JP2011109884A - Device and method for acquiring current value of converter - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、直流電源と電気負荷装置との間で電圧変換を行なうコンバータを流れる電流値を取得（検出あるいは算出）する技術に関する。 The present invention relates to a technique for acquiring (detecting or calculating) a current value flowing through a converter that performs voltage conversion between a DC power source and an electric load device.
近年、モータを１つの駆動源とする電動車両が広く普及しつつある。通常、電動車両は、電池を備え、その電池から供給される電力によってモータを回転させることによって駆動力を得ている。通常、電動車両は、電池の電圧を昇圧するコンバータと、コンバータで昇圧された直流電力を交流電力に変換してモータに出力するインバータとを備える。コンバータおよびインバータは、パルス幅変調（以下「ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）」と称する。）法を用いて算出されたスイッチング周波数で駆動される。 In recent years, electric vehicles using a motor as one drive source are becoming widespread. Usually, an electric vehicle is equipped with a battery and obtains driving force by rotating a motor with electric power supplied from the battery. Usually, an electric vehicle includes a converter that boosts the voltage of a battery, and an inverter that converts DC power boosted by the converter into AC power and outputs the AC power to a motor. The converter and the inverter are driven at a switching frequency calculated using a pulse width modulation (hereinafter referred to as “PWM (Pulse Width Modulation)”) method.
このようなパルス幅変調法を用いて制御されるインバータの出力電流をサンプリングする方法が、たとえば特開平１１−１３９６５０号公報（特許文献１）に開示されている。特許文献１に開示されたインバータは、キャリア信号が頂点（極大あるいは極小）となる時点から所定の時間経過した時点でサンプル指令をインバータに出力するタイミング回路と、このサンプル指令に基づき電流センサを介してインバータの出力電流をサンプリングするサンプリング回路とを備える。上述のような構成により、インバータの出力電流をサンプリングするタイミングを、インバータのスイッチング素子をスイッチングすることに起因するノイズが頂上していないタイミングとすることができる、と特許文献１には記載されている。
A method of sampling an output current of an inverter controlled using such a pulse width modulation method is disclosed in, for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 11-139650 (Patent Document 1). The inverter disclosed in
ところで、２つのスイッチング素子とリアクトルとから成る、いわゆるチョッパ型のコンバータにおいては、リアクトルを流れる電流の波形は２つのスイッチング素子のスイッチングに起因してリプル波形となる。そのため、たとえばリアクトルを流れる電流値を目標電流値に近づけるためのフィードバック制御を行なう場合においては、リアクトルを流れる電流値の平均値を用いることが望ましい。 By the way, in a so-called chopper type converter composed of two switching elements and a reactor, the waveform of the current flowing through the reactor becomes a ripple waveform due to switching of the two switching elements. Therefore, for example, in the case of performing feedback control for bringing the current value flowing through the reactor close to the target current value, it is desirable to use the average value of the current values flowing through the reactor.
従来においては、キャリア信号が頂点となる時点でサンプリングした電流値を、リアクトルを流れる電流値の平均値として検出する手法が用いられていた。しかしながら、実際には、一般的に、２つのスイッチング素子が同時にオン状態（導通状態）になるのを防止するために、両スイッチング素子を一時的にオフとするデッドタイムが設けられ、このデッドタイムの影響により、キャリア信号が頂点となる時点でサンプリングした電流値は、実際には、平均値からずれた値となってしまう。 Conventionally, a method has been used in which the current value sampled at the time when the carrier signal reaches the peak is detected as the average value of the current values flowing through the reactor. However, in practice, in general, in order to prevent two switching elements from being simultaneously turned on (conductive state), a dead time for temporarily turning off both switching elements is provided. As a result, the current value sampled at the time when the carrier signal is at the apex actually deviates from the average value.
上述の特許文献１には、キャリア信号が頂点となる時点から所定時間が経過した時点でサンプリングすることによって、スイッチングに起因するノイズが重畳していない電流値を検出することができる点が開示されている。しかしながら、特許文献１の「所定時間」は、あくまでインバータのスイッチング素子をスイッチングすることに起因するノイズの影響を回避することを考慮したものであり、デッドタイムの影響をなくすことを考慮したものではない。したがって、「所定時間」をデッドタイムとの関係でどのような値に設定するかについての具体的な説明は何ら示されていない。
本発明は、上述の課題を解決するためになされたものであって、その目的は、コンバータを流れる電流の平均値を精度よく取得することができる装置および方法を提供することである。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to provide an apparatus and a method capable of accurately obtaining an average value of current flowing through a converter.
この発明に係る装置は、直流電源と電気負荷装置との間で電圧変換を行なうコンバータの電流値を取得する装置である。コンバータは、直流電源の正極に一端が結合されるリアクトルと、リアクトルの他端と電気負荷装置との間に設けられる第１のスイッチング素子と、リアクトルの他端と直流電源の負極との間に設けられる第２のスイッチング素子とを含む。第１および第２のスイッチング素子の動作は、指令値と搬送波とに基づいて生成される制御信号によって制御される。制御信号には、第１および第２のスイッチング素子が同時に導通状態になるのを防止するためのデッドタイムが設けられる。取得する装置は、搬送波が極大あるいは極小となる第１の時点となったか否かを判断する判断部と、第１の時点からデッドタイムの半分の期間が経過した第２の時点のリアクトルの電流値に基づいて、リアクトルを流れる電流の平均値を取得する取得部とを含む。 The device according to the present invention is a device that acquires the current value of a converter that performs voltage conversion between a DC power supply and an electric load device. The converter includes a reactor having one end coupled to the positive electrode of the DC power source, a first switching element provided between the other end of the reactor and the electric load device, and the other end of the reactor and the negative electrode of the DC power source. And a second switching element provided. The operations of the first and second switching elements are controlled by a control signal generated based on the command value and the carrier wave. The control signal is provided with a dead time for preventing the first and second switching elements from being simultaneously turned on. The acquisition apparatus includes a determination unit that determines whether or not a carrier wave has reached a first time point at which the maximum or minimum carrier wave is reached, and a reactor current at a second time point when half the dead time has elapsed from the first time point. And an acquisition unit that acquires an average value of the current flowing through the reactor based on the value.
好ましくは、取得部は、搬送波が極大と極小との間で変化することに応じてリアクトルを流れる電流の向きが変化するか否かを判断し、電流の向きが変化しないと判断した場合、第２の時点のリアクトルの電流値を平均値として取得し、電流の向きが変化すると判断した場合は、第１の時点のリアクトルの電流値を平均値として取得する。 Preferably, the acquisition unit determines whether or not the direction of the current flowing through the reactor changes in response to the carrier wave changing between a maximum and a minimum, and when determining that the direction of the current does not change, If the current value of the reactor at the second time point is acquired as an average value and it is determined that the direction of the current changes, the current value of the reactor at the first time point is acquired as the average value.
好ましくは、直流電源とコンバータとの間には、リアクトルの電流値を検出する電流センサが設けられる。取得部は、電流センサによる検出値を第２の時点でサンプリングすることによって、第２の時点のリアクトルの電流値を検出する。 Preferably, a current sensor for detecting a current value of the reactor is provided between the DC power supply and the converter. The acquisition unit detects the current value of the reactor at the second time point by sampling the detection value by the current sensor at the second time point.
好ましくは、直流電源とコンバータとの間には、リアクトルの電流値を検出する電流センサが設けられる。取得部は、電流センサによる検出値を第１の時点でサンプリングした結果に基づいて、第２の時点のリアクトルの電流値を算出する。 Preferably, a current sensor for detecting a current value of the reactor is provided between the DC power supply and the converter. The acquisition unit calculates the current value of the reactor at the second time point based on the result of sampling the detection value by the current sensor at the first time point.
好ましくは、直流電源とコンバータとの間には、リアクトルの電流値を検出する電流センサが設けられる。取得部は、第１の時点で電流センサによる検出値をサンプリングするサンプリング部と、第１の時点のリアクトルの電流値をパラメータとして、第１の時点のリアクトルの電流値に対する第２の時点のリアクトルの電流値の偏差を予め定めたテーブルを記憶する記憶部と、第１の時点のサンプリング値に対応する偏差をテーブルを用いて算出し、算出した偏差を第１の時点のサンプリング値に加えた値を第２の時点のリアクトルの電流値として算出する算出部とを含む。 Preferably, a current sensor for detecting a current value of the reactor is provided between the DC power supply and the converter. The acquisition unit includes a sampling unit that samples a value detected by the current sensor at the first time point, and a reactor value at the second time point relative to the current value of the reactor at the first time point, using the current value of the reactor at the first time point as a parameter. A storage unit that stores a predetermined table of current value deviations and a deviation corresponding to the sampling value at the first time point were calculated using the table, and the calculated deviation was added to the sampling value at the first time point And a calculation unit that calculates the value as the current value of the reactor at the second time point.
好ましくは、直流電源とコンバータとの間には、リアクトルの電流値を検出する電流センサが設けられる。取得部は、搬送波が極大となる時点、極大となる時点からデッドタイムの半分の期間が経過した時点、搬送波が極小となる時点、極小となる時点からデッドタイムの半分の期間が経過した時点、のそれぞれの時点で電流センサによる検出値をサンプリングした４つのサンプリング値を用いて、リアクトルを流れる電流の平均値を算出する。 Preferably, a current sensor for detecting a current value of the reactor is provided between the DC power supply and the converter. The acquisition unit is the time when the carrier wave becomes maximal, the time when half the dead time has elapsed from the time when the carrier becomes maximal, the time when the carrier becomes minimum, the time when half the period of the dead time has elapsed from the time when it becomes minimum, The average value of the current flowing through the reactor is calculated using the four sampling values obtained by sampling the detection values obtained by the current sensor at each time point.
好ましくは、直流電源とコンバータとの間には、リアクトルの電流値を検出する電流センサが設けられる。取得部は、搬送波が極大となる時点、搬送波が極小となる時点、のそれぞれの時点で電流センサによる検出値をサンプリングした２つのサンプリング値を用いて、極大となる時点からデッドタイムの半分の期間が経過した時点のリアクトルの電流値、極小となる時点からデッドタイムの半分の期間が経過した時点のリアクトルの電流値、をそれぞれ算出し、２つのサンプリング値および２つの算出値を用いて、リアクトルを流れる電流の平均値を算出する。 Preferably, a current sensor for detecting a current value of the reactor is provided between the DC power supply and the converter. The acquisition unit uses two sampled values obtained by sampling the detection values of the current sensor at the time point when the carrier wave reaches a maximum and the point when the carrier wave reaches a minimum, and is a period that is half the dead time from the point at which the carrier wave reaches a maximum. Reactor current value at the time when lapsed, and reactor current value at the time when half the dead time has elapsed from the time when the reactor reached the minimum, respectively, and using the two sampling values and the two calculated values, the reactor The average value of the current flowing through is calculated.
好ましくは、直流電源とコンバータとの間には、リアクトルの電流値を検出する電流センサが設けられる。取得部は、搬送波が極大となる時点、搬送波が極小となる時点、のそれぞれの時点で電流センサによる検出値をサンプリングした２つのサンプリング値を平均した値を、リアクトルを流れる電流の平均値として算出する。 Preferably, a current sensor for detecting a current value of the reactor is provided between the DC power supply and the converter. The acquisition unit calculates, as an average value of the current flowing through the reactor, a value obtained by averaging two sampling values obtained by sampling the detection values of the current sensor at each time point when the carrier wave reaches a maximum and when the carrier wave reaches a minimum. To do.
好ましくは、指令値は、取得部が取得したリアクトルを流れる電流の平均値と目標電流とに基づいて生成される。 Preferably, the command value is generated based on the average value of the current flowing through the reactor acquired by the acquisition unit and the target current.
この発明の別の局面に係る方法は、直流電源と電気負荷装置との間で電圧変換を行なうコンバータの電流値を取得する方法である。コンバータは、直流電源の正極に一端が結合されるリアクトルと、リアクトルの他端と電気負荷装置との間に設けられる第１のスイッチング素子と、リアクトルの他端と直流電源の負極との間に設けられる第２のスイッチング素子とを含む。第１および第２のスイッチング素子の動作は、指令値と搬送波とに基づいて生成される制御信号によって制御される。制御信号には、第１および第２のスイッチング素子が同時に導通状態になるのを防止するためのデッドタイムが設けられる。取得する方法は、搬送波が極大あるいは極小となる第１の時点となったか否かを判断するステップと、第１の時点からデッドタイムの半分の期間が経過した第２の時点のリアクトルの電流値に基づいて、リアクトルを流れる電流の平均値を取得するステップとを含む。 A method according to another aspect of the present invention is a method for acquiring a current value of a converter that performs voltage conversion between a DC power source and an electric load device. The converter includes a reactor having one end coupled to the positive electrode of the DC power source, a first switching element provided between the other end of the reactor and the electric load device, and the other end of the reactor and the negative electrode of the DC power source. And a second switching element provided. The operations of the first and second switching elements are controlled by a control signal generated based on the command value and the carrier wave. The control signal is provided with a dead time for preventing the first and second switching elements from being simultaneously turned on. The acquisition method includes a step of determining whether or not the first time point at which the carrier wave becomes a maximum or minimum is reached, and a current value of the reactor at a second time point when half the dead time has elapsed from the first time point. And obtaining an average value of the current flowing through the reactor.
本発明によれば、コンバータ（リアクトル）を流れる電流の平均値を精度よく取得することができる。 ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the average value of the electric current which flows through a converter (reactor) can be acquired accurately.
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. In the drawings, the same or corresponding parts are denoted by the same reference numerals and description thereof will not be repeated.
［実施の形態１］
図１は、この発明の実施の形態１による制御装置が適用されるモータ駆動装置の回路図である。図１を参照して、モータ駆動装置１００は、直流電源Ｂと、コンバータ１０と、インバータ２０と、正極線ＰＬ１，ＰＬ２と、負極線ＮＬと、電流センサ５２と、電圧センサ５４，５６と、フィルタコンデンサＣ１と、平滑コンデンサＣ２と、制御装置３０とを備える。
[Embodiment 1]
FIG. 1 is a circuit diagram of a motor drive device to which a control device according to
このモータ駆動装置１００は、ハイブリッド自動車や電気自動車などの電動車両に搭載される。そして、交流モータＭ１は、図示されない駆動輪に機械的に連結され、車両を駆動するためのトルクを発生する。あるいは、交流モータＭ１は、図示されないエンジンに機械的に連結され、エンジンの動力を用いて発電する発電機として動作し、かつ、エンジンの始動を行なう電動機としてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。
This
直流電源Ｂは、再充電可能な蓄電装置であり、たとえばニッケル水素やリチウムイオン等の二次電池である。なお、直流電源Ｂとして、二次電池に代えて大容量のキャパシタを用いてもよい。 DC power supply B is a rechargeable power storage device, for example, a secondary battery such as nickel metal hydride or lithium ion. Note that a large capacity capacitor may be used as the DC power source B instead of the secondary battery.
