JP6988447B2

JP6988447B2 - Motor control method and motor control device

Info

Publication number: JP6988447B2
Application number: JP2017245386A
Authority: JP
Inventors: 亮佑山内; 雅彦金堂; 尚秋東島
Original assignee: Nissan Motor Co Ltd
Current assignee: Nissan Motor Co Ltd
Priority date: 2017-12-21
Filing date: 2017-12-21
Publication date: 2022-01-05
Anticipated expiration: 2037-12-21
Also published as: JP2019115114A

Description

本発明は、モータの制御方法、およびモータの制御装置に関する。 The present invention relates to a motor control method and a motor control device.

従来、回転子と固定子とからなる電動機において、回転子が回転する際に生じる磁束の変化によって複数次数の電磁加振力が発生する。電磁加振力は、電動機の騒音や振動の発生要因となる。 Conventionally, in an electric motor composed of a rotor and a stator, a plurality of orders of electromagnetic excitation force are generated by a change in magnetic flux generated when the rotor rotates. The electromagnetic excitation force causes noise and vibration of the motor.

これに対して、回転子のスキュー構造によってとある次数（１２次）の電磁加振力を低減するとともに、固定子に供給する電流を制御することによって他の次数（６次）の電磁加振力を低減して、複数次数の電磁加振力を同時に低減する手法が開示されている（例えば、特許文献１参照）。 On the other hand, the skew structure of the rotor reduces the electromagnetic excitation force of a certain order (12th order), and by controlling the current supplied to the stator, the electromagnetic excitation of another order (6th order) is performed. A method of reducing a force to simultaneously reduce a plurality of orders of electromagnetic vibration force is disclosed (see, for example, Patent Document 1).

国際公開２０１４−１７４５７２号International Publication No. 2014-174572

しかしながら、特許文献１に開示された技術では、１２次の電磁加振力は固定子のスキュー構造によって生じる位相差を利用して低減できるものの、６次の電磁加振力に対しては、位相が異なる二つの電流を流すために二つのインバータを設け、各インバータを個別に電流制御する必要がある。そのため、インバータを二つ設けることによりコストが増加する課題がある。 However, in the technique disclosed in Patent Document 1, the 12th-order electromagnetic excitation force can be reduced by utilizing the phase difference caused by the skew structure of the stator, but the 6th-order electromagnetic excitation force has a phase. In order to pass two different currents, it is necessary to install two inverters and control the current individually for each inverter. Therefore, there is a problem that the cost increases by providing two inverters.

本発明は、インバータを二つ設けることを要さずに、複数次数の電磁加振力を同時に低減する技術を提供することを目的とする。 An object of the present invention is to provide a technique for simultaneously reducing a plurality of orders of electromagnetic vibration force without the need to provide two inverters.

本発明によるモータの制御方法は、永久磁石と、軸方向に分割された永久磁石を周方向に所定の角度ずらして配置するスキュー構造を有するロータと、ロータを回転可能に収容するステータと、を備えるモータの制御方法である。モータの制御方法は、ロータの回転に同期して回転するｄｑ軸直交座標系においてモータに所望のトルクを発生させる基本波電流に対して、スキュー構造によって複数に分割されたロータのそれぞれに発生する電磁加振力の相殺効果が最大となるように電磁加振力の位相と振幅を制御する高調波電流を重畳する高調波電流制御を実行する。 The motor control method according to the present invention includes a permanent magnet, a rotor having a skew structure in which permanent magnets divided in the axial direction are arranged at a predetermined angle in the circumferential direction, and a stator that rotatably accommodates the rotor. It is a control method of the provided motor. The motor control method is generated in each of the rotors divided into a plurality of parts by the skew structure with respect to the fundamental current that generates the desired torque in the motor in the dq-axis orthogonal coordinate system that rotates in synchronization with the rotation of the rotor. Harmonic current control is performed by superimposing a harmonic current that controls the phase and amplitude of the electromagnetic excitation force so that the canceling effect of the electromagnetic excitation force is maximized.

本発明によれば、スキュー構造を有するロータに対して基本波電流に高調波電流を重畳する高調波電流制御を行うので、インバータを二つ設けることを要さずに複数次数の電磁加振力を同時に低減することができる。 According to the present invention, since the harmonic current control in which the harmonic current is superimposed on the fundamental wave current is performed for the rotor having the skew structure, it is not necessary to provide two inverters, and the electromagnetic excitation force of a plurality of orders is applied. Can be reduced at the same time.

図１は、一実施形態のモータ制御装置の構成例を示す制御ブロック図である。FIG. 1 is a control block diagram showing a configuration example of a motor control device according to an embodiment. 図２は、一実施系形態のロータの構成例を示す概略構成図である。FIG. 2 is a schematic configuration diagram showing a configuration example of a rotor of one embodiment. 図３は、高調波電流制御による電磁加振力の位相制御を説明する図である。FIG. 3 is a diagram illustrating phase control of the electromagnetic excitation force by harmonic current control. 図４は、高調波電流制御による電磁加振力の振幅制御を説明する図である。FIG. 4 is a diagram illustrating amplitude control of the electromagnetic excitation force by harmonic current control. 図５は、高調波電流制御による電磁加振力の低減効果を説明する図であるFIG. 5 is a diagram illustrating the effect of reducing the electromagnetic vibration force by controlling the harmonic current. 図６は、スキュー構造と高調波電流制御とによる電磁加振力の低減効果を説明する図である。FIG. 6 is a diagram illustrating the effect of reducing the electromagnetic excitation force by the skew structure and the harmonic current control. 図７は、スキュー構造の有無による電流制御時における制御電流量の比較を示す図である。FIG. 7 is a diagram showing a comparison of the amount of controlled current at the time of current control depending on the presence or absence of the skew structure.

以下、添付図面を参照しながら本発明の実施形態について説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the accompanying drawings.

［実施形態］
図１は、本発明の一実施形態に係るモータの制御方法を実現するモータの制御装置１１０の構成例を示す制御ブロック図である。 [Embodiment]
FIG. 1 is a control block diagram showing a configuration example of a motor control device 110 that realizes a motor control method according to an embodiment of the present invention.

