JP7001100B2 - How to estimate the output current value in a power converter or power converter - Google Patents
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Description
本発明は、電力変換装置、電力変換装置において出力電流の値を推定する方法に関する。
The present invention relates to a power conversion device and a method for estimating an output current value in a power conversion device.
従来、出力電流の検出値に基づいて、ＰＷＭ信号のデューティ比をフィードバック制御する昇圧型や降圧型ＤＣ－ＤＣコンバータ、または昇圧型、降圧型ＡＣ－ＤＣコンバータが知られている。例えば日本国公開公報特開２０１７－０８５８３５号公報には、出力電圧又は出力電流の少なくともいずれかを反映した値を検出する検出部と、入力電圧から出力電圧への電圧変換をＰＷＭ信号により制御する制御部とを備える。当該制御部は、出力の目標値と検出部の検出結果とに基づいて、ＰＷＭ信号のデューティ比を更新するフィードバック制御を行う。
Conventionally, a step-up type or step-down type DC-DC converter, or a step-up type or step-down type AC-DC converter that feedback-controls the duty ratio of a PWM signal based on a detected value of an output current is known. For example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 2017-08835 has a detector that detects a value that reflects at least one of an output voltage and an output current, and controls voltage conversion from an input voltage to an output voltage by a PWM signal. It is equipped with a control unit. The control unit performs feedback control for updating the duty ratio of the PWM signal based on the output target value and the detection result of the detection unit.
ところで、近年、ＧａＮやＳｉＣで作製したスイッチ素子の開発によって、電力変換装置のスイッチング周波数の高速化が進んでいる。しかしながら、スイッチング周波数の高速化によって、出力電流を適切に検出することが困難となってきている。すなわち、高速スイッチング時にスイッチ素子のＯＦＦ期間からＯＮ期間に切り替わった直後には、スイッチ素子等の各素子の寄生容量および寄生インダクタンスの存在により出力電流にノイズが重畳する場合があるため、出力電流の検出値が正しい値となっていない場合がある。特に、ＯＮ期間が短い場合には、出力電流にノイズが重畳している時間のＯＮ期間に占める割合が相対的に高くなるため、出力電流の検出値が正しい値となっていない状況が顕著になる。正しくない出力電流の検出値に基づいて制御を行った場合、出力電流に基づくスイッチ素子の制御が適切に行われないか、又は、出力電流の過電流検出が適切に行われない可能性がある。
By the way, in recent years, with the development of switch elements made of GaN or SiC, the switching frequency of power conversion devices has been increased in speed. However, it has become difficult to properly detect the output current due to the increase in the switching frequency. That is, immediately after switching from the OFF period to the ON period of the switch element during high-speed switching, noise may be superimposed on the output current due to the presence of the parasitic capacitance and the parasitic inductance of each element such as the switch element. The detected value may not be the correct value. In particular, when the ON period is short, the ratio of the time when noise is superimposed on the output current to the ON period is relatively high, so the situation where the detected value of the output current is not the correct value is remarkable. Become. If control is performed based on an incorrect output current detection value, the switch element may not be properly controlled based on the output current, or the output current overcurrent detection may not be performed properly. ..
そこで、本発明は、電力変換装置のスイッチ素子のＯＮ期間が短い場合に、適切な出力電流を得ることを目的とする。
Therefore, an object of the present invention is to obtain an appropriate output current when the ON period of the switch element of the power conversion device is short.
本願の例示的な第１発明は、入力電力を所定の出力電力に変換する電力変換装置であって、インダクタと、前記インダクタの一端に接続されるスイッチ素子と、前記電力変換装置の出力電流を検出する電流センサと、所定のサンプリング周期で前記電流センサにより検出された出力電流をサンプリングし、前記スイッチ素子のＯＮ期間中の所定のタイミングの出力電流の値である第１電流値を得る制御部と、を備え、前記制御部は、前記スイッチ素子の前記ＯＮ期間の直前のＯＦＦ期間の少なくとも２つのタイミングにおける出力電流のサンプル値に基づいて、前記ＯＮ期間の開始タイミングの出力電流の値である第２電流値を算出し、前記第２電流値と、前記インダクタのインダクタンスと、前記サンプリング周期とに基づいて算出した推定値を前記第１電流値とする、電力変換装置である。
The first exemplary invention of the present application is a power conversion device that converts an input power into a predetermined output power, wherein the inductor, a switch element connected to one end of the inductor, and the output current of the power conversion device are used. A control unit that samples the current sensor to be detected and the output current detected by the current sensor in a predetermined sampling cycle, and obtains a first current value that is the value of the output current at a predetermined timing during the ON period of the switch element. The control unit is a value of the output current at the start timing of the ON period based on the sample values of the output current at at least two timings of the OFF period immediately before the ON period of the switch element. It is a power conversion device that calculates a second current value and uses an estimated value calculated based on the second current value, the inductance of the inductor, and the sampling period as the first current value.
本発明によれば、電力変換装置のスイッチ素子のＯＮ期間が短い場合に、適切な出力電流を得ることができる。
According to the present invention, an appropriate output current can be obtained when the ON period of the switch element of the power conversion device is short.
