same can be said for the switching element Q2 in the mode I.

＜モードIVの動作＞
図６は、モードIVにおける電流をそれぞれ示している。モードIVにおける回路動作は、上述したモードIIにおける回路動作とほぼ対称的になり、実質的に同じである。 <Operation of mode IV>
FIG. 6 shows the currents in Mode IV, respectively. The circuit operation in Mode IV is almost symmetrical and substantially the same as the circuit operation in Mode II described above.

図６に示すように、モードIVは、一次側では電流が流れず、二次側ではモードIIにおける電流ｉ２と対称的な電流ｉ５が、以下の第５の電流路を通って流れる（図２（ｆ）参照）。
・ダイオードＤ５→二次コイルＮ４→ダイオードＤ４→出力端ｐ
電流ｉ５は、フライバック方式電源におけるフライバック電流に相当し、入力電圧の大きさに関わらず流れるので力率改善に寄与する。電流ｉ５はトランスＴ２に生じる大きな逆起電圧により流れるので、図３に示したように次の周期のモードＩにおいても残留する場合がある（但し、モードＩではダイオードＤ５を通らない）が、これは必ず残留するものではない。 As shown in FIG. 6, in mode IV, no current flows on the primary side, and on the secondary side, a current i5 symmetrical to the current i2 in mode II flows through the following fifth current path (FIG. 2). (F)).
・ Diode D5 → Secondary coil N4 → Diode D4 → Output end p
The current i5 corresponds to the flyback current in the flyback type power supply and flows regardless of the magnitude of the input voltage, which contributes to the improvement of the power factor. Since the current i5 flows due to the large counter electromotive voltage generated in the transformer T2, it may remain in mode I of the next cycle as shown in FIG. 3 (however, in mode I, it does not pass through the diode D5). Does not always remain.

またモードIVでは、モードIIにおける電流ｉ３と対称的な電流ｉ６が、以下の第６の電流路を通って流れる（図２（ｅ）参照）。
・ダイオードＤ５→二次コイルＮ２→ダイオードＤ３→出力端ｐ
電流ｉ６は、モードIIIのフォワード電流ｉ４の転流電流に相当する。したがって、モードIIIにおいて入力電圧が小さいためにフォワード電流ｉ４が流れないときは、転流電流ｉ６も流れない。ダイオードＤ５は、フリーホイーリングダイオードの役割を果たす。電流ｉ５および電流ｉ６は、合流して負荷（図示せず）に供給され、出力端ｎに戻る。 Further, in the mode IV, the current i6, which is symmetrical to the current i3 in the mode II, flows through the following sixth current path (see FIG. 2 (e)).
・ Diode D5 → Secondary coil N2 → Diode D3 → Output end p
The current i6 corresponds to the commutation current of the mode III forward current i4. Therefore, when the forward current i4 does not flow because the input voltage is small in the mode III, the commutation current i6 also does not flow. The diode D5 serves as a freewheeling diode. The current i5 and the current i6 merge and are supplied to a load (not shown) and return to the output end n.

図２のタイミング図に示すように、電流ｉ２、ｉ５および電流ｉ３、ｉ６のように次第に減少していく電流の持続時間は、回路定数や負荷電流の大きさにより決定される。 As shown in the timing diagram of FIG. 2, the duration of the gradually decreasing currents such as the currents i2, i5 and the currents i3, i6 is determined by the circuit constant and the magnitude of the load current.

＜第１の実施形態の特徴＞
第１の実施形態の力率改善コンバータでは、入力電圧の大きさに関わらず（入力電圧が小さいときでも）、モードIIおよびモードIVのフライバック電流ｉ２、ｉ５が流れることができる。入力電圧が十分大きいときは、フライバック電流ｉ２、ｉ５に加えて、モードＩおよびモードIIIにおいてフォワード電流ｉ１、ｉ４が流れることができ、モードIIおよびモードIVにおいてさらに転流電流ｉ３、ｉ６が流れることができる。 <Characteristics of the first embodiment>
In the power factor improving converter of the first embodiment, mode II and mode IV flyback currents i2 and i5 can flow regardless of the magnitude of the input voltage (even when the input voltage is small). When the input voltage is sufficiently large, in addition to the flyback currents i2 and i5, forward currents i1 and i4 can flow in mode I and mode III, and further commutation currents i3 and i6 flow in mode II and mode IV. be able to.

第１の実施形態の力率改善コンバータは、絶縁用のトランスＴ１、Ｔ２が、力率改善用のリアクトルとしても機能する。したがって、絶縁用のトランス以外に別のトランスまたはリアクトルが不要であるので、回路をコンパクトにでき、部品点数を低減できる。この結果、信頼性および効率が向上する。 In the power factor improving converter of the first embodiment, the transformers T1 and T2 for insulation also function as a reactor for power factor improvement. Therefore, since a separate transformer or reactor is not required other than the transformer for insulation, the circuit can be made compact and the number of parts can be reduced. As a result, reliability and efficiency are improved.

従来のワンコンバータ方式の力率改善コンバータにおいて、絶縁用のトランスの二次側に設けられていたスイッチング素子が不要となるので、スイッチング制御が簡素になり、これによっても信頼性が向上する。 In the conventional one-converter type power factor improving converter, the switching element provided on the secondary side of the transformer for insulation is not required, so that the switching control is simplified and the reliability is also improved.

さらに、フォワードおよびフライバックの双方の動作を含むので、トランスの利用効率が高くなる。 Furthermore, since both forward and flyback operations are included, the efficiency of using the transformer is high.

（２）第２の実施形態
（２−１）回路構成
図７は、力率改善コンバータの第２の実施形態の回路例の概略構成図である。図７の回路は、２つのトランスＴ１およびＴ２とリアクトルＬとを有する。トランスＴ１は、一次コイルＮ１と二次コイルＮ２とを有し、トランスＴ２は、一次コイルＮ３と二次コイルＮ４とを有する。リアクトルＬはコアを有する。なお、第１の実施形態と同一の構成については、説明を省略または簡略化する場合がある。 (2) Circuit Configuration of the Second Embodiment (2-1) FIG. 7 is a schematic configuration diagram of a circuit example of the second embodiment of the power factor improving converter. The circuit of FIG. 7 has two transformers T1 and T2 and a reactor L. The transformer T1 has a primary coil N1 and a secondary coil N2, and the transformer T2 has a primary coil N3 and a secondary coil N4. The reactor L has a core. The description of the same configuration as that of the first embodiment may be omitted or simplified.

＜トランスＴ１、Ｔ２の一次側の構成＞
トランスＴ１、Ｔ２の一次側の構成および入力電圧については、第１の実施形態と同じである。 <Structure on the primary side of transformers T1 and T2>
The configuration and input voltage on the primary side of the transformers T1 and T2 are the same as those in the first embodiment.

