JP7051600B2 - Multi-stage transducer control device - Google Patents
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本発明の実施形態は、多段変換器の制御装置に関する。 An embodiment of the present invention relates to a control device for a multi-stage converter.
インバータに代表される半導体電力変換器の大容量手法として、複数台の電力変換器出力を直列接続し高電圧を得る手法がある。これは多段変換器やMMC(Modular Multilevel Converter)と呼ばれ系統連系変換器や電動機駆動用変換器等の主に大容量変換器に応用されている。 As a large-capacity method of a semiconductor power converter represented by an inverter, there is a method of connecting a plurality of power converter outputs in series to obtain a high voltage. This is called a multi-stage converter or MMC (Modular Multilevel Converter), and is mainly applied to large-capacity converters such as grid interconnection converters and motor drive converters.
多段変換器は、それぞれキャパシタや整流器等の直流電源を有した単位変換器の出力を多直列接続する回路構成により複数レベルの電圧出力が得られるという特徴を持つ。このような特徴から複数ステップの電圧出力が得られ正弦波に近い出力を直接得ることができる。変換器段数が増えるほどにそのステップ数は増加することから変換器段数が多い場合は各スイッチング素子をPWMのような高速スイッチングせずに出力電圧基本波周波数で駆動するワンパルス駆動で歪の少ない出力電圧が得られる。ワンパルス駆動ではPWMと比較しスイッチング周波数を抑制できるため毎スイッチング発生するスイッチング損失を低減でき、変換器損失の低減、冷却器の削減効果が期待することができる。 The multi-stage converter has a feature that a plurality of levels of voltage output can be obtained by a circuit configuration in which the outputs of unit converters having DC power supplies such as capacitors and rectifiers are connected in multiple series. From such a feature, a voltage output of a plurality of steps can be obtained, and an output close to a sine wave can be directly obtained. As the number of converter stages increases, the number of steps increases. Therefore, if the number of converter stages is large, one-pulse drive that drives each switching element at the output voltage fundamental frequency without high-speed switching such as PWM, produces less distortion. The voltage is obtained. In one-pulse drive, the switching frequency can be suppressed as compared with PWM, so the switching loss that occurs every switching can be reduced, and the effect of reducing the converter loss and the cooler can be expected.
多段変換器を動作させるには、単位電力変換器を単体の変換器と同じように三角波キャリア比較等でPWM変調を行い動作させることが可能だが、ワンパルス変調を行う場合は従来のキャリア比較で動作させることが困難である。そこで単位変換器としてHブリッジを用いた多直列変換器のワンパルス変調法が非特許文献1で提案されている。
In order to operate the multi-stage converter, it is possible to operate the unit power converter by performing PWM modulation by triangular wave carrier comparison, etc. in the same way as a single converter, but when performing one-pulse modulation, it operates by conventional carrier comparison. It is difficult to make it. Therefore, Non-Patent
この方式では多段変換器の出力電圧指令と、正と負とに変換器段数と同一個数の電圧ステップを持つ閾値と比較し、指令と閾値が交差する点で各変換器をスイッチングすることでワンパルス変調を実現する方式である。指令と閾値とを比較するシンプルな構成のため容易にワンパルス制御が実装できる。 In this method, the output voltage command of the multi-stage converter is compared with the threshold value having the same number of voltage steps as the number of converter stages for positive and negative, and one pulse is obtained by switching each converter at the point where the command and the threshold value intersect. This is a method that realizes modulation. One-pulse control can be easily implemented because of the simple configuration that compares the command and the threshold value.
しかしながら、出力電圧指令の大きさに応じて電圧出力する変換器段数が変化するため、出力電圧が小さいときには電圧出力する変換器の段数が少なくなり、変換器利用率が低下する。また、電圧を出力しない変換器は、スイッチングを行わずバイパス状態となるため、出力電圧が小さい領域では出力段数低下に伴い低次高調波が増加し、電圧歪が増加することがあった。 However, since the number of converter stages that output voltage changes according to the magnitude of the output voltage command, the number of converter stages that output voltage decreases when the output voltage is small, and the converter utilization rate decreases. Further, since the converter that does not output the voltage is in a bypass state without switching, the low-order harmonics may increase as the number of output stages decreases in the region where the output voltage is small, and the voltage distortion may increase.
本発明の実施形態は上記事情を鑑みて成されたものであって、高調波の発生を抑制し、電圧歪を低減するワンパルス駆動を実現可能な多段変換器の制御装置を提供する。 An embodiment of the present invention has been made in view of the above circumstances, and provides a control device for a multi-stage converter capable of realizing a one-pulse drive that suppresses the generation of harmonics and reduces voltage distortion.
実施形態による多段変換器の制御装置は、直流電源と、前記直流電源と並列に接続した正レグおよび負レグと、をそれぞれ備えた複数の単位変換器を直列に接続した多段変換器を制御する制御装置であって、前記多段変換器の出力電圧指令と、前記直流電源の電圧とを用いて変調率を演算する変調率演算部と、前記変調率に基づいて、複数の前記単位変換器の前記正レグの上アームと前記負レグの上アームとを駆動するゲート信号の位相シフト量を生成する位相シフト量生成部と、出力電圧基本波周波数で複数の前記単位変換器を駆動する信号であって、オンパルス幅とオフパルス幅とが同一であり、オンパルス幅の中心が前記出力電圧指令の位相に対して前記位相シフト量進んだ第1ゲート信号若しくは前記位相シフト量遅れた第3ゲート信号と、オフパルス幅の中心が前記出力電圧指令の位相に対して前記位相シフト量遅れた第2ゲート信号若しくは前記位相シフト量進んだ第4ゲート信号とを生成し、前記第1ゲート信号を複数の前記単位変換器の前記正レグの前記上アームの前記ゲート信号とし、前記第2ゲート信号を複数の前記単位変換器の前記負レグの前記上アームの前記ゲート信号とする、若しくは前記第3ゲート信号を複数の前記単位変換器の前記正レグの前記上アームの前記ゲート信号とし、前記第4ゲート信号を複数の前記単位変換器の前記負レグの前記ゲート信号とするゲート信号生成部と、を備え、前記ゲート信号生成部は、前記変調率を変更する際に、変更前の前記変調率に対応する前記ゲート信号と、変更後の前記変調率に対応する前記ゲート信号とが異なる値であって、現時点から前記変更前の前記変調率に対応する前記ゲート信号のレベルが変わる前の期間に前記変更後の前記変調率に対応する前記ゲート信号のレベルが変わると判断したとき、前記変更後の前記変調率に対応する前記ゲート信号のレベルと前記変更前の前記変調率に対応する前記ゲート信号とが同じレベルになった後に前記変調率を変更する。 The control device of the multi-stage converter according to the embodiment controls a multi-stage converter in which a plurality of unit converters including a DC power supply and a positive leg and a negative leg connected in parallel with the DC power supply are connected in series. A control device, which is a modulation factor calculation unit that calculates a modulation factor using the output voltage command of the multi-stage converter and the voltage of the DC power supply, and a plurality of unit converters based on the modulation factor. A phase shift amount generator that generates a phase shift amount of a gate signal that drives the upper arm of the positive leg and the upper arm of the negative leg, and a signal that drives a plurality of the unit converters at the output voltage fundamental frequency. Therefore, the on-pulse width and the off-pulse width are the same, and the center of the on-pulse width is the first gate signal whose phase shift amount is advanced with respect to the phase of the output voltage command or the third gate signal whose phase shift amount is delayed. , The center of the off-pulse width generates a second gate signal whose phase shift amount is delayed with respect to the phase of the output voltage command, or a fourth gate signal whose phase shift amount is advanced, and the first gate signal is used as a plurality of the above. The gate signal of the upper arm of the positive leg of the unit converter and the second gate signal are the gate signal of the upper arm of the negative leg of the plurality of unit converters, or the third gate signal. Is the gate signal of the upper arm of the positive leg of the unit converter, and the fourth gate signal is the gate signal of the negative leg of the unit converter. When the modulation factor is changed, the gate signal generation unit has a different value between the gate signal corresponding to the modulation factor before the change and the gate signal corresponding to the modulation factor after the change. When it is determined that the level of the gate signal corresponding to the modulation factor after the change changes during the period before the level of the gate signal corresponding to the modulation factor before the change changes from the present time, after the change. The modulation factor is changed after the level of the gate signal corresponding to the modulation factor of the above and the gate signal corresponding to the modulation factor before the change become the same level.