コンバータ１０は、リアクトルＬ１と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２と（以下、Ｑ１、Ｑ２、Ｄ１、Ｄ２を合わせて「ＩＰＭ（Intelligent Power Module）」とも記載する）を含む。リアクトルＬ１の一方端は、直流電源Ｂの正極端子に接続される正極線ＰＬ１に接続され、他方端は、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との中間点、すなわち、スイッチング素子Ｑ１のエミッタとスイッチング素子Ｑ２のコレクタとの接続点に接続される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、正極線ＰＬ２と負極線ＮＬとの間に直列に接続される。そして、スイッチング素子Ｑ１のコレクタは正極線ＰＬ２に接続され、スイッチング素子Ｑ２のエミッタは負極線ＮＬに接続される。また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードＤ１，Ｄ２がそれぞれ接続される。
なお、上記のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびインバータ２０に含まれる後述のスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８として、たとえば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）や電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタ等を用いることができる。
For example, IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors) or power MOS (Metal Oxide Semiconductor) transistors can be used as the switching elements Q3 to Q8 described later included in the switching elements Q1 and Q2 and the
コンバータ１０は、制御装置３０からの信号ＰＷＣに基づいて、正極線ＰＬ２および負極線ＮＬ間の電圧を直流電源Ｂの出力電圧以上の電圧に昇圧する。信号ＰＷＣには、スイッチング素子Ｑ１のオンデューティーを制御するためのゲート信号Ｓｑ１と、スイッチング素子Ｑ２のオンデューティーを制御するためのゲート信号Ｓｑ２とが含まれる。ゲート信号Ｓｑ１，Ｓｑ２は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が互いに逆の状態（すなわち、Ｑ１オンのときはＱ２オフ、Ｑ１オフのときはＱ２オン）となるように関連付けられている。
電流センサ５２は、リアクトルＬ１を流れる電流ＩＬを検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。なお、電流センサ５２は、直流電源ＢからリアクトルＬ１へ流れる電流を正値として検出し、リアクトルＬ１から直流電源Ｂへ流れる電流を負値として検出する。
フィルタコンデンサＣ１は、正極線ＰＬ１と負極線ＮＬとの間に接続される。電圧センサ５４は、フィルタコンデンサＣ１の両端の電圧ＶＬをコンバータ１０の入力電圧として検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。
Filter capacitor C1 is connected between positive electrode line PL1 and negative electrode line NL.
平滑コンデンサＣ２は、正極線ＰＬ２と負極線ＮＬとの間に接続される。平滑コンデンサＣ２は、コンバータ１０からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ２０へ供給する。
Smoothing capacitor C2 is connected between positive electrode line PL2 and negative electrode line NL. Smoothing capacitor C <b> 2 smoothes the DC voltage from
電圧センサ５６は、平滑コンデンサＣ２の両端の電圧ＶＨをコンバータ１０の出力電圧として検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。
回転角センサ５８は、交流モータＭ１のロータの回転角θを検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。
The
インバータ２０は、Ｕ相アーム２２と、Ｖ相アーム２４と、Ｗ相アーム２６とを含む。Ｕ相アーム２２、Ｖ相アーム２４およびＷ相アーム２６は、正極線ＰＬ２と負極線ＮＬとの間に並列に接続される。Ｕ相アーム２２は、直列接続されたスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を含む。Ｖ相アーム２４は、直列接続されたスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６を含む。Ｗ相アーム２６は、直列接続されたスイッチング素子Ｑ７，Ｑ８を含む。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続される。そして、各相アームの中間点は、交流モータＭ１の各相コイルにそれぞれ接続されている。
インバータ２０は、制御装置３０からの信号ＰＷＩに基づいて、正極線ＰＬ２および負極線ＮＬから供給される直流電力を三相交流に変換して交流モータＭ１へ出力し、交流モータＭ１を駆動する。これにより、交流モータＭ１は、トルク指令値ＴＲ１によって指定されたトルクを発生するように駆動される。また、インバータ２０は、モータ駆動装置１００が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の制動時、交流モータＭ１により発電された三相交流電力を信号ＰＷＩに基づいて直流に変換し、正極線ＰＬ２および負極線ＮＬへ出力する。
制御装置３０は、パルス幅変調法を用いて、コンバータ１０を駆動するためのＰＷＭ信号を生成し、その生成したＰＷＭ信号を信号ＰＷＣとしてコンバータ１０へ出力する。
また、制御装置３０は、図示されない外部のＥＣＵ（Electronic Control Unit）から受ける交流モータＭ１のトルク指令値ＴＲ１およびモータ回転数ＭＲＮ１に基づいて、交流モータＭ１を駆動するためのＰＷＭ信号を生成し、その生成したＰＷＭ信号を信号ＰＷＩとしてインバータ２０へ出力する。
図２は、図１に示した制御装置３０の、コンバータ１０の制御に関する部分の機能ブロック図である。なお、図２に示した各機能ブロックについては、当該機能を有するハードウェア（電子回路等）を制御装置３０に設けることによって実現してもよいし、当該機能に相当するソフトウェア処理（プログラムの実行等）を制御装置３０に行なわせることよって実現してもよい。
FIG. 2 is a functional block diagram of a portion related to control of
図２を参照して、制御装置３０は、制御演算部１０１と、駆動信号生成部１０２と、キャリア生成部１０３と、タイミング回路１０４と、サンプル／ホールド（以下「Ｓ／Ｈ」と称する。）回路１０５と、デッドタイム生成部１０６とを含む。
Referring to FIG. 2,
制御演算部１０１は、電圧ＶＨの目標値である電圧指令値ＶＨｃｏｍ、電圧ＶＨの検出値、Ｓ／Ｈ回路１０５によってサンプリングされた電流ＩＬの値ＩＬｓｍｐ（以下、単に「サンプリング電流値ＩＬｓｍｐ」という）に基づいて、デューティー指令値ｄを生成し、駆動信号生成部１０２へ出力する。
The
たとえば、制御演算部１０１は、電圧ＶＨの検出値と電圧指令値ＶＨｃｏｍとを一致させるためのフィードバック制御演算（以下、「電圧フィードバック制御」ともいう）を行なって電流指令値ＩＲを生成し、生成した電流指令値ＩＲとサンプリング電流値ＩＬｓｍｐとを一致させるためのフィードバック制御（以下、「電流フィードバック制御」ともいう）行なって算出された制御量をデューティー指令値ｄとして駆動信号生成部１０２へ出力する。このように、電圧フィードバック制御に加えて、電流フィードバック制御を行なうことによって、電圧ＶＨが電圧指令値ＶＨｃｏｍに追従する速度が向上し、コンバータ１０の高い制御応答性が実現される。
For example, the
キャリア生成部１０３は、後述の駆動信号生成部１０２においてＰＷＭ信号を生成するための、三角波から成るキャリア信号ＣＲを生成し、その生成したキャリア信号ＣＲを駆動信号生成部１０２およびタイミング回路１０４へ出力する。
The
駆動信号生成部１０２は、制御演算部１０１から受けるデューティー指令値ｄを、キャリア生成部１０３から受けるキャリア信号ＣＲと大小比較し、その比較結果に応じてゲート信号Ｓｑ１，Ｓｑ２を生成する。たとえば、駆動信号生成部１０２は、キャリア信号ＣＲがデューティー指令値ｄよりも小さい場合にゲート信号Ｓｑ１をオン（かつゲート信号Ｓｑ２をオフ）とし、そうでない場合にゲート信号Ｓｑ２をオン（かつゲート信号Ｓｑ１をオフ）とする。
The drive
デッドタイム生成部１０６は、駆動信号生成部１０２が生成したゲート信号Ｓｑ１，Ｓｑ２に対してデッドタイムＴｄを設定し、デッドタイム設定後のゲート信号Ｓｑ１，Ｓｑ２をスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に出力する。デッドタイムＴｄは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を同時にオフにする期間である。デッドタイムＴｄの設定によって、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が同時にオンとなる瞬間が生じて短絡してしまうことが防止される。
The dead
たとえば、デッドタイム生成部１０６は、ゲート信号Ｓｑ１，Ｓｑ２のいずれか一方のゲート信号のオフを優先し、一方のゲート信号をオフするタイミングに対して他方のゲート信号をオンするタイミングをデッドタイムＴｄだけ遅らせる。
For example, the dead
図３に、キャリア信号ＣＲ、デューティー指令値ｄ、ゲート信号Ｓｑ１，Ｓｑ２、デッドタイムＴｄの関係を示す。上述したように、駆動信号生成部１０２は、キャリア信号ＣＲがデューティー指令値ｄよりも小さい場合にゲート信号Ｓｑ１をオン（かつゲート信号Ｓｑ２をオフ）とし、そうでない場合にゲート信号Ｓｑ２をオン（かつゲート信号Ｓｑ１をオフ）とする。したがって、デッドタイムＴｄが設定されていない状態では、キャリア信号ＣＲとデューティー指令値ｄとの大小関係が変化する時点で、ゲート信号Ｓｑ１，Ｓｑ２の状態も変化する（図３の一点鎖線参照）。
FIG. 3 shows the relationship among the carrier signal CR, the duty command value d, the gate signals Sq1 and Sq2, and the dead time Td. As described above, the drive
一方、デッドタイム生成部１０６がデッドタイムＴｄを設定した後では、図３の実線に示すように、ゲート信号Ｓｑ１，Ｓｑ２がオンからオフに変化する時点はキャリア信号ＣＲとデューティー指令値ｄとの大小関係が変化する時点のままであるが、ゲート信号Ｓｑ１，Ｓｑ２がオフからオンに変化する時点は、キャリア信号ＣＲとデューティー指令値ｄとの大小関係が変化する時点からデッドタイムＴｄだけ経過した時点となる。
On the other hand, after the dead
図２に戻って、タイミング回路１０４は、Ｓ／Ｈ回路１０５に電流ＩＬをサンプリングさせるためのサンプリング信号Ｓｓｍｐを生成してＳ／Ｈ回路１０５に出力する。
Returning to FIG. 2, the
タイミング回路１０４は、キャリア信号ＣＲが頂点（山あるいは谷）となった時点からデッドタイムＴｄの半分の時間が経過した時点で、サンプリング信号ＳｓｍｐをＳ／Ｈ回路１０５に出力する。Ｓ／Ｈ回路１０５は、タイミング回路１０４からサンプリング信号Ｓｓｍｐを受けた時点で電流ＩＬをサンプリングし、その結果をサンプリング電流値ＩＬｓｍｐとして制御演算部１０１に出力する。
The
このように、タイミング回路１０４は、電流ＩＬのサンプリングタイミングを、キャリア信号ＣＲが頂点となった時点からデッドタイムＴｄの半分の時間が経過した時点とする機能を有する。この点が本実施の形態の特徴点である。なお、タイミング回路１０４の機能は、基本的には電子回路等によるハードウェアによって実現されるが、ソフトウェア処理によって実現されるようにしてもよい。
As described above, the
以下においては、まず、コンバータ１０の動作と電流ＩＬの波形との関係、電流ＩＬの波形とキャリア信号ＣＲとの関係について説明した上で、本実施の形態の特徴点である、電流ＩＬのサンプリングタイミングについて説明する。
In the following, first, the relationship between the operation of the
＜コンバータ１０の動作と電流ＩＬの波形との関係＞
コンバータ１０の動作と電流ＩＬの波形との関係について説明する。コンバータ１０の動作中は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチングによって、スイッチング素子Ｑ１またはダイオードＤ１に電流ＩＬが流れる状態と、スイッチング素子Ｑ２またはダイオードＤ２に電流ＩＬが流れる状態との２つの状態が交互に起こる。この影響で、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２同士の接続点と負極線ＮＬとの間の電圧をＶｍとすると、電流ＩＬは、図４に示すように、電圧Ｖｍ＝ＶＨとなる期間Ｔ１で傾きｄＩＬ／ｄｔ＝（ＶＬ−ＶＨ）／Ｌで減少し、電圧Ｖｍ＝０となる期間Ｔ２で傾きｄＩＬ／ｄｔ＝ＶＬ／Ｌで増加するリプル波形となる。この点を以下に原理的に説明する。
<Relationship Between
The relationship between the operation of
まず、スイッチング素子Ｑ１またはダイオードＤ１に電流ＩＬが流れる場合について説明する。図５は、電流ＩＬが正でダイオードＤ１を流れる状態を示す。図６は、電流ＩＬが負でスイッチング素子Ｑ１を流れる状態を示す。図５、６のいずれの状態においても、電圧方程式は、下記の式（１ａ）となる。 First, the case where the current IL flows through the switching element Q1 or the diode D1 will be described. FIG. 5 shows a state where the current IL is positive and flows through the diode D1. FIG. 6 shows a state in which the current IL is negative and flows through the switching element Q1. In either state of FIGS. 5 and 6, the voltage equation is expressed by the following equation (1a).
ＶＬ−Ｌ（ｄＩＬ／ｄｔ）−Ｖｍ＝０ ・・・（１ａ）
電流ＩＬがスイッチング素子Ｑ１またはダイオードＤ１を流れている間は、電圧Ｖｍ＝ＶＨとなるため、これを式（１ａ）に代入して変形すると下記の式（１ｂ）となり、さらに式（１ｂ）を変形すると式（１ｃ）となる。
VL-L (dIL / dt) -Vm = 0 (1a)
While the current IL is flowing through the switching element Q1 or the diode D1, the voltage Vm = VH. Therefore, when this is substituted into the equation (1a) and transformed, the following equation (1b) is obtained. When deformed, equation (1c) is obtained.