以下、本発明の電力変換装置の一実施形態である昇圧型のＤＣ－ＤＣコンバータ１について説明する。
Hereinafter, the step-up DC-
（１）本実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータ１の構成
図１は、本実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータ１の回路図である。図１に示すように、本実施形態のＤＣ－ＤＣコンバータ１は、入力電源２の入力電圧ＶＩＮを昇圧させて負荷ＲＬに出力電圧ＶＯＵＴを供給する非絶縁型の昇圧型コンバータである。入力電圧ＶＩＮは、例えば直流電圧（定電圧や全波整流された電圧等）である。
(1) Configuration of DC-
FIG. 1 is a circuit diagram of a DC-
ＤＣ－ＤＣコンバータ１は、基本的な昇圧回路の構成として、インダクタＬ１、ダイオードＤ１、キャパシタＣ１、および、インダクタＬ１の一端に接続されるスイッチ素子としてのＮＭＯＳトランジスタＱ１を含む。ＤＣ－ＤＣコンバータ１はさらに、ＤＣ－ＤＣコンバータ１の出力電流を検出する電流センサ３と、制御部４とを備える。
後述するが、制御部４は、所定のサンプリング周期で電流センサ３により検出された出力電流をサンプリングし、ＮＭＯＳトランジスタＱ１（スイッチ素子の一例）のＯＮ期間中の所定のタイミングの出力電流の値である電流値（第１電流値）を得る。制御部４は、当該電流値（第１電流値）に基づいてＮＭＯＳトランジスタＱ１のデューティ比を制御する。
The DC-
As will be described later, the
入力電源２の一方の端子はノードＮ１に接続され、入力電源２の他方の端子はノードＮ２に接続されている。インダクタＬ１の一方の端はノードＮ２に接続され、インダクタＬ１の他方の端は、ダイオードＤ１のアノード端子とＮＭＯＳトランジスタＱ１のドレイン端子とに接続されている。ＮＭＯＳトランジスタＱ１のソース端子は、ノードＮ１に接続されている。ダイオードＤ１のカソード端子とノードＮ１の間には、負荷ＲＬと並列にキャパシタＣ１が接続されている。
One terminal of the
ＮＭＯＳトランジスタＱ１のゲート端子には、制御部４によって制御されたデューティ比のゲート電圧ＶＧが印加される。
ＮＭＯＳトランジスタＱ１のＯＮ期間では、インダクタＬ１に電流が流れてインダクタＬ１にエネルギーが蓄積される。このとき、ダイオードＤ１は非導通状態となっており、負荷ＲＬに対してキャパシタＣ１から電流が供給される。 他方、ＮＭＯＳトランジスタＱ１のＯＦＦ期間では、インダクタＬ１に蓄積されたエネルギーが逆起電力として放出されて、ダイオードＤ１が導通状態となる。そのため、インダクタＬ１に流れる電流は、キャパシタＣ１を充電すると同時に負荷ＲＬへも供給される。このとき、負荷ＲＬにかかる出力電圧は、入力電源２の入力電圧ＶＩＮとインダクタＬ１で生ずる逆起電力の和からダイオードＤ１の順方向電圧を引いた値となる。
A gate voltage VG having a duty ratio controlled by the
During the ON period of the nanotube transistor Q1, a current flows through the inductor L1 and energy is stored in the inductor L1. At this time, the diode D1 is in a non-conducting state, and a current is supplied from the capacitor C1 to the load RL . On the other hand, during the OFF period of the nanotube transistor Q1, the energy stored in the inductor L1 is released as a counter electromotive force, and the diode D1 becomes conductive. Therefore, the current flowing through the inductor L1 is supplied to the load RL at the same time as charging the capacitor C1. At this time, the output voltage applied to the load RL is a value obtained by subtracting the forward voltage of the diode D1 from the sum of the input voltage VIN of the
電流センサ３は、ＤＣ－ＤＣコンバータ１の出力電流に比例した電圧を制御部４へ出力する。電流センサ３は、例えばシャント抵抗器を備え、シャント抵抗器の両端電圧を検出する。電流センサ３の電流検出原理は特に限定するものではなく、他の検出原理を採用してもよい。他の検出原理として、例えばホール素子を用いた電流検出方法が挙げられる。
以下の説明では、電流センサ３によって検出した、ＤＣ－ＤＣコンバータ１の出力電流に比例した電圧を「検出電圧」という。
The
In the following description, the voltage proportional to the output current of the DC-
制御部４は、入力電源２の両端のノードＮ１，Ｎ２の電圧である入力電圧ＶＩＮと、電流センサ３の検出電圧とを取り込むマイクロコントローラ（図示せず）と、マイクロコントローラにより決定されたデューティ比に基づいて、当該デューティ比のパルス波形のゲート電圧ＶＧを生成するパルス生成回路（図示せず）と、を備える。マイクロコントローラは、所定のサンプリング周期で、入力電圧ＶＩＮと、電流センサ３の検出電圧とをデジタル値（サンプル値）に変換し、後述するアルゴリズムに従ってＤＣ－ＤＣコンバータ１の出力電流を得る。
マイクロコントローラはさらに、得られたＤＣ－ＤＣコンバータ１の出力電流に基づいて、ＮＭＯＳトランジスタＱ１のゲート電圧ＶＧのデューティ比を決定する。すなわち、制御部４は、例えば出力電流が一定となるようにフィードバック制御によりデューティ比を決定する。
The
The microcontroller further determines the duty ratio of the gate voltage VG of the NaCl transistor Q1 based on the output current of the obtained DC-
図２に、実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータ１の出力電流について、理想的な波形と実際の波形について示す。出力電流の理想的な波形とは、仮にＮＭＯＳトランジスタＱ１等の各素子の寄生容量および寄生インダクタンスがないとした場合の出力電流の波形である。図２に示すように、理想的な波形では、時間の経過に伴う出力電流の変化が線形となる。
FIG. 2 shows an ideal waveform and an actual waveform of the output current of the DC-
それに対して、実際のＤＣ－ＤＣコンバータ１では、ＮＭＯＳトランジスタＱ１や他の素子の寄生容量および寄生インダクタンスが存在する。したがって、図２の実際の波形に示すように、出力電流にはスイッチングの切り替え直後にノイズが重畳する。そのため、ＤＣ－ＤＣコンバータ１の出力電圧の上記マイクロコントローラによるサンプル値に基づいてデューティ比を決定したならば、フィードバック制御が適切に行われないか、又は過電流の検出が適切に行われない可能性がある。