＜トランスＴ１、Ｔ２の二次側の構成＞
トランスＴ１、Ｔ２の二次側には、共通の出力端である高電位側の第１の出力端ｐおよび低電位側の第２の出力端ｎが設けられる。出力端ｐと出力端ｎとの間には平滑コンデンサＣが接続されている。 <Structure on the secondary side of transformers T1 and T2>
On the secondary side of the transformers T1 and T2, a first output end p on the high potential side and a second output end n on the low potential side, which are common output ends, are provided. A smoothing capacitor C is connected between the output end p and the output end n.

第１の整流要素、第２の整流要素、第３の整流要素および第４の整流要素については、トランスＴ１、Ｔ２および出力端ｐ、ｎとの関係において第１の実施形態と同様に接続されている。 The first rectifying element, the second rectifying element, the third rectifying element, and the fourth rectifying element are connected in the same manner as in the first embodiment in relation to the transformers T1, T2 and the output ends p and n. ing.

さらに、出力端ｎから二次コイルＮ２および二次コイルＮ４の各始端へそれぞれ流れる電流を導通可能とする第５の整流要素および第６の整流要素がそれぞれ接続されている。第５の整流要素は、一例としてダイオードＤ５であり、そのアノードが出力端ｎに、カソードが二次コイルＮ２の始端に接続されている。第６の整流要素は、一例としてダイオードＤ６であり、そのアノードが出力端ｎに、カソードが二次コイルＮ４の始端に接続されている。 Further, a fifth rectifying element and a sixth rectifying element that make it possible to conduct a current flowing from the output end n to each of the starting ends of the secondary coil N2 and the secondary coil N4 are connected, respectively. The fifth rectifying element is, for example, a diode D5, the anode of which is connected to the output end n and the cathode connected to the starting end of the secondary coil N2. The sixth rectifying element is, for example, a diode D6, the anode of which is connected to the output end n and the cathode connected to the starting end of the secondary coil N4.

第２の実施形態では、外付けのリアクトルＬが設けられている。リアクトルＬの一端は、出力端ｐに接続されている。 In the second embodiment, an external reactor L is provided. One end of the reactor L is connected to the output end p.

さらに、二次コイルＮ２および二次コイルＮ４の各始端からリアクトルＬの他端へそれぞれ流れる電流を導通可能とする第７の整流要素および第８の整流要素がそれぞれ接続されている。第７の整流要素は、一例としてダイオードＤ７であり、そのアノードが二次コイルＮ２の始端に、カソードがリアクトルＬの他端に接続されている。第８の整流要素は、一例としてダイオードＤ８であり、そのアノードが二次コイルＮ４の始端に、カソードがリアクトルＬの他端に接続されている。 Further, a seventh rectifying element and an eighth rectifying element that make it possible to conduct a current flowing from each starting end of the secondary coil N2 and the secondary coil N4 to the other end of the reactor L are connected, respectively. The seventh rectifying element is, for example, a diode D7, the anode of which is connected to the starting end of the secondary coil N2 and the cathode to the other end of the reactor L. The eighth rectifying element is, for example, a diode D8, the anode of which is connected to the starting end of the secondary coil N4 and the cathode to the other end of the reactor L.

トランスＴ１とトランスＴ２は、同じ構成とすることが好適である。したがって、トランスＴ１の巻数比Ｎ１：Ｎ２と、トランスＴ２の巻数比Ｎ３：Ｎ４を同じとすることが好適である。 It is preferable that the transformer T1 and the transformer T2 have the same configuration. Therefore, it is preferable that the turns ratio N1: N2 of the transformer T1 and the turn ratio N3: N4 of the transformer T2 are the same.

（２−２）回路動作
図８〜図１２を参照して、図７に示した回路の動作を説明する。図８は、図７の回路における各構成要素の電圧または電流の波形を例示的かつ模式的に示すタイミング図である。 (2-2) Circuit operation The operation of the circuit shown in FIG. 7 will be described with reference to FIGS. 8 to 12. FIG. 8 is a timing diagram schematically and schematically showing voltage or current waveforms of each component in the circuit of FIG. 7.

図８（ａ）（ｂ）は、図２（ａ）（ｂ）と同じであり、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の制御信号ＶＡ、ＶＢを示している。また、図２と同様に、回路動作に関して、スイッチング素子Ｑ１のオン期間をモードＩと、オフ期間をモードIIと称し、スイッチング素子Ｑ２のオン期間をモードIIIと、オフ期間をモードIVと称する。 8 (a) and 8 (b) are the same as those of FIGS. 2 (a) and 2 (b), and show the control signals VA and V B of the switching elements Q1 and Q2. Further, as in FIG. 2, regarding the circuit operation, the on period of the switching element Q1 is referred to as mode I, the off period is referred to as mode II, the on period of the switching element Q2 is referred to as mode III, and the off period is referred to as mode IV.

図８（ｃ）（ｄ）（ｅ）（ｆ）（ｇ）は、一次コイルＮ１、一次コイルＮ３、二次コイルＮ２、二次コイルＮ４、およびリアクトルＬにそれぞれ流れる電流波形の一例を示している。ここでは、一次側の各コイルについては、始端に流入する電流を正とし、始端から流出する電流を負とし、そして二次側の各コイルについては、始端から流出する電流を正とし、始端に流入する電流を負として示している。リアクトルＬについては出力端ｐへと流れる方向を正としている。 8 (c), (d), (e), (f), and (g) show an example of the current waveforms flowing through the primary coil N1, the primary coil N3, the secondary coil N2, the secondary coil N4, and the reactor L, respectively. There is. Here, for each coil on the primary side, the current flowing into the starting end is positive, the current flowing out from the starting end is negative, and for each coil on the secondary side, the current flowing out from the starting end is positive, and the starting end is The inflowing current is shown as negative. For the reactor L, the direction of flow toward the output end p is positive.

＜モードＩの動作＞
図９は、モードＩにおける電流を示している。一次側においてスイッチング素子Ｑ１がオンになると、入力電圧により一次コイルＮ１に電流ｉＡが流れる（図８（ｃ）参照）。スイッチング素子Ｑ２はオフなので、一次コイルＮ３には電流は流れない。 <Operation of mode I>
FIG. 9 shows the current in mode I. When the switching element Q1 is turned on on the primary side, a current iA flows through the primary coil N1 due to the input voltage (see FIG. 8C). Since the switching element Q2 is off, no current flows through the primary coil N3.