以下、実施形態の多段変換器の制御装置について、図面を参照して説明する。
図1は、第1実施形態の多段変換器の制御装置を概略的に示す図である。
Hereinafter, the control device of the multi-stage converter of the embodiment will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a diagram schematically showing a control device for the multi-stage converter of the first embodiment.
本実施形態の制御装置は、例えば4つのアームから構成されるHブリッジを単位変換器とした多段変換器1の動作を制御する制御装置である。
多段変換器1は、2つの出力端子を備えている。以下の説明において、多段変換器1の一方の出力端子を正側出力端子TPとし、他方の出力端子を負側出力端子TNとする。
The control device of the present embodiment is a control device that controls the operation of the
The
多段変換器1は、複数の単位変換器11~14を備える。単位変換器11~14のそれぞれは、上アームS1と下アームS2とを備えた正レグLPと、上アームS3と下アームS4とを備えた負レグLNと、を並列に接続したHブリッジ回路である。
The
多段変換器1は、単位変換器11~14の正レグLPの上アームS1と下アームS2との間に位置する出力端子と、負レグLNの上アームS3と下アームS4との間に位置する出力端子とを、単位変換器11~14間で直列接続した構成を備える。なお、多段変換器1は、少なくとも2段の単位変換器を直列接続した構成であればよく、段数の上限を特に設ける必要はない。
The
以下の説明おいて、N個の単位変換器を直列接続した多段変換器において、正側出力端子と接続した単位変換器を1段目の単位変換器とし、負側出力端子と接続した単位変換器をN段目の単位変換器とし、直列に接続したN個の単位変換器が並んだ順に1段目、2段目、…N段目と称する。図1に示す例では、多段変換器は4つの単位変換器11~14を備え、正側出力端子TPと接続した単位変換器11が1段目であり、負側出力端子TNと接続した単位変換器14が4段目であり、直列に接続した4つの単位変換器11~14が並んだ順に単位変換器12が2段目であり、単位変換器13が3段目である。
In the following explanation, in a multi-stage converter in which N unit converters are connected in series, the unit converter connected to the positive output terminal is used as the first-stage unit converter, and the unit conversion connected to the negative output terminal is used. The unit is referred to as an N-stage unit converter, and is referred to as a first-stage, second-stage, ... N-stage in the order in which N unit converters connected in series are arranged. In the example shown in FIG. 1, the multi-stage converter includes four
単位変換器11~14は同じ構成である。単位変換器11~14のそれぞれは、正レグLPと、負レグLNと、直流電源PSと、電圧センサSVと、電流センサ(図示せず)と、を備えている。
The
電圧センサSVは、直流電源PSの電圧を検出し、検出値を制御装置2へ出力する。
電流センサは、多段変換器1の出力電流の検出値(もしくは、複数の単位変換器11~14いずれかの出力電流の検出値)を、制御装置2へ出力する。
The voltage sensor SV detects the voltage of the DC power supply PS and outputs the detected value to the
The current sensor outputs the detected value of the output current of the multi-stage converter 1 (or the detected value of the output current of any of the plurality of
複数の単位変換器11~14それぞれにおいて、多段変換器1の正側出力端子TP若しくは自身よりも正側の単位変換器と接続したレグを正レグLPとし、負側出力端子TN若しくは自身よりも負側の単位変換器と接続したレグを負レグLNとする。正レグLPと負レグLNとは直流電源PSであるキャパシタと並列に接続している。
In each of the plurality of
複数の単位変換器11~14それぞれにおいて、4つのアーム(2つの上アームS1、S3および2つの下アームS2、S4)それぞれは、IGBT(絶縁ゲートバイポーラトランジスタ:Insulated Gate Bipolar Transistor)やMOSFET(半導体電界効果トランジスタ:metal-oxide semiconductor field-effect transistor)などの半導体素子にダイオードを逆並列接続した半導体スイッチング素子、若しくは、MOSFET(半導体電界効果トランジスタ:metal-oxide semiconductor field-effect transistor)を備える。
In each of the plurality of
単位変換器11~14それぞれの正レグLPおよび負レグLNのそれぞれにおいて、上アームS1、S3と下アームS2、S4との半導体スイッチング素子はそれぞれ反転動作をし、上アームS1、S3の半導体スイッチング素子がオンしているときに下アームS2、S4の半導体スイッチング素子はオフ動作となる。ただし、上アームS1、S3と下アームS2、S4との短絡を防止するため、上アームS1、S3と下アームS2、S4との両方の半導体スイッチング素子をオフにするデットタイム期間を設けるときには、上アームS1、S3と下アームS2、S4との半導体スイッチング素子を同時にオフとなるようにデットタイム期間が設けられる。
In each of the positive leg LP and the negative leg LN of the
多段変換器1の構成は図1に示したものに限定されるものではない。例えば、単位変換器の直流部には、キャパシタに替えて蓄電池等のエネルギー蓄積要素を接続してもよい。また単位変換器11~14の直流部を、整流器を介して交流電源および変圧器と接続してもよい。また、三組の多段変換器出力をスター結線、デルタ結線、又は、V結線とすることで三相出力とすることも可能である。
The configuration of the
制御装置2は、変調率演算部21と、位相シフト量生成部22と、ゲート信号生成部23と、を備えている。
The
本実施形態では、制御装置2は多段変換器1をワンパルス駆動にて動作させる。ワンパルス駆動では、単位変換器11~14の半導体スイッチング素子を出力電圧基本波周波数にて駆動する。ワンパルス駆動ではPWM駆動と比較しスイッチング周波数を抑制できるためスイッチングするときに発生する損失を低減することができ、変換器損失の低減、冷却器の削減効果が期待できる。
In the present embodiment, the
制御装置2は、単位変換器11~14のレグLP、LNを、オンとオフとの時間幅が同一(Duty50%)であるスイッチングパルス(ゲート信号)で駆動し、そのゲート信号の位相を各レグで調整することにより出力電圧を調整する。このとき位相調整量(位相シフト量)は、それぞれ、正側レグLPの上アームS1のゲート信号のオンパルス幅の中心と、負側レグLNの上アームS3のゲート信号のオフパルス幅の中心とが、出力電圧に対して進み遅れ同一位相量になるよう位相操作を行う。
The
変調率演算部21は、単位変換器11~14の直流電源PSの電圧VDCと、電圧指令値V*とを用いて、変調率Mを演算する。変調率演算部21にて演算された変調率Mは、位相シフト量生成部22に入力される。変調率演算部21は、例えば後述の(4)式を用いて変調率Mを演算する。
The modulation
位相シフト量生成部22は、入力された変調率Mに対応する、単位変換器11~14の各レグLP、LNの位相シフト量を出力する。正レグLP、負レグLNは単位変換器11~14の段数分存在するため、進み遅れ位相操作量(位相シフト量)は変換器段数分必要となる。図1に示す例では単位変換器の段数が4段であるため、位相シフト量生成部22は4つの位相シフト量α1~α4を出力する。
The phase shift
進み遅れ均等シフトした場合の位相シフト量αnと多段変換器の出力電圧の基本波振幅の関係を次式に示す。ただし、VDCは単位変換器11~14それぞれの直流電源PSの電圧値とし、本実施形態では複数の直流電源電圧VDCは等しいと仮定する。なお、Nは多段変換器を構成する単位変換器の段数である。
また基本波v1は次式により定義される。下記(2)式において、ωは出力電圧角周波数である。
v1=V1cosωt (2)
上記(1)式から、図1に示す4段構成の場合の基本波振幅量は下記(3)式で表される。
v 1 = V 1 cosωt (2)
From the above equation (1), the fundamental wave amplitude amount in the case of the four-stage configuration shown in FIG. 1 is expressed by the following equation (3).