そこで、本実施形態のＤＣ－ＤＣコンバータ１では、以下で述べるアルゴリズムにより出力電流の値を得るようにする。
On the other hand, in the actual DC-
Therefore, in the DC-
（２）本実施形態に係る出力電流の決定アルゴリズム
次に、本実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータ１の制御部４での、出力電流の決定アルゴリズムについて、図３～５を参照して説明する。図３ａおよび図３ｂは、それぞれ実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータの制御内容を示すフローチャートである。図４は、連続したデューティサイクルにおける出力電流の波形を示す図である。図５は、図４の波形の一部を拡大した図である。
以下では、図４に示すように、Ｎ－１回目（Ｎ≧２）およびＮ回目の連続した２回のデューティサイクルにおける処理を、図３ａおよび図３ｂのフローチャートに関連付けて説明する。なお、図３ａおよび図３ｂのフローチャートにおいて、予測フラグは、次回のデューティサイクルについて、出力電流のサンプル値に基づいて行うか（予測フラグ＝「０」）、又は、後述する推定値に基づいて行うか（予測フラグ＝「１」）の目安となるフラグであり、初期値は「０」である。
(2) Output current determination algorithm according to this embodiment
Next, the output current determination algorithm in the
In the following, as shown in FIG. 4, the processing in the N-1th (N ≧ 2) and the Nth consecutive duty cycle will be described in relation to the flowcharts of FIGS. 3a and 3b. In the flowcharts of FIGS. 3a and 3b, the prediction flag is set for the next duty cycle based on the sample value of the output current (prediction flag = "0") or based on the estimated value described later. It is a flag that serves as a guide for (prediction flag = "1"), and the initial value is "0".
図３ａおよび図３ｂのフローチャートの処理開始タイミングは、ＮＭＯＳトランジスタＱ１のＯＮ期間の所定のタイミングである。例えば、ＯＮ期間の中央の時刻であってもよい。ここでは、図４のＮ－１回目デューティサイクルの時刻ｔ１が処理開始タイミングであるとする（ステップＳ１０：ＹＥＳ）。先ず、制御部４は、時刻ｔ１において入力電圧ＶＩＮのサンプル値を取得する（ステップＳ１２）。
The processing start timing of the flowcharts of FIGS. 3a and 3b is a predetermined timing of the ON period of the NOTE transistor Q1. For example, it may be the time in the middle of the ON period. Here, it is assumed that the time t1 of the N-1th duty cycle in FIG. 4 is the processing start timing (step S10: YES). First, the
次いで、制御部４は、デューティ比(Duty)が所定値ＴＨ１未満であるか否かを判定する（ステップＳ１４）。Ｎ－１回目デューティサイクルのデューティ比は時刻ｔ１で既知であるため、当該デューティ比に従って、ステップＳ１４は判定される。
デューティ比が大きい場合、つまりＯＮ期間が比較的長い場合には、当該ＯＮ期間の所定のタイミングでの出力電流（以下、「ＯＮ期間出力電流」という。）は安定しており、当該出力電流のサンプル値が適切な値である可能性が高い。
デューティ比が小さい場合、つまりＯＮ期間が比較的短い場合には、当該ＯＮ期間の所定のタイミングにおいてノイズが重畳している可能性が高い。そのため、当該所定のタイミングにおいて出力電流が安定しておらず、出力電流のサンプル値が適切な値である可能性が低いため、出力電流の推定値を算出する方がよい。
そこで、ステップＳ１４では、デューティ比の大きさに応じて以降の処理を分岐させるようにしている。
Next, the
When the duty ratio is large, that is, when the ON period is relatively long, the output current at a predetermined timing of the ON period (hereinafter referred to as "ON period output current") is stable, and the output current of the output current is stable. The sample value is likely to be an appropriate value.
When the duty ratio is small, that is, when the ON period is relatively short, there is a high possibility that noise is superimposed at a predetermined timing of the ON period. Therefore, the output current is not stable at the predetermined timing, and it is unlikely that the sample value of the output current is an appropriate value. Therefore, it is better to calculate the estimated value of the output current.
Therefore, in step S14, the subsequent processing is branched according to the magnitude of the duty ratio.
図４に示す例では、Ｎ－１回目のデューティサイクルのデューティ比が所定値ＴＨ１以上である場合を想定している。
デューティ比が所定値ＴＨ１以上である場合（ステップＳ１４：ＮＯ）、制御部４は、予測フラグを「０」とし（ステップＳ１６）、Ｎ－１回目ＯＮ期間のＯＮ期間出力電流のサンプル値（つまり、時刻ｔ１の出力電流のサンプル値）を取得する（ステップＳ１８）。そして、制御部４は、ステップＳ１８で取得したサンプル値を、Ｎ－１回目処理のデューティ比の算出に用いる出力電流の値（以下、「制御電流値ＩＣＯＮＴ」という。）とする（ステップＳ２０）。 制御電流値ＩＣＯＮＴは第１電流値の一例であり、所定値ＴＨ１のデューティ比によって特定されるＯＮ期間の長さは第１所定値の一例である。すなわち、制御部４は、ＯＮ期間の長さが第１所定値以上である場合には、ＯＮ期間中の所定のタイミングにおける出力電流のサンプル値を第１電流値とする。
In the example shown in FIG. 4, it is assumed that the duty ratio of the N-1th duty cycle is a predetermined value TH1 or more.