ＶＬ−Ｌ（ｄＩＬ／ｄｔ）−ＶＨ＝０ ・・・（１ｂ）
ｄＩＬ／ｄｔ＝（ＶＬ−ＶＨ）／Ｌ ・・・（１ｃ）
この式（１ｃ）より、電圧Ｖｍ＝ＶＨとなる期間Ｔ１では電流ＩＬの傾きｄＩＬ／ｄｔが（ＶＬ−ＶＨ）／Ｌとなることが分かる。通常、ＶＬ＜ＶＨであるので電流ＩＬの傾きｄＩＬ／ｄｔは負である。
VL-L (dIL / dt) -VH = 0 (1b)
dIL / dt = (VL−VH) / L (1c)
From this equation (1c), it can be seen that the slope dIL / dt of the current IL is (VL−VH) / L in the period T1 in which the voltage Vm = VH. Usually, since VL <VH, the slope dIL / dt of the current IL is negative.
次に、スイッチング素子Ｑ２またはダイオードＤ２に電流ＩＬが流れる場合について説明する。図７は、電流ＩＬが正でスイッチング素子Ｑ２を流れる状態を示す。図８は、電流ＩＬが負でダイオードＤ２を流れる状態を示す。図７、８のいずれの状態においても、電圧方程式は、下記の式（２ａ）となる。 Next, the case where the current IL flows through the switching element Q2 or the diode D2 will be described. FIG. 7 shows a state in which the current IL is positive and flows through the switching element Q2. FIG. 8 shows a state where the current IL is negative and flows through the diode D2. In either state of FIGS. 7 and 8, the voltage equation is expressed by the following equation (2a).
ＶＬ−Ｌ（ｄＩＬ／ｄｔ）−Ｖｍ＝０ ・・・（２ａ）
式（２ａ）そのものは上記の式（１ａ）と同じであるが、電流ＩＬがスイッチング素子Ｑ２またはダイオードＤ２を流れている間は、電圧Ｖｍは、ＶＨではなく０となるため、これを式（２ａ）に代入して変形すると下記の式（２ｂ）となり、さらに式（２ｂ）を変形すると式（２ｃ）となる。
VL-L (dIL / dt) -Vm = 0 (2a)
The expression (2a) itself is the same as the above expression (1a). However, while the current IL flows through the switching element Q2 or the diode D2, the voltage Vm is 0 instead of VH. Substituting into 2a) and transforming gives equation (2b) below, and further transforming equation (2b) gives equation (2c).
ＶＬ−Ｌ（ｄＩＬ／ｄｔ）−０＝０ ・・・（２ｂ）
ｄＩＬ／ｄｔ＝ＶＬ／Ｌ ・・・（２ｃ）
この式（２ｃ）より、電圧Ｖｍ＝０となる期間Ｔ２では電流ＩＬの傾きｄＩＬ／ｄｔがＶＬ／Ｌとなることが分かる。通常、ＶＬ＞０であるので電流ＩＬの傾きｄＩＬ／ｄｔは正である。
VL-L (dIL / dt) -0 = 0 (2b)
dIL / dt = VL / L (2c)
From this equation (2c), it can be seen that the slope dIL / dt of the current IL becomes VL / L in the period T2 in which the voltage Vm = 0. Usually, since VL> 0, the slope dIL / dt of the current IL is positive.
このように、電流ＩＬは、電圧Ｖｍ＝ＶＨとなる期間Ｔ１で傾き（ＶＬ−ＶＨ）／Ｌで減少し、電圧Ｖｍ＝０となる期間で傾きＶＬ／Ｌで増加する。 Thus, the current IL decreases with a slope (VL−VH) / L during the period T1 when the voltage Vm = VH, and increases with the slope VL / L during the period when the voltage Vm = 0.
＜電流ＩＬの波形とキャリア信号ＣＲとの関係＞
電流ＩＬの波形とキャリア信号ＣＲとの関係について説明する。電流ＩＬの波形とキャリア信号ＣＲとの関係は、デッドタイムの有無によって異なる。すなわち、デッドタイムがない場合に成り立っていた電流ＩＬの波形とキャリア信号ＣＲとの関係は、デッドタイムによってくずれてしまう。この影響で、たとえばキャリア信号ＣＲが頂点となる時点で電流ＩＬをサンプリングしても、その値はデッドタイムの有無によって異なる値となる。この相違を説明するため、以下では、まずデッドタイムがない場合の電流ＩＬの波形を説明した上で、次にデッドタイムがある場合の電流ＩＬの波形について説明する。
<Relationship between current IL waveform and carrier signal CR>
A relationship between the waveform of the current IL and the carrier signal CR will be described. The relationship between the waveform of the current IL and the carrier signal CR varies depending on the presence or absence of dead time. That is, the relationship between the waveform of the current IL and the carrier signal CR established when there is no dead time is broken by the dead time. Due to this influence, for example, even if the current IL is sampled when the carrier signal CR reaches the apex, the value varies depending on the presence or absence of the dead time. In order to explain this difference, the waveform of the current IL when there is no dead time will be described first, and then the waveform of the current IL when there is a dead time will be described.
まず、デッドタイムがない場合の電流ＩＬの波形について説明する。なお、本実施の形態では、デッドタイム生成部１０６によってデッドタイムＴｄが設定されるため、この場合には該当しない。
First, the waveform of the current IL when there is no dead time will be described. In the present embodiment, since the dead time Td is set by the dead
電流ＩＬは、上述のようにリプル波形となるが、デッドタイムがない場合は、キャリア信号ＣＲが頂点となる時点でちょうど平均値となる。この点につて、電流ＩＬが正の時と負の時との分けて説明する。 The current IL has a ripple waveform as described above. However, when there is no dead time, the current IL is just an average value when the carrier signal CR reaches the apex. This will be described separately when the current IL is positive and negative.
電流ＩＬが正の場合、ゲート信号Ｓｑ１がオンである間は電流ＩＬがダイオードＤ１を流れる状態（図５に示す状態）となり、ゲート信号Ｓｑ２がオンである間は電流ＩＬがスイッチング素子Ｑ２を流れる状態（図７に示す状態）となる。この場合のキャリア信号ＣＲ、ゲート信号Ｓｑ１，Ｓｑ２、電圧Ｖｍ、およびＩＬ波形の関係を、図９に示す。図９に示すように、電圧Ｖｍ＝ＶＨとなる期間はキャリア信号ＣＲの谷で線対称となり、この期間の電流ＩＬの傾きは（ＶＬ−ＶＨ）／Ｌで一定のため、キャリア信号ＣＲが谷となる時点で電流ＩＬが平均値となることが分かる。同様に、電圧Ｖｍ＝０となる期間はキャリア信号ＣＲの山で線対称となり、この期間の電流ＩＬの傾きはＶＬ／Ｌで一定のため、キャリア信号ＣＲが山となる時点で電流ＩＬが平均値となることが分かる。 When the current IL is positive, the current IL flows through the diode D1 (the state shown in FIG. 5) while the gate signal Sq1 is on, and the current IL flows through the switching element Q2 while the gate signal Sq2 is on. State (state shown in FIG. 7). FIG. 9 shows the relationship among the carrier signal CR, the gate signals Sq1, Sq2, the voltage Vm, and the IL waveform in this case. As shown in FIG. 9, the period in which the voltage Vm = VH is line symmetric with respect to the valley of the carrier signal CR, and the slope of the current IL in this period is constant at (VL−VH) / L. It can be seen that the current IL becomes an average value at the time point. Similarly, the period in which the voltage Vm = 0 is line-symmetrical with the peak of the carrier signal CR, and the slope of the current IL in this period is constant at VL / L, so that the current IL is averaged when the carrier signal CR has a peak. It turns out that it becomes a value.
電流ＩＬが負の場合、ゲート信号Ｓｑ１がオンである間は電流ＩＬがスイッチング素子Ｑ１を流れる状態（図６に示す状態）となり、ゲート信号Ｓｑ２がオンである間は電流ＩＬがダイオードＤ２を流れる状態（図８に示す状態）となる。この場合のキャリア信号ＣＲ、ゲート信号Ｓｑ１，Ｓｑ２、電圧Ｖｍ、およびＩＬ波形の関係も、上述の図９に示す状態となる。 When the current IL is negative, the current IL flows through the switching element Q1 (the state shown in FIG. 6) while the gate signal Sq1 is on, and the current IL flows through the diode D2 while the gate signal Sq2 is on. The state (state shown in FIG. 8) is obtained. In this case, the relationship between the carrier signal CR, the gate signals Sq1 and Sq2, the voltage Vm, and the IL waveform is also in the state shown in FIG.
このように、デッドタイムがない場合は、電流ＩＬは、キャリア信号ＣＲが頂点（山あるいは谷）となる時点でちょうど平均値となる。以上がデッドタイムがない場合の電流ＩＬの波形についての説明である。 In this way, when there is no dead time, the current IL is just an average value when the carrier signal CR reaches the apex (peak or valley). The above is the description of the waveform of the current IL when there is no dead time.
次に、デッドタイムがある場合の電流ＩＬの波形について説明する。なお、本実施の形態では、デッドタイム生成部１０６によってデッドタイムＴｄが設定されるため、この場合に該当する。
Next, the waveform of the current IL when there is a dead time will be described. In the present embodiment, the dead time Td is set by the dead
デッドタイムがある場合、電流ＩＬはキャリア信号ＣＲが頂点となる時点では平均値とならない。この点について電流ＩＬが正の時と負の時とに分けて説明する。 When there is a dead time, the current IL does not become an average value when the carrier signal CR reaches the apex. This will be described separately when the current IL is positive and negative.
電流ＩＬが正の場合、ゲート信号Ｓｑ１がオンである間およびデッドタイム期間中は電流ＩＬがダイオードＤ１を流れる状態（図５に示す状態）となり、ゲート信号Ｓｑ２がオンである間は電流ＩＬがスイッチング素子Ｑ２を流れる状態（図７に示す状態）となる。この場合のキャリア信号ＣＲ、ゲート信号Ｓｑ１，Ｓｑ２、電圧Ｖｍ、およびＩＬ波形の関係を図１０に示す。 When the current IL is positive, the current IL flows through the diode D1 (the state shown in FIG. 5) while the gate signal Sq1 is on and during the dead time period, and the current IL is maintained while the gate signal Sq2 is on. It will be in the state (state shown in Drawing 7) which flows through switching element Q2. FIG. 10 shows the relationship among the carrier signal CR, the gate signals Sq1 and Sq2, the voltage Vm, and the IL waveform in this case.
図１０に示すように、電流ＩＬが正の場合、ゲート信号Ｓｑ１がオンである間だけでなくデッドタイム期間中も電流ＩＬがダイオードＤ１を流れ、電流ＩＬは傾き（ＶＬ−ＶＨ）／Ｌで減少する。この影響で、電圧Ｖｍ＝ＶＨとなる期間がキャリア信号ＣＲの谷に対して非対称となり、また、電圧Ｖｍ＝０となる期間もキャリア信号ＣＲの山に対して非対称となる。このため、キャリア信号ＣＲが頂点となる時点では電流ＩＬが平均値とならない。 As shown in FIG. 10, when the current IL is positive, the current IL flows through the diode D1 not only while the gate signal Sq1 is on but also during the dead time period, and the current IL has a slope (VL−VH) / L. Decrease. Due to this influence, the period in which the voltage Vm = VH is asymmetric with respect to the valley of the carrier signal CR, and the period in which the voltage Vm = 0 is also asymmetric with respect to the peak of the carrier signal CR. For this reason, the current IL does not become an average value when the carrier signal CR reaches the apex.
電流ＩＬが負の場合、ゲート信号Ｓｑ１がオンである間は電流ＩＬがスイッチング素子Ｑ１を流れる状態（図６に示す状態）となり、ゲート信号Ｓｑ２がオンである間は電流ＩＬがダイオードＤ２を流れる状態（図８に示す状態）となる。この場合のキャリア信号ＣＲ、ゲート信号Ｓｑ１，Ｓｑ２、電圧Ｖｍ、およびＩＬ波形の関係を図１１に示す。 When the current IL is negative, the current IL flows through the switching element Q1 (the state shown in FIG. 6) while the gate signal Sq1 is on, and the current IL flows through the diode D2 while the gate signal Sq2 is on. The state (state shown in FIG. 8) is obtained. FIG. 11 shows the relationship among the carrier signal CR, the gate signals Sq1 and Sq2, the voltage Vm, and the IL waveform in this case.
図１１に示すように、電流ＩＬが負の場合、ゲート信号Ｓｑ２がオンである間だけでなくデッドタイム期間中も電流ＩＬがダイオードＤ２を流れ、電流ＩＬは傾きＶＬ／Ｌで増加する。この影響で、電圧Ｖｍ＝ＶＨとなる期間がキャリア信号ＣＲの谷に対して非対称となり、電圧Ｖｍ＝０となる期間もキャリア信号ＣＲの山に対して非対称となる。このため、キャリア信号ＣＲが頂点となる時点では電流ＩＬが平均値とならない。 As shown in FIG. 11, when the current IL is negative, the current IL flows through the diode D2 not only while the gate signal Sq2 is on but also during the dead time period, and the current IL increases with a slope VL / L. As a result, the period in which the voltage Vm = VH is asymmetric with respect to the valley of the carrier signal CR, and the period in which the voltage Vm = 0 is also asymmetric with respect to the peak of the carrier signal CR. For this reason, the current IL does not become an average value when the carrier signal CR reaches the apex.
このように、デッドタイムがある場合は、電流ＩＬは、キャリア信号ＣＲが頂点となる時点では平均値とならない。以上がデッドタイムがある場合の電流ＩＬの波形についての説明である。 As described above, when there is a dead time, the current IL does not become an average value when the carrier signal CR reaches the peak. The above is the description of the waveform of the current IL when there is a dead time.
以上のように、電流ＩＬは、デッドタイムがない場合はキャリア信号ＣＲが頂点となる時点でちょうど平均値となるが、デッドタイムがある場合（本実施の形態の場合）はキャリア信号ＣＲが頂点となる時点では平均値とならない。従来においては、デッドタイムがあるにも関わらず、キャリア信号ＣＲが頂点となる時点で電流ＩＬをサンプリングしていたため、電流ＩＬの平均値からずれた値をサンプリングすることになってしまっていた。 As described above, when there is no dead time, the current IL is just an average value when the carrier signal CR is at the peak, but when there is a dead time (in the present embodiment), the carrier signal CR is at the peak. At that time, the average value is not reached. Conventionally, the current IL is sampled at the time when the carrier signal CR reaches the top despite the dead time, so that a value deviated from the average value of the current IL is sampled.