モータの制御装置１１０（以下「モータ制御装置１１０」と称する）は、１個、又は複数のコントローラにより構成される。コントローラは、例えば、中央演算装置（ＣＰＵ）、読み出し専用メモリ（ＲＯＭ）、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）、および、入出力インタフェース（Ｉ／Ｏインタフェース）等から構成される。モータ制御装置１１０を構成するコントローラは、基本波電流制御回路１００と、高調波電流制御回路２００とを備え、以下に説明する各機能を実現するようにプログラムされている。 The motor control device 110 (hereinafter referred to as "motor control device 110") is composed of one or a plurality of controllers. The controller is composed of, for example, a central processing unit (CPU), a read-only memory (ROM), a random access memory (RAM), an input / output interface (I / O interface), and the like. The controller constituting the motor control device 110 includes a fundamental wave current control circuit 100 and a harmonic current control circuit 200, and is programmed to realize each function described below.

基本波電流制御回路１００は、後述する３相交流モータ５０に供給される三相交流電流（モータ電流）ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの励磁電流成分に対応するｄ軸と、トルク電流成分に対応するｑ軸とからなる直交座標系、すなわち、３相交流モータ５０の回転に同期して回転するｄｑ軸直交座標系において、モータ５０に所望のトルクを発生させるモータ電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの基本波成分（基本波電流）を制御する回路である。 The fundamental wave current control circuit 100 has a d-axis corresponding to the excitation current components of the three-phase AC currents (motor currents) iu, iv, and iwa supplied to the three-phase AC motor 50 described later, and q corresponding to the torque current components. In an orthogonal coordinate system consisting of axes, that is, in a dq-axis orthogonal coordinate system that rotates in synchronization with the rotation of a three-phase AC motor 50, fundamental wave components of motor currents iu, iv, and iw that generate a desired torque in the motor 50. It is a circuit that controls (fundamental wave current).

本実施形態の基本波電流制御回路１００は、ＰＩ−ｄｑ電流制御器１、ｄｑ−３相変換器２、非干渉制御器３、減算器１１、１２および加算器１３、１４を備えている。減算器１１、１２は、ｄ軸、ｑ軸の実電流ｉｄ、ｉｑと電流指令値ｉｄ^＊、ｉｑ^＊との偏差（ｉｄ^＊−ｉｄ）、（ｉｑ^＊−ｉｑ）をそれぞれ演算する。 The fundamental wave current control circuit 100 of the present embodiment includes a PI-dq current controller 1, a dq-3 phase converter 2, a non-interference controller 3, subtractors 11 and 12, and adders 13 and 14. The subtractors 11 and 12 calculate the actual current id, iq and the deviation (id ^* −id), (iq ^* ^{−iq) between the current command values id *} and iq ^* on the d-axis and q-axis, respectively.

ＰＩ−ｄｑ電流制御器１は、減算器１１、１２で演算された基本波電流偏差（ｉｄ^＊−ｉｄ）、（ｉｑ^＊−ｉｑ）をＰＩ演算（比例・積分演算）することにより、ｄｑ軸電圧指令値ｖｄ^＊、ｖｑ^＊を算出する。 The PI-dq current controller 1 performs a PI operation (proportional / integral operation) on ^{the fundamental wave current deviations (id *} -id) and (iq ^{* -iq) calculated by the subtractors 11 and 12, and the dq axis.} Calculate the voltage command values vd ^* and vq ^*.

非干渉制御器３は、ｄｑ軸座標系における速度起電力を補償してｄｑ軸電流の応答性を改善するために、ｄｑ軸座標系の速度起電力を補償するためのｄ軸補償電圧Ｖｄ_ｃｍｐとｑ軸補償電圧Ｖｑ_ｃｍｐとを算出する。加算器１３、１４は、ＰＩ−ｄｑ電流制御器１の出力と、ｄ軸補償電圧Ｖｄ_ｃｍｐおよびｑ軸補償電圧Ｖｑ_ｃｍｐとをそれぞれ加算して、ｄ軸とｑ軸の基本は電圧指令値ｖｄ^＊、ｖｑ^＊を算出する。ｄｑ／３相変換部２は、モータ５０の基本波電流の位相θｅに基づいて、ｄ軸とｑ軸の電圧指令値ｖｄ^＊、ｖｑ^＊を３相交流電圧指令値ｖｕ^＊、ｖｖ^＊、ｖｗ^＊に変換する。 The non-interference controller 3 has a d-axis compensation voltage Vd_cmp for compensating for the velocity electromotive force of the dq-axis coordinate system in order to compensate for the velocity electromotive force in the dq-axis coordinate system and improve the responsiveness of the dq-axis current. The q-axis compensation voltage Vq_cmp is calculated. The adders 13 and 14 add the output of the PI-dq current controller 1 and the d-axis compensation voltage Vd_cmp and the q-axis compensation voltage Vq_cmp, respectively, and the basics of the d-axis and the q-axis are the voltage command values vd ^* , Calculate vq ^*. ^{The dq / 3-phase converter 2 sets the voltage command values vd *} and vq ^* of the d-axis and the q-axis into the three-phase AC voltage command values vu ^* , vv ^* , vw based on the phase θe of the fundamental wave current of the motor 50. Convert to ^*.

加算器１５、１６、１７は、ｄｑ／３相変換器２で変換された３相交流電圧指令値ｖｕ^＊、ｖｖ^＊、ｖｗ^＊と、後述するｄｈｑｈ／３相変換器９で変換された３相交流電圧指令値ｖｕ^＊＊、ｖｖ^＊＊、ｖｗ^＊＊とをそれぞれ加算して、加算結果を電力変換器４に出力する。 The adders 15, 16 and 17 are converted by the three-phase AC voltage command values vu ^* , vv ^* , vw ^* converted by the dq / 3-phase converter 2 and 3 converted by the dhqh / 3-phase converter 9 described later. The phase AC voltage command values vu ^** , vv ^** , and vw ^** are added, and the addition result is output to the power converter 4.

電力変換器４は、インバータである。電力変換器４は、ＩＧＢＴなどの電力変換素子により、加算器１５、１６、１７から出力される電圧指令値に従って、バッテリなどの不図示の直流電源の直流電圧をスイッチングして、３相交流電圧Ｕ、Ｖ、Ｗをモータ５０に印加する。 The power converter 4 is an inverter. The power converter 4 uses a power conversion element such as an IGBT to switch the DC voltage of a DC power source (not shown) such as a battery according to the voltage command values output from the adders 15, 16 and 17, and the three-phase AC voltage. U, V, W are applied to the motor 50.