When the duty ratio is equal to or higher than the predetermined value TH1 (step S14: NO), the
次いで、Ｎ－１回目処理では、次のＮ回目処理のために、Ｎ回目のＯＮ期間開始電流値ＩＯＮ＿ＳＴＡＲＴを算出しておく。ＯＮ期間開始電流値ＩＯＮ＿ＳＴＡＲＴとは、ＯＮ期間の開始タイミングにおける出力電流推定値である。
先ず、制御部４は、ＯＦＦ期間の出力電流（ＯＦＦ期間出力電流）のサンプル値を２点取得する（ステップＳ３４）。図４に示す例では、時刻ｔ２，ｔ３の出力電流のサンプル値を取得する。取得する２点のサンプル値は、ＯＮからＯＦＦへの切り替わり直後ではなく、比較的安定したＯＦＦ期間後半の２点であることが好ましい。制御部４は、時刻ｔ２，ｔ３の間の出力電流のサンプル値の勾配から、ＯＦＦ期間終了電流値ＩＯＦＦ＿ＥＮＤを算出する（ステップＳ３６）。ＯＦＦ期間終了電流値ＩＯＦＦ＿ＥＮＤとは、ＯＦＦ期間の終了タイミングにおける出力電流推定値（図４では、時刻ｔ４の出力電流の推定値）である。
Next, in the N-1st processing, the Nth ON period start current value ION_START is calculated for the next Nth processing. The ON period start current value I ON_START is an estimated output current value at the start timing of the ON period.
First, the
ここで、ＯＦＦ期間の終了タイミングにおける出力電流がゼロとなる場合（つまり、不連続モードの場合）には、制御電流値ＩＣＯＮＴの推定値の算出（後述するＮ回目処理のステップＳ２４）が適切に行われない可能性が高い。そのため、ステップＳ３６で算出したＯＦＦ期間終了電流値ＩＯＦＦ＿ＥＮＤの下限値を所定値ＴＨ２に制限する処理を行う（ステップＳ３８，Ｓ４０）。
Here, when the output current at the end timing of the OFF period becomes zero (that is, in the case of the discontinuous mode), it is appropriate to calculate the estimated value of the control current value I CONT (step S24 of the Nth processing described later). It is unlikely that it will be done in. Therefore, a process of limiting the lower limit of the OFF period end current value I OFF_END calculated in step S36 to a predetermined value TH2 is performed (steps S38 and S40).
Ｎ－１回目デューティサイクルのＯＦＦ期間の終了時刻とＮ回目のデューティサイクルのＯＮ期間の開始時刻とは一致するため、制御部４は、ステップＳ３６～Ｓ４０を経て得られたＯＦＦ期間終了電流値ＩＯＦＦ＿ＥＮＤをＮ回目のＯＮ期間開始電流値ＩＯＮ＿ＳＴＡＲＴとする（ステップＳ４２）。ＯＮ期間開始電流値ＩＯＮ＿ＳＴＡＲＴは、第２電流値の一例である。
ステップＳ３８の所定値ＴＨ２は、第２所定値の一例である。すなわち、制御部４は、ＯＮ期間開始電流値ＩＯＮ＿ＳＴＡＲＴ（第２電流値）が第２所定値以下である場合には、ＯＮ期間開始電流値ＩＯＮ＿ＳＴＡＲＴ（第２電流値）が第２所定値であるとして、次のＮ回目処理の制御電流値ＩＣＯＮＴ（第１電流値）を推定する。
Since the end time of the OFF period of the N-1th duty cycle and the start time of the ON period of the Nth duty cycle coincide with each other, the
The predetermined value TH2 in step S38 is an example of the second predetermined value. That is, when the ON period start current value I ON_START (second current value) is equal to or less than the second predetermined value, the
上述したように、制御部４は、ＮＭＯＳトランジスタＱ１のＯＮ期間の直前のＯＦＦ期間の少なくとも２つのタイミングにおける出力電流のサンプル値に基づいて、ＯＮ期間の開始タイミングの出力電流の値である第２電流値を算出する。
次いで、予測フラグの値を「１」とし（ステップＳ４４）、Ｎ－１回目処理を終了する。
図示しないが、制御部４は、Ｎ－１回目処理において得られた制御電流値ＩＣＯＮＴに基づいて、Ｎ回目のデューティ比を決定し、出力電流が過電流であるか否かを判断する。
As described above, the
Next, the value of the prediction flag is set to "1" (step S44), and the N-1th process is completed.
Although not shown, the
図４の時刻ｔ５になると、制御部４は、Ｎ回目処理を開始する（ステップＳ１０）。先ず、制御部４は、時刻ｔ５において入力電圧ＶＩＮのサンプル値を取得する（ステップＳ１２）。
図４に示す例では、Ｎ回目のデューティサイクルのデューティ比が所定値ＴＨ１未満である場合を想定している。
時刻ｔ５の時点でＮ回目のデューティ比は既知である。デューティ比が所定値ＴＨ１未満である場合（ステップＳ１４：ＹＥＳ）、制御部４は、予測フラグが「１」であるか否かを判定する（ステップＳ２２）。Ｎ－１回目処理のステップＳ４４において予測フラグは「１」とされているため、ステップＳ２４へ進む。
At the time t5 in FIG. 4, the
In the example shown in FIG. 4, it is assumed that the duty ratio of the Nth duty cycle is less than the predetermined value TH1.
The duty ratio of the Nth time is known at time t5. When the duty ratio is less than the predetermined value TH1 (step S14: YES), the
ステップＳ２４では、制御部４は、Ｎ－１回目処理のステップＳ４２で算出したＯＮ期間開始電流値ＩＯＮ＿ＳＴＡＲＴ（第２電流値の例）と、下記式（１）の関係とに基づいて、時刻ｔ５における制御電流値ＩＣＯＮＴの推定値ＩＰＤを算出する。
なお、式（１）において、ＬはインダクタＬ１のインダクタンスであり、入力電圧ＶＩＮはステップＳ１２で取得した値であり、サンプリング周期は既知である。そのため、式（１）からＩの変化率を算出することができ、時刻ｔ５における推定値ＩＰＤがもとめられる。
In step S24, the
In the equation (1), L is the inductance of the inductor L1, the input voltage VIN is the value acquired in step S12, and the sampling period is known. Therefore, the rate of change of I can be calculated from the equation (1), and the estimated value I PD at time t5 can be obtained.