＜本実施の形態における電流ＩＬのサンプリングタイミング＞
上述のような問題に鑑み、本実施の形態においては、デッドタイムを考慮した上で電流ＩＬの平均値を精度よく取得するために、Ｓ／Ｈ回路１０５が電流ＩＬをサンプリングするタイミングを、キャリア信号ＣＲが頂点となった時点からデッドタイムＴｄの半分の時間が経過した時点とするタイミング回路１０４が設けられている。
<Sampling timing of current IL in the present embodiment>
In view of the problems as described above, in this embodiment, in order to accurately obtain the average value of the current IL in consideration of the dead time, the timing at which the S /
図１２は、電流ＩＬが正の場合におけるキャリア信号ＣＲ、ゲート信号Ｓｑ１，Ｓｑ２、電圧Ｖｍ、およびＩＬ波形の関係と、本実施の形態における電流ＩＬのサンプリングタイミングを示す。 FIG. 12 shows the relationship between the carrier signal CR, the gate signals Sq1, Sq2, the voltage Vm, and the IL waveform when the current IL is positive, and the sampling timing of the current IL in the present embodiment.
図１２に示すように、電流ＩＬが正の場合、デッドタイム期間中は電流ＩＬは傾き（ＶＬ−ＶＨ）／Ｌで減少する。この影響で、ＣＲ＜ｄの期間を２α、ＣＲ＞ｄの期間を２βとすると、電流ＩＬの増加期間（電圧Ｖｍ＝０となる期間）は２β−Ｔｄとなり、電流ＩＬの減少期間（電圧Ｖｍ＝ＶＨとなる期間）は２α＋Ｔｄとなる。 As shown in FIG. 12, when the current IL is positive, the current IL decreases with a slope (VL−VH) / L during the dead time period. As a result, if the period of CR <d is 2α and the period of CR> d is 2β, the increase period of current IL (period in which voltage Vm = 0) is 2β-Td, and the decrease period of current IL (voltage Vm = Period of VH) is 2α + Td.
図１２の時刻ｔ１（電圧ＶｍがＶＨから０に変化する時点）を基準にすると、次に電流ＩＬが平均値となる時点は、時刻ｔ１から電流ＩＬの増加期間の半分の時間（＝β−Ｔｄ／２）が経過した時点となる。一方、次にキャリア信号ＣＲが山となる時点は、時刻ｔ１から（β−Ｔｄ）だけ経過した時点である。そのため、キャリア信号ＣＲが山となる時点を基準とすると、次に電流ＩＬが平均値となる時点は、（β−Ｔｄ／２）−（β−Ｔｄ）＝Ｔｄ／２だけ経過した時点となる。 When the time t1 in FIG. 12 (the time when the voltage Vm changes from VH to 0) is used as a reference, the next time when the current IL becomes an average value is a time half the increase period of the current IL (= β− It is the time when Td / 2) has elapsed. On the other hand, the next time when the carrier signal CR becomes a peak is the time when (β−Td) has elapsed since time t1. Therefore, when the time when the carrier signal CR becomes a peak is used as a reference, the next time when the current IL becomes the average value is the time when (β−Td / 2) − (β−Td) = Td / 2 has elapsed. .
同様に、図１２の時刻ｔ２（電圧Ｖｍが０からＶＨに変化する時点）を基準にすると、次に電流ＩＬが平均値となる時点は、時刻ｔ２から電流ＩＬの減少期間の半分の時間（＝α＋Ｔｄ／２）の時間が経過した時点となる。一方、次にキャリア信号ＣＲが谷となる時点は時刻ｔ２からαだけ経過した時点である。そのため、キャリア信号ＣＲが谷となる時点を基準とすると、次に電流ＩＬが平均値となる時点は、（α＋Ｔｄ／２）−α＝Ｔｄ／２だけ経過した時点となる。 Similarly, with reference to time t2 (time when voltage Vm changes from 0 to VH) in FIG. 12, the next time when current IL becomes an average value is half the time period during which current IL decreases (from time t2). = Α + Td / 2). On the other hand, the next time when the carrier signal CR becomes a trough is the time when α has elapsed from time t2. Therefore, when the time when the carrier signal CR becomes a valley is used as a reference, the next time when the current IL becomes the average value is the time when (α + Td / 2) −α = Td / 2 has elapsed.
図１３は、電流ＩＬが負の場合におけるキャリア信号ＣＲ、ゲート信号Ｓｑ１，Ｓｑ２、電圧Ｖｍ、およびＩＬ波形の関係と、本実施の形態における電流ＩＬのサンプリングタイミングを示す。 FIG. 13 shows the relationship between the carrier signal CR, the gate signals Sq1, Sq2, the voltage Vm, and the IL waveform when the current IL is negative, and the sampling timing of the current IL in the present embodiment.
図１３に示すように、電流ＩＬが負の場合、デッドタイム期間中は電流ＩＬは傾きＶＬ／Ｌで増加する。この影響で、ＣＲ＜ｄの期間を２α、ＣＲ＞ｄの期間を２βとすると、電流ＩＬの増加期間（電圧Ｖｍ＝０となる期間）は２β＋Ｔｄとなり、電流ＩＬの減少期間（電圧Ｖｍ＝ＶＨとなる期間）は２α−Ｔｄとなる。 As shown in FIG. 13, when the current IL is negative, the current IL increases with a slope VL / L during the dead time period. As a result, if the period of CR <d is 2α and the period of CR> d is 2β, the increase period of current IL (period in which voltage Vm = 0) is 2β + Td, and the decrease period of current IL (voltage Vm = VH). Is a period of 2α−Td.
図１３の時刻ｔ１（電圧ＶｍがＶＨから０に変化する時点）を基準にすると、次に電流ＩＬが平均値となる時点は、時刻ｔ１から電流ＩＬの増加期間の半分の時間（＝β＋Ｔｄ／２）の時間が経過した時点となる。一方、次にキャリア信号ＣＲが山となる時点は時刻ｔ１からβだけ経過した時点である。そのため、キャリア信号ＣＲが山となる時点を基準とすると、次に電流ＩＬが平均値となる時点は、（β＋Ｔｄ／２）−β＝Ｔｄ／２だけ経過した時点となる。 With reference to time t1 in FIG. 13 (time when voltage Vm changes from VH to 0), the next time when current IL becomes an average value is time half of the increase period of current IL from time t1 (= β + Td / It is the time when the time of 2) has elapsed. On the other hand, the next time when the carrier signal CR becomes a peak is the time when β has elapsed from time t1. Therefore, when the time point when the carrier signal CR reaches a peak is used as a reference, the next time point when the current IL becomes the average value is the time point when (β + Td / 2) −β = Td / 2 has elapsed.
同様に、図１３の時刻ｔ２（電圧Ｖｍが０からＶＨに変化する時点）を基準にすると、次に電流ＩＬが平均値となる時点は、時刻ｔ２から電流ＩＬの減少期間の半分の時間（＝α−Ｔｄ／２）の時間が経過した時点となる。一方、次にキャリア信号ＣＲが谷となる時点は時刻ｔ２から（α−Ｔｄ）だけ経過した時点である。そのため、キャリア信号ＣＲが谷となる時点を基準とすると、次に電流ＩＬが平均値となる時点は、（α−Ｔｄ／２）−（α−Ｔｄ）＝Ｔｄ／２だけ経過した時点となる。 Similarly, when time t2 in FIG. 13 (time when voltage Vm changes from 0 to VH) is used as a reference, the next time when current IL becomes an average value is time half of the decrease period of current IL from time t2 ( = Α−Td / 2). On the other hand, the next time when the carrier signal CR becomes a valley is the time when (α−Td) has elapsed since time t2. Therefore, when the time when the carrier signal CR becomes a valley is used as a reference, the next time when the current IL becomes the average value is the time when (α−Td / 2) − (α−Td) = Td / 2 has elapsed. .
このように、電流ＩＬは、電流ＩＬが正の場合も負の場合も、キャリア信号ＣＲが頂点となった時点からデッドタイムＴｄの半分の時間（＝Ｔｄ／２）が経過した時点で平均値となる。 As described above, the current IL is an average value when a half time (= Td / 2) of the dead time Td elapses from the time when the carrier signal CR reaches the apex, regardless of whether the current IL is positive or negative. It becomes.
そこで、本実施の形態においては、図１２、１３に示すように、電流ＩＬをサンプリングするタイミングを、キャリア信号ＣＲが頂点となった時点からデッドタイムの半分の時間Ｔｄ／２が経過した時点とする。これにより、電流ＩＬの平均値を精度よく取得することができる。 Therefore, in the present embodiment, as shown in FIGS. 12 and 13, the timing at which the current IL is sampled is the time when the half of the dead time Td / 2 has elapsed from the time when the carrier signal CR has reached the peak. To do. Thereby, the average value of the current IL can be obtained with high accuracy.
［実施の形態２］
上述の実施の形態１においては、電流ＩＬのサンプリングタイミングを、キャリア信号ＣＲが頂点となった時点からデッドタイムの半分の時間Ｔｄ／２が経過した時点とした。
[Embodiment 2]
In the first embodiment described above, the sampling timing of the current IL is set to the time when the time Td / 2, which is half the dead time, has elapsed from the time when the carrier signal CR has reached the peak.
これに対し、実施の形態２では、電流ＩＬのサンプリングタイミングそのものはキャリア信号ＣＲが頂点となる時点としつつ、サンプリングした値を用いてＴｄ／２経過後の電流ＩＬの値を予測し、予測した値を電流ＩＬの平均値とする点を特徴とする。 On the other hand, in the second embodiment, the sampling timing of the current IL itself is set to the time when the carrier signal CR is the apex, and the value of the current IL after Td / 2 has been predicted and predicted using the sampled value. It is characterized in that the value is an average value of the current IL.
図１４に、実施の形態２に係る制御装置３０Ａの機能ブロック図を示す。制御装置３０Ａは、制御演算部１０１Ａと、駆動信号生成部１０２と、キャリア生成部１０３Ａと、Ｓ／Ｈ回路１０５Ａと、デッドタイム生成部１０６と、平均値演算部１０７とを含む。なお、駆動信号生成部１０２およびデッドタイム生成部１０６の機能は、実施の形態１で説明したので、ここでの詳細な説明は繰返さない。
FIG. 14 shows a functional block diagram of a
制御演算部１０１Ａは、電圧指令値ＶＨｃｏｍ、電圧ＶＨの検出値、平均値演算部１０７によって演算された電流ＩＬの平均値ＩＬａｖｅ（以下、単に「電流平均値ＩＬａｖｅ」という）に基づいて、電圧フィードバック制御および電流フィードバック制御を行なってデューティー指令値ｄを生成し、駆動信号生成部１０２へ出力する。
The
キャリア生成部１０３Ａは、キャリア信号ＣＲを生成し、その生成したキャリア信号ＣＲを駆動信号生成部１０２、Ｓ／Ｈ回路１０５Ａ、平均値演算部１０７へ出力する。
The
Ｓ／Ｈ回路１０５Ａは、キャリア信号ＣＲが頂点となった時点で、電圧ＶＬ、電圧ＶＨ、電流ＩＬをサンプリングして、平均値演算部１０７へ出力する。
The S /
平均値演算部１０７は、キャリア生成部１０３からのキャリア信号ＣＲ、Ｓ／Ｈ回路１０５Ａからの電圧ＶＬ，ＶＨ、電流ＩＬの各サンプリング値、および、リアクトルＬ１のインダクタンス値Ｌに基づいて電流平均値ＩＬａｖｅを算出し、電流平均値ＩＬａｖｅを制御演算部１０１に出力する。
The average
図１５は、Ｓ／Ｈ回路１０５Ａおよび平均値演算部１０７の機能を実現するための制御装置３０Ａの制御処理手順を示すフローチャートである。以下に示すフローチャートの各ステップ（以下、ステップを「Ｓ」と略す）は、基本的にはソフトウェア処理によって実現されるが、電子回路等によるハードウェアによって実現されてもよい。
FIG. 15 is a flowchart showing a control processing procedure of the
Ｓ１にて、制御装置３０Ａは、キャリア信号ＣＲが頂点となった時点で、電圧ＶＬ、電圧ＶＨ、電流ＩＬをサンプリングする。
In S1,
Ｓ２にて、制御装置３０Ａは、キャリア信号ＣＲの頂点が山（極大点）であるのか否かを判断する。山であると（Ｓ２にてＹＥＳ）、電流ＩＬが増加中であるとして処理はＳ３に移される。そうでないと（Ｓ２にてＮＯ）、電流ＩＬが減少中であるとして処理はＳ５に移される。
In S2,
Ｓ３にて、制御装置３０Ａは、電圧ＶＬをインタクタンス値Ｌで除算した値（＞０）を、電流ＩＬの傾きｄＩＬ／ｄｔとして算出する。なお、インタクタンス値Ｌは、既知の値として予め記憶してもよいし、電流ＩＬとインダクタンス値Ｌとの関係を設定したマップを予め記憶しておき、このマップから電流ＩＬに対応するインダクタンス値Ｌを算出するようにしてもよい。
In S3,
Ｓ４にて、制御装置３０Ａは、電圧ＶＬから電圧ＶＨを減じた値をインタクタンス値Ｌで除算した値（＜０）を、電流ＩＬの傾きｄＩＬ／ｄｔとして算出する。なお、上述したように、インタクタンス値Ｌは、既知の値として予め記憶してもよいし、マップから算出するようにしてもよい。
In S4,
Ｓ５にて、制御装置３０Ａは、Ｓ３あるいはＳ４で算出された傾きｄＩＬ／ｄｔ、電流ＩＬ、デッドタイムＴｄを下記の式（３）に代入して電流平均値ＩＬａｖｅを算出する。
In S5,
ＩＬａｖｅ＝ＩＬ＋（ｄＩＬ／ｄｔ）×（Ｔｄ／２） ・・・（３）
Ｓ６にて、制御装置３０Ａは、電流平均値ＩＬａｖｅを制御演算部１０１に出力する。
ILave = IL + (dIL / dt) × (Td / 2) (3)
In S6,
図１６は、電流平均値ＩＬａｖｅを算出する際の制御装置３０Ａの動作図である。なお、図１６では、電流ＩＬは正である。
FIG. 16 is an operation diagram of the
図１６に示すように、実施の形態２では、制御装置３０Ａは、キャリア信号ＣＲが頂点となる時点の電流ＩＬをサンプリングする（Ｓ１）とともに、キャリア信号ＣＲの頂点が山か否かに応じて電流ＩＬの傾きｄＩＬ／ｄｔを算出し（Ｓ３、Ｓ４）、Ｔｄ／２が経過する間の電流ＩＬの変化量（ｄＩＬ／ｄｔ）×（Ｔｄ／２）をキャリア信号ＣＲが頂点となる時点の電流ＩＬに加えた値を、電流平均値ＩＬａｖｅとして算出する（Ｓ５）。
As shown in FIG. 16, in the second embodiment,
このようにすれば、実施の形態１と同様、電流ＩＬの平均値を取得できる。また、電流ＩＬのサンプリングタイミングをキャリア信号ＣＲが頂点となる従来のタイミングとしつつソフトウェア処理によって電流平均値ＩＬａｖｅを算出するため、比較的簡単に実現することができる。 In this way, the average value of the current IL can be acquired as in the first embodiment. Also, since the current average value ILave is calculated by software processing while the sampling timing of the current IL is set to the conventional timing at which the carrier signal CR is the apex, it can be realized relatively easily.