電流センサ２０、２１は、モータ５０のＵ相とＶ相の実電流ｉｕ、ｉｖを検出する。３相／ｄｑ変換器５は、基本波電流位相θｅに基づいて、モータ５０の実電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗをｄ軸とｑ軸の実電流ｉｄ、ｉｑへ変換する。なお、３相交流電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの和は０であるため、任意の２相（ｉｕ、ｉｖ）の電流を検出すれば、残りの１相（ｉｗ）の電流を演算により求めることができる。 The current sensors 20 and 21 detect the actual currents iu and iv of the U phase and the V phase of the motor 50. The three-phase / dq converter 5 converts the actual currents iu, iv, and iwa of the motor 50 into the actual currents id and iq of the d-axis and the q-axis based on the fundamental wave current phase θe. Since the sum of the three-phase alternating currents iu, iv, and iv is 0, if the current of any two phases (iu, iv) is detected, the current of the remaining one phase (iw) can be obtained by calculation. can.

モータ５０の詳細については後述する。エンコーダＰＳは、モータ５０に連結され、モータ５０の回転位置θｍを検出する。位相速度演算器１０は、エンコーダＰＳからの回転位置信号θｍに基づいて、基本波位相θｅを演算するとともに、基本波電流の位相θｅに基づいて後述するｄｑ／ｄｈｑｈ座標変換に用いる位相θｅｈを演算する。 Details of the motor 50 will be described later. The encoder PS is connected to the motor 50 and detects the rotation position θm of the motor 50. The phase velocity calculator 10 calculates the fundamental wave phase θe based on the rotation position signal θm from the encoder PS, and also calculates the phase θeh used for the dq / dhqh coordinate conversion described later based on the phase θe of the fundamental wave current. do.

高調波電流制御回路２００は、基本波電流制御回路１００のみでモータ電流ｉｕ、ｉｕ、ｉｗを制御した場合に発生する所定次数の高調波成分と同等の周波数で回転する直交座標系、すなわち、基本波電流成分の周波数の整数倍の周波数で回転する高調波座標系（ｄｈｑｈ軸直交座標系）において、モータ電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗに含まれる高調波成分を制御する回路である。 The harmonic current control circuit 200 is an orthogonal coordinate system that rotates at a frequency equivalent to the harmonic components of a predetermined order generated when the motor currents iu, iu, and iw are controlled only by the fundamental wave current control circuit 100, that is, the basic. This circuit controls the harmonic components included in the motor currents iu, iv, and iwa in a harmonic coordinate system (dhqh axis orthogonal coordinate system) that rotates at a frequency that is an integral multiple of the frequency of the wave current component.

本実施形態の高調波電流制御回路２００は、ハイパスフィルタ６、ｄｑ／ｄｈｑｈ変換器７、ＰＩ−ｄｈｑｈ電流制御器８、ｄｈｑｈ／３相変換器９、および、減算器１８、１９を備えている。ハイパスフィルタ６は、ｄ軸、ｑ軸の実電流ｉｄ、ｉｑにフィルタ処理を施して高周波成分を抽出する。ｄｑ／ｄｈｑｈ変換器７は、上述した高調波座標系（ｄｈｑｈ軸座標系）を有し、ｄ軸、ｑ軸の実電流ｉｄ、ｉｑの高調波成分をそれぞれ、ｄｈｑｈ軸座標系の実電流ｉｄｈ、ｉｑｈに変換する。 The harmonic current control circuit 200 of the present embodiment includes a high-pass filter 6, a dq / dhqh converter 7, a PI-dhqh current controller 8, a dhqh / 3-phase converter 9, and subtractors 18 and 19. .. The high-pass filter 6 extracts high-frequency components by filtering the actual currents id and iq on the d-axis and q-axis. The dq / dhqh converter 7 has the above-mentioned harmonic coordinate system (dhqh-axis coordinate system), and the harmonic components of the d-axis, the q-axis real current id, and iq are respectively the actual current idh of the dhqh-axis coordinate system. , Convert to iqh.

減算器１８、１９は、ｄｈ軸の実電流ｉｄｈ、ｑｈ軸の実電流ｉｑｈと、電流指令値ｉ^＊ｄｈ、ｉ^＊ｑｈとの偏差をそれぞれ演算する。 The subtractors 18 and 19 calculate the deviations between the actual current idh on the dh axis and the actual current iqh on the qh axis and the current command values i ^* dh and i ^{* qh, respectively.}

ＰＩ−ｄｈｑｈ電流制御器８は、減算器１８、１９の演算結果に基づいて、ｄｈ軸とｑｈ軸の高調波電圧指令値ｖｄｈ^＊および高調波電圧指令値ｖｑｈ^＊を演算する。そして、ｄｈｑｈ／３相変換器９は、ｄｈ軸高調波電圧指令値ｖｄｈ^＊およびｑｈ軸高調波電圧指令値ｖｑｈ^＊を３相交流電圧指令値ｖｕ^＊＊、ｖｖ^＊＊、ｖｗ^＊＊に変換する。ｄｈｑｈ／３相変換器９で変換された３相交流電圧指令値ｖｕ^＊＊、ｖｖ^＊＊、ｖｗ^＊＊は、上述の加算器１５、１６、１７にそれぞれ出力される。 ^{The PI-dhqh current controller 8 calculates the harmonic voltage command value vdh *} and the harmonic voltage command value vqh ^* on the dh axis and the qh axis based on the calculation results of the subtractors 18 and 19. Then, the dhqh / 3-phase converter 9 converts the dh-axis harmonic voltage command value vdh ^* and the qh-axis harmonic voltage command value vqh ^* into the three-phase AC voltage command values vu ^** , vv ^** , and vw ^** . do. ^{The three-phase AC voltage command values vu **} , vv ^** , and vw ^** converted by the dhqh / three-phase converter 9 are output to the adders 15, 16, and 17, respectively.

モータ５０は、永久磁石同期モータであって、内部埋め込み磁石構造のロータ（回転子）と、当該ロータを回転可能に収容するステータ（固定子）とを備えたいわゆるＩＰＭモータである。 The motor 50 is a permanent magnet synchronous motor, and is a so-called IPM motor including a rotor (rotor) having an internally embedded magnet structure and a stator (stator) that rotatably accommodates the rotor.