ステップＳ２４で算出した推定値ＩＰＤをＮ回目処理の制御電流値ＩＣＯＮＴとしてもよいが、ＯＮ期間出力電流のサンプル値（時刻ｔ５の出力電流のサンプル値）が異常値でなければ当該サンプル値をＮ回目処理の制御電流値ＩＣＯＮＴとする方が好ましい。すなわち、デューティ比が所定値ＴＨ１未満である場合であってもサンプル値が適切な値であれば、サンプル値を制御電流値ＩＣＯＮＴとした方が、より適切な制御を行う観点から好ましいと考えられる。
そこで、制御部４は、ＯＮ期間出力電流のサンプル値（時刻ｔ５の出力電流のサンプル値）を取得し（ステップＳ２６）、当該サンプル値が異常な値であるか否かを判定する（ステップＳ２８）。
The estimated value I PD calculated in step S24 may be used as the control current value I CONT of the Nth processing, but if the sample value of the output current during the ON period (sample value of the output current at time t5) is not an abnormal value, the sample value is concerned. Is preferably the control current value I CONT of the Nth processing. That is, even if the duty ratio is less than the predetermined value TH1, if the sample value is an appropriate value, it is considered preferable to set the sample value as the control current value I CONT from the viewpoint of performing more appropriate control. Be done.
Therefore, the
図５に、図４のＮ回目ＯＮ期間を拡大した図を示す。ステップＳ２８では、制御部４は、図５に示すように、時刻ｔ５のＯＮ期間出力電流のサンプル値ＩＳＡＭＰＬＥと、ステップＳ２４で算出した推定値ＩＰＤとを比較する。そして、制御部４は、推定値ＩＰＤとサンプル値ＩＳＡＭＰＬＥとの差分が所定の基準に基づいて大きい場合にサンプル値ＩＳＡＭＰＬＥが異常であると判断し、当該差分が所定の基準に基づいて小さい場合にサンプル値ＩＳＡＭＰＬＥが正常であると判断する。
FIG. 5 shows an enlarged view of the Nth ON period of FIG. In step S28, as shown in FIG. 5, the
一例として、制御部４は、サンプル値ＩＳＡＭＰＬＥが推定値ＩＰＤの所定の比率の範囲を外れた値である場合には、サンプル値ＩＳＡＭＰＬＥが異常であると判断する。例えば、サンプル値ＩＳＡＭＰＬＥが推定値ＩＰＤの０．７～１．３倍の範囲外である場合には、サンプル値ＩＳＡＭＰＬＥが異常であると判断する。逆に、サンプル値ＩＳＡＭＰＬＥが推定値ＩＰＤの０．７～１．３倍の範囲内である場合には、サンプル値ＩＳＡＭＰＬＥが正常であると判断する。
As an example, when the sample value I SAMPLE is a value outside the range of a predetermined ratio of the estimated value I PD , the
制御部４は、サンプル値ＩＳＡＭＰＬＥが異常であると判断した場合には（ステップＳ２８：ＹＥＳ）、ステップＳ２４で算出した推定値ＩＰＤを制御電流値ＩＣＯＮＴとする（ステップＳ３０）。すなわち、制御部４は、ＯＮ期間の長さが第１所定値未満である場合に、ＯＮ期間開始電流値ＩＯＮ＿ＳＴＡＲＴ（第２電流値）と、インダクタＬ１のインダクタンスＬと、サンプリング周期とに基づいて算出した推定値ＩＰＤを制御電流値ＩＣＯＮＴ（第１電流値）とする。
制御部４は、サンプル値ＩＳＡＭＰＬＥが異常でないと判断した場合には（ステップＳ２８：ＮＯ）、サンプル値ＩＳＡＭＰＬＥを制御電流値ＩＣＯＮＴとする（ステップＳ３２）。すなわち、制御部４は、ＯＮ期間の長さが第１所定値未満である場合に、推定値ＩＰＤと、ＯＮ期間中の所定のタイミングにおける出力電流のサンプル値ＩＳＡＭＰＬＥとの差分が、所定の基準に基づき小さいと判断した場合には、サンプル値ＩＳＡＭＰＬＥを制御電流値ＩＣＯＮＴ（第１電流値）とする。
When the
When the
次いで、Ｎ回目処理では、次のＮ＋１回目処理のために、Ｎ＋１回目のＯＮ期間開始電流値ＩＯＮ＿ＳＴＡＲＴを、ステップＳ３４～Ｓ４４により算出しておく。ステップＳ３４～Ｓ４４の処理は、Ｎ－１回目処理と同じであるため、重複説明を省略する。
Next, in the Nth processing, the N + 1th ON period start current value ION_START is calculated in steps S34 to S44 for the next N + 1th processing. Since the processing of steps S34 to S44 is the same as the N-1th processing, duplicate description will be omitted.