［実施の形態３］
電流ＩＬの絶対値が比較的大きくリプル成分の増減によっても正負が入れ替わらない場合（電流ＩＬが０アンペアを跨がない場合）には、上述の実施の形態１、２で説明した手法で電流ＩＬの平均値を取得することができる。
[Embodiment 3]
When the absolute value of the current IL is relatively large and does not change between positive and negative even when the ripple component is increased or decreased (when the current IL does not straddle 0 amperes), the current is detected by the method described in the first and second embodiments. An average value of IL can be obtained.
しかしながら、電流ＩＬの絶対値が比較的小さくリプル成分の増減によって正負が入れ替わる場合（電流ＩＬが０アンペアを跨ぐ場合）には、上述の実施の形態１、２で説明した手法では電流ＩＬの平均値を取得することができない。 However, when the absolute value of the current IL is relatively small and the positive and negative are switched by increasing / decreasing the ripple component (when the current IL crosses 0 amperes), the average current IL is not affected by the methods described in the first and second embodiments. The value cannot be obtained.
そこで、実施の形態３では、電流ＩＬが０アンペアを跨ぐか否かを判断し、電流ＩＬが０アンペアを跨ぐと判断した場合には、上述の実施の形態１、２で説明した手法を用いずに、従来どおり、キャリア信号ＣＲが頂点となる時点でサンプリングした電流ＩＬを電流ＩＬの平均値として用いる点を特徴とする。 Therefore, in the third embodiment, whether or not the current IL crosses 0 amperes is determined, and when it is determined that the current IL crosses 0 amperes, the method described in the first and second embodiments is used. Instead, the current IL sampled at the time when the carrier signal CR reaches the apex is used as an average value of the current IL as usual.
図１７は、実施の形態３に従う制御装置３０の制御処理手順を示すフローチャートである。
FIG. 17 is a flowchart showing a control processing procedure of
Ｓ１１にて、制御装置３０は、キャリア信号ＣＲが頂点となる時点で電流ＩＬをサンプリングする。
In S11,
Ｓ１２にて、制御装置３０は、電流ＩＬのピーク値ＩＬｐｅａｋを推定する。ピーク値ＩＬｐｅａｋの推定手法としてはさまざまな手法が考えられるが、たとえば、キャリア信号ＣＲが山のときはＩＬｐｅａｋ＝ＩＬ＋（ＶＬ／ＨＶ）×β、谷のときはＩＬｐｅａｋ＝ＩＬ＋（ＶＬ−ＨＶ）／Ｌ×αと推定すればよい。
In S12,
Ｓ１３にて、制御装置３０は、電流ＩＬが０アンペアを跨ぐか否かを判断する。たとえば、制御装置３０は、前回のサイクルで推定されたピーク値ＩＬｐｅａｋの符号と今回のサイクルで推定されたピーク値ＩＬｐｅａｋの符号とが異なる場合に、電流ＩＬが０アンペアを跨ぐと判断する。また、制御装置３０は、前回のサイクルで推定されたピーク値ＩＬｐｅａｋの符号と今回のサイクルでサンプリングされた電流ＩＬの符号が異なるか、または今回のサイクルでサンプリングされた電流ＩＬの符号と今回のサイクルで推定されたピーク値ＩＬｐｅａｋの符号が異なる場合に、電流ＩＬが０アンペアを跨ぐと判断するようにしてもよい。電流ＩＬが０アンペアを跨ぐと判断すると（Ｓ１３にてＹＥＳ）、処理はＳ１４に移される。そうでないと（Ｓ１３にてＮＯ）、処理はＳ１５に移される。
In S13,
Ｓ１４にて、制御装置３０は、上述の実施の形態１、２で説明した手法を用いずに、従来どおり、キャリア信号ＣＲが頂点となる時点でサンプリングした電流ＩＬを電流ＩＬの平均値として用いる。
In S14,
Ｓ１５にて、制御装置３０は、上述の実施の形態１、２で説明した手法を用いて電流ＩＬの平均値を取得する。
In S15,
図１８は、電流ＩＬが０アンペアを跨ぐ場合におけるキャリア信号ＣＲ、ゲート信号Ｓｑ１，Ｓｑ２、電圧Ｖｍ、およびＩＬ波形の関係と、本実施の形態３における電流ＩＬのサンプリングタイミングを示す。 FIG. 18 shows the relationship between the carrier signal CR, the gate signals Sq1 and Sq2, the voltage Vm, and the IL waveform when the current IL crosses 0 amperes, and the sampling timing of the current IL in the third embodiment.
図１８に示すように、電流ＩＬが０アンペアを跨ぐ場合、電流ＩＬが負のときはデッドタイム期間中の電流ＩＬは増加するが、電流ＩＬが正になるとデッドタイム期間中の電流ＩＬは減少する。たとえば、図１８の時刻ｔ１で開始されるデッドタイム期間中は、電流ＩＬが負であり電流ＩＬは増加するが、図１８の時刻ｔ２で開始されるデッドタイム期間中は、電流ＩＬが正であり電流ＩＬは減少する。そのため、電流ＩＬの増加期間は２β、電流ＩＬの減少期間は２αとなり、キャリア信号ＣＲと電流ＩＬの波形との関係は、デッドタイムがない場合と同じになる。すなわち、デッドタイムがある場合であっても、電流ＩＬが０アンペアを跨ぐ場合には、キャリア信号ＣＲが頂点となる時点で電流ＩＬが平均値となる。 As shown in FIG. 18, when the current IL crosses 0 amperes, the current IL during the dead time period increases when the current IL is negative, but the current IL during the dead time period decreases when the current IL becomes positive. To do. For example, during the dead time period started at time t1 in FIG. 18, the current IL is negative and the current IL increases. However, during the dead time period started at time t2 in FIG. 18, the current IL is positive. The current IL decreases. Therefore, the increase period of the current IL is 2β, the decrease period of the current IL is 2α, and the relationship between the carrier signal CR and the waveform of the current IL is the same as when there is no dead time. That is, even when there is a dead time, when the current IL exceeds 0 amperes, the current IL becomes an average value when the carrier signal CR reaches the apex.
そこで、実施の形態３では、電流ＩＬが０アンペアを跨ぐか否かを判断し、電流ＩＬが０アンペアを跨ぐ場合には、図１８に示すように、キャリア信号ＣＲが頂点となる時点でサンプリングした電流ＩＬを電流ＩＬの平均値として用いる。そのため、電流ＩＬが０アンペアを跨ぐ場合であっても、電流ＩＬの平均値を適切に取得することができる。 Therefore, in the third embodiment, it is determined whether or not the current IL crosses 0 amperes. When the current IL crosses 0 amperes, sampling is performed at the time when the carrier signal CR reaches the apex as shown in FIG. The obtained current IL is used as an average value of the current IL. Therefore, even if the current IL crosses 0 amperes, the average value of the current IL can be appropriately acquired.
［実施の形態４］
上述の実施の形態３では、電流ＩＬが０アンペアを跨ぐか否かに応じて電流ＩＬの平均値を取得する手法を切り換えていた。
[Embodiment 4]
In the above-described third embodiment, the method of acquiring the average value of the current IL is switched depending on whether or not the current IL crosses 0 amperes.
これに対し、実施の形態４では、電圧ＶＨ、電流ＩＬをパラメータしてキャリア信号ＣＲが頂点となる時点の電流ＩＬに対する実際の電流ＩＬの平均値の偏差を事前に測定した結果を補正テーブルとして予め保持しておき、キャリア信号ＣＲが頂点となる時点でサンプリングした電流ＩＬに補正テーブルを用いて求めた偏差を補正量として加算した値を電流平均値ＩＬａｖｅとすることで、電流ＩＬの平均値を取得する手法の切り換えを不要とする点を特徴とする。 On the other hand, in the fourth embodiment, the voltage VH and the current IL are parameters and the deviation of the average value of the actual current IL with respect to the current IL at the time when the carrier signal CR reaches the apex is measured as a correction table. The average value of the current IL is obtained by setting a value obtained by adding a deviation obtained by using the correction table as a correction amount to the current IL sampled at the time when the carrier signal CR reaches the apex as the current average value ILave. It is characterized in that it is not necessary to switch the method for obtaining the.
図１９に、実施の形態４に係る制御装置３０Ｂの機能ブロック図を示す。制御装置３０Ｂは、制御演算部１０１Ｂと、駆動信号生成部１０２と、キャリア生成部１０３Ｂと、Ｓ／Ｈ回路１０５Ｂと、デッドタイム生成部１０６と、偏差演算部１０８と、平均値演算部１０７Ｂとを含む。なお、駆動信号生成部１０２およびデッドタイム生成部１０６の機能は、実施の形態１で説明したので、ここでの詳細な説明は繰返さない。
FIG. 19 shows a functional block diagram of a control device 30B according to the fourth embodiment. The control device 30B includes a
制御演算部１０１Ｂは、電圧指令値ＶＨｃｏｍ、電圧ＶＨの検出値、平均値演算部１０７Ｂによって演算された電流平均値ＩＬａｖｅに基づいて、電圧フィードバック制御および電流フィードバック制御を行なってデューティー指令値ｄを生成し、駆動信号生成部１０２へ出力する。
The
キャリア生成部１０３Ｂは、キャリア信号ＣＲを生成し、その生成したキャリア信号ＣＲを駆動信号生成部１０２、Ｓ／Ｈ回路１０５Ｂ、偏差演算部１０８へ出力する。
The
Ｓ／Ｈ回路１０５Ｂは、キャリア信号ＣＲが頂点となった時点で、電圧ＶＬ、電圧ＶＨ、電流ＩＬをサンプリングし、サンプリングした電流ＩＬ、電圧ＶＨを偏差演算部１０８、平均値演算部１０７Ｂへ出力する。
The S /
偏差演算部１０８は、キャリア生成部１０３Ｂからのキャリア信号ＣＲ、Ｓ／Ｈ回路１０５Ｂからの電圧ＶＨ、電流ＩＬの各サンプリング値、および、予め保持しておいた補正テーブルを用いて、キャリア信号ＣＲが頂点となる時点の電流ＩＬと実際の平均値との偏差ΔＩＬを算出する。
The
図２０、２１に、補正テーブルを概略的に示す。補正テーブルは、キャリア信号ＣＲの頂点が谷の場合に用いられる補正テーブル１０９Ａ（図２０参照）と、キャリア信号ＣＲの頂点が山の場合に用いられる補正テーブル１０９Ｂ（図２０参照）とに分類されている。 20 and 21 schematically show the correction table. The correction tables are classified into a correction table 109A (see FIG. 20) used when the peak of the carrier signal CR is a valley and a correction table 109B (see FIG. 20) used when the peak of the carrier signal CR is a peak. ing.
補正テーブル１０９Ａには、電流ＩＬ、電圧ＶＨをパラメータとして事前に測定した偏差ΔＩＬが設定されている。補正テーブル１０９Ｂには、電流ＩＬをパラメータとして事前に測定した偏差ΔＩＬが設定されている。 In the correction table 109A, a deviation ΔIL measured in advance using the current IL and the voltage VH as parameters is set. In the correction table 109B, a deviation ΔIL measured in advance using the current IL as a parameter is set.
キャリア信号ＣＲが谷の時の電流ＩＬの傾きは（ＶＬ−ＶＨ）／Ｌであり偏差ΔＩＬが電圧ＶＨによって変化する。そのため、補正テーブル１０９Ａでは電圧ＶＨがパラメータに含まれている。これに対し、キャリア信号ＣＲが山の時の電流ＩＬの傾きはＶＬ／Ｌであり偏差ΔＩＬが電圧ＶＨによっては変化しない。そのため、補正テーブル１０９Ｂでは電圧ＶＨがパラメータには含まれていない。なお、通常は電圧ＶＬ、インダクタンスＬはほぼ一定の値であることを考慮して、補正テーブル１０９Ａ，１０９Ｂは、演算処理負荷の低減などのため電圧ＶＬ、インダクタンスＬはパラメータに含んでいないが、これらをパラメータとして含むものであってもよい。 The slope of the current IL when the carrier signal CR is valley is (VL−VH) / L, and the deviation ΔIL changes with the voltage VH. Therefore, the voltage VH is included in the parameters in the correction table 109A. On the other hand, the slope of the current IL when the carrier signal CR is a peak is VL / L, and the deviation ΔIL does not change depending on the voltage VH. Therefore, the voltage VH is not included in the parameters in the correction table 109B. In consideration of the fact that the voltage VL and the inductance L are generally constant values, the correction tables 109A and 109B do not include the voltage VL and the inductance L as parameters in order to reduce the processing load. These may be included as parameters.
また、補正テーブル１０９Ａ，１０９Ｂのいずれにおいても、電流ＩＬがパラメータに含まれており、０アンペアを跨ぐ程度の小さい絶対値の電流ＩＬに対しては偏差ΔＩＬが「０」に設定される。 In both of the correction tables 109A and 109B, the current IL is included in the parameter, and the deviation ΔIL is set to “0” with respect to the current IL having a small absolute value over 0 amperes.