一次コイルＮ１に電流ｉＡが流れると、相互誘導により二次コイルＮ２に、その始端が高電位となる起電圧を生じる。この起電圧により、順バイアスとなるダイオードＤ１、Ｄ７を通して、以下の第１の電流路を通って電流ｉ１が流れる（図８（ｅ）参照）。
・ダイオードＤ１→二次コイルＮ２→ダイオードＤ７→リアクトルＬ→出力端ｐ
ダイオードＤ２、Ｄ３、Ｄ５、Ｄ６、Ｄ８は逆バイアスとなる。電流ｉ１は、負荷（図示せず）に供給され、出力端ｎに戻る。 When a current iA flows through the primary coil N1, an electromotive voltage is generated in the secondary coil N2 by mutual induction so that its starting end has a high potential. Due to this electromotive voltage, the current i1 flows through the following first current paths through the diodes D1 and D7 which are forward biases (see FIG. 8E).
・ Diode D1 → Secondary coil N2 → Diode D7 → Reactor L → Output end p
The diodes D2, D3, D5, D6 and D8 have a reverse bias. The current i1 is supplied to a load (not shown) and returns to the output end n.

電流ｉ１は、フォワード方式電源におけるフォワード電流に相当し、一次側から二次側に電力が伝達される。この場合、リアクトルＬが、フォワード方式電源における外付けリアクトルの役割を果たしている。 The current i1 corresponds to the forward current in the forward power supply, and power is transmitted from the primary side to the secondary side. In this case, the reactor L serves as an external reactor in the forward power supply.

トランスＴ１には、入力側から入力電流ｉＡが流れ込むので大きな磁気エネルギーが蓄積される。一方、トランスＴ２には電流が流れず、磁気エネルギーが蓄積されないので、第１の実施形態に比べてトランスＴ２の磁気飽和が起こり難い。 Since the input current iA flows into the transformer T1 from the input side, a large amount of magnetic energy is accumulated. On the other hand, since no current flows through the transformer T2 and magnetic energy is not stored, magnetic saturation of the transformer T2 is less likely to occur as compared with the first embodiment.

フォワード電流ｉ１は、二次コイルＮ２の起電圧による始端電位が、平滑コンデンサＣの正側電位を超え得る大きさであるときのみ流れる。入力電圧の小さい範囲では、二次コイルＮ２の起電圧も小さいため、フォワード電流ｉ１は流れることができない。図８（ｅ）（ｇ）では、モードＩの途中までは電流ｉ１が流れず、モードＩの途中から電流ｉ１が流れるようになった場合を例示している。また、図８（ｃ）に示すように、一次側の電流ｉＡは、二次側の電流ｉ１が流れるか否かに関わらず入力電圧が印加されると流れるが、二次側の電流ｉ１が流れるとトランス作用により一次側の電流ｉＡも増加する。
モードＩで電流ｉ１が流れない場合、トランスＴ１は、トランス作用を行わない単なる磁気エネルギー蓄積コイル（いわゆるフライバック用リアクトル）と同等になる。また、モードＩで電流ｉ１が流れる場合、トランスＴ１に蓄積される磁気エネルギーは、電流ｉ１が流れない場合に比べて抑制されるが、所定の残留磁束は存在する。また、リアクトルＬは、電流ｉ１が流れると磁気エネルギーが蓄積される。 The forward current i1 flows only when the starting potential due to the electromotive voltage of the secondary coil N2 is large enough to exceed the positive potential of the smoothing capacitor C. In the range where the input voltage is small, the electromotive voltage of the secondary coil N2 is also small, so that the forward current i1 cannot flow. FIGS. 8 (e) and 8 (g) illustrate a case where the current i1 does not flow until the middle of the mode I, and the current i1 starts to flow from the middle of the mode I. Further, as shown in FIG. 8C, the current iA on the primary side flows when the input voltage is applied regardless of whether or not the current i1 on the secondary side flows, but the current i1 on the secondary side flows. When it flows, the current iA on the primary side also increases due to the trans-acting.
When the current i1 does not flow in the mode I, the transformer T1 becomes equivalent to a simple magnetic energy storage coil (so-called flyback reactor) that does not perform a transformer action. Further, when the current i1 flows in the mode I, the magnetic energy stored in the transformer T1 is suppressed as compared with the case where the current i1 does not flow, but a predetermined residual magnetic flux exists. Further, the reactor L accumulates magnetic energy when the current i1 flows.

＜モードIIの動作＞
図１０は、モードIIにおける電流を示している。一次側において、スイッチング素子Ｑ１がオフになると、一次側の電流ｉＡが遮断し、二次側の電流ｉ１も遮断される（図８（ｃ）（ｅ）参照）。トランスＴ１の各コイルＮ１、Ｎ２には、モードＩで蓄積された磁気エネルギーに応じた大きさの逆起電圧が生じる。 <Operation of mode II>
FIG. 10 shows the current in mode II. When the switching element Q1 is turned off on the primary side, the current iA on the primary side is cut off, and the current i1 on the secondary side is also cut off (see FIGS. 8 (c) and 8 (e)). A counter electromotive voltage having a magnitude corresponding to the magnetic energy stored in the mode I is generated in each of the coils N1 and N2 of the transformer T1.

二次コイルＮ２の逆起電圧によりダイオードＤ５、Ｄ３が順バイアスとなり、電流ｉ２が、以下の第２の電流路を通って流れる（図８（ｅ）参照）。
・ダイオードＤ５→二次コイルＮ２→ダイオードＤ３→出力端ｐ
電流ｉ２により、モードＩにおいてトランスＴ１に蓄積された磁気エネルギーが放出される。電流ｉ２は、フライバック方式電源におけるフライバック電流に相当し、入力電圧の大きさに関わらず流れるので力率改善に寄与する。 The back electromotive voltage of the secondary coil N2 causes the diodes D5 and D3 to be forward biased, and the current i2 flows through the following second current path (see FIG. 8E).
・ Diode D5 → Secondary coil N2 → Diode D3 → Output end p
The current i2 releases the magnetic energy stored in the transformer T1 in mode I. The current i2 corresponds to the flyback current in the flyback type power supply and flows regardless of the magnitude of the input voltage, which contributes to the improvement of the power factor.

同時にモードIIでは、リアクトルＬの逆起電圧により、電流ｉ３が、以下の第３の電流路を通って流れる（図８（ｇ）参照）
・ダイオードＤ５→ダイオードＤ７→リアクトルＬ→出力端ｐ
電流ｉ３は、モードＩのフォワード電流ｉ１の転流電流に相当する。リアクトルＬに転流電流ｉ３が流れることにより、モードＩでリアクトルＬに蓄積された磁気エネルギーが放出される。ダイオードＤ５は、フリーホイーリングダイオードの役割を果たす。モードＩにおいて入力電圧が小さいために電流ｉ１が流れないときは、電流ｉ３も流れない。 At the same time, in mode II, the counter electromotive voltage of the reactor L causes the current i3 to flow through the following third current path (see FIG. 8 (g)).
・ Diode D5 → Diode D7 → Reactor L → Output end p
The current i3 corresponds to the commutation current of the mode I forward current i1. When the commutation current i3 flows through the reactor L, the magnetic energy stored in the reactor L is released in the mode I. The diode D5 serves as a freewheeling diode. When the current i1 does not flow because the input voltage is small in the mode I, the current i3 also does not flow.