以上説明したように、本実施形態のＤＣ－ＤＣコンバータ１において制御部４は、ＮＭＯＳトランジスタＱ１のＯＮ期間の直前のＯＦＦ期間の少なくとも２つのタイミングにおける出力電流のサンプル値に基づいて、ＯＮ期間開始電流値ＩＯＮ＿ＳＴＡＲＴ（第２電流値）を算出する。そして、制御部４は、ＯＮ期間開始電流値ＩＯＮ＿ＳＴＡＲＴ（第２電流値）と、インダクタＬ１のインダクタンスと、サンプリング周期とに基づいて算出した推定値ＩＰＤを、ＯＮ期間の所定のタイミングにおける出力電流である第１電流値（上記制御電流値ＩＣＯＮＴ）と推定する。そのため、高速スイッチング時にＮＭＯＳトランジスタＱ１のＯＦＦ期間からＯＮ期間に切り替わった直後に出力電流にノイズが重畳する場合があっても、ＯＮ期間の所定のタイミングにおける適切な出力電流の値を得ることができる。結果として、ＮＭＯＳトランジスタＱ１のデューティ比の制御、および／または、出力電流の過電流の検出を適切に行うことができる。
As described above, in the DC-
以上、本発明の電力変換装置の一実施形態である昇圧型ＤＣ－ＤＣコンバータについて説明したが、本発明は上記の実施形態に限定されない。また、上記の実施形態は、本発明の主旨を逸脱しない範囲において、種々の改良や変更が可能である。
Although the step-up DC-DC converter which is one embodiment of the power conversion device of the present invention has been described above, the present invention is not limited to the above embodiment. Further, the above-described embodiment can be variously improved or modified without departing from the gist of the present invention.
例えば、上述した実施形態では、スイッチ素子としてＮＭＯＳトランジスタの場合について説明したが、その限りではない。スイッチ素子としてＰＭＯＳトランジスタを適用してもよいし、ＩＧＢＴ等の他の半導体素子を適用してもよい。ＳｉＣ製の半導体素子は、Ｓｉ製の半導体素子と比較して極めてオン抵抗が小さいため、本発明が適用されるスイッチ素子として好ましい。
For example, in the above-described embodiment, the case of an NaCl transistor as a switch element has been described, but the present invention is not limited to this. A polyclonal transistor may be applied as a switch element, or another semiconductor element such as an IGBT may be applied. A semiconductor device made of SiC has an extremely small on-resistance as compared with a semiconductor device made of Si, and is therefore preferable as a switch element to which the present invention is applied.
上述した実施形態では、図３ｂのフローチャートのステップＳ３６において、２点の出力電流のサンプル値からＯＦＦ期間終了電流値ＩＯＦＦ＿ＥＮＤを算出する場合について説明したが、その限りではない。３点以上の出力電流のサンプル値からＯＦＦ期間終了電流値ＩＯＦＦ＿ＥＮＤを算出してもよい。その場合、３点以上の出力電流のサンプル値を基に最小自乗法によりもとめた直線に基づいて、ＯＦＦ期間終了電流値ＩＯＦＦ＿ＥＮＤを算出してもよい。
In the above-described embodiment, the case where the OFF period end current value I OFF_END is calculated from the sample values of the output currents at two points has been described in step S36 of the flowchart of FIG. 3b, but this is not the case. The OFF period end current value I OFF_END may be calculated from the sample values of the output currents of three or more points. In that case, the OFF period end current value I OFF_END may be calculated based on a straight line obtained by the least squares method based on the sample values of the output currents of three or more points.
上述した実施形態では、スイッチ素子のデューティ比をフィードバック制御する場合について説明したが、本発明の適用は、デューティ比を制御するＤＣ－ＤＣコンバータに限られない。スイッチ素子のＯＮ期間の所定のタイミングにおける出力電流が適切に得られればよく、デューティ比の制御を必ずしも行わなくてもよい。例えば、出力電流の過電流検出を行う目的のみに本発明は適用できる。例えば、本発明は、ＡＣ－ＤＣコンバータまたは、ＰＦＣ回路（力率改善回路）等に適用されてもよい。したがって、本発明は、電力変換装置のスイッチ素子のＯＮ期間の所定のタイミングにおける出力電流を適切に得るために適用され得る。
以下、上述した昇圧型ＤＣ－ＤＣコンバータとは異なる電力変換装置の適用例について説明する。
In the above-described embodiment, the case where the duty ratio of the switch element is feedback-controlled has been described, but the application of the present invention is not limited to the DC-DC converter that controls the duty ratio. It suffices if the output current at a predetermined timing of the ON period of the switch element can be appropriately obtained, and the duty ratio does not necessarily have to be controlled. For example, the present invention can be applied only for the purpose of detecting an overcurrent of an output current. For example, the present invention may be applied to an AC-DC converter, a PFC circuit (power factor improving circuit), or the like. Therefore, the present invention can be applied to appropriately obtain an output current at a predetermined timing of the ON period of the switch element of the power conversion device.
Hereinafter, an application example of a power conversion device different from the step-up DC-DC converter described above will be described.
図６は、実施形態に係る降圧型ＤＣ－ＤＣコンバータの回路図である。図６に示すように、当該降圧型ＤＣ－ＤＣコンバータは、ダイオードをＤ２備え、ダイオードＤ２のカソード端子は、ＮＭＯＳトランジスタＱ２の一端に接続される。
図６の降圧型ＤＣ－ＤＣコンバータでは、ＮＭＯＳトランジスタＱ２がオンになる期間と、ＮＭＯＳトランジスタＱ２がオフになる期間とが繰り返され、入力電源２の直流電圧を方形波電圧に変換する。当該方形波電圧はインダクタＬ２およびキャパシタＣ２によるＬＣ型ローパスフィルタで平滑され、直流の出力電圧が得られる。出力電圧ＶＯＵＴの大きさは、ＮＭＯＳトランジスタＱ２に与えられるゲート電圧ＶＧのデューティ比で決定される。ＮＭＯＳトランジスタＱ２がオフになった場合には、インダクタＬ２は、ＮＭＯＳトランジスタＱ２がオンのときに流れていた電流を維持しようとしてダイオードＤ２をオンさせる。
図６には図示しないが、図１と同様に、制御部４が設けられる。制御部４は、入力電源２の両端ノードＮ１，Ｎ２の電圧、および電流センサ３の検出電圧を取り込み、ＮＭＯＳトランジスタＱ２のゲート電圧を制御する。そして、図１の昇圧型ＤＣ－ＤＣコンバータ１と同様に、ＮＭＯＳトランジスタＱ２のＯＮ期間の所定のタイミングにおける適切な出力電流の値が得られるように制御される。
FIG. 6 is a circuit diagram of a step-down DC-DC converter according to the embodiment. As shown in FIG. 6, the step-down DC-DC converter includes a diode D2, and the cathode terminal of the diode D2 is connected to one end of the NOTE transistor Q2.