図１９に戻って、偏差演算部１０８は、キャリア信号ＣＲが谷の場合は補正テーブル１０９Ａを用いて電圧ＶＨ、電流ＩＬのサンプリング値に対応する偏差ΔＩＬを求め、キャリア信号ＣＲが山の場合は補正テーブル１０９Ｂを用いて電流ＩＬのサンプリング値に対応する偏差ΔＩＬを求める。偏差演算部１０８は、求めた偏差ΔＩＬを平均値演算部１０７Ｂに出力する。
Returning to FIG. 19, when the carrier signal CR is a valley, the
平均値演算部１０７Ｂは、Ｓ／Ｈ回路１０５からの電流ＩＬを偏差演算部１０８からの偏差ΔＩＬで補正して電流平均値ＩＬａｖｅを求める。すなわち、平均値演算部１０７Ｂは、電流平均値ＩＬａｖｅ＝ＩＬ＋ΔＩＬとして求める。平均値演算部１０７Ｂは、求めた電流平均値ＩＬａｖｅを制御演算部１０１Ｂに出力する。
Average
図２２は、Ｓ／Ｈ回路１０５Ｂ、偏差演算部１０８および平均値演算部１０７Ｂの機能を実現するための制御装置３０Ｂの制御処理手順を示すフローチャートである。
FIG. 22 is a flowchart illustrating a control processing procedure of the control device 30B for realizing the functions of the S /
Ｓ２１にて、制御装置３０Ｂは、キャリア信号ＣＲが頂点となった時点で、電圧ＶＨ、電流ＩＬをサンプリングする。 In S21, control device 30B samples voltage VH and current IL when carrier signal CR reaches the peak.
Ｓ２２にて、制御装置３０Ｂは、キャリア信号ＣＲの頂点が山（極大点）であるのか否かを判断する。山であると（Ｓ２２にてＹＥＳ）、処理はＳ２３に移される。そうでないと（Ｓ２２にてＮＯ）、処理はＳ２４に移される。 In S22, control device 30B determines whether or not the peak of carrier signal CR is a peak (maximum point). If it is a mountain (YES in S22), the process proceeds to S23. Otherwise (NO in S22), the process proceeds to S24.
Ｓ２３にて、制御装置３０Ｂは、補正テーブル１０９Ａ（図２０参照）を用いて、電圧ＶＨ、電流ＩＬのサンプリング値に対応する偏差ΔＩＬを算出する。 In S23, control device 30B calculates deviation ΔIL corresponding to the sampling values of voltage VH and current IL using correction table 109A (see FIG. 20).
Ｓ２４にて、制御装置３０Ｂは、補正テーブル１０９Ｂ（図２１参照）を用いて、電流ＩＬのサンプリング値に対応する偏差ΔＩＬを算出する。 In S24, control device 30B calculates deviation ΔIL corresponding to the sampling value of current IL using correction table 109B (see FIG. 21).
Ｓ２５にて、制御装置３０Ｂは、電流ＩＬのサンプリング値に偏差ΔＩＬを加えて補正した値を、電流平均値ＩＬａｖｅとして算出する。 In S25, control device 30B calculates, as current average value ILave, a value corrected by adding deviation ΔIL to the sampling value of current IL.
Ｓ２６にて、制御装置３０Ｂは、電流平均値ＩＬａｖｅを制御演算部１０１Ｂに出力する。
In S26, control device 30B outputs average current value ILave to control
図２３は、電流平均値ＩＬａｖｅを算出する際の制御装置３０Ｂの動作図である。なお、図２３では、電流ＩＬは正である。 FIG. 23 is an operation diagram of the control device 30B when calculating the current average value ILave. In FIG. 23, the current IL is positive.
制御装置３０Ｂは、キャリア信号ＣＲが頂点となる時点の電流ＩＬをサンプリングする（Ｓ２１）とともに、キャリア信号ＣＲの頂点が山か否かに応じて選択した補正テーブルを用いて電流ＩＬに対応する偏差ΔＩＬを求める（Ｓ２２〜Ｓ２４）。 The control device 30B samples the current IL at the time when the carrier signal CR reaches the peak (S21), and uses the correction table selected according to whether the peak of the carrier signal CR is a peak or the deviation corresponding to the current IL. ΔIL is obtained (S22 to S24).
そして、図２３に示すように、偏差ΔＩＬを補正量として、キャリア信号ＣＲが頂点となる時点の電流ＩＬに加えた値を、電流平均値ＩＬａｖｅとして算出する（Ｓ２５）。 Then, as shown in FIG. 23, using the deviation ΔIL as a correction amount, a value added to the current IL at the time when the carrier signal CR is at the apex is calculated as the current average value ILave (S25).
このようにすれば、実施の形態３と同様、電流ＩＬの平均値を取得できる。また、補正テーブル１０９Ａ，１０９Ｂでは０アンペアを跨ぐ程度の小さい絶対値の電流ＩＬに対しては偏差ΔＩＬが「０」に設定されているため、電流ＩＬが０アンペアを跨ぐような小さい値であったとしても、実施の形態３のような平均値取得手法の切り換えを行なうことなく、電流ＩＬの適切な平均値を取得することができる。 In this way, the average value of the current IL can be acquired as in the third embodiment. In addition, in the correction tables 109A and 109B, the deviation ΔIL is set to “0” for the current IL having a small absolute value that crosses 0 ampere, so that the current IL is a small value that crosses 0 ampere. Even so, an appropriate average value of the current IL can be acquired without switching the average value acquisition method as in the third embodiment.
［実施の形態５］
実施の形態５は、キャリア信号ＣＲの山と谷とでそれぞれサンプリングした電流ＩＬと、キャリア信号ＣＲの山と谷とからそれぞれＴｄ／２経過した時点でサンプリングした電流ＩＬとの、合計４つの電流ＩＬのサンプリング値から電流平均値ＩＬを算出する点を特徴とする。
[Embodiment 5]
In the fifth embodiment, a total of four currents, that is, a current IL sampled at the peak and valley of the carrier signal CR and a current IL sampled at the time when Td / 2 has elapsed from the peak and valley of the carrier signal CR, respectively. It is characterized in that the current average value IL is calculated from the sampling value of IL.
図２４に、実施の形態５に係る制御装置３０Ｃの機能ブロック図を示す。制御装置３０Ｃは、制御演算部１０１Ｃと、駆動信号生成部１０２と、キャリア生成部１０３Ｃと、タイミング回路１０４Ｃと、Ｓ／Ｈ回路１０５Ｃと、記憶部１１０と、平均値演算部１０７Ｃと、デッドタイム生成部１０６とを含む。なお、駆動信号生成部１０２およびデッドタイム生成部１０６の機能は、実施の形態１で説明したので、ここでの詳細な説明は繰返さない。
FIG. 24 shows a functional block diagram of a control device 30C according to the fifth embodiment. The control device 30C includes a
制御演算部１０１Ｃは、電圧指令値ＶＨｃｏｍ、電圧ＶＨの検出値、平均値演算部１０７Ｃによって演算された電流平均値ＩＬａｖｅに基づいて、電圧フィードバック制御および電流フィードバック制御を行なってデューティー指令値ｄを生成し、駆動信号生成部１０２へ出力する。
The
キャリア生成部１０３Ｃは、キャリア信号ＣＲを生成し、その生成したキャリア信号ＣＲを駆動信号生成部１０２、タイミング回路１０４Ｃ、Ｓ／Ｈ回路１０５Ｃへ出力する。
The carrier generation unit 103C generates a carrier signal CR, and outputs the generated carrier signal CR to the drive
タイミング回路１０４Ｃは、キャリア信号ＣＲが頂点となった時点からデッドタイムＴｄの半分の時間が経過した時点で、サンプリング信号ＳｓｍｐをＳ／Ｈ回路１０５Ｃに出力する。
The
Ｓ／Ｈ回路１０５Ｃは、キャリア生成部１０３Ｃからのキャリア信号ＣＲ、タイミング回路１０４Ｃからのサンプリング信号Ｓｓｍｐに基づいて、（ｉ）キャリア信号ＣＲが山となる時点、（ｉｉ）キャリア信号ＣＲが山となる時点からＴｄ／２が経過した時点、（ｉｉｉ）キャリア信号ＣＲが谷となる時点、（ｉｖ）キャリア信号ＣＲが谷となる時点からＴｄ／２が経過した時点、の合計４つの時点で電流ＩＬをサンプリングする。
The S /
記憶部１１０は、Ｓ／Ｈ回路１０５Ｃが電流ＩＬをサンプリングする毎にその電流ＩＬを順次記憶する。
The
平均値演算部１０７Ｃは、記憶部１１０に記憶された複数の電流値ＩＬのうちから上記の４つの時点の電流値ＩＬを選択し、選択した４つの電流値ＩＬを用いて電流平均値ＩＬａｖｅを求めて制御演算部１０１Ｃに出力する。
The average
図２５は、平均値演算部１０７Ｃによる電流平均値ＩＬａｖｅの演算手法を示す図である。図２５においては、キャリア信号ＣＲが頂点の谷となる時刻ｔｎ−１の電流値ＩＬ１を点Ａ（ｔｎ−１，ＩＬ１）と、時刻ｔｎ−１からＴｄ／２経過後の電流値ＩＬ２を点Ｂ（ｔｎ−１＋Ｔｄ／２，ＩＬ２）と、次にキャリア信号ＣＲが頂点の山となる時刻ｔｎの電流値ＩＬ３を点Ｃ（ｔｎ，ＩＬ３）と、時刻ｔｎからＴｄ／２経過後の電流値ＩＬ４を点Ｄ（ｔｎ＋Ｔｄ／２，ＩＬ４）と、次にキャリア信号ＣＲが頂点の谷となる時刻ｔｎ＋１の電流値ＩＬ５を点Ｅ（ｔｎ＋１，ＩＬ５）と、時刻ｔｎ＋１からＴｄ／２経過後の電流値ＩＬ６を点Ｄ（ｔｎ＋１＋Ｔｄ／２，ＩＬ６）とする。
FIG. 25 is a diagram illustrating a calculation method of the average current value ILave by the average
図２５に示すように、直線ＡＣと直線ＢＤとの交点、直線ＣＥと直線ＤＦとの交点は、いずれも電流値ＩＬの平均値と一致する。この点を利用して、平均値演算部１０７Ｃは、電流平均値ＩＬａｖｅを求める。すなわち、平均値演算部１０７Ｃは、点Ｄがサンプリングされた時点で点Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄの４点を用いて直線ＡＣと直線ＢＤとの交点を求め、求めた交点の電流値を電流平均値ＩＬａｖｅ（Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ）とする。また、平均値演算部１０７Ｃは、点Ｆがサンプリングされた時点で点Ｃ，Ｄ，Ｅ，Ｆの４点を用いて、直線ＣＥと直線ＤＦとの交点を求め、求めた交点の電流値を電流平均値ＩＬａｖｅ（Ｃ，Ｄ，Ｅ，Ｆ）とする。
As shown in FIG. 25, the intersection between the straight line AC and the straight line BD and the intersection between the straight line CE and the straight line DF all coincide with the average value of the current values IL. Using this point, the average
なお、図２５に示す点Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄから電流平均値ＩＬａｖｅ（Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ）を求める具体的な方法を説明すると以下のようになる。 A specific method for obtaining the current average value ILave (A, B, C, D) from the points A, B, C, D shown in FIG. 25 will be described as follows.
図２５において、時間軸をｘ、電流値をｙとすると、直線ＡＣの方程式は下記の式（４ａ）となり、直線ＢＤの方程式は下記の式（４ｂ）となる。 In FIG. 25, when the time axis is x and the current value is y, the equation of the straight line AC is the following equation (4a), and the equation of the straight line BD is the following equation (4b).
（ＩＬ３−ＩＬ１）・ｘ−（Ｔｃ／２）・ｙ＋（Ｔｃ／２）・ＩＬ３
−（ＩＬ３−ＩＬ１）・ｔｎ＝０ ・・・（４ａ）
（ＩＬ４−ＩＬ２）・ｘ−（Ｔｃ／２）・ｙ＋（Ｔｃ／２）・ＩＬ４
−（ＩＬ４−ＩＬ２）・（ｔｎ＋Ｔｄ／２）＝０ ・・・（４ｂ）
式（４ａ），（４ｂ）の連立方程式を解き、交点のｙ座標ＩＬ＊を求めると、交点のｙ座標ＩＬ＊は、下記の式（４ｃ）で表わされる。
(IL3-IL1) .x- (Tc / 2) .y + (Tc / 2) .IL3
-(IL3-IL1) .t n = 0 (4a)
(IL4-IL2) .x- (Tc / 2) .y + (Tc / 2) .IL4
- (IL4-IL2) · ( t n + Td / 2) = 0 ··· (4b)
When the simultaneous equations of the equations (4a) and (4b) are solved to obtain the y coordinate IL * of the intersection, the y coordinate IL * of the intersection is expressed by the following equation (4c).
ＩＬ＊＝{（ＩＬ１・ＩＬ４−ＩＬ２・ＩＬ３）・Ｔｃ−（ＩＬ４−ＩＬ２）（ＩＬ３−ＩＬ１）・Ｔｄ}／{（ＩＬ１−ＩＬ２−ＩＬ３−ＩＬ４）・Ｔｃ} ・・・（４ｃ）
ここで、電流ＩＬが０アンペアを跨ぐ場合はＩＬ１とＩＬ３とが平均値となり、電流ＩＬが正または負の場合にはＩＬ２とＩＬ４とが平均値となるが、式（４ｃ）によれば、どちらの状態であっても、交点のｙ座標ＩＬ＊は電流ＩＬの平均値となる。そこで、平均値演算部１０７Ｃは、交点のｙ座標ＩＬ＊を、電流平均値ＩＬａｖｅ（Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ）とする。
IL * = {(IL1 · IL4-IL2 · IL3) · Tc- (IL4-IL2) (IL3-IL1) · Td} / {(IL1-IL2-IL3-IL4) · Tc} (4c)
Here, when the current IL crosses 0 amperes, IL1 and IL3 are average values, and when the current IL is positive or negative, IL2 and IL4 are average values. According to the equation (4c), In either state, the y coordinate IL * of the intersection is the average value of the current IL. Therefore, the average
図２６は、タイミング回路１０４Ｃ、Ｓ／Ｈ回路１０５Ｃ、記憶部１１０、および、平均値演算部１０７Ｃの機能を実現するための制御装置３０Ｃの制御処理手順を示すフローチャートである。なお、図２６に示すフローチャートは、図２５に示す点Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄから電流平均値ＩＬａｖｅを求める際の処理手順を例示的に示したものである。
FIG. 26 is a flowchart illustrating a control processing procedure of the control device 30C for realizing the functions of the
Ｓ３１にて、制御装置３０Ｃは、キャリア信号ＣＲが頂点となる時刻ｔｎ−１の電流値ＩＬ１をサンプリングする。 In S31, control device 30C samples current value IL1 at time t n−1 at which carrier signal CR is at the apex.