図２は、本実施形態のモータ５０を説明するための概略構成図である。図２では、モータ５０を構成するロータ５１および永久磁石５２ａ、５２ｂと、軸５３が示されている。本実施形態のモータ５０は、軸方向において二つに分割された永久磁石５２ａ、５２ｂが周方向に相互に所定の角度（スキュー角）ずらして配置されたロータスキュー構造（段スキュー）を有している。なお、図２では、モータ５０の特徴を見やすくするために、ステータを割愛するとともに、永久磁石５２ａ、５２ｂはその一部のみが示されている。 FIG. 2 is a schematic configuration diagram for explaining the motor 50 of the present embodiment. In FIG. 2, the rotor 51 constituting the motor 50, the permanent magnets 52a and 52b, and the shaft 53 are shown. The motor 50 of the present embodiment has a rotor skew structure (step skew) in which permanent magnets 52a and 52b divided into two in the axial direction are arranged so as to be displaced from each other by a predetermined angle (skew angle) in the circumferential direction. ing. In FIG. 2, in order to make the characteristics of the motor 50 easier to see, the stator is omitted, and only a part of the permanent magnets 52a and 52b is shown.

図２で示すロータ５１は、軸方向に引かれた一点鎖線を基準として、回転方向（周方向）に機械角度＋θ分ずらしたプラススキュー部５１ａと、機械角度−θ分ずらしたマイナススキュー部５１ｂとから構成される。なお、図２に基づけば、上述した所定のスキュー角は２θとなる。モータ５０が４極対のモータである場合は、２θは、例えば３．５ｄｅｇに設定される。 The rotor 51 shown in FIG. 2 has a plus skew portion 51a shifted by a mechanical angle + θ in the rotation direction (circumferential direction) and a minus skew portion 51b shifted by a mechanical angle −θ with respect to a one-dot chain line drawn in the axial direction. It is composed of and. Based on FIG. 2, the predetermined skew angle described above is 2θ. When the motor 50 is a 4-pole pair motor, 2θ is set to, for example, 3.5 deg.

ここで、ロータスキュー構造（以下単にスキュー構造と称する）、及び、高調波電流制御のそれぞれによる電磁加振力の低減手法について説明する。なお、本明細書における電磁加振力は、周方向加振力（トルクリップル）と、半径方向加振力とを含むが、スキュー構造、および高調波電流制御がそれぞれ抑制対象とする電磁加振力は、それぞれ周方向加振力および半径方向加振力の何れであってもよい。 Here, a rotor skew structure (hereinafter, simply referred to as a skew structure) and a method for reducing the electromagnetic excitation force by harmonic current control will be described. The electromagnetic excitation force in the present specification includes a circumferential excitation force (torque ripple) and a radial excitation force, but the skew structure and the harmonic current control are each suppressed. The force may be either a circumferential excitation force or a radial excitation force, respectively.

段スキューを有するモータでは、ロータが軸方向に複数に分割（輪切り）され、それぞれが周方向に相互にずらして構成される。また、通常、永久磁石はロータの軸方向と平行に直線状に嵌装されるが、段スキューを有するモータでは、永久磁石もロータと同様に分割され、それぞれが周方向に相互にずらして構成される。このような段スキューを有するモータでは、その回転駆動時に発生するトルク変動が同時には起こらず、スキュー角に応じて分散されるので、分散されたトルク変動が相互に打ち消し合うことにより電磁加振力を低減することができる。 In a motor having a step skew, the rotor is divided into a plurality of parts (round slices) in the axial direction, and each of them is configured to be displaced from each other in the circumferential direction. In addition, the permanent magnets are usually fitted in a straight line parallel to the axial direction of the rotor, but in a motor with a step skew, the permanent magnets are also divided in the same way as the rotor, and each is configured to be displaced from each other in the circumferential direction. Will be done. In a motor having such a step skew, the torque fluctuations generated during the rotational drive do not occur at the same time and are dispersed according to the skew angle. Therefore, the dispersed torque fluctuations cancel each other out to obtain an electromagnetic excitation force. Can be reduced.

他方、従来の高調波電流制御では、モータ電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗに含まれる電磁加振力の原因となる高調波成分を直接的に打ち消すような高調波成分を基本波電流成分に重畳することにより、電磁加振力を低減することができる。 On the other hand, in the conventional harmonic current control, a harmonic component that directly cancels the harmonic component that causes the electromagnetic excitation force contained in the motor currents iu, iv, and iv is superimposed on the fundamental wave current component. Therefore, the electromagnetic vibration force can be reduced.

しかしながら、上記の手法は、それぞれ以下のような課題を有している。まず、スキュー構造を用いた手法では、モータの設計段階で抑制対象となる次数を定め、当該次数に応じたスキュー角度を決める必要がある。また、設計段階で決定されたスキュー角度をその後変更することは原則できない。すなわち、スキュー構造を用いた手法は、単一の次数成分しか低減することができない。そのため、複数次数の電磁加振力が発生する場合、他の次数の電磁加振力の影響により発生するモータ騒音あるいは振動が課題となる。 However, each of the above methods has the following problems. First, in the method using the skew structure, it is necessary to determine the order to be suppressed at the design stage of the motor and determine the skew angle according to the order. In principle, the skew angle determined at the design stage cannot be changed thereafter. That is, the method using the skew structure can reduce only a single order component. Therefore, when electromagnetic vibration forces of a plurality of orders are generated, motor noise or vibration generated by the influence of electromagnetic vibration forces of other orders becomes a problem.

また、高調波電流制御も、抑制対象として設定できる次数は原則一つである。さらに、高調波電流制御のみで電磁加振力を低減する場合、すなわち、スキュー構造と併用しない高調波電流制御では、上述のとおり電磁加振力の高調波成分を直接的に打ち消すような高調波成分を基本波電流成分に重畳する。このため、モータに要求されるトルクが大きくなると、モータ負荷の上昇によって基本波電流の振幅も大きくなるので、これに伴って大きくなる電磁加振力を抑制するために、重畳する高周波電流の値を大きくする必要がある。その結果、モータの効率が悪化するという課題がある。 Also, for harmonic current control, the order that can be set as the suppression target is one in principle. Furthermore, when the electromagnetic excitation force is reduced only by the harmonic current control, that is, in the harmonic current control which is not used in combination with the skew structure, the harmonics that directly cancel the harmonic component of the electromagnetic excitation force as described above. The component is superimposed on the harmonic current component. Therefore, when the torque required for the motor increases, the amplitude of the fundamental wave current also increases due to the increase in the motor load, so the value of the high-frequency current to be superimposed in order to suppress the electromagnetic excitation force that increases with this. Needs to be large. As a result, there is a problem that the efficiency of the motor deteriorates.