ここで、各段の直流電源電圧VDCの和と出力基本波振幅V1との比を変調率Mとして下記(4)式の通り定義する。
位相シフト量生成部22は、上記(5)式で得られるk次の高調波電圧を用いて、制約条件とする所望の出力基本波振幅V1を満たす位相シフト量α1~α4の組み合わせの中から、所定の評価関数を用いて位相シフト量α1~α4を選択することができる。ここで用いる評価関数には、例えば、高調波電圧の総和もしくは特定次高調波電圧を最小とする評価関数、電圧から算出した電流に基づく高調波電流の総和もしくは特定次高調波電流を最小とする評価関数等を採用することができる。
The phase shift
図2は、変調率と位相シフト量との関係の一例を示す図である。なお、ここでは、位相シフト量α1~α4はα1<α2<α3<α4であるものとしている。
上記(3)式乃至(5)式より、所望の変調率M(又は出力電圧)を得るための位相シフト量α1~α4の組み合わせは無数にあることが分かる。例えば、図2の変調率Mと位相シフト量α1~α4との関係は、変調率Mを制約条件として、それを満たす位相シフト量α1~α4の複数の組み合わせの中から高調波電流の総和(例えば3次~39次高調波の和)が最小となる位相シフト量α1~α4を演算した例である。また、非線形連立方程式の解から位相シフト量α1~α4を算出することも可能である。なお、本実施形態では、位相シフト量α1~α4はゼロより大きく180°未満の範囲とする。
FIG. 2 is a diagram showing an example of the relationship between the modulation factor and the phase shift amount. Here, it is assumed that the phase shift amounts α 1 to α 4 are α 1 <α 2 <α 3 <α 4 .
From the above equations (3) to (5), it can be seen that there are innumerable combinations of phase shift amounts α 1 to α 4 for obtaining a desired modulation factor M (or output voltage). For example, the relationship between the modulation factor M and the phase shift amounts α 1 to α 4 in FIG. 2 is a harmonic from a plurality of combinations of the phase shift amounts α 1 to α 4 that satisfy the modulation factor M as a constraint condition. This is an example of calculating the phase shift amounts α 1 to α 4 that minimizes the total sum of currents (for example, the sum of 3rd to 39th harmonics). It is also possible to calculate the phase shift amounts α 1 to α 4 from the solutions of the nonlinear simultaneous equations. In the present embodiment, the phase shift amounts α 1 to α 4 are in a range larger than zero and less than 180 °.
また、位相シフト量生成部22は、生成する位相シフト量の数(多段変換器の段数)の方程式を用いた連立方程式により、単位変換器の段数の位相シフト量を生成することができる。
Further, the phase shift
本実施形態では、位相シフト量生成部22は、例えば、基本波振幅の方程式と、他の3つ(=多段変換器の段数-1)の高調波振幅の方程式との連立方程式により、位相シフト量α1~α4を算出することができる。
In the present embodiment, the phase shift
図3は、変調率と位相シフト量との関係の他の例を示す図である。なお、ここでは、位相シフト量α1~α4はα1<α2<α3<α4であるものとしている。
ここでは、例えば下記式のように、基本波振幅と、3次高調波振幅と、5次高調波振幅と、7次高調波振幅とをそれぞれゼロとする方程式を用いた下記連立方程式により算出した4つの位相シフト量α1~α4の一例を示している。
Here, for example, as shown in the following equation, the calculation is performed by the following simultaneous equations using equations in which the fundamental wave amplitude, the third harmonic amplitude, the fifth harmonic amplitude, and the seventh harmonic amplitude are set to zero, respectively. An example of four phase shift amounts α 1 to α 4 is shown.
位相シフト量生成部22は、上記のように予め演算された位相シフト量α1~α4を利用して、例えば、変調率Mに対応する位相シフト量α1~α4のテーブルを備えていてもよい。
The phase shift
図4は、図1に示す多段変換器を駆動するゲート信号と出力電圧との一例を示す図である。
ゲート信号生成部23は、位相シフト量生成部22から位相シフト量α1~α4を受信し、4つの単位変換器11~14に供給される、正レグLPの上アームS1のゲート信号(第1ゲート信号)Spα1~Spα4と、負レグLNの上アームS3のゲート信号(第2ゲート信号)Snα1~Snα4とを生成する。本実施形態では、ゲート信号のオン時間とオフ時間とは等しく(Duty50%であり)、それぞれ位相が180°の期間とする。
FIG. 4 is a diagram showing an example of a gate signal and an output voltage for driving the multi-stage converter shown in FIG.
The gate
ゲート信号生成部23は、例えば負レグLNの上アームS3のゲート信号(第2ゲート信号)Snα1~Snα4の時間軸方向におけるオフパルス幅の中心を電圧指令の位相(0°の位置)よりも位相シフト量α1~α4の位相を遅らせて、正レグLPの上アームS1のゲート信号(第1ゲート信号)Spα1~Spα4の時間軸方向におけるオンパルス幅の中心を電圧指令の位相(0°の位置)よりも位相シフト量α1~α4の位相を進ませる。
For example, the gate
上記のように、ゲート信号生成部23は、電圧指令の位相を基準として位相シフト量α1~α4の位相を調整して、正レグLPの上アームS1のゲート信号を4つ、負レグLNの上アームS3のゲート信号を4つ生成する。ゲート信号生成部23は、正レグLPの上アームS1のゲート信号を反転して下アームS2のゲート信号を生成し、負レグLNの上アームS3のゲート信号を反転して下アームS4のゲート信号を生成する。
As described above, the gate
なお、本実施形態では、ゲート信号Spα1は、ゲート信号のオンパルス幅の中心を位相シフト量α1シフトした(進ませた)信号であり、ゲート信号Spα2は、ゲート信号のオンパルス幅の中心を位相シフト量α2シフトした(進ませた)信号であり、ゲート信号Spα3は、ゲート信号のオンパルス幅の中心を位相シフト量α3シフトした(進ませた)信号であり、ゲート信号Spα4は、ゲート信号のオンパルス幅の中心を位相シフト量α4シフトした(進ませた)信号である。 In the present embodiment, the gate signal Spα1 is a signal obtained by shifting (advancing) the center of the on-pulse width of the gate signal by a phase shift amount α1; and the gate signal Spα2 is the center of the on-pulse width of the gate signal. Is a signal shifted (advanced) by the phase shift amount α 2 and the gate signal S pα3 is a signal obtained by shifting (advancing) the center of the on-pulse width of the gate signal by the phase shift amount α 3 and the gate signal S. pα4 is a signal obtained by shifting ( advancing) the center of the on-pulse width of the gate signal by a phase shift amount α4.