Ｓ３２にて、制御装置３０Ｃは、時刻ｔｎ−１からＴｄ／２経過後の電流値ＩＬ２をサンプリングする。 In S32, control device 30C samples current value IL2 after Td / 2 has elapsed since time t n-1 .
Ｓ３３にて、制御装置３０Ｃは、次にキャリア信号ＣＲが頂点となる時刻ｔｎの電流値ＩＬ３をサンプリングする。 In S33, control device 30C samples current value IL3 at time t n at which carrier signal CR next becomes the apex.
Ｓ３４にて、制御装置３０Ｃは、時刻ｔｎ−１からＴｄ／２経過後の電流値ＩＬ４をサンプリングする。 In S34, control device 30C samples current value IL4 after the lapse of Td / 2 from time t n-1 .
Ｓ３５にて、制御装置３０Ｃは、電流値ＩＬ１〜ＩＬ４の合計４つの電流値に基づいて、電流平均値ＩＬａｖｅを算出する。具体的には、上述したように、点Ａ（ｔｎ−１，ＩＬ１）、点Ｂ（ｔｎ−１＋Ｔｄ／２，ＩＬ２）、点Ｃ（ｔｎ，ＩＬ３）、点Ｄ（ｔｎ＋Ｔｄ／２，ＩＬ４）とした場合に、直線ＡＣと直線ＢＤとの交点のｙ座標ＩＬ＊を表わす式（４）の右辺に、電流値ＩＬ１〜ＩＬ４を代入して得られた値を、電流平均値ＩＬａｖｅとする。 In S35, control device 30C calculates current average value ILave based on a total of four current values of current values IL1 to IL4. Specifically, as described above, the point A (t n−1 , IL1), the point B (t n−1 + Td / 2, IL2), the point C (t n , IL3), the point D (t n + Td). / 2, IL4), the value obtained by substituting the current values IL1 to IL4 into the right side of the expression (4) representing the y coordinate IL * of the intersection of the straight line AC and the straight line BD is the current average. Let it be the value ILave.
Ｓ３６にて、制御装置３０Ｃは、電流平均値ＩＬａｖｅを制御演算部１０１Ｃに出力する。
In S36, control device 30C outputs average current value ILave to control
このようにすれば、電流ＩＬの平均値を適切に取得できる。また、実施の形態４と同様、実施の形態３のような平均値取得手法の切り換えが不要である。 In this way, the average value of the current IL can be appropriately acquired. Further, as in the fourth embodiment, switching of the average value acquisition method as in the third embodiment is not necessary.
［実施の形態６］
実施の形態５では、キャリア信号ＣＲが山の時点、山からＴｄ／２経過した時点、谷の時点、谷からＴｄ／２経過した時点、の合計４つの時点でサンプリングした電流ＩＬから電流平均値ＩＬを算出した。
[Embodiment 6]
In the fifth embodiment, the current average value is calculated from the currents IL sampled at a total of four points: when the carrier signal CR is peak, when Td / 2 has elapsed from the peak, when valley has occurred, and when Td / 2 has elapsed since valley. IL was calculated.
これに対し、実施の形態６は、キャリア信号ＣＲの山と谷との２点でサンプリングした電流ＩＬから電流平均値ＩＬを推定する点を特徴とする。 In contrast, the sixth embodiment is characterized in that the current average value IL is estimated from the current IL sampled at the two points of the peak and valley of the carrier signal CR.
図２７に、実施の形態６に係る制御装置３０Ｄの機能ブロック図を示す。制御装置３０Ｄは、制御演算部１０１Ｄと、駆動信号生成部１０２と、キャリア生成部１０３Ｄと、Ｓ／Ｈ回路１０５Ｄと、記憶部１１０Ｄと、平均値演算部１０７Ｄと、デッドタイム生成部１０６とを含む。なお、駆動信号生成部１０２およびデッドタイム生成部１０６の機能は、実施の形態１で説明したので、ここでの詳細な説明は繰返さない。
FIG. 27 shows a functional block diagram of a control device 30D according to the sixth embodiment. The control device 30D includes a
制御演算部１０１Ｄは、電圧指令値ＶＨｃｏｍ、電圧ＶＨの検出値、平均値演算部１０７Ｄによって演算された電流平均値ＩＬａｖｅに基づいて、電圧フィードバック制御および電流フィードバック制御を行なってデューティー指令値ｄを生成し、駆動信号生成部１０２へ出力する。
The
キャリア生成部１０３Ｄは、キャリア信号ＣＲを生成し、その生成したキャリア信号ＣＲをＳ／Ｈ回路１０５Ｄへ出力する。
The carrier generation unit 103D generates a carrier signal CR and outputs the generated carrier signal CR to the S /
Ｓ／Ｈ回路１０５Ｄは、キャリア信号ＣＲが頂点となった時点で電流ＩＬ、電圧ＶＨをサンプリングして記憶部１１０Ｄに出力する。
The S /
記憶部１１０Ｄは、Ｓ／Ｈ回路１０５Ｄがサンプリングした電流ＩＬ、電圧ＶＨを記憶する。
The
平均値演算部１０７Ｄは、キャリア信号ＣＲの山と谷との２点でサンプリングされた電流ＩＬを記憶部１１０Ｄから読み出し、電流平均値ＩＬを推定する。
The average value calculation unit 107D reads the current IL sampled at two points of the peak and valley of the carrier signal CR from the
図２８は、平均値演算部１０７Ｄによる電流平均値ＩＬａｖｅの演算手法を示す図である。図２８においては、キャリア信号ＣＲが谷となる時刻ｔｎ−１の電流値ＩＬ１を点Ａ（ｔｎ−１，ＩＬ１）と、次にキャリア信号ＣＲが山となる時刻ｔｎの電流値ＩＬ３を点Ｂ（ｔｎ，ＩＬ３）と、次にキャリア信号ＣＲが谷となる時刻ｔｎ＋１の電流値ＩＬ５を点Ｃ（ｔｎ＋１，ＩＬ５）とする。 FIG. 28 is a diagram illustrating a calculation method of the average current value ILave by the average value calculation unit 107D. In FIG. 28, the current value IL1 at time t n−1 when the carrier signal CR becomes a valley is the point A (t n−1 , IL1), and then the current value IL3 at time t n when the carrier signal CR becomes a peak. Is the point B (t n , IL3), and the current value IL5 at the time t n + 1 when the carrier signal CR is the next valley is the point C (t n + 1 , IL5).
図２８に示すように、平均値演算部１０７Ｄは、点Ａ，Ｂから電流平均値ＩＬａｖｅ（Ａ，Ｂ）を算出する場合、まず、実施の形態４で説明した手法で時刻ｔｎ−１からＴｄ／２経過した時点の電流値（＝ＩＬ１＋ΔＩＬ）を推定し、実施の形態４で説明した手法で時刻ｔｎからＴｄ／２経過した時点の電流値（＝ＩＬ３＋ΔＩＬ）を推定する。そして、平均値演算部１０７Ｄは、サンプリングした２点の電流値と、推定した２点の電流値との合計４点の電流値に基づいて電流平均値ＩＬａｖｅ（Ａ，Ｂ）を算出する。４点の電流値に基づいて電流平均値ＩＬａｖｅを算出する手法については、実施の形態５で説明した手法を用いればよい。また、点Ｂ，Ｃから電流平均値ＩＬａｖｅ（Ｂ，Ｃ）を算出する場合も同様の手法を用いればよい。 As shown in FIG. 28, when the average value calculation unit 107D calculates the current average value ILave (A, B) from the points A and B, first, from the time t n−1 using the method described in the fourth embodiment. td / 2 elapsed current at (= IL1 + ΔIL) estimates the estimates current at the time t n and Td / 2 has elapsed from at described method in the fourth embodiment a (= IL3 + ΔIL). Then, the average value calculation unit 107D calculates a current average value ILave (A, B) based on a total of four current values including the sampled two current values and the estimated two current values. As a method for calculating the current average value ILave based on the four current values, the method described in the fifth embodiment may be used. The same method may be used when the current average value ILave (B, C) is calculated from the points B and C.
図２９は、Ｓ／Ｈ回路１０５Ｄ、記憶部１１０Ｄおよび平均値演算部１０７Ｄの機能を実現するための制御装置３０Ｄの制御処理手順を示すフローチャートである。なお、図２９に示すフローチャートは、図２８に示す点Ａ，Ｂから電流平均値ＩＬａｖｅを求める際の処理手順を例示的に示したものである。
FIG. 29 is a flowchart illustrating a control processing procedure of the control device 30D for realizing the functions of the S /
Ｓ４１にて、制御装置３０Ｄは、キャリア信号ＣＲが頂点となる時刻ｔｎ−１の電流値ＩＬ１をサンプリングする。 In S41, control device 30D samples current value IL1 at time t n−1 at which carrier signal CR reaches the apex.
Ｓ４２にて、制御装置３０Ｄは、実施の形態４で説明した手法を用いて、時刻ｔｎ−１からＴｄ／２経過後の電流値ＩＬ２をＩＬ１＋ΔＩＬと推定する。 In S42, control device 30D estimates current value IL2 after Td / 2 has elapsed from time t n-1 as IL1 + ΔIL, using the method described in the fourth embodiment.
Ｓ４３にて、制御装置３０Ｄは、次にキャリア信号ＣＲが頂点となる時刻ｔｎの電流値ＩＬ３をサンプリングする。 In S43, control device 30D samples current value IL3 at time t n when carrier signal CR is the next peak.
Ｓ４４にて、制御装置３０Ｄは、実施の形態４で説明した手法を用いて、時刻ｔｎ−１からＴｄ／２経過後の電流値ＩＬ４をＩＬ３＋ΔＩＬと推定する。 In S44, control device 30D estimates current value IL4 after Td / 2 has elapsed from time t n−1 as IL3 + ΔIL, using the method described in the fourth embodiment.
Ｓ４５にて、制御装置３０Ｄは、サンプリングした電流値ＩＬ１，ＩＬ３と、実施の形態４の手法を用いて推定した電流値ＩＬ２，ＩＬ４の合計４つの電流値に基づいて、実施の形態５の手法を用いて電流平均値ＩＬａｖｅを算出する。 In S45, control device 30D determines the method of the fifth embodiment based on the total four current values of the sampled current values IL1 and IL3 and the current values IL2 and IL4 estimated using the method of the fourth embodiment. Is used to calculate the current average value ILave.
Ｓ４６にて、制御装置３０Ｄは、電流平均値ＩＬａｖｅを制御演算部１０１Ｄに出力する。
In S46, control device 30D outputs average current value ILave to control
このようにすれば、電流ＩＬの平均値を適切に取得できる。また、実施の形態５と同様、実施の形態３のような平均値取得手法の切り換えが不要である。 In this way, the average value of the current IL can be appropriately acquired. Further, as in the fifth embodiment, it is not necessary to switch the average value acquisition method as in the third embodiment.
［実施の形態７］
実施の形態６では、電流ＩＬのサンプリングそのものはキャリア信号ＣＲの山および谷の２点でよいが、電流平均値ＩＬａｖｅを算出するには、実施の形態４の手法を用いて推定した２つの電流値を加えた合計４つの電流値が必要であった。
[Embodiment 7]
In the sixth embodiment, the sampling of the current IL itself may be two points, the peak and the valley of the carrier signal CR, but in order to calculate the current average value ILave, the two currents estimated using the method of the fourth embodiment are used. A total of four current values plus the values were required.
これに対し、実施の形態７では、キャリア信号ＣＲの山と谷とでサンプリングした２点の電流値を平均した値を求め、求めた値を電流平均値ＩＬａｖｅとする点を特徴とする。 On the other hand, the seventh embodiment is characterized in that a value obtained by averaging two current values sampled at peaks and valleys of the carrier signal CR is obtained, and the obtained value is set as a current average value ILave.