すなわち、上記の手法はそれぞれ単一の次数成分のみを低減することしかできないため、複数次数の電磁加振力が発生する場合には、上記の手法を単一で行っても電磁加振力の低減効果が不十分であるという課題がある。また、特許文献１に開示されたようなスキュー構造と電流制御とを組み合わせる手法では、ステータスキューを前提とする電流制御であるため、インバータを二つ設けることによるコスト増加の課題がある。また、特許文献１に開示された電流制御は、電磁加振力の高調波成分を直接的に打ち消すような制御電流を基本波電流に重畳するものであるため、上述したように、モータに要求されるトルクが大きくなると、重畳する制御電流の値を大きくする必要があり、消費電力量が増加するという課題がある。 That is, since each of the above methods can only reduce a single order component, when an electromagnetic excitation force of multiple orders is generated, even if the above method is performed alone, the electromagnetic excitation force of the electromagnetic excitation force is generated. There is a problem that the reduction effect is insufficient. Further, in the method of combining the skew structure and the current control as disclosed in Patent Document 1, since the current control is premised on the status queue, there is a problem of cost increase by providing two inverters. Further, since the current control disclosed in Patent Document 1 superimposes a control current that directly cancels the harmonic component of the electromagnetic excitation force on the fundamental wave current, it is required for the motor as described above. When the torque to be generated becomes large, it is necessary to increase the value of the superposed control current, and there is a problem that the amount of power consumption increases.

そこで、本実施形態のモータ制御装置１１０では、スキュー構造と高調波電流制御とを併用する。換言すると、モータ制御装置１１０は、スキュー構造を有するモータ５０に対して高調波電流制御を行う。そして、本実施形態の高調波電流制御は、上で述べた従来の高調波電流制御とは異なる。より具体的には、モータ制御装置１１０は、とある次数の電磁加振力を低減するスキュー角が設定されたモータ５０において、プラススキュー部５１ａに発生する電磁加振力とマイナススキュー部５１ｂに発生する電磁加振力の位相をそれぞれ調整（高調波電流制御）することにより、モータ５０に発生する複数次数の電磁加振力を同時に低減する。以下、詳細を説明する。 Therefore, in the motor control device 110 of the present embodiment, the skew structure and the harmonic current control are used in combination. In other words, the motor control device 110 performs harmonic current control for the motor 50 having a skew structure. The harmonic current control of the present embodiment is different from the conventional harmonic current control described above. More specifically, the motor control device 110 uses the electromagnetic excitation force generated in the plus skew portion 51a and the minus skew portion 51b in the motor 50 in which the skew angle for reducing the electromagnetic excitation force of a certain order is set. By adjusting the phases of the generated electromagnetic excitation forces (harmonic current control), the electromagnetic excitation forces of multiple orders generated in the motor 50 are simultaneously reduced. The details will be described below.

本実施形態のモータ制御装置１１０は、電気角６ｎ次の複数次数において、６次と１２次の電磁加振力を低減可能に構成される。図２を用いて上述したとおり、本実施形態のロータ５１は、軸方向において二つに分割された永久磁石５２ａ、５２ｂが周方向に所定のスキュー角（２θ）ずらして配置された段スキューを有している。 The motor control device 110 of the present embodiment is configured to be capable of reducing the 6th and 12th order electromagnetic vibration forces in a plurality of orders having an electric angle of 6nth order. As described above with reference to FIG. 2, the rotor 51 of the present embodiment has a step skew in which the permanent magnets 52a and 52b divided into two in the axial direction are arranged so as to be displaced by a predetermined skew angle (2θ) in the circumferential direction. Have.

本実施形態におけるロータ５１のスキュー角２θは、１２次の電磁加振力を低減可能に設定される。具体的には、スキュー角２θは、プラススキュー部５１ａに発生する１２次の電磁加振力と、マイナススキュー部５１ｂに発生する１２次の電磁加振力との位相差が電気角１８０ｄｅｇとなるように設定される。これにより、プラススキュー部５１ａに発生する１２次の電磁加振力と、マイナススキュー部５１ｂに発生する１２次の電磁加振力とが打ち消し合うので、モータ５０に発生する１２次の電磁加振力を低減させることができる。 The skew angle 2θ of the rotor 51 in the present embodiment is set so that the 12th-order electromagnetic excitation force can be reduced. Specifically, for the skew angle 2θ, the phase difference between the 12th-order electromagnetic excitation force generated in the plus skew portion 51a and the 12th-order electromagnetic excitation force generated in the minus skew portion 51b is an electric angle of 180 deg. Is set. As a result, the 12th-order electromagnetic excitation force generated in the plus skew portion 51a and the 12th-order electromagnetic vibration force generated in the minus skew portion 51b cancel each other out, so that the 12th-order electromagnetic excitation force generated in the motor 50 cancels each other out. The force can be reduced.

この状態では、６次の電磁加振力を低減できないため、本実施形態のモータ制御装置１１０は、６次の電磁加振力を対象とする高調波電流制御を実施する。 In this state, since the sixth-order electromagnetic excitation force cannot be reduced, the motor control device 110 of the present embodiment implements harmonic current control for the sixth-order electromagnetic excitation force.

ここで、基本波電流に重畳する高調波電流（以下、「制御電流」とも称する）の振幅と位相を変化させると、プラススキュー部５１ａに発生する電磁加振力の振幅と位相、およびマイナススキュー部５１ｂに発生する電磁加振力の振幅と位相もそれぞれ変化する。この特性を活かし、本実施形態の高調波電流制御は、基本波電流に高調波電流を制御重畳することによって、電磁加振力の位相と振幅を制御する。より具体的には、本実施形態の高調波電流制御においては、基本波電流に重畳する高調波電流の目標値を、電磁加振力が最小になる点ではなく、スキュー構造による電磁加振力の相殺効果が最大となる点、すなわち、プラススキュー部５１ａの電磁加振力とマイナススキュー部５１ｂの電磁加振力との位相差が１８０ｄｅｇ、振幅差が０Ｎｍとなるように設定する。 Here, when the amplitude and phase of the harmonic current (hereinafter, also referred to as “control current”) superimposed on the fundamental wave current are changed, the amplitude and phase of the electromagnetic excitation force generated in the plus skew portion 51a, and the minus skew. The amplitude and phase of the electromagnetic excitation force generated in the portion 51b also change. Taking advantage of this characteristic, the harmonic current control of the present embodiment controls the phase and amplitude of the electromagnetic excitation force by controlling and superimposing the harmonic current on the fundamental wave current. More specifically, in the harmonic current control of the present embodiment, the target value of the harmonic current superimposed on the fundamental wave current is not the point where the electromagnetic excitation force is minimized, but the electromagnetic excitation force due to the skew structure. The point at which the offsetting effect is maximized, that is, the phase difference between the electromagnetic excitation force of the plus skew portion 51a and the electromagnetic excitation force of the minus skew portion 51b is set to 180 deg, and the amplitude difference is set to 0 Nm.