電流ｉ２および電流ｉ３は、合流して負荷（図示せず）に供給され、出力端ｎに戻る。 The current i2 and the current i3 merge and are supplied to the load (not shown) and return to the output end n.

＜モードIIIの動作＞
図１１は、モードIIIにおける電流をそれぞれ示している。モードIIIにおける回路動作は、上述したモードＩにおける回路動作とほぼ対称的になり、実質的に同じである。 <Operation of mode III>
FIG. 11 shows the currents in mode III, respectively. The circuit operation in mode III is substantially symmetrical and substantially the same as the circuit operation in mode I described above.

図１１に示すように、モードIIIでは、一次側において電流ｉＢが一次コイルＮ３に流れる（図８（ｄ）参照）。二次側ではモードＩにおける電流ｉ１と対称的な電流ｉ４が、以下の第４の電流路を通って流れる（図８（ｆ）参照）。
・ダイオードＤ２→二次コイルＮ４→ダイオードＤ８→リアクトルＬ→出力端ｐ
電流ｉ４は、負荷（図示せず）に供給され、出力端ｎに戻る。 As shown in FIG. 11, in mode III, the current iB flows through the primary coil N3 on the primary side (see FIG. 8 (d)). On the secondary side, a current i4 symmetrical to the current i1 in the mode I flows through the following fourth current path (see FIG. 8 (f)).
・ Diode D2 → Secondary coil N4 → Diode D8 → Reactor L → Output end p
The current i4 is supplied to a load (not shown) and returns to the output end n.

電流ｉ４も、電流ｉ１と同様にフォワード電流であり、この場合も、リアクトルＬが外付けリアクトルの役割を果たしている。電流ｉ４も、入力電圧が小さい範囲で流れることができない場合がある。図８（ｆ）（ｇ）では、モードIIIの途中までは電流ｉ４が流れず、モードIIIの途中から電流ｉ４が流れるようになった場合を例示している。また、図８（ｄ）に示すように、一次側の電流ｉＢは、二次側の電流ｉ４が流れるか否かに関わらず入力電圧が印加されると流れるが、二次側の電流ｉ４が流れるとトランス作用により一次側の電流ｉＢも増加する。
モードIIIで電流ｉ４が流れない場合、トランスＴ２は、トランス作用を行わない単なる磁気エネルギー蓄積コイル（いわゆるフライバックトランス）と同等になる。また、モードＩで電流ｉ４が流れる場合、トランスＴ２に蓄積される磁気エネルギーは、電流ｉ４が流れない場合に比べて抑制されるが、所定の残留磁束は存在する。リアクトルＬは、電流ｉ４が流れると磁気エネルギーが蓄積される。 The current i4 is also a forward current like the current i1, and in this case as well, the reactor L plays the role of an external reactor. The current i4 may not be able to flow in a range where the input voltage is small. In FIGS. 8 (f) and 8 (g), the current i4 does not flow until the middle of the mode III, and the current i4 starts to flow from the middle of the mode III. Further, as shown in FIG. 8D, the current iB on the primary side flows when the input voltage is applied regardless of whether or not the current i4 on the secondary side flows, but the current i4 on the secondary side flows. When it flows, the current iB on the primary side also increases due to the transformer action.
When the current i4 does not flow in the mode III, the transformer T2 becomes equivalent to a simple magnetic energy storage coil (so-called flyback transformer) that does not perform a transformer action. Further, when the current i4 flows in the mode I, the magnetic energy stored in the transformer T2 is suppressed as compared with the case where the current i4 does not flow, but a predetermined residual magnetic flux exists. Magnetic energy is stored in the reactor L when the current i4 flows.

ここで図８（ｅ）を参照すると、モードIIのフライバック電流ｉ２が、この例ではモードIIIになっても残留している（図１１には示していない）が、これは必ず残留するとは限らない。 Here, referring to FIG. 8 (e), the flyback current i2 of the mode II remains even in the mode III in this example (not shown in FIG. 11), but it does not always remain. Not exclusively.

＜モードIVの動作＞
図１２は、モードIVにおける電流をそれぞれ示している。モードIVにおける回路動作は、上述したモードIIにおける回路動作とほぼ対称的になり、実質的に同じである。 <Operation of mode IV>
FIG. 12 shows the currents in Mode IV, respectively. The circuit operation in Mode IV is almost symmetrical and substantially the same as the circuit operation in Mode II described above.

図１２に示すように、モードIVは、一次側では電流が流れず、二次側ではモードIIにおける電流ｉ２と対称的な電流ｉ５が、以下の第５の電流路を通って流れる（図８（ｆ）参照）。
・ダイオードＤ６→二次コイルＮ４→ダイオードＤ４→出力端ｐ
電流ｉ５は、フライバック方式電源におけるフライバック電流に相当し、入力電圧の大きさに関わらず流れるので力率改善に寄与する。電流ｉ５はトランスＴ２に生じる大きな逆起電圧により流れるので、次の周期のモードＩにおいても残留する場合がある（図８（ｆ）参照）が、これは必ず残留するものではない。 As shown in FIG. 12, in mode IV, no current flows on the primary side, and on the secondary side, a current i5 symmetrical to the current i2 in mode II flows through the following fifth current path (FIG. 8). (F)).
・ Diode D6 → Secondary coil N4 → Diode D4 → Output end p
The current i5 corresponds to the flyback current in the flyback type power supply and flows regardless of the magnitude of the input voltage, which contributes to the improvement of the power factor. Since the current i5 flows due to the large counter electromotive voltage generated in the transformer T2, it may remain in the mode I of the next cycle (see FIG. 8 (f)), but this does not always remain.