図３０に、実施の形態７に係る制御装置３０Ｅの機能ブロック図を示す。制御装置３０Ｅは、制御演算部１０１Ｅと、駆動信号生成部１０２と、キャリア生成部１０３Ｅと、Ｓ／Ｈ回路１０５Ｅと、記憶部１１０Ｅと、平均値演算部１０７Ｅと、デッドタイム生成部１０６とを含む。なお、駆動信号生成部１０２およびデッドタイム生成部１０６の機能は、実施の形態１で説明したので、ここでの詳細な説明は繰返さない。
FIG. 30 shows a functional block diagram of a
制御演算部１０１Ｅは、電圧指令値ＶＨｃｏｍ、電圧ＶＨの検出値、平均値演算部１０７Ｅによって演算された電流平均値ＩＬａｖｅに基づいて、電圧フィードバック制御および電流フィードバック制御を行なってデューティー指令値ｄを生成し、駆動信号生成部１０２へ出力する。
The
キャリア生成部１０３Ｅは、キャリア信号ＣＲを生成し、その生成したキャリア信号ＣＲをＳ／Ｈ回路１０５Ｅへ出力する。
The
Ｓ／Ｈ回路１０５Ｅは、キャリア信号ＣＲが頂点（山および谷）となった時点で電流ＩＬをサンプリングして記憶部１１０Ｅに出力する。記憶部１１０Ｅは、Ｓ／Ｈ回路１０５Ｄからの電流ＩＬを記憶する。
The S /
平均値演算部１０７Ｅは、キャリア信号ＣＲの山と谷との２点でサンプリングされた電流ＩＬを記憶部１１０Ｅから読み出し、読み出した２点の電流値を平均した値を求め、求めた値を電流平均値ＩＬａｖｅとして制御演算部１０１Ｅに出力する。
The average
図３１は、平均値演算部１０７Ｅによる電流平均値ＩＬａｖｅの演算手法を示す図である。図３１においては、キャリア信号ＣＲが谷となる時刻ｔｎ−１の電流値ＩＬ１を点Ａ（ｔｎ−１，ＩＬ１）と、次にキャリア信号ＣＲが山となる時刻ｔｎの電流値ＩＬ３を点Ｂ（ｔｎ，ＩＬ２）と、次にキャリア信号ＣＲが谷となる時刻ｔｎ＋１の電流値ＩＬ５を点Ｃ（ｔｎ＋１，ＩＬ３）とする。
FIG. 31 is a diagram showing a calculation method of the average current value ILave by the average
図３１に示すように、点Ａ，Ｂの平均値である（ＩＬ１＋ＩＬ２）／２、点Ｂ，Ｃの平均値である（ＩＬ２＋ＩＬ３）／２は、いずれも、ほぼ電流ＩＬの平均値となる。そこで、平均値演算部１０７Ｅは、点Ａ，Ｂを用いて電流平均値ＩＬａｖｅを算出する場合、（ＩＬ１＋ＩＬ２）／２を電流平均値ＩＬａｖｅとし、また、点Ｂ，Ｃを用いて電流平均値ＩＬａｖｅを算出する場合、（ＩＬ２＋ＩＬ３）／２を電流平均値ＩＬａｖｅとする。
As shown in FIG. 31, (IL1 + IL2) / 2, which is the average value of points A and B, and (IL2 + IL3) / 2, which is the average value of points B and C, are almost the average value of current IL. Therefore, when calculating the current average value ILave using the points A and B, the average
図３２は、Ｓ／Ｈ回路１０５Ｅ、記憶部１１０Ｅおよび平均値演算部１０７Ｅの機能を実現するための制御装置３０Ｅの制御処理手順を示すフローチャートである。なお、図３２に示すフローチャートは、図３１に示す点Ａ，Ｂから電流平均値ＩＬａｖｅを求める際の処理手順を例示的に示したものである。
FIG. 32 is a flowchart illustrating a control processing procedure of the
Ｓ５１にて、制御装置３０Ｅは、キャリア信号ＣＲが頂点となる時刻ｔｎ−１の電流値ＩＬ２をサンプリングする。
In S51,
Ｓ５２にて、制御装置３０Ｅは、前回キャリア信号ＣＲが頂点となった時刻ｔｎ−１の電流値ＩＬ１を読み出す。
In S52,
Ｓ５３にて、制御装置３０Ｅは、ＩＬ１とＩＫ２の平均値を電流平均値ＩＬａｖｅとして算出する。
In S53,
Ｓ５４にて、制御装置３０Ｅは、電流平均値ＩＬａｖｅを制御演算部１０１Ｅに出力する。
In S54,
このようにすることで、本実施の形態７で求めた電流平均値ＩＬａｖｅは、従来技術のようにキャリア信号ＣＲが頂点となる時点の電流ＩＬをそのまま平均値とする場合に比べて、実際の平均値からのずれが小さくなる。しかも、電圧ＶＨがＶＬの２倍の値となる場合（電流ＩＬの増加時と減少時の傾きが一致する場合）、電流ＩＬが０アンペアを跨ぐ場合には、本実施の形態７で求めた電流平均値ＩＬａｖｅは、実際の平均値と一致する。さらに、本実施の形態７では、キャリア信号ＣＲが山と谷との時点の２つの電流ＩＬを平均するという単純かつ簡易な手法を用いているため、本発明の他の実施の形態の手法と比べて処理負荷およびコスト増加を抑制できる。 By doing in this way, the current average value ILave obtained in the seventh embodiment is an actual value compared to the case where the current IL at the time when the carrier signal CR is at the peak as in the conventional technique is used as the average value. Deviation from the average value is reduced. In addition, when the voltage VH is twice the value of VL (when the slope of the current IL increases and decreases), the current IL exceeds 0 amperes. The current average value ILave matches the actual average value. Furthermore, since the seventh embodiment uses a simple and simple method in which the carrier signal CR averages two currents IL at the time of the peak and the valley, the method of the other embodiments of the present invention Compared with this, the processing load and cost increase can be suppressed.
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。 The embodiment disclosed this time should be considered as illustrative in all points and not restrictive. The scope of the present invention is defined by the terms of the claims, rather than the description above, and is intended to include any modifications within the scope and meaning equivalent to the terms of the claims.
１０ コンバータ、２０ インバータ、３０，３０Ａ〜３０Ｅ 制御装置、５２ 電流センサ、５４，５６ 電圧センサ、５８ 回転角センサ、１００ モータ駆動装置、１０１，１０１Ｂ，１０１Ｃ，１０１Ｄ，１０１Ｅ 制御演算部、１０２ 駆動信号生成部、１０３，１０３Ｂ，１０３Ｃ，１０３Ｄ，１０３Ｅ キャリア生成部、１０４，１０４Ｃ タイミング回路、１０５，１０５Ａ〜１０５Ｅ Ｓ・Ｈ回路、１０６ デッドタイム生成部、１０７，１０７Ｂ，１０７Ｃ，１０７Ｄ，１０７Ｅ 平均値演算部、１０８ 偏差演算部、１０９Ａ，１０９Ｂ 補正テーブル、１１０，１１０Ｄ，１１０Ｅ 記憶部、Ｃ１ フィルタコンデンサ、Ｃ２ 平滑コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ６ ダイオード、Ｌ１ リアクトル、Ｍ１ 交流モータ、Ｑ１〜Ｑ８ スイッチング素子。 10 converter, 20 inverter, 30, 30A-30E control device, 52 current sensor, 54, 56 voltage sensor, 58 rotation angle sensor, 100 motor drive device, 101, 101B, 101C, 101D, 101E control calculation unit, 102 drive signal Generation unit, 103, 103B, 103C, 103D, 103E Carrier generation unit, 104, 104C timing circuit, 105, 105A to 105E S / H circuit, 106 dead time generation unit, 107, 107B, 107C, 107D, 107E Average value calculation Unit, 108 deviation calculation unit, 109A, 109B correction table, 110, 110D, 110E storage unit, C1 filter capacitor, C2 smoothing capacitor, D1-D6 diode, L1 reactor, M1 AC motor, Q1-Q8 switch Ching element.
Claims (10)
前記コンバータは、前記直流電源の正極に一端が結合されるリアクトルと、前記リアクトルの他端と前記電気負荷装置との間に設けられる第１のスイッチング素子と、前記リアクトルの他端と前記直流電源の負極との間に設けられる第２のスイッチング素子とを含み、
前記第１および第２のスイッチング素子の動作は、指令値と搬送波とに基づいて生成される制御信号によって制御され、
前記制御信号には、前記第１および第２のスイッチング素子が同時に導通状態になるのを防止するためのデッドタイムが設けられ、
前記取得する装置は、
前記搬送波が極大あるいは極小となる第１の時点となったか否かを判断する判断部と、
前記第１の時点から前記デッドタイムの半分の期間が経過した第２の時点の前記リアクトルの電流値に基づいて、前記リアクトルを流れる電流の平均値を取得する取得部とを含む、コンバータの電流値を取得する装置。 A device for obtaining a current value of a converter that performs voltage conversion between a DC power source and an electric load device,
The converter includes a reactor having one end coupled to a positive electrode of the DC power source, a first switching element provided between the other end of the reactor and the electric load device, the other end of the reactor, and the DC power source. A second switching element provided between the negative electrode and the second switching element,
The operations of the first and second switching elements are controlled by a control signal generated based on a command value and a carrier wave,
The control signal is provided with a dead time for preventing the first and second switching elements from becoming conductive at the same time,
The device to obtain is
A determination unit for determining whether or not the first time point at which the carrier wave is maximum or minimum is reached;
An acquisition unit that acquires an average value of a current flowing through the reactor based on a current value of the reactor at a second time point in which a half period of the dead time has elapsed from the first time point. A device that obtains a value.
前記取得部は、前記電流センサによる検出値を前記第２の時点でサンプリングすることによって、前記第２の時点の前記リアクトルの電流値を検出する、請求項１に記載のコンバータの電流値を取得する装置。 Between the DC power supply and the converter, a current sensor for detecting a current value of the reactor is provided,
The said acquisition part acquires the electric current value of the converter of Claim 1 which detects the electric current value of the said reactor of the said 2nd time by sampling the detection value by the said current sensor at the said 2nd time. Device to do.
前記取得部は、前記電流センサによる検出値を前記第１の時点でサンプリングした結果に基づいて、前記第２の時点の前記リアクトルの電流値を算出する、請求項１に記載のコンバータの電流値を取得する装置。 Between the DC power supply and the converter, a current sensor for detecting a current value of the reactor is provided,
2. The converter current value according to claim 1, wherein the acquisition unit calculates a current value of the reactor at the second time point based on a result of sampling a detection value by the current sensor at the first time point. Device to get.
前記取得部は、
前記第１の時点で前記電流センサによる検出値をサンプリングするサンプリング部と、
前記第１の時点の前記リアクトルの電流値をパラメータとして、前記第１の時点の前記リアクトルの電流値に対する前記第２の時点の前記リアクトルの電流値の偏差を予め定めたテーブルを記憶する記憶部と、
前記第１の時点のサンプリング値に対応する前記偏差を前記テーブルを用いて算出し、算出した前記偏差を前記第１の時点のサンプリング値に加えた値を前記第２の時点の前記リアクトルの電流値として算出する算出部とを含む、請求項１に記載のコンバータの電流値を取得する装置。 Between the DC power supply and the converter, a current sensor for detecting a current value of the reactor is provided,
The acquisition unit
A sampling unit for sampling a detection value by the current sensor at the first time point;
A storage unit for storing a table in which a deviation of the current value of the reactor at the second time point with respect to the current value of the reactor at the first time point is set in advance using the current value of the reactor at the first time point as a parameter When,
The deviation corresponding to the sampling value at the first time point is calculated using the table, and the value obtained by adding the calculated deviation to the sampling value at the first time point is the current of the reactor at the second time point. The apparatus which acquires the electric current value of the converter of Claim 1 containing the calculation part calculated as a value.
前記取得部は、前記搬送波が極大となる時点、前記極大となる時点から前記デッドタイムの半分の期間が経過した時点、前記搬送波が極小となる時点、前記極小となる時点から前記デッドタイムの半分の期間が経過した時点、のそれぞれの時点で前記電流センサによる検出値をサンプリングした４つのサンプリング値を用いて、前記リアクトルを流れる電流の平均値を算出する、請求項１に記載のコンバータの電流値を取得する装置。 Between the DC power supply and the converter, a current sensor for detecting a current value of the reactor is provided,
The acquisition unit includes a time point when the carrier wave reaches a maximum, a point when half the dead time has elapsed from the point when the carrier wave reaches a maximum, a point when the carrier wave becomes a minimum, a point when the carrier wave reaches a minimum, and a half of the dead time. 2. The converter current according to claim 1, wherein an average value of the current flowing through the reactor is calculated using four sampling values obtained by sampling the detection values of the current sensor at respective times when the period of time elapses. A device that obtains a value.
前記取得部は、前記搬送波が極大となる時点、前記搬送波が極小となる時点、のそれぞれの時点で前記電流センサによる検出値をサンプリングした２つのサンプリング値を用いて、前記極大となる時点から前記デッドタイムの半分の期間が経過した時点の前記リアクトルの電流値、前記極小となる時点から前記デッドタイムの半分の期間が経過した時点の前記リアクトルの電流値、をそれぞれ算出し、前記２つのサンプリング値および前記２つの算出値を用いて、前記リアクトルを流れる電流の平均値を算出する、請求項１に記載のコンバータの電流値を取得する装置。 Between the DC power supply and the converter, a current sensor for detecting a current value of the reactor is provided,
The acquisition unit uses the two sampling values obtained by sampling the detection value by the current sensor at each of the time point when the carrier wave becomes a maximum and the time point when the carrier wave becomes a minimum. Calculating the current value of the reactor at the time when half of the dead time has elapsed, and the current value of the reactor at the time when half of the dead time has elapsed from the time when the minimum time has elapsed; The device for obtaining the current value of the converter according to claim 1, wherein an average value of a current flowing through the reactor is calculated using the value and the two calculated values.
前記取得部は、前記搬送波が極大となる時点、前記搬送波が極小となる時点、のそれぞれの時点で前記電流センサによる検出値をサンプリングした２つのサンプリング値を平均した値を、前記リアクトルを流れる電流の平均値として算出する、請求項１に記載のコンバータの電流値を取得する装置。 Between the DC power supply and the converter, a current sensor for detecting a current value of the reactor is provided,
The acquisition unit is configured to obtain a current flowing through the reactor by averaging two sampling values obtained by sampling the detection values of the current sensor at each time point when the carrier wave reaches a maximum and when the carrier wave becomes a minimum. The apparatus which acquires the electric current value of the converter of Claim 1 calculated as an average value of.
前記コンバータは、前記直流電源の正極に一端が結合されるリアクトルと、前記リアクトルの他端と前記電気負荷装置との間に設けられる第１のスイッチング素子と、前記リアクトルの他端と前記直流電源の負極との間に設けられる第２のスイッチング素子とを含み、
前記第１および第２のスイッチング素子の動作は、指令値と搬送波とに基づいて生成される制御信号によって制御され、
前記制御信号には、前記第１および第２のスイッチング素子が同時に導通状態になるのを防止するためのデッドタイムが設けられ、
前記取得する方法は、
前記搬送波が極大あるいは極小となる第１の時点となったか否かを判断するステップと、
前記第１の時点から前記デッドタイムの半分の期間が経過した第２の時点の前記リアクトルの電流値に基づいて、前記リアクトルを流れる電流の平均値を取得するステップとを含む、コンバータの電流値を取得する方法。 A method for obtaining a current value of a converter that performs voltage conversion between a DC power source and an electric load device,
The converter includes a reactor having one end coupled to a positive electrode of the DC power source, a first switching element provided between the other end of the reactor and the electric load device, the other end of the reactor, and the DC power source. A second switching element provided between the negative electrode and the second switching element,
The operations of the first and second switching elements are controlled by a control signal generated based on a command value and a carrier wave,
The control signal is provided with a dead time for preventing the first and second switching elements from becoming conductive at the same time,
The method of obtaining is
Determining whether the first time point at which the carrier wave is maximized or minimized is reached;
Obtaining an average value of the current flowing through the reactor based on a current value of the reactor at a second time point in which a half period of the dead time has elapsed from the first time point. How to get.
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