また、ゲート信号Snα1は、ゲート信号のオフパルス幅の中心を位相シフト量α1シフトした(遅らせた)信号であり、ゲート信号Snα2は、ゲート信号のオフパルス幅の中心を位相シフト量α2シフトした(遅らせた)信号であり、ゲート信号Snα3は、ゲート信号のオフパルス幅の中心を位相シフト量α3シフトした(遅らせた)信号であり、ゲート信号Snα4は、ゲート信号のオフパルス幅の中心を位相シフト量α4シフトした(遅らせた)信号である。 Further, the gate signal S nα1 is a signal in which the center of the off-pulse width of the gate signal is shifted ( delayed) by a phase shift amount α1 ; It is a shifted (delayed) signal, the gate signal S nα3 is a signal in which the center of the off-pulse width of the gate signal is shifted (delayed) by a phase shift amount α3 , and the gate signal Snα4 is the off-pulse width of the gate signal. This is a signal in which the center of the signal is shifted ( delayed) by the phase shift amount α4.
ゲート信号生成部23は、正レグLPと負レグLNとのそれぞれにおいて、上アームS1、S3と下アームS2、S4とに互いに反転した関係のゲート信号が供給されるように、複数の単位変換器11~14へ生成したゲート信号を出力する。
The gate
なお、本実施形態では、ゲート信号生成部23は、ゲート信号Spα1~Spα4を、単位変換器11~14のいずれの正レグLPに割り当ててもよく、負レグLNの上アームS3のゲート信号Snα1~Snα4を、単位変換器11~14のいずれの負レグLNに割り当ててもよい。
In the present embodiment, the gate
本実施形態の多段変換器の制御装置によれば、多段変換器1の変調率が低いときにも全ての単位変換器11~14のレグLP、LNがスイッチングする。また各段の単位変換器11~14をワンパルス駆動にて動作させても、多段変換器1の出力電圧の総和は疑似的にPWM変調のような波形となり、低次高調波の発生が抑制できる。
According to the control device of the multi-stage converter of the present embodiment, the leg LPs and LNs of all the
また、ゲート信号の位相シフト量を上記のように規定することで、図3に示すように、出力電圧ゼロのタイミングおよびその前後の時間領域にて、すべての単位変換器11~14のレグLP、LNの上アームS1、S3がオン、もしくは、すべての上アームS1、S3がオフ状態となる。
Further, by defining the phase shift amount of the gate signal as described above, as shown in FIG. 3, the leg LPs of all the
例えば、ワンパルス駆動を行う際に、デューティ比50%のゲート信号のオフパルス幅中心およびオンパルス幅中心が電圧指令から遅れも進みもない場合(位相シフト量がゼロの場合)には、ゲート信号は電圧指令の位相が90°および-90°のタイミングにて切り替わることとなる。 For example, when one-pulse drive is performed, if the center of the off-pulse width and the center of the on-pulse width of the gate signal having a duty ratio of 50% do not lag or advance from the voltage command (when the phase shift amount is zero), the gate signal is a voltage. The phase of the command will be switched at the timing of 90 ° and −90 °.
これに対し、本実施形態では、負レグLNの上アームS3のゲート信号のオフパルス幅の中心を電圧指令より遅らせ、正レグLPの上アームS1のゲート信号のオンパルス幅の中心を電圧指令より進ませている。これにより、負レグLNの上アームS3のゲート信号の消弧タイミングは、オフ幅中心より-90°の地点となり、電圧指令の位相が-90°に至る前にすべての負レグLNの上アームS3はターンオフする。また、負レグLNの上アームS3のゲート信号の点弧タイミングは、オフパルス幅中心より+90°の地点となり、電圧指令の位相が90°に至る前にすべての負レグLNの上アームS3はターンオンする。 On the other hand, in the present embodiment, the center of the off-pulse width of the gate signal of the upper arm S3 of the negative leg LN is delayed from the voltage command, and the center of the on-pulse width of the gate signal of the upper arm S1 of the positive leg LP is advanced from the voltage command. No. As a result, the extinguishing timing of the gate signal of the upper arm S3 of the negative leg LN becomes -90 ° from the center of the off width, and the upper arm of all negative leg LNs before the phase of the voltage command reaches -90 °. S3 turns off. Further, the ignition timing of the gate signal of the upper arm S3 of the negative leg LN is at a point of + 90 ° from the center of the off pulse width, and all the upper arms S3 of the negative leg LN are turned on before the phase of the voltage command reaches 90 °. do.
一方、位相シフト量がゼロの場合には、正レグLPの上アームS1のゲート信号の点弧タイミングは、オンパルス幅の中心より-90°地点となる。これに対し、本実施形態では、正レグLPの上アームS1のゲート信号のオンパルス幅中心を電圧指令の0°の位置よりも進めるため、正レグLPの上アームS1のゲート信号は、電圧指令の位相が-90°以降の地点ですべての正レグLPの上アームS1がターンオンする。また、正レグLPの上アームS1のゲート信号の消弧タイミングは、オンパルス幅中心より+90°の地点となり、電圧指令の位相が90°以降の地点ですべての正レグLPの上アームS1がターンオフする。 On the other hand, when the phase shift amount is zero, the firing timing of the gate signal of the upper arm S1 of the positive leg LP is at a point −90 ° from the center of the on-pulse width. On the other hand, in the present embodiment, since the center of the on-pulse width of the gate signal of the upper arm S1 of the positive leg LP is advanced from the position of 0 ° of the voltage command, the gate signal of the upper arm S1 of the positive leg LP is a voltage command. The upper arm S1 of all positive leg LPs turns on at the point where the phase of is -90 ° or later. Further, the arc extinguishing timing of the gate signal of the upper arm S1 of the positive leg LP is at a point of + 90 ° from the center of the on-pulse width, and all the upper arms S1 of the positive leg LP are turned off at the point where the phase of the voltage command is 90 ° or later. do.