同時にモードIVでは、リアクトルＬの逆起電圧により、モードIIにおける電流ｉ３と対称的な電流ｉ６が、以下の第６の電流路を通って流れる（図８（ｇ）参照）。
・ダイオードＤ５→二次コイルＮ２→ダイオードＤ３→出力端ｐ
電流ｉ６は、モードIIIのフォワード電流ｉ４の転流電流に相当する。リアクトルＬに転流電流ｉ６が流れることにより、モードIIIでリアクトルＬに蓄積された磁気エネルギーが放出される。ダイオードＤ６は、フリーホイーリングダイオードの役割を果たす。モードIIIにおいて入力電圧が小さいために電流ｉ４が流れないときは、電流ｉ６も流れない。 At the same time, in mode IV, the counter electromotive voltage of the reactor L causes a current i6, which is symmetrical to the current i3 in mode II, to flow through the following sixth current path (see FIG. 8 (g)).
・ Diode D5 → Secondary coil N2 → Diode D3 → Output end p
The current i6 corresponds to the commutation current of the mode III forward current i4. When the commutation current i6 flows through the reactor L, the magnetic energy stored in the reactor L in mode III is released. The diode D6 acts as a freewheeling diode. When the current i4 does not flow because the input voltage is small in the mode III, the current i6 also does not flow.

電流ｉ５および電流ｉ６は、合流して負荷（図示せず）に供給され、出力端ｎに戻る。 The current i5 and the current i6 merge and are supplied to a load (not shown) and return to the output end n.

図８のタイミング図に示すように、電流ｉ２、ｉ５および電流ｉ３、ｉ６のように次第に減少していく電流の持続時間は、回路定数や負荷電流の大きさにより決定される。 As shown in the timing diagram of FIG. 8, the duration of the gradually decreasing currents such as the currents i2, i5 and the currents i3, i6 is determined by the circuit constant and the magnitude of the load current.

＜第２の実施形態の特徴＞
第２の実施形態の力率改善コンバータでは、入力電圧の大きさに関わらず（入力電圧が小さいときでも）、モードIIおよびモードIVのフライバック電流ｉ２、ｉ５が流れることができる。入力電圧が十分大きいときは、フライバック電流ｉ２、ｉ５に加えて、モードＩおよびモードIIIにおいてフォワード電流ｉ１、ｉ４が流れることができ、モードIIおよびモードIVにおいてさらに転流電流ｉ３、ｉ６が流れることができる。 <Characteristics of the second embodiment>
In the power factor improving converter of the second embodiment, the flyback currents i2 and i5 of the mode II and the mode IV can flow regardless of the magnitude of the input voltage (even when the input voltage is small). When the input voltage is sufficiently large, in addition to the flyback currents i2 and i5, forward currents i1 and i4 can flow in mode I and mode III, and further commutation currents i3 and i6 flow in mode II and mode IV. be able to.

第２の実施形態の力率改善コンバータは、絶縁用のトランスＴ１、Ｔ２とは別に、外付けのリアクトルを設けている。これにより、第１の実施形態のように一方のトランスを流れるフォワード電流が他方のトランスに流れないので、他方のトランスが磁気飽和を起こし難い。また、トランスＴ１、Ｔ２は入力される電力を変換する必要があるため、ある程度大きなインダクタンスが必要であるのに対し、リアクトルＬはインダクタンスを比較的小さくできる。その結果、大きな出力を得ることができる。 The power factor improving converter of the second embodiment is provided with an external reactor separately from the transformers T1 and T2 for insulation. As a result, the forward current flowing through one transformer does not flow to the other transformer as in the first embodiment, so that the other transformer is unlikely to cause magnetic saturation. Further, since the transformers T1 and T2 need to convert the input power, a certain large inductance is required, whereas the reactor L can have a relatively small inductance. As a result, a large output can be obtained.

さらに、トランスからリアクトルＬへとフォワード電流が流れることにより、当該トランス自身も磁束の上昇が抑制され、磁気飽和し難くなる。 Further, since the forward current flows from the transformer to the reactor L, the increase in the magnetic flux of the transformer itself is suppressed, and magnetic saturation is less likely to occur.

さらに、フォワードおよびフライバックの双方の動作を含むので、トランスの利用効率が高くなる。 Furthermore, since both forward and flyback operations are included, the efficiency of transformer utilization is high.

（３）第３の実施形態
（３−１）回路構成
図１３を参照して本発明の第３の実施形態の回路構成を説明する。第３の実施形態は、トランスＴ１、Ｔ２の一次側の構成に関する。第３の実施形態は、上述した第１の実施形態または第２の実施形態のトランスＴ１、Ｔ２の二次側の構成と組み合わせて適用することができる。 (3) Third Embodiment (3-1) Circuit Configuration The circuit configuration of the third embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. The third embodiment relates to the configuration of the primary side of the transformers T1 and T2. The third embodiment can be applied in combination with the configuration on the secondary side of the transformers T1 and T2 of the first embodiment or the second embodiment described above.

トランスＴ１、Ｔ２の一次コイルと二次コイルの結合度が１未満であると、トランス作用におけるリーケージインダクタンスが大きくなる。その場合、リーケージインダクタンスが小さい場合に比べて一次コイルの電流が遮断したときの逆起電圧が大きくなる。すなわち、より大きな電圧が一次コイルの終端に生じ、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２に印加される。このため、通常はスナバ回路等が設けられる。しかしながら一般的なスナバ回路は、損失が大きい。本発明の第３の実施形態は、トランスＴ１、Ｔ２の一次コイルの逆起電圧を抑制するための回路構成を提供する。 When the degree of coupling between the primary coil and the secondary coil of the transformers T1 and T2 is less than 1, the leakage inductance in the transformer action becomes large. In that case, the counter electromotive voltage when the current of the primary coil is cut off becomes larger than when the leakage inductance is small. That is, a larger voltage is generated at the end of the primary coil and is applied to the switching elements Q1 and Q2. Therefore, a snubber circuit or the like is usually provided. However, a general snubber circuit has a large loss. A third embodiment of the present invention provides a circuit configuration for suppressing the countercurrent voltage of the primary coils of the transformers T1 and T2.

図１３は、第３の実施形態の回路構成を示す。図１３では、入力交流電圧と、全波整流回路ＤＢも示している。入力端１、２の間にコンデンサＣ１が接続されている。 FIG. 13 shows the circuit configuration of the third embodiment. FIG. 13 also shows the input AC voltage and the full-wave rectifier circuit DB. A capacitor C1 is connected between the input ends 1 and 2.