図３は、高調波電流制御による電磁加振力の位相制御を説明するための図であって、プラススキュー部５１ａ及びマイナススキュー部５１ｂの各電磁加振力の位相差と、基本波電流に重畳する制御電流の位相との関係を示している。横軸は、制御電流の位相［ｄｅｇ］を示し、縦軸は、各電磁加振力の位相差［ｄｅｇ］を示す。 FIG. 3 is a diagram for explaining the phase control of the electromagnetic excitation force by the harmonic current control, in which the phase difference of each electromagnetic excitation force of the plus skew section 51a and the minus skew section 51b and the fundamental wave current are shown. The relationship with the phase of the superposed control current is shown. The horizontal axis shows the phase [deg] of the control current, and the vertical axis shows the phase difference [deg] of each electromagnetic excitation force.

図示するように、本実施形態の高調波電流制御によれば、制御電流の位相を変化させることにより、プラススキュー部５１ａとマイナススキュー部５１ｂとの６次の電磁加振力の位相差を１８０ｄｅｇに制御することができる。詳細には、高調波電流制御に用いる制御電流の位相を１９０ｄｅｇ〜２００ｄｅｇ、または、２５０ｄｅｇ〜２６０ｄｅｇに制御することにより、モータ５０のプラススキュー側とマイナススキュー側の６次の電磁加振力の位相差を略１８０ｄｅｇに制御することができる。 As shown in the figure, according to the harmonic current control of the present embodiment, the phase difference of the sixth-order electromagnetic excitation force between the plus skew portion 51a and the minus skew portion 51b is 180 deg by changing the phase of the control current. Can be controlled to. Specifically, by controlling the phase of the control current used for harmonic current control to 190 deg to 200 deg or 250 deg to 260 deg, the order of the sixth-order electromagnetic excitation force on the plus skew side and the minus skew side of the motor 50. The phase difference can be controlled to approximately 180 deg.

図４は、高調波電流制御による電磁加振力の振幅制御を説明するための図であって、プラススキュー部５１ａ及びマイナススキュー部５１ｂの各電磁加振力の振幅差と、基本波電流に重畳する制御電流（高調波電流）の位相との関係を示している。横軸は、制御電流の位相［ｄｅｇ］を示し、縦軸は、プラススキュー部５１ａの６次の電磁加振力とマイナススキュー部５１ｂの６次の電磁加振力との振幅差［Ｎｍ］を示す。 FIG. 4 is a diagram for explaining the amplitude control of the electromagnetic excitation force by the harmonic current control, and the amplitude difference of each electromagnetic excitation force of the plus skew section 51a and the minus skew section 51b and the fundamental wave current. The relationship with the phase of the superposed control current (harmonic current) is shown. The horizontal axis indicates the phase [deg] of the control current, and the vertical axis indicates the amplitude difference [Nm] between the 6th-order electromagnetic excitation force of the plus skew portion 51a and the 6th-order electromagnetic excitation force of the minus skew portion 51b. Is shown.

図示するように、本実施形態の高調波電流制御によれば、制御電流の位相を変化させることにより、プラススキュー部５１ａとマイナススキュー部５１ｂとの６次の電磁加振力との振幅差を０Ｎｍに制御することができる。詳細には、高調波電流制御に用いる制御電流の位相を略１００ｄｅｇ、または、１９０ｄｅｇ〜２００ｄｅｇに制御することにより、モータ５０のプラススキュー側とマイナススキュー側の６次の電磁加振力の振幅差を略ゼロに制御することができる。 As shown in the figure, according to the harmonic current control of the present embodiment, the amplitude difference between the plus skew portion 51a and the minus skew portion 51b with the sixth-order electromagnetic excitation force is obtained by changing the phase of the control current. It can be controlled to 0 Nm. Specifically, by controlling the phase of the control current used for harmonic current control to approximately 100 deg or 190 deg to 200 deg, the amplitude difference of the sixth-order electromagnetic excitation force between the plus skew side and the minus skew side of the motor 50. Can be controlled to almost zero.

図５は、本実施形態の高調波電流制御による電磁加振力の低減効果を説明する図である。横軸は、制御電流の位相［ｄｅｇ］を示し、縦軸は、モータ５０に発生する６次の電磁加振力（トルクリップル）の低減効果［ｄＢ］を示している。 FIG. 5 is a diagram illustrating the effect of reducing the electromagnetic vibration force by controlling the harmonic current of the present embodiment. The horizontal axis shows the phase [deg] of the control current, and the vertical axis shows the effect of reducing the sixth-order electromagnetic vibration force (torque ripple) generated in the motor 50 [dB].

図から、制御電流の位相を１２０ｄｅｇ〜２８０ｄｅｇの範囲内に制御することによって電磁加振力を低減することができること、制御電流の位相を１９０ｄｅｇ程度に制御すれば、最も高い電磁加振力の低減効果を得ることができること等が分かる。 From the figure, the electromagnetic excitation force can be reduced by controlling the phase of the control current within the range of 120 deg to 280 deg, and the highest electromagnetic excitation force can be reduced by controlling the phase of the control current to about 190 deg. It can be seen that the effect can be obtained.