In the step-down DC-DC converter of FIG. 6, the period in which the NaOH transistor Q2 is turned on and the period in which the nanotube transistor Q2 is turned off are repeated, and the DC voltage of the
Although not shown in FIG. 6, a
降圧型ＤＣ－ＤＣコンバータの場合、図３ａのステップＳ２４では、制御部４は、Ｎ－１回目処理のステップＳ４２で算出したＯＮ期間開始電流値ＩＯＮ＿ＳＴＡＲＴと、下記式（２）の関係とに基づいて、時刻ｔ５（図４参照）における制御電流値ＩＣＯＮＴの推定値ＩＰＤを算出する。
なお、式（２）において、ＬはインダクタＬ２のインダクタンスであり、サンプリング周期は既知である。制御部４は、入力電圧ＶＩＮおよび出力電圧ＶＯＵＴのサンプル値を逐次取り込む。そのため、式（２）からＩの変化率を算出することができ、時刻ｔ５における推定値ＩＰＤがもとめられる。後述する降圧型ＡＣ－ＤＣコンバータについても同様である。
In the case of a step-down DC-DC converter, in step S24 of FIG. 3a, the
In the equation (2), L is the inductance of the inductor L2, and the sampling period is known. The
図７は、実施形態に係る昇圧型ＡＣ－ＤＣコンバータの回路図である。
図７に示す昇圧型ＡＣ－ＤＣコンバータは、図１に示した昇圧型ＤＣ－ＤＣコンバータ１の入力側において、入力電源２に代えて、入力電源２Ａ、ブリッジ回路７、および、ブリッジ回路７に接続されるキャパシタＣ３（平滑コンデンサ）を備える。入力電源２Ａは、所定の振幅および周波数で動作する交流電源である。図１同様、ダイオードＤ１のアノード端子は、インダクタＬ１の一端に接続される。図１と同じ構成要素については図１と同一符号を付してある。
図７に示す昇圧型ＡＣ－ＤＣコンバータでは、入力電源２Ａによって発生する交流電圧は、ダイオードによるブリッジ回路７によって全波整流され、キャパシタＣ３によって平滑化される。
図７には図示しないが。図１と同様に制御部４が設けられる。制御部４は、キャパシタＣ３の両端ノードＮ１，Ｎ２の電圧、および電流センサ３の検出電圧を取り込み、ＮＭＯＳトランジスタＱ１のゲート電圧を制御する。そして、図１の昇圧型ＤＣ－ＤＣコンバータ１と同様に、ＮＭＯＳトランジスタＱ１のＯＮ期間の所定のタイミングにおける適切な出力電流の値が得られるように制御される。
FIG. 7 is a circuit diagram of a step-up AC-DC converter according to the embodiment.
The step-up AC-DC converter shown in FIG. 7 is used in the
In the step-up AC-DC converter shown in FIG. 7, the AC voltage generated by the
Although not shown in FIG. The
図８は、実施形態に係る降圧型ＡＣ－ＤＣコンバータの回路図である。
図８に示す降圧型ＡＣ－ＤＣコンバータは、図６に示した降圧型ＤＣ－ＤＣコンバータの入力側において、入力電源２に代えて、入力電源２Ａ、ブリッジ回路７、および、ブリッジ回路７に接続されるキャパシタＣ３（平滑コンデンサ）を備える。ダイオードＤ２のカソード端子は、ＮＭＯＳトランジスタＱ２の一端に接続される。入力電源２Ａは、所定の振幅および周波数で動作する交流電源である。図６と同じ構成要素については図６と同一符号を付してある。
図８に示す降圧型ＡＣ－ＤＣコンバータでは、入力電源２Ａによって発生する交流電圧は、ダイオードによるブリッジ回路７によって全波整流され、キャパシタＣ３によって平滑化される。
図８には図示しないが。図１と同様に制御部４が設けられる。制御部４は、キャパシタＣ３の両端ノードＮ１，Ｎ２の電圧、および電流センサ３の検出電圧を取り込み、ＮＭＯＳトランジスタＱ２のゲート電圧を制御する。そして、図１の昇圧型ＤＣ－ＤＣコンバータ１と同様に、ＮＭＯＳトランジスタＱ２のＯＮ期間の所定のタイミングにおける適切な出力電流の値が得られるように制御される。
FIG. 8 is a circuit diagram of a step-down AC-DC converter according to the embodiment.