入力端１と一次コイルＮ１の始端との間にスイッチング素子Ｑ３が接続され、入力端１と一次コイルＮ３の始端との間にスイッチング素子Ｑ４が接続されている。スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４は、一例としてｎチャネルＭＯＳＦＥＴである。スイッチング素子Ｑ３は、ドレインが入力端１に接続され、ソースが一次コイルＮ１の始端に接続されている。スイッチング素子Ｑ４は、ドレインが入力端１に接続され、ソースが一次コイルＮ３の始端に接続されている。スイッチング素子Ｑ３はスイッチング素子Ｑ１と同じ電圧制御信号ＶＡにより導通または遮断を制御される。スイッチング素子Ｑ４は、スイッチング素子Ｑ２と同じ電圧制御信号ＶＢにより導通または遮断を制御される。電圧制御信号ＶＡとＶＢは、例えば図２（ａ）（ｂ）に示したように互いに１８０°位相の異なるＰＷＭ信号である。 A switching element Q3 is connected between the input end 1 and the start end of the primary coil N1, and a switching element Q4 is connected between the input end 1 and the start end of the primary coil N3. The switching elements Q3 and Q4 are n-channel MOSFETs as an example. In the switching element Q3, the drain is connected to the input end 1 and the source is connected to the start end of the primary coil N1. In the switching element Q4, the drain is connected to the input end 1 and the source is connected to the start end of the primary coil N3. The switching element Q3 is controlled to be conductive or disconnected by the same voltage control signal VA as the switching element Q1. Switching element Q4 is controlled conduction or blocking the same voltage control signal V B and the switching element Q2. Voltage control signal V A and V B is, for example, different PWM signals 180 ° out of phase with each other as shown in FIG. 2 (a) (b).

さらに、一例としてダイオードＤ９である第９の整流要素が設けられ、そのアノードを一次コイルＮ１の終端に、そのカソードを入力端１に接続されている。また、一例としてダイオードＤ１０である第１０の整流要素が設けられ、そのアノードを一次コイルＮ３の終端に、そのカソードを入力端１に接続されている。 Further, as an example, a ninth rectifying element, which is a diode D9, is provided, and its anode is connected to the end of the primary coil N1 and its cathode is connected to the input end 1. Further, as an example, a tenth rectifying element, which is a diode D10, is provided, the anode thereof is connected to the end of the primary coil N3, and the cathode thereof is connected to the input terminal 1.

さらに、一例としてダイオードＤ１１である第１１の整流要素が設けられ、そのアノードを入力端２に、そのカソードを一次コイルＮ１の始端に接続されている。また、一例としてダイオードＤ１２である第１２の整流要素が設けられ、そのアノードを入力端２に、そのカソードを一次コイルＮ３の始端に接続されている。 Further, as an example, an eleventh rectifying element, which is a diode D11, is provided, and its anode is connected to the input end 2 and its cathode is connected to the starting end of the primary coil N1. Further, as an example, a twelfth rectifying element, which is a diode D12, is provided, and its anode is connected to the input end 2 and its cathode is connected to the starting end of the primary coil N3.

（３−２）回路動作
図１４〜図１７を参照して、図１３の回路の動作を説明する。
図１４は、モードIIの開始時の状態を示している。モードIIの開始時には、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３が導通状態から遮断状態に移行する。これにより一次コイルＮ１において、始端が低電位、終端が高電位の逆起電圧が生じる。この逆起電圧により、以下の第７電流路を通ってコンデンサＣ１の充電電流ｉＣが流れる。
・入力端２→ダイオードＤ１１→一次コイルＮ１→ダイオードＤ９→コンデンサＣ１ (3-2) Circuit Operation The operation of the circuit of FIG. 13 will be described with reference to FIGS. 14 to 17.
FIG. 14 shows the state at the start of Mode II. At the start of mode II, the switching elements Q1 and Q3 shift from the conduction state to the cutoff state. As a result, in the primary coil N1, a counter electromotive voltage having a low potential at the start end and a high potential at the end is generated. Due to this counter electromotive voltage, the charging current iC of the capacitor C1 flows through the following seventh current path.
・ Input end 2 → diode D11 → primary coil N1 → diode D9 → capacitor C1

これにより、逆起電圧を生じるトランスＴ１の磁気エネルギーがコンデンサＣ１に運ばれ蓄積されることになる。この結果、一次コイルＮ１の逆起電圧のスパイクが抑制される。その結果、スイッチング素子Ｑ１に印加される高電圧が緩和される。 As a result, the magnetic energy of the transformer T1 that generates the counter electromotive voltage is carried to the capacitor C1 and stored. As a result, the spike of the counter electromotive voltage of the primary coil N1 is suppressed. As a result, the high voltage applied to the switching element Q1 is relaxed.

図１５は、モードIIIの開始時の状態を示している。モードIIIの開始時には、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４が遮断状態から導通状態に移行する。これにより、一次コイルＮ３に入力電圧が印加され、入力電流ｉＢが流れる。 FIG. 15 shows the state at the start of mode III. At the start of mode III, the switching elements Q2 and Q4 shift from the cutoff state to the conduction state. As a result, an input voltage is applied to the primary coil N3, and an input current iB flows.

同時に、コンデンサＣ１から放電電流ｉＤが以下の第８の電流路を通って流れる。
・コンデンサＣ１→スイッチング素子Ｑ４→一次コイルＮ３→スイッチング素子Ｑ２→入力端２
これにより、コンデンサＣ１に蓄積されていたエネルギーがトランスＴ２に運ばれ、二次側への電力伝達に寄与することができる。 At the same time, the discharge current iD flows from the capacitor C1 through the following eighth current path.
・ Capacitor C1 → switching element Q4 → primary coil N3 → switching element Q2 → input end 2
As a result, the energy stored in the capacitor C1 is carried to the transformer T2, which can contribute to power transmission to the secondary side.

図１６は、モードIVの開始時の状態を示している。モードIIと実質的に同じ動作であるが、モードIIのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ３に替えてモードIVではスイッチング素子Ｑ２、Ｑ４が導通状態から遮断状態に移行する。この場合、一次コイルＮ３に生じる逆起電圧により、以下の第９の電流路を通ってコンデンサＣ１の充電電流ｉＣが流れる。
・入力端２→ダイオードＤ１２→一次コイルＮ３→ダイオードＤ１０→コンデンサＣ１ FIG. 16 shows the state at the start of Mode IV. The operation is substantially the same as that of mode II, but the switching elements Q2 and Q4 shift from the conduction state to the cutoff state in mode IV instead of the switching elements Q1 and Q3 of mode II. In this case, the counter electromotive voltage generated in the primary coil N3 causes the charging current iC of the capacitor C1 to flow through the following ninth current path.
・ Input end 2 → diode D12 → primary coil N3 → diode D10 → capacitor C1

図１７は、一例としてモードＩの開始時の状態を示している。モードIIIと実質的に同じ動作であるが、モードIIIのスイッチング素子Ｑ２、Ｑ４に替えてモードＩではスイッチング素子Ｑ１、Ｑ３が遮断状態から導通状態に移行する。これにより、一次コイルＮ１に入力電圧が印加され、入力電流ｉＡが流れる。 FIG. 17 shows, as an example, a state at the start of mode I. The operation is substantially the same as that of the mode III, but the switching elements Q1 and Q3 shift from the cutoff state to the conduction state in the mode I instead of the switching elements Q2 and Q4 of the mode III. As a result, an input voltage is applied to the primary coil N1 and an input current iA flows.