すなわち、本実施形態の高調波電流制御では、基本波電流成分に重畳する制御電流の位相を略１９０ｄｅｇに制御するのが好ましい。これにより、プラススキュー部５１ａとマイナススキュー部５１ｂとの６次の電磁加振力の位相差を略１８０ｄｅｇとし、且つ、振幅差を０Ｎｍとすることができる（図３、４参照）。その結果、プラススキュー部５１ａの回転に起因して発生する６次の電磁加振力と、マイナススキュー部５１ｂの回転に起因して発生する６次の電磁加振力とが相殺され、モータ５０の６次の電磁加振力を効果的に低減することができる（図５参照）。 That is, in the harmonic current control of the present embodiment, it is preferable to control the phase of the control current superimposed on the fundamental wave current component to approximately 190 deg. As a result, the phase difference of the sixth-order electromagnetic excitation force between the plus skew portion 51a and the minus skew portion 51b can be set to approximately 180 deg, and the amplitude difference can be set to 0 Nm (see FIGS. 3 and 4). As a result, the sixth-order electromagnetic excitation force generated due to the rotation of the plus skew portion 51a and the sixth-order electromagnetic vibration force generated due to the rotation of the minus skew portion 51b are canceled out, and the motor 50 is used. The sixth-order electromagnetic vibration force can be effectively reduced (see FIG. 5).

図６は、本実施形態のスキュー構造と高調波電流制御とによる電磁加振力の低減効果を説明する図である。横軸は電磁加振力の電気角次数を示し、縦軸は電磁加振力の大きさ［Ｎｍ］を示している。図中の実線は、スキュー構造と高調波電流制御とを併用した場合、すなわち、本実施形態のモータ制御装置１１０により制御されたモータ５０の電磁加振力の大きさを示す。図中の点線は、モータ制御装置１１０において、高調波電流制御を行わない場合のモータ５０の電磁加振力の大きさを示す。図中の一点鎖線は、効果の比較対象として、スキュー構造を有さず、高調波電流制御も行わない場合のモータの電磁加振力の大きさを示す。 FIG. 6 is a diagram illustrating the effect of reducing the electromagnetic excitation force by the skew structure of the present embodiment and the harmonic current control. The horizontal axis shows the electric angular order of the electromagnetic excitation force, and the vertical axis shows the magnitude [Nm] of the electromagnetic excitation force. The solid line in the figure shows the magnitude of the electromagnetic vibration force of the motor 50 controlled by the motor control device 110 of the present embodiment when the skew structure and the harmonic current control are used in combination. The dotted line in the figure shows the magnitude of the electromagnetic excitation force of the motor 50 when the harmonic current control is not performed in the motor control device 110. The alternate long and short dash line in the figure shows the magnitude of the electromagnetic excitation force of the motor when it does not have a skew structure and harmonic current control is not performed as a comparison target of the effect.

図から分かるように、モータ制御装置１１０は、モータ５０が有するスキュー構造によって１２次の電磁加振力を低減でき、さらに、スキュー構造だけでは改善することができなかった６次の電磁加振力を高調波電流制御によって低減することができている。 As can be seen from the figure, the motor control device 110 can reduce the 12th-order electromagnetic excitation force by the skew structure of the motor 50, and further, the 6th-order electromagnetic excitation force which cannot be improved by the skew structure alone. Can be reduced by harmonic current control.

なお、スキュー構造により低減する対象次数は、高調波電流制御により低減する対象次数よりも大きいことがより好ましい。一般的に、電流制御は周波数が高い方が制御が困難になる。したがって、より周波数の高い領域の電磁加振力をスキュー構造で打ち消すことで、それよりも制御が容易な低周波側の領域にある電磁加振力を高調波電流制御の対象次数とすることにより、制御の安定性を向上させることができる。また、スキュー構造により低減する対象次数をより大きく設定することで、モータ５０のスキュー角をより小さくすることができるので、スキュー構造を有するモータ５０全体のトルク変動〈平均トルク〉への影響をより小さくすることができる。 It is more preferable that the target order reduced by the skew structure is larger than the target order reduced by the harmonic current control. Generally, the higher the frequency, the more difficult the current control becomes. Therefore, by canceling the electromagnetic excitation force in the higher frequency region with the skew structure, the electromagnetic excitation force in the lower frequency region, which is easier to control than that, is set as the target order of the harmonic current control. , The stability of control can be improved. Further, by setting a larger target order to be reduced by the skew structure, the skew angle of the motor 50 can be made smaller, so that the influence on the torque fluctuation (average torque) of the entire motor 50 having the skew structure is further increased. It can be made smaller.

また、スキュー構造を持たないモータに対して従来の電流制御により電磁加振力を低減しようとすると、モータに要求されるトルクが高い領域（高負荷領域）ではより多くの制御電流を重畳する必要がある。これに対して、本実施形態の高調波電流制御は、スキュー構造を有するモータ５０に対して行うので、上述したように、スキュー構造による相殺効果を利用して対象次数の電磁加振力を低減する。すなわち、本実施形態の高調波電流制御では、基本波電流に重畳する高調波電流の振幅と位相を制御するだけの制御電流量によって電磁加振力を低減するので、従来の電流制御よりも消費電力量を小さくすることができる。 In addition, if an attempt is made to reduce the electromagnetic excitation force by conventional current control for a motor that does not have a skew structure, it is necessary to superimpose a larger control current in the region where the torque required for the motor is high (high load region). There is. On the other hand, since the harmonic current control of the present embodiment is performed for the motor 50 having a skew structure, as described above, the electromagnetic excitation force of the target order is reduced by utilizing the canceling effect of the skew structure. do. That is, in the harmonic current control of the present embodiment, the electromagnetic exciting force is reduced by the amount of control current that only controls the amplitude and phase of the harmonic current superimposed on the fundamental current, so that it consumes more than the conventional current control. The amount of electric power can be reduced.

図７は、制御対象のモータがスキュー構造を有しているか否かでの電流制御時における制御電流量の比較を示す図である。横軸は制御対象モータが出力するモータトルク［Ｎｍ］を示し、縦軸は電流制御時に基本波電流に重畳する制御電流量（高調波電流量）を示す。図中の実線は、スキュー構造を有する本実施形態のモータ５０を対象とする制御電流量を示す。図中の点線は、スキュー構造を有さないモータを対象とする従来の制御電流量を示している。 FIG. 7 is a diagram showing a comparison of the amount of controlled current during current control depending on whether or not the motor to be controlled has a skew structure. The horizontal axis shows the motor torque [Nm] output by the controlled motor, and the vertical axis shows the amount of control current (harmonic current amount) superimposed on the fundamental wave current during current control. The solid line in the figure shows the amount of control current for the motor 50 of the present embodiment having a skew structure. The dotted line in the figure shows the conventional control current amount for the motor having no skew structure.