The step-down AC-DC converter shown in FIG. 8 is connected to the
In the step-down AC-DC converter shown in FIG. 8, the AC voltage generated by the
Although not shown in FIG. The
１…昇圧型ＤＣ－ＤＣコンバータ、２，２Ａ…入力電源、３…電流センサ、４…制御部、７…ブリッジ回路、Ｌ１，Ｌ２…インダクタ、Ｄ１，Ｄ２…ダイオード、Ｑ１，Ｑ２…ＮＭＯＳトランジスタ、Ｃ１～Ｃ３…キャパシタ、ＲＬ…負荷、Ｎ１，Ｎ２…ノード
1 ... step-up DC-DC converter, 2,2A ... input power supply, 3 ... current sensor, 4 ... control unit, 7 ... bridge circuit, L1, L2 ... inductor, D1, D2 ... diode, Q1, Q2 ... nanotube transistor, C1 to C3 ... Capacitor, RL ... Load, N1, N2 ... Node
Claims (10)
インダクタと、
前記インダクタの一端に接続されるスイッチ素子と、
前記電力変換装置の出力電流を検出する電流センサと、
所定のサンプリング周期で前記電流センサにより検出された出力電流をサンプリングし、前記スイッチ素子のＯＮ期間中の所定のタイミングの出力電流の値である第１電流値を得る制御部と、を備え、
前記制御部は、
前記スイッチ素子の前記ＯＮ期間の直前のＯＦＦ期間の少なくとも２つのタイミングにおける出力電流のサンプル値に基づいて、前記ＯＮ期間の開始タイミングの出力電流の値である第２電流値を算出し、
前記第２電流値と、前記インダクタのインダクタンスと、前記サンプリング周期とに基づいて算出した推定値を前記第１電流値とする、
電力変換装置。 A power conversion device that converts input power into predetermined output power.
With an inductor
A switch element connected to one end of the inductor and
A current sensor that detects the output current of the power converter and
It is provided with a control unit that samples the output current detected by the current sensor in a predetermined sampling cycle and obtains a first current value which is a value of the output current at a predetermined timing during the ON period of the switch element.
The control unit
A second current value, which is the value of the output current at the start timing of the ON period, is calculated based on the sample values of the output currents of the switch element at at least two timings of the OFF period immediately before the ON period.
The estimated value calculated based on the second current value, the inductance of the inductor, and the sampling period is used as the first current value.
Power converter.
前記ＯＮ期間の長さが第１所定値以上である場合には、前記ＯＮ期間中の前記所定のタイミングにおける出力電流のサンプル値を前記第１電流値とし、
前記ＯＮ期間の長さが前記第１所定値未満である場合には、前記第２電流値と、前記インダクタンスと、前記サンプリング周期とに基づいて算出した推定値を前記第１電流値とする、
請求項１に記載された電力変換装置。 The control unit
When the length of the ON period is equal to or longer than the first predetermined value, the sample value of the output current at the predetermined timing during the ON period is set as the first current value.
When the length of the ON period is less than the first predetermined value, the estimated value calculated based on the second current value, the inductance, and the sampling period is used as the first current value.
The power conversion device according to claim 1.
請求項２に記載された電力変換装置。 When the length of the ON period is less than the first predetermined value, the control unit determines the difference between the estimated value and the sample value of the output current at the predetermined timing during the ON period. If it is determined to be small based on the criteria of the above, the sample value is used as the first current value.
The power conversion device according to claim 2.
請求項１から３のいずれか１項に記載された電力変換装置。 When the second current value is equal to or less than the second predetermined value, the control unit estimates the first current value assuming that the second current value is the second predetermined value.
The power conversion device according to any one of claims 1 to 3.
請求項１から４のいずれか１項に記載された電力変換装置。 The control unit controls the duty ratio of the switch element based on the first current value.
The power conversion device according to any one of claims 1 to 4.
前記ダイオードのアノード端子は、前記インダクタの前記一端に接続される、
請求項１から５のいずれか１項に記載された電力変換装置。 With more diodes
The anode terminal of the diode is connected to the one end of the inductor.
The power conversion device according to any one of claims 1 to 5.
前記ダイオードのカソード端子は、前記スイッチ素子の一端に接続される、
請求項１から５のいずれか１項に記載された電力変換装置。 With more diodes
The cathode terminal of the diode is connected to one end of the switch element.
The power conversion device according to any one of claims 1 to 5.
前記ブリッジ回路に接続される平滑コンデンサと、
ダイオードと、を、更に備え、
前記ダイオードのアノード端子は、前記インダクタの前記一端に接続される、
請求項１から５のいずれか１項に記載された電力変換装置。 With a bridge circuit
The smoothing capacitor connected to the bridge circuit and
With a diode,
The anode terminal of the diode is connected to the one end of the inductor.
The power conversion device according to any one of claims 1 to 5.
前記ブリッジ回路に接続される平滑コンデンサと、
ダイオードと、を、更に備え、
前記ダイオードのカソード端子は、前記スイッチ素子の一端に接続される、
請求項１から５のいずれか１項に記載された電力変換装置。 With a bridge circuit
The smoothing capacitor connected to the bridge circuit and
With a diode,
The cathode terminal of the diode is connected to one end of the switch element.
The power conversion device according to any one of claims 1 to 5.
スイッチ素子のＯＮ期間の直前のＯＦＦ期間の少なくとも２つのタイミングにおける出力電流をサンプリングすることにより出力電流のサンプル値を取得し、当該サンプル値に基づいて、前記ＯＮ期間の開始タイミングの出力電流の値を算出し、
算出した出力電流の値と、前記電力変換装置のインダクタのインダクタンスと、出力電流のサンプリング周期とに基づいて、前記ＯＮ期間中の所定のタイミングにおける出力電流の値を推定する、
電力変換装置において出力電流の値を推定する方法。 It is a method of estimating the value of output current in a power conversion device that converts input power into predetermined output power.
A sample value of the output current is obtained by sampling the output current at at least two timings of the OFF period immediately before the ON period of the switch element, and the value of the output current at the start timing of the ON period is obtained based on the sample value. Is calculated,
Based on the calculated output current value, the inductance of the inductor of the power conversion device, and the sampling cycle of the output current, the value of the output current at a predetermined timing during the ON period is estimated.
A method of estimating the value of output current in a power converter.
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