同時に、コンデンサＣ１から放電電流ｉＤが以下の第１０の電流路を通って流れる。
・コンデンサＣ１→スイッチング素子Ｑ３→一次コイルＮ１→スイッチング素子Ｑ１→入力端２
これにより、コンデンサＣ１に蓄積されていたエネルギーがトランスＴ１に運ばれ、二次側への電力伝達に寄与することができる。 At the same time, the discharge current iD flows from the capacitor C1 through the following tenth current path.
・ Capacitor C1 → switching element Q3 → primary coil N1 → switching element Q1 → input end 2
As a result, the energy stored in the capacitor C1 is carried to the transformer T1 and can contribute to power transmission to the secondary side.

（４）その他の実施形態
上述した実施形態おいて、スイッチング部におけるスイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴ以外にＩＧＢＴまたはバイポーラトランジスタでもよい。 (4) Other Embodiments In the above-described embodiment, the switching element in the switching unit may be an IGBT or a bipolar transistor in addition to the MOSFET.

上述した各実施形態おいて、各ダイオードは、一方向への電流を導通可能でありかつ逆方向の電流を遮断する整流要素の一例である。従って、同様の整流機能を有する他の素子または回路に置き換えることができる。 In each of the above-described embodiments, each diode is an example of a rectifying element capable of conducting a current in one direction and blocking a current in the opposite direction. Therefore, it can be replaced with another element or circuit having a similar rectifying function.

以上に説明した本発明の絶縁型力率改善コンバータは、図示の構成例に限られず、本発明の主旨に沿う範囲において多様な変形が可能である。 The isolated power factor improving converter of the present invention described above is not limited to the illustrated configuration example, and can be variously modified within a range in line with the gist of the present invention.

１、２ 入力端
ｐ 第１の出力端（正の出力端）
ｎ 第２の出力端（接地端）
Ｔ１、Ｔ２ トランス
Ｎ１、Ｎ３ 一次コイル
Ｎ２、Ｎ４ 二次コイル
Ｌ リアクトル
Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４ スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ７、Ｄ８、Ｄ９、Ｄ１０、Ｄ１１、Ｄ１２ ダイオード
Ｃ 平滑コンデンサ
Ｃ１ コンデンサ 1, 2 Input end p 1st output end (positive output end)
n Second output end (grounded end)
T1, T2 Transformer N1, N3 Primary Coil N2, N4 Secondary Coil L Reactor Q1, Q2, Q3, Q4 Switching Element (MOSFET)
D1, D2, D3, D4, D5, D7, D8, D9, D10, D11, D12 Diode C Smoothing Capacitor C1 Capacitor

Claims (7)