図から、従来の電流制御量はモータトルクが大きくなるほど、増加することが分かる。一方で、本実施形態の高調波電流制御における制御電流量は、モータトルクが大きくなっても特に１００Ｎｍ以上においては増加しておらず、電力消費量を従来に比べて大きく低減できていることが分かる。 From the figure, it can be seen that the conventional current control amount increases as the motor torque increases. On the other hand, the control current amount in the harmonic current control of the present embodiment does not increase especially at 100 Nm or more even if the motor torque increases, and the power consumption can be significantly reduced as compared with the conventional case. I understand.

以上、一実施形態のモータ制御装置１１０は、永久磁石５２ａ、５２ｂと、軸方向に分割された永久磁石５２ａ、５２ｂを周方向に所定の角度ずらして配置するスキュー構造を有するロータ５１と、ロータ５１を回転可能に収容するステータと、を備えるモータ５０の制御装置である。モータ制御装置１１０は、ロータ５１の回転に同期して回転するｄ軸およびｑ軸からなるｄｑ軸直交座標系においてモータ５０に所望のトルクを発生させる基本波電流に対して、モータに発生する電磁加振力を低減するための高調波電流を重畳する高調波電流制御を実行する。また、一実施形態のモータ制御装置１１０によれば、所定の角度（スキュー角）は、モータ５０に発生する所定の電気角次数の電磁加振力を低減可能に設定される。さらに、高調波電流制御は、スキュー構造が低減する所定の電気角次数とは異なる電気角次数の電磁加振力を低減する高調波電流を基本波電流に重畳する。これにより、スキュー構造を利用した電磁加振力の低減手法と、高調波電流制御による電磁加振力の低減手法とを併用することができるので、モータ５０に発生する複数次数の電磁加振力を同時に低減することができる。なお、基本波電流制御および高調波電流制御は一つのインバータにより実現可能であるため、従来のようにインバータを二つ用いることによるコストの増加を回避することができる。 As described above, the motor control device 110 of one embodiment includes a rotor 51 having a skew structure in which the permanent magnets 52a and 52b and the permanent magnets 52a and 52b divided in the axial direction are arranged at a predetermined angle in the circumferential direction. It is a control device of a motor 50 including a stator that rotatably accommodates 51. The motor control device 110 generates electromagnetic waves generated in the motor with respect to a fundamental wave current that generates a desired torque in the motor 50 in a dq-axis orthogonal coordinate system consisting of a d-axis and a q-axis that rotate in synchronization with the rotation of the rotor 51. Harmonic current control is performed by superimposing the harmonic current to reduce the exciting force. Further, according to the motor control device 110 of one embodiment, a predetermined angle (skew angle) is set so as to be able to reduce the electromagnetic vibration force of a predetermined electric angle order generated in the motor 50. Further, in the harmonic current control, a harmonic current for reducing an electromagnetic excitation force having an electric angular order different from a predetermined electric angular order for which the skew structure is reduced is superimposed on the fundamental wave current. As a result, the method for reducing the electromagnetic vibration force using the skew structure and the method for reducing the electromagnetic vibration force by controlling the harmonic current can be used in combination, so that the electromagnetic vibration force of a plurality of orders generated in the motor 50 can be used in combination. Can be reduced at the same time. Since the fundamental wave current control and the harmonic current control can be realized by one inverter, it is possible to avoid an increase in cost due to the use of two inverters as in the conventional case.

また、一実施形態のモータ制御装置１１０によれば、高調波電流制御は、電磁加振力の位相と振幅とを制御するための高調波電流を基本波電流に重畳する。これにより、基本波電流に重畳する高調波電流の振幅と位相を制御するだけの制御電流量によって電磁加振力を低減することができるので、電磁加振力低減のための従来の電流制御よりも消費電力量を小さくすることができる。 Further, according to the motor control device 110 of one embodiment, the harmonic current control superimposes the harmonic current for controlling the phase and amplitude of the electromagnetic excitation force on the fundamental wave current. As a result, the electromagnetic excitation force can be reduced by the amount of control current that only controls the amplitude and phase of the harmonic current superimposed on the fundamental wave current, so that compared to the conventional current control for reducing the electromagnetic excitation force. Can also reduce power consumption.

そして、一実施形態のモータ制御装置１１０によれば、高調波電流制御は、スキュー構造によって複数に分割されたロータ５１のそれぞれに発生する電磁加振力（プラススキュー部５１ａの回転に起因して発生する電磁加振力と、マイナススキュー部５１ｂの回転に起因して発生する電磁加振力）が相互に打ち消し合うように当該電磁加振力の位相と振幅を制御する高調波電流を基本波電流に重畳する。これにより、スキュー構造による電磁加振力の相殺効果を利用して、スキュー構造だけでは改善することができなかった他の次数の電磁加振力を低減することができる。 Then, according to the motor control device 110 of one embodiment, the harmonic current control is caused by the electromagnetic vibration force generated in each of the rotors 51 divided into a plurality of parts by the skew structure (due to the rotation of the plus skew portion 51a). The harmonic current that controls the phase and amplitude of the electromagnetic excitation force so that the generated electromagnetic excitation force and the electromagnetic excitation force generated due to the rotation of the minus skew portion 51b cancel each other out is the fundamental wave. Superimpose on current. As a result, it is possible to reduce the electromagnetic excitation force of another order that could not be improved by the skew structure alone by utilizing the canceling effect of the electromagnetic excitation force by the skew structure.

また、一実施形態のモータ制御装置１１０によれば、スキュー構造によって低減する電磁加振力の電気角次数は、高調波電流制御によって低減する電磁加振力の電気角次数より大きい。これにより、高調波電流制御が低減対象とする次数の電磁加振力を、スキュー構造が低減対象とする次数の電磁加振力よりも制御が容易な低周波側にある電磁加振力に設定することができるので、制御の安定性を向上させることができる。 Further, according to the motor control device 110 of one embodiment, the electric angular order of the electromagnetic exciting force reduced by the skew structure is larger than the electric angular order of the electromagnetic exciting force reduced by the harmonic current control. As a result, the electromagnetic excitation force of the order that the harmonic current control targets for reduction is set to the electromagnetic excitation force on the low frequency side that is easier to control than the electromagnetic excitation force of the order that the skew structure targets for reduction. Therefore, the stability of control can be improved.

また、一実施形態のモータ制御装置１１０によれば、高調波電流制御は、ｄｑ軸直交座標系とは異なる基本波電流の周波数の整数倍の周波数で回転するｄｈｑｈ直交座標系（ｄｑ／