以上のことから電圧指令の位相が-90°であるタイミングではすべての上アームS1、S3がターンオフした状態であり、電圧指令の位相が+90°であるタイミングではすべての上アームS、S3がターンオンした状態であり、多段変換器1の出力電圧がゼロとなるタイミングでは、すべての単位変換器11~14の出力電圧もゼロとなる。
From the above, all the upper arms S1 and S3 are in the turn-off state at the timing when the phase of the voltage command is −90 °, and all the upper arms S and S3 are turned on at the timing when the phase of the voltage command is + 90 °. At the timing when the output voltage of the
出力電圧がゼロになるタイミングは、出力電圧の毎周期において-90°と+90°との2回存在する。このタイミングにて、すべての単位変換器11~14のすべてのレグLP、LNのスイッチング状態が同一となるため、例えば、複数の単位変換器11~14間の正レグLP内又は負レグLN内でゲート信号を入れ替えたりすることが可能となる。すなわち、出力電圧がゼロとなるタイミングでは、全てのレグにてスイッチング状態が同一のため、ゲート信号が切り替わったとしても、前後でスイッチング状態が変化せず、出力電圧に影響なくゲート信号の入れ替えが可能となる。また、毎周期2回の入れ替えが可能となる。
The timing at which the output voltage becomes zero exists twice, −90 ° and + 90 °, in each cycle of the output voltage. At this timing, the switching states of all leg LPs and LNs of all
次に、上記多段変換器1の制御装置2において、例えば多段変換器1の出力電圧指令V*の変化に応じて、ゲート信号の位相を変更するときの制御装置2の動作の一例について説明する。
Next, in the
本実施形態では、制御装置2は、多段変換器1の出力電圧指令が変わったとき、すなわち変調率が変わったときに、現在単位変換器11~14を駆動しているゲート信号と、変化後の変調率により求められたゲート信号とを比較して、比較結果に基づいて多段変換器1の変調率を変更するタイミングを決定する。
In the present embodiment, the
図5は、多段変換器の変調率を変更したときのゲート信号波形の一例を示す図である。
例えば、図5に示す例の1段目の単位変換器11を駆動するゲート信号に着目すると、変調率を変更したことにより、負レグLNの上アームS3を駆動するゲート信号の一周期に2つのパルスが生じている。
FIG. 5 is a diagram showing an example of a gate signal waveform when the modulation factor of the multi-stage converter is changed.
For example, focusing on the gate signal that drives the
また、図5に示す例の2段目の単位変換器12を駆動するゲート信号に着目すると、変調率を変更したことにより、正レグLPの上アームS1を駆動するゲート信号の一周期に2つのパルスが生じている。
Focusing on the gate signal that drives the
この例のように、一周期に2つのパルスが生じると、一周期におけるスイッチング回数が多くなり、短期間に複数のスイッチングを行わなければならなくなり、一時的にスイッチング周波数が高くなる可能性があった。また、一周期におけるスイッチング回数が多くなると、単位変換器でのスイッチング損失が大きくなる原因となる。 As in this example, when two pulses are generated in one cycle, the number of switchings in one cycle increases, multiple switchings must be performed in a short period of time, and the switching frequency may temporarily increase. rice field. Further, if the number of switchings in one cycle is increased, the switching loss in the unit converter becomes large.
図6は、変更前の変調率に対応するゲート信号と、変更後の変調率に対応するゲート信号と、所定のタイミングで変調率を変更したときのゲート信号との一例を示す図である。
ここでは、変更前の変調率に対応するゲート信号Aと、変更後の変調率に対応するゲート信号Bと、を示している。
FIG. 6 is a diagram showing an example of a gate signal corresponding to the modulation factor before the change, a gate signal corresponding to the modulation factor after the change, and a gate signal when the modulation factor is changed at a predetermined timing.
Here, the gate signal A corresponding to the modulation factor before the change and the gate signal B corresponding to the modulation factor after the change are shown.
所定の変更タイミングにおいて、ゲート信号Aはハイレベルであり、ゲート信号Bはローレベルであって、変調率変更後のゲート信号がハイレベルからローレベルへ変化する。変調率変更後のゲート信号は、次に、ゲート信号Bがハイレベルとなるタイミングでハイレベルとなり、その後はゲート信号Bと同じ波形となる。 At a predetermined change timing, the gate signal A is at a high level, the gate signal B is at a low level, and the gate signal after changing the modulation factor changes from high level to low level. The gate signal after the modulation factor change becomes high level at the timing when the gate signal B becomes high level, and then has the same waveform as the gate signal B.
この例では、所定の変更タイミング後、ゲート信号Aのレベルが変わる前にゲート信号Bのレベルが変わっている。これにより、変調率変更後のゲート信号には一周期に2つのパルスが生じることとなる。 In this example, the level of the gate signal B changes after the predetermined change timing and before the level of the gate signal A changes. As a result, two pulses are generated in one cycle in the gate signal after the modulation factor is changed.
図7は、変更前の変調率に対応するゲート信号と、変更後の変調率に対応するゲート信号と、所定のタイミングで変調率を変更したときのゲート信号との他の例を示す図である。
ここでは、変更前の変調率に対応するゲート信号Aと、変更後の変調率に対応するゲート信号Bと、を示している。
FIG. 7 is a diagram showing other examples of a gate signal corresponding to the modulation factor before the change, a gate signal corresponding to the modulation factor after the change, and a gate signal when the modulation factor is changed at a predetermined timing. be.
Here, the gate signal A corresponding to the modulation factor before the change and the gate signal B corresponding to the modulation factor after the change are shown.
この例では、所定の変更タイミングにおいて、ゲート信号Aはローレベルであり、ゲート信号Bはハイレベルであって、変調率変更後のゲート信号がローレベルからハイレベルへ変化する。変調率変更後のゲート信号は、次に、ゲート信号Bがローレベルとなるタイミングでローレベルとなり、その後はゲート信号Bと同じ波形となる。 In this example, at a predetermined change timing, the gate signal A is low level, the gate signal B is high level, and the gate signal after changing the modulation factor changes from low level to high level. The gate signal after the modulation factor change becomes low level at the timing when the gate signal B becomes low level, and then has the same waveform as the gate signal B.
この例でも、所定の変更タイミング後、ゲート信号Aのレベルが変わる前にゲート信号Bのレベルが変わっている。これにより、変調率変更後のゲート信号には一周期に2つのパルスが生じることとなる。 Also in this example, the level of the gate signal B changes after the predetermined change timing and before the level of the gate signal A changes. As a result, two pulses are generated in one cycle in the gate signal after the modulation factor is changed.
上記図6および図7に示すように、変調率を変更するタイミングにて、ゲート信号Aとゲート信号Bとのレベルが異なり、かつ、変調率を変更するタイミングから次にゲート信号Aのレベルが変わるまでの期間にゲート信号Bのレベルが変わっているときに、変調率変更後のゲートパルスの一周期に2つのパルスが生じることとなる。
そこで、本実施形態では、制御装置2は、ゲートパルスの一周期に2つのパルスが生じることがないように、変調率を変更するタイミングを決定している。
As shown in FIGS. 6 and 7, the levels of the gate signal A and the gate signal B are different at the timing of changing the modulation factor, and the level of the gate signal A is next from the timing of changing the modulation factor. When the level of the gate signal B changes during the period until the change, two pulses are generated in one cycle of the gate pulse after the modulation factor change.
Therefore, in the present embodiment, the
図8は、本実施形態の多段変換器の制御装置にて、変調率を変更するタイミングを決定する動作の一例を説明するためのフローチャートである。
制御装置2のゲート信号生成部23は、例えば電圧指令V*の値に基づいて変調率が変化したか否かを判断する(ステップS1)。変調率が変化していないときには、上記ステップS1を繰り返す。
FIG. 8 is a flowchart for explaining an example of an operation of determining the timing for changing the modulation factor in the control device of the multi-stage converter of the present embodiment.