各一次コイルに入力電圧をそれぞれ印加可能な第１のトランスおよび第２のトランスと、
前記入力電圧により前記第１のトランスの一次コイルに流れる電流が導通又は遮断するように制御される第１のスイッチング素子と、
前記入力電圧により前記第２のトランスの一次コイルに流れる電流が導通又は遮断するように制御される第２のスイッチング素子と、
前記第１および第２のトランスの二次側に設けられた共通の第１の出力端および第２の出力端と、
前記第１のトランスの一次コイルの電流が導通したときにその二次コイルに流れ得る第１のフォワード電流を前記第１および第２の出力端へと出力するための第１の電流路と、
前記第１のトランスの一次コイルの電流が遮断したときにその二次コイルに流れる第１のフライバック電流を前記第１および第２の出力端へと出力するための第２の電流路と、
前記第１のトランスの一次コイルの電流が遮断したときに流れ得る第１の転流電流を前記第１および第２の出力端へと出力するための第３の電流路と、
前記第２のトランスの一次コイルの電流が導通したときにその二次コイルに流れ得る第２のフォワード電流を前記第１および第２の出力端へと出力するための第４の電流路と、
前記第２のトランスの一次コイルの電流が遮断したときにその二次コイルに流れる第２のフライバック電流を前記第１および第２の出力端へと出力するための第５の電流路と、
前記第２のトランスの一次コイルの電流が遮断したときに流れ得る第２の転流電流を前記第１および第２の出力端へと出力するための第６の電流路とを備えたことを特徴とする力率改善コンバータ。 A first transformer and a second transformer that can apply an input voltage to each primary coil, respectively.
A first switching element whose input voltage controls the current flowing through the primary coil of the first transformer to conduct or cut off.
A second switching element whose input voltage controls the current flowing through the primary coil of the second transformer to conduct or cut off.
A common first output end and a second output end provided on the secondary side of the first and second transformers, and
A first current path for outputting a first forward current that can flow in the secondary coil when the current of the primary coil of the first transformer is conducted to the first and second output ends, and a first current path.
A second current path for outputting the first flyback current flowing through the secondary coil when the current of the primary coil of the first transformer is cut off to the first and second output ends, and
A third current path for outputting the first commutation current that can flow when the current of the primary coil of the first transformer is cut off to the first and second output ends, and
A fourth current path for outputting a second forward current that can flow in the secondary coil when the current of the primary coil of the second transformer is conducted to the first and second output ends, and a fourth current path.
A fifth current path for outputting the second flyback current flowing through the secondary coil to the first and second output ends when the current of the primary coil of the second transformer is cut off.
It is provided with a sixth current path for outputting a second commutation current that can flow when the current of the primary coil of the second transformer is cut off to the first and second output ends. Characterized power factor improvement converter. 前記第２の出力端から前記第１のトランスの二次コイルの終端への電流を導通可能に接続された第１の整流要素と、
前記第２の出力端から前記第２のトランスの二次コイルの終端への電流を導通可能に接続された第２の整流要素と、
前記第１のトランスの二次コイルの終端から前記第１の出力端への電流を導通可能に接続された第３の整流要素と、
前記第２のトランスの二次コイルの終端から前記第１の出力端への電流を導通可能に接続された第４の整流要素と、
前記第２の出力端から前記第１および第２のトランスの各二次コイルの始端への電流を導通可能に接続された第５の整流要素と、を有することを特徴とする請求項１に記載の力率改善コンバータ。 A first rectifying element connected so as to be able to conduct a current from the second output end to the end of the secondary coil of the first transformer.
A second rectifying element connected so as to be able to conduct a current from the second output end to the end of the secondary coil of the second transformer.
A third rectifying element connected so as to be able to conduct a current from the end of the secondary coil of the first transformer to the first output end.
A fourth rectifying element connected so as to be able to conduct a current from the end of the secondary coil of the second transformer to the first output end.
The first aspect of the present invention is characterized by having a fifth rectifying element connected so as to be able to conduct a current from the second output end to the start end of each secondary coil of the first and second transformers. The described power factor improvement converter. 前記第１の電流路が、前記第１の整流要素と、前記第１のトランスの二次コイルと、前記第２のトランスの二次コイルと、前記第４の整流要素とを含み、
前記第２の電流路が、前記第５の整流要素と、前記第１のトランスの二次コイルと、前記第３の整流要素と、を含み、
前記第３の電流路が、前記第５の整流要素と、前記第２のトランスの二次コイルと、前記第４の整流要素とを含み、
前記第４の電流路が、前記第２の整流要素と、前記第２のトランスの二次コイルと、前記第１のトランスの二次コイルと、前記第３の整流要素と、を含み、
前記第５の電流路が、前記第５の整流要素と、前記第２のトランスの二次コイルと、前記第４の整流要素とを含み、
前記第６の電流路が、前記第５の整流要素と、前記第１のトランスの二次コイルと、前記第３の整流要素とを含むことを特徴とする請求項２に記載の力率改善コンバータ。 The first current path includes the first rectifying element, the secondary coil of the first transformer, the secondary coil of the second transformer, and the fourth rectifying element.
The second current path includes the fifth rectifying element, the secondary coil of the first transformer, and the third rectifying element.
The third current path includes the fifth rectifying element, the secondary coil of the second transformer, and the fourth rectifying element.
The fourth current path includes the second rectifying element, the secondary coil of the second transformer, the secondary coil of the first transformer, and the third rectifying element.
The fifth current path includes the fifth rectifying element, the secondary coil of the second transformer, and the fourth rectifying element.
The power factor improvement according to claim 2, wherein the sixth current path includes the fifth rectifying element, the secondary coil of the first transformer, and the third rectifying element. converter. 前記第１の出力端に一端が接続されたリアクトルと、
前記第２の出力端から前記第１のトランスの二次コイルの終端への電流を導通可能に接続された第１の整流要素と、
前記第２の出力端から前記第２のトランスの二次コイルの終端への電流を導通可能に接続された第２の整流要素と、
前記第１のトランスの二次コイルの終端から前記第１の出力端への電流を導通可能に接続された第３の整流要素と、
前記第２のトランスの二次コイルの終端から前記第１の出力端への電流を導通可能に接続された第４の整流要素と、
前記第２の出力端から前記第１および第２のトランスの各二次コイルの始端への電流を導通可能にそれぞれ接続された第５および第６の整流要素と、
前記第１および第２のトランスの各二次コイルの始端から前記リアクトルの他端への電流を導通可能にそれぞれ接続された第７および第８の整流要素と、
を有することを特徴とする請求項１に記載の力率改善コンバータ。 A reactor with one end connected to the first output end,
A first rectifying element connected so as to be able to conduct a current from the second output end to the end of the secondary coil of the first transformer.
A second rectifying element connected so as to be able to conduct a current from the second output end to the end of the secondary coil of the second transformer.
A third rectifying element connected so as to be able to conduct a current from the end of the secondary coil of the first transformer to the first output end.
A fourth rectifying element connected so as to be able to conduct a current from the end of the secondary coil of the second transformer to the first output end.
Fifth and sixth rectifying elements connected so as to conduct current from the second output end to the start end of each secondary coil of the first and second transformers, respectively.
Seventh and eighth rectifying elements connected so as to conduct current from the start end of each secondary coil of the first and second transformers to the other end of the reactor, respectively.
The power factor improving converter according to claim 1. 前記第１の電流路が、前記第１の整流要素と、前記第１のトランスの二次コイルと、前記第７の整流要素と、前記リアクトルとを含み、
前記第２の電流路が、前記第５の整流要素と、前記第１のトランスの二次コイルと、前記第３の整流要素と、を含み、
前記第３の電流路が、前記第５の整流要素と、前記第７の整流要素と、前記リアクトルとを含み、
前記第４の電流路が、前記第２の整流要素と、前記第２のトランスの二次コイルと、前記第８の整流要素と、前記リアクトルとを含み、
前記第５の電流路が、前記第６の整流要素と、前記第２のトランスの二次コイルと、前記第４の整流要素とを含み、
前記第６の電流路が、前記第６の整流要素と、前記第８の整流要素と、前記リアクトルとを含むことを特徴とする請求項４に記載の力率改善コンバータ。 The first current path includes the first rectifying element, the secondary coil of the first transformer, the seventh rectifying element, and the reactor.
The second current path includes the fifth rectifying element, the secondary coil of the first transformer, and the third rectifying element.
The third current path includes the fifth rectifying element, the seventh rectifying element, and the reactor.
The fourth current path includes the second rectifying element, the secondary coil of the second transformer, the eighth rectifying element, and the reactor.
The fifth current path includes the sixth rectifying element, the secondary coil of the second transformer, and the fourth rectifying element.
The power factor improving converter according to claim 4, wherein the sixth current path includes the sixth rectifying element, the eighth rectifying element, and the reactor. 前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子が、２つの異なる制御信号の各々によりそれぞれオンオフ制御されることを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の力率改善コンバータ。 The power factor improving converter according to any one of claims 1 to 5, wherein the first switching element and the second switching element are individually on / off controlled by each of two different control signals. 入力電圧が入力される一対の入力端の間に接続されたコンデンサと、
前記第１のトランスの一次コイルの電流が遮断したときに当該一次コイルに生じる逆起電圧により前記コンデンサを充電する充電電流を流すための第７の電流路と、
前記第２のトランスの一次コイルの電流が導通したときに前記コンデンサから放電される放電電流を当該一次コイルに流すための第８の電流路と、
前記第２のトランスの一次コイルの電流が遮断したときに当該一次コイルに生じる逆起電圧により前記コンデンサを充電する充電電流を流すための第９の電流路と、
前記第１のトランスの一次コイルの電流が導通したときに前記コンデンサから放電される放電電流を当該一次コイルに流すための第１０の電流路とをさらに有することを特徴とする請求項１〜６のいずれかに記載の力率改善コンバータ。 A capacitor connected between a pair of input ends to which the input voltage is input, and
A seventh current path for passing a charging current for charging the capacitor by the counter electromotive voltage generated in the primary coil when the current of the primary coil of the first transformer is cut off.
An eighth current path for passing the discharge current discharged from the capacitor to the primary coil when the current of the primary coil of the second transformer is conducted, and
A ninth current path for passing a charging current for charging the capacitor by the counter electromotive voltage generated in the primary coil when the current of the primary coil of the second transformer is cut off.
Claims 1 to 6 further include a tenth current path for passing a discharge current discharged from the capacitor to the primary coil when the current of the primary coil of the first transformer is conducted. The power factor improvement converter described in any of.
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