The gate
変調率が変化したと判断したとき、ゲート信号生成部23は、複数の単位変換器11~14全てのゲート信号について、変更前の変調率に対応するゲート信号と、変更後の変調率に対応するゲート信号とのレベルが異なるか否かを判断する(ステップS2)。
When it is determined that the modulation factor has changed, the gate
複数の単位変換器11~14全てのゲート信号について、変更前と変更後とのゲート信号のレベルが同じであれば、ゲート信号生成部23は、変調率を変更して、変更後の変調率に対応するゲート信号を複数の単位変換器11~14へ出力する(ステップS4)。
If the gate signal levels before and after the change are the same for all the gate signals of the plurality of
複数の単位変換器11~14全てのゲート信号について、変更前と変更後とのゲート信号のレベルが異なるものがあれば、ゲート信号生成部23は、現時点から変更前の変調率に対応するゲート信号のレベルが変わるまでの期間に、変更後の変調率に対応するゲート信号のレベルが変わるか否かを判断する(ステップS3)。
If the gate signal levels of the gate signals before and after the change are different for all the gate signals of the plurality of
ステップS3にて、変更前の変調率に対応するゲート信号のレベルが変わる前に、変更後の変調率に対応するゲート信号のレベルが変わらないときには、ゲート信号生成部23は、変調率を変更して、変更後の変調率に対応するゲート信号を複数の単位変換器11~14へ出力する(ステップS4)。
In step S3, before the level of the gate signal corresponding to the modulation factor before the change changes, if the level of the gate signal corresponding to the modulation factor after the change does not change, the gate
ステップS3にて、変更前の変調率に対応するゲート信号のレベルが変わる前に、変更後の変調率に対応するゲート信号のレベルが変わるときには、ゲート信号生成部23は上記ステップS2に戻る。この場合には、ゲート信号生成部23は、変更前の変調率に対応するゲート信号のレベルがかわり、変調率の変更前と変更後とで、全てのゲート信号がステップS2、S3のいずれかでN判定となった後に、変調率を変更して変更後の変調率に対応するゲート信号を複数の単位変換器11~14へ出力することとなる(ステップS4)。
In step S3, before the level of the gate signal corresponding to the modulation factor before the change changes, when the level of the gate signal corresponding to the modulation factor after the change changes, the gate
図9は、本実施形態の多段変換器の制御装置の動作の一例を説明する図である。ここで示したゲート信号の波形は、変調率を変更するタイミング以外は図5に示したものと同じ条件のものである。
この例では、ゲート信号生成部23は、例えば電圧指令に基づいて変調率が変化したと判断したときに、直ちに変更後の変調率に対応するゲート信号へ切り替えずに、図8に示す手順にて変更前の変調率に対応したゲート信号と変更後の変調率に対応したゲート信号とを比較した結果に基づいて、変調率を変更するタイミングを決定している。
FIG. 9 is a diagram illustrating an example of the operation of the control device of the multi-stage converter of the present embodiment. The waveform of the gate signal shown here has the same conditions as those shown in FIG. 5 except for the timing of changing the modulation factor.
In this example, when the gate
例えば、図5に示す例では、1段目の単位変換器11を駆動するゲート信号に着目すると、変調率を変更したことにより、負レグLNの上アームS3を駆動するゲート信号の一周期に2つのパルスが生じているが、図9に示すように変調率を変更するタイミングを遅らせると、一周期に2つのパルスが生じることがなくなる。
For example, in the example shown in FIG. 5, focusing on the gate signal that drives the
また、図5に示す例の2段目の単位変換器12を駆動するゲート信号に着目すると、変調率を変更したことにより、正レグLPの上アームS1を駆動するゲート信号の一周期に2つのパルスが生じていが、図9に示すように変調率を変更するタイミングを遅らせると、一周期に2つのパルスが生じることがなくなる。
上記のように、本実施形態によれば、高調波の発生を抑制し、電圧歪を低減するワンパルス駆動を実現可能な多段変換器の制御装置を提供することができる。
Focusing on the gate signal that drives the
As described above, according to the present embodiment, it is possible to provide a control device for a multi-stage converter capable of realizing one-pulse drive that suppresses the generation of harmonics and reduces voltage distortion.
次に、第2実施形態の多段変換器の制御装置について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下の説明において、上述の第1実施形態と同様の構成については、同一の符号を付して説明を省略する。 Next, the control device of the multi-stage converter of the second embodiment will be described in detail with reference to the drawings. In the following description, the same components as those in the above-described first embodiment are designated by the same reference numerals and the description thereof will be omitted.
本実施形態では、制御装置2は、複数の単位変換器11~14の正レグLPと負レグLNとのそれぞれにおいて、上アームと下アームとが同時に導通することを回避するために、上アームと下アームとの両方がオフとなるデッドタイムを設けている。
In the present embodiment, the
図10は、第2実施形態の多段変換器の制御装置の動作の一例を説明するための図である。ここでは、任意の単位変換器において、ゲート信号の点弧タイミングを遅らせることにより、デッドタイムを設けたときの、単位変換器の出力電流と出力電圧との一例を示している。
なお、ここでは、単位変換器から負荷へ向かって流れる電流の向きを正とし、負荷から単位変換器へ向かって流れる電流の向きを負とする。
FIG. 10 is a diagram for explaining an example of the operation of the control device of the multi-stage converter of the second embodiment. Here, an example of the output current and output voltage of the unit converter when a dead time is provided by delaying the ignition timing of the gate signal in any unit converter is shown.
Here, the direction of the current flowing from the unit converter to the load is positive, and the direction of the current flowing from the load to the unit converter is negative.
図10に示すように、電流が正のときに、単位変換器の正レグLPの上アームS1がターンオンするとき(ゲート信号が点弧するとき)に、デッドタイム分の誤差電圧ΔVが生じる。
また、電流が負のときに、単位変換器の負レグLNの上アームS3がターンオンするとき(ゲート信号が点弧するとき)にも、デッドタイム分の誤差電圧ΔVが生じる。
As shown in FIG. 10, when the current is positive, when the upper arm S1 of the positive leg LP of the unit converter is turned on (when the gate signal ignites), an error voltage ΔV corresponding to the dead time is generated.
Further, when the current is negative, when the upper arm S3 of the negative leg LN of the unit converter turns on (when the gate signal ignites), an error voltage ΔV corresponding to the dead time is also generated.
一方で、電流が負のときに、正レグLPの上アームS1がターンオンするとき(ゲート信号が点弧するとき)には、誤差電圧が生じなかった。また、電流が正のときに、負レグLNの上アームS3がターンオンするとき(ゲート信号が点弧するとき)には、誤差電圧が生じなかった。 On the other hand, when the current was negative, no error voltage was generated when the upper arm S1 of the positive leg LP turned on (when the gate signal ignited). Further, when the current was positive and the upper arm S3 of the negative leg LN turned on (when the gate signal ignited), no error voltage was generated.
そこで、本実施形態では、制御装置2のゲート信号生成部23は、出力電流方向が正のときに、正レグLPの上アームをターンオンするゲート信号について、所望の変調率を得るための位相シフト量からデッドタイム時間の角度相当量分だけシフト量を加算もしくは減算する。
Therefore, in the present embodiment, the gate
また、制御装置2のゲート信号生成部23は、出力電流が負のときに、負レグLNの上アームS3をターンオンするゲート信号について、デッドタイム時間の角度相当量分のシフト量を、所望の変調率をえるための位相シフト量から加算もしくは減算する。このことにより、デッドタイムを設けたことにより発生する誤差電圧ΔVを補償することができる。
Further, the gate
なお、デッドタイム時間の角度相当量は、例えば、出力電圧周波数が50[Hz]で、3[μs]のデッドタイムを設けるとき、50[Hz]の1周期は20[ms]であり、20[ms]を360[°]とすると、3[μs]の角度相当量は、360[°]×3[us]/20[ms]=0.054[°]となる。 The angle equivalent amount of the dead time time is, for example, when the output voltage frequency is 50 [Hz] and a dead time of 3 [μs] is provided, one cycle of 50 [Hz] is 20 [ms], which is 20. Assuming that [ms] is 360 [°], the amount equivalent to the angle of 3 [μs] is 360 [°] × 3 [us] / 20 [ms] = 0.054 [°].
図11は、第2実施形態の多段変換器の制御装置において、誤差電圧を補償する動作の一例を説明するための図である。
すなわち、ゲート信号生成部23は、受信した位相シフト量α1~α4を用いてゲート信号を生成した後、電流センサから受信した多段変換器1の出力電流の検出値に基づいて、単位変換器11~14へ出力するゲート信号の中で、出力電流が正のときに、正レグLPの上アームS1をターンオンするゲート信号があるか否か判断する。
FIG. 11 is a diagram for explaining an example of an operation of compensating for an error voltage in the control device of the multi-stage converter of the second embodiment.
That is, the gate
また、ゲート信号生成部23は、電流センサから受信した多段変換器1の出力電流の検出値に基づいて、単位変換器11~14へ出力するゲート信号の中で、出力電流が負の時に、負レグLNの上アームS3をターンオンするゲート信号があるか否か判断する。
Further, when the output current is negative in the gate signal output to the
ゲート信号生成部23は、該当するゲート信号があったときに、該当するゲート信号の位相シフト量にデットタイム時間の角度相当量を加算若しくは減算して電圧補償後の位相シフト量を演算し、電圧補償後の位相シフト量だけ位相をシフトさせたゲート信号を生成して、複数の単位変換器11~14へゲート信号を出力する。
なお、デットタイム時間の角度相当量は相対量であるため、位相の進みと遅れとに対する符号の定義に応じて、位相シフト量に加算若しくは減算するものとすればよい。例えば、図11に示す例における極性の場合には、位相シフト量に対してデットタイムの角度相当量を減算するか、もしくは減算しないかのみの選択となり、位相シフト量に対してデットタイムの角度相当量を加算することは行わない。
When there is a corresponding gate signal, the gate
Since the amount equivalent to the angle of the dead time time is a relative amount, it may be added or subtracted from the phase shift amount according to the definition of the sign for the phase advance and the phase delay. For example, in the case of the polarity in the example shown in FIG. 11, only the selection is made whether to subtract the amount equivalent to the angle of the dead time with respect to the phase shift amount or not, and the angle of the dead time with respect to the phase shift amount. No equivalent amount is added.
図11に示した例では、正レグLPの上アームS1を駆動する4つのゲート信号の2つが、多段変換器1の出力電流が正のときにターンオンするものであり、ゲート信号生成部23は、これらのゲート信号の位相シフト量からデットタイム時間の角度相当量を減算して、電圧補償後の位相シフト量だけ位相をシフトさせたゲート信号を生成して、複数の単位変換器11~14へゲート信号を出力する。
In the example shown in FIG. 11, two of the four gate signals driving the upper arm S1 of the positive leg LP are turned on when the output current of the
上記のように、本実施形態によれば、デッドタイムを設けたことによる出力電圧の誤差を補償することが可能であり、高調波の発生を抑制し、電圧歪を低減するワンパルス駆動を実現可能な多段変換器の制御装置を提供することができる。 As described above, according to the present embodiment, it is possible to compensate for the error of the output voltage due to the dead time, and it is possible to realize one-pulse drive that suppresses the generation of harmonics and reduces the voltage distortion. It is possible to provide a control device for a multi-stage converter.
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。 Although some embodiments of the present invention have been described, these embodiments are presented as examples and are not intended to limit the scope of the invention. These novel embodiments can be implemented in various other embodiments, and various omissions, replacements, and changes can be made without departing from the gist of the invention. These embodiments and modifications thereof are included in the scope and gist of the invention, and are also included in the scope of the invention described in the claims and the equivalent scope thereof.
例えば、上述の実施形態では、ゲート信号生成部23は、負レグLNの上アームS3のゲート信号Snα1~Snα4の時間軸方向におけるオフパルス幅の中心を電圧指令の位相(0°の位置)よりも位相シフト量α1~α4の位相を遅らせて、正レグLPの上アームS1のゲート信号Spα1~Spα4の時間軸方向におけるオンパルス幅の中心を電圧指令の位相(0°の位置)よりも位相シフト量α1~α4の位相を進ませたものとしている。
For example, in the above-described embodiment, the gate
例えば、ゲート信号生成部23は、例えば負レグLNの上アームS3のゲート信号(第4ゲート信号)の時間軸方向におけるオフパルス幅の中心を電圧指令の位相(0°の位置)よりも位相シフト量α1~α4の位相を進ませて、正レグLPの上アームS1のゲート信号(第3ゲート信号)の時間軸方向におけるオンパルス幅の中心を電圧指令の位相(0°の位置)よりも位相シフト量α1~α4の位相を遅らせて、ゲート信号を生成してもよい。
For example, the gate
この場合も、ゲート信号生成部23は、上記のように電圧指令V*の位相を基準として位相シフト量α1~α4の位相を調整して、4つの正レグLPの上アームS1のそれぞれのゲート信号Spα1~Spα4、および、4つの負レグLNの上アームS3それぞれのゲート信号Snα1~Snα4を生成する。ゲート信号生成部23は、正レグLPの上アームS1のゲート信号を反転して下アームS2のゲート信号を生成し、負レグLNの上アームS3のゲート信号を反転して下アームS4のゲート信号を生成する。
In this case as well, the gate
ゲート信号生成部23は、正レグLPと負レグLNとのそれぞれにおいて、上アームS1、S3と下アームS2、S4とに互いに反転した関係のゲート信号が供給されるように、複数の単位変換器11~14へ生成したゲート信号を出力する。なお、位相シフト量α1~α4が共通している場合には、図3に示す場合と図4に示す場合とにおける多段変換器1の出力は同じになる。
上記の場合にも上述の第1実施形態および第2実施形態と同様の効果を得ることができる。
The gate
Also in the above case, the same effect as that of the first embodiment and the second embodiment can be obtained.
1…多段変換器、2…制御装置、11~14…単位変換器、21…変調率演算部、22…位相シフト量生成部、23…ゲート信号生成部、100…変圧器、200…整流器、LP…正レグ、LN…負レグ、S1、S3…上アーム、S2、S4…下アーム、Snα1~Snα4、Spα1~Spα4…ゲート信号、α1~α4…位相シフト量、PS…直流電源、SV…電圧センサ、TP…正側出力端子、TN…負側出力端子、ΔV…電圧誤差。 1 ... Multi-stage converter, 2 ... Control device, 11-14 ... Unit converter, 21 ... Modulation rate calculation unit, 22 ... Phase shift amount generation unit, 23 ... Gate signal generation unit, 100 ... Transformer, 200 ... Rectifier, LP ... Positive leg, LN ... Negative leg, S1, S3 ... Upper arm, S2, S4 ... Lower arm, Snα1 to Snα4 , Spα1 to Spα4 ... Gate signal, α1 to α4 ... Phase shift amount, PS ... DC Power supply, SV ... voltage sensor, TP ... positive output terminal, TN ... negative output terminal, ΔV ... voltage error.
Claims (5)
前記多段変換器の出力電圧指令と、前記直流電源の電圧とを用いて変調率を演算する変調率演算部と、
前記変調率に基づいて、複数の前記単位変換器の前記正レグの上アームと前記負レグの上アームとを駆動するゲート信号の位相シフト量を生成する位相シフト量生成部と、
出力電圧基本波周波数で複数の前記単位変換器を駆動する信号であって、オンパルス幅とオフパルス幅とが同一であり、オンパルス幅の中心が前記出力電圧指令の位相に対して前記位相シフト量進んだ第1ゲート信号若しくは前記位相シフト量遅れた第3ゲート信号と、オフパルス幅の中心が前記出力電圧指令の位相に対して前記位相シフト量遅れた第2ゲート信号若しくは前記位相シフト量進んだ第4ゲート信号とを生成し、前記第1ゲート信号を複数の前記単位変換器の前記正レグの前記上アームの前記ゲート信号とし、前記第2ゲート信号を複数の前記単位変換器の前記負レグの前記上アームの前記ゲート信号とする、若しくは前記第3ゲート信号を複数の前記単位変換器の前記正レグの前記上アームの前記ゲート信号とし、前記第4ゲート信号を複数の前記単位変換器の前記負レグの前記ゲート信号とするゲート信号生成部と、を備え、
前記ゲート信号生成部は、前記変調率を変更する際に、変更前の前記変調率に対応する前記ゲート信号と、変更後の前記変調率に対応する前記ゲート信号とが異なる値であって、現時点から前記変更前の前記変調率に対応する前記ゲート信号のレベルが変わる前の期間に前記変更後の前記変調率に対応する前記ゲート信号のレベルが変わると判断したとき、前記変更後の前記変調率に対応する前記ゲート信号のレベルと前記変更前の前記変調率に対応する前記ゲート信号とが同じレベルになった後に前記変調率を変更する、多段変換器の制御装置。 A control device for controlling a multi-stage converter in which a plurality of unit converters having a DC power supply and a positive leg and a negative leg connected in parallel with the DC power supply are connected in series.
A modulation factor calculation unit that calculates a modulation factor using the output voltage command of the multi-stage converter and the voltage of the DC power supply.
A phase shift amount generation unit that generates a phase shift amount of a gate signal that drives the upper arm of the positive leg and the upper arm of the negative leg of the plurality of unit converters based on the modulation factor.
A signal that drives a plurality of the unit converters at the output voltage fundamental frequency, the on-pulse width and the off-pulse width are the same, and the center of the on-pulse width advances the phase shift amount with respect to the phase of the output voltage command. However, the first gate signal or the third gate signal delayed by the phase shift amount, and the second gate signal whose center of the off-pulse width is delayed by the phase shift amount with respect to the phase of the output voltage command or the phase shift amount advanced. A four-gate signal is generated, the first gate signal is used as the gate signal of the upper arm of the positive leg of the unit converter, and the second gate signal is used as the negative leg of the unit converter. The gate signal of the upper arm, or the third gate signal is the gate signal of the upper arm of the positive leg of the plurality of unit converters, and the fourth gate signal is the gate signal of the plurality of unit converters. A gate signal generation unit for the gate signal of the negative leg of the above.
When the modulation factor is changed, the gate signal generation unit has a value different between the gate signal corresponding to the modulation factor before the change and the gate signal corresponding to the modulation factor after the change. When it is determined that the level of the gate signal corresponding to the modulation factor after the change changes during the period before the level of the gate signal corresponding to the modulation factor before the change changes from the present time, the change A control device for a multi-stage converter that changes the modulation factor after the level of the gate signal corresponding to the modulation factor and the gate signal corresponding to the modulation factor before the change become the same level.
前記多段変換器の出力電圧指令と、前記直流電源の電圧とを用いて変調率を演算する変調率演算部と、
前記変調率に基づいて、複数の前記単位変換器の前記正レグの上アームと前記負レグの上アームとを駆動するゲート信号の位相シフト量を生成する位相シフト量生成部と、
出力電圧基本波周波数で複数の前記単位変換器を駆動する信号であって、オンパルス幅とオフパルス幅とが同一であり、オンパルス幅の中心が前記出力電圧指令の位相に対して前記位相シフト量進んだ第1ゲート信号若しくは前記位相シフト量遅れた第3ゲート信号と、オフパルス幅の中心が前記出力電圧指令の位相に対して前記位相シフト量遅れた第2ゲート信号若しくは前記位相シフト量進んだ第4ゲート信号とを生成し、前記第1ゲート信号を複数の前記単位変換器の前記正レグの前記上アームの前記ゲート信号とし、前記第2ゲート信号を複数の前記単位変換器の前記負レグの前記上アームの前記ゲート信号とする、若しくは前記第3ゲート信号を複数の前記単位変換器の前記正レグの前記上アームの前記ゲート信号とし、前記第4ゲート信号を複数の前記単位変換器の前記負レグの前記ゲート信号とするゲート信号生成部と、を備え、
前記ゲート信号生成部は、前記多段変換器の出力電流の検出値に基づいて、複数の前記単位変換器へ出力する前記ゲート信号の中で、前記出力電流が正のときに前記正レグの前記上アームをターンオンする前記ゲート信号、および、前記出力電流が負のときに前記負レグの前記上アームをターンオンする前記ゲート信号について、前記位相シフト量にデットタイム時間の角度相当量を加算若しくは減算して電圧補償後の位相シフト量を演算し、前記電圧補償後の位相シフト量だけ位相をシフトさせる、多段変換器の制御装置。 A control device for controlling a multi-stage converter in which a plurality of unit converters having a DC power supply and a positive leg and a negative leg connected in parallel with the DC power supply are connected in series.
A modulation factor calculation unit that calculates a modulation factor using the output voltage command of the multi-stage converter and the voltage of the DC power supply.
A phase shift amount generation unit that generates a phase shift amount of a gate signal that drives the upper arm of the positive leg and the upper arm of the negative leg of the plurality of unit converters based on the modulation factor.
A signal that drives a plurality of the unit converters at the output voltage fundamental frequency, the on-pulse width and the off-pulse width are the same, and the center of the on-pulse width advances the phase shift amount with respect to the phase of the output voltage command. However, the first gate signal or the third gate signal delayed by the phase shift amount, and the second gate signal whose center of the off-pulse width is delayed by the phase shift amount with respect to the phase of the output voltage command or the phase shift amount advanced. A four-gate signal is generated, the first gate signal is used as the gate signal of the upper arm of the positive leg of the unit converter, and the second gate signal is used as the negative leg of the unit converter. The gate signal of the upper arm, or the third gate signal is the gate signal of the upper arm of the positive leg of the plurality of unit converters, and the fourth gate signal is the gate signal of the plurality of unit converters. A gate signal generation unit for the gate signal of the negative leg of the above.
The gate signal generation unit is said to have the positive leg when the output current is positive among the gate signals output to the plurality of unit converters based on the detected value of the output current of the multi-stage converter. For the gate signal that turns on the upper arm and the gate signal that turns on the upper arm of the negative leg when the output current is negative, the amount corresponding to the angle of the dead time time is added or subtracted from the phase shift amount. A control device for a multi-stage converter that calculates the phase shift amount after voltage compensation and shifts the phase by the phase shift amount after voltage compensation.
複数の前記位相シフト量は、基本波振幅の方程式と、高調波振幅をゼロとするN-1の方程式との連立方程式を満たす組み合わせである、請求項1又は請求項2記載の多段変換器の制御装置。 A control device that controls the N-stage unit converter.
The multi-stage converter according to claim 1 or 2, wherein the plurality of phase shift quantities are a combination of a simultaneous equation of a fundamental wave amplitude equation and an equation of N-1 having a harmonic amplitude of zero. Control device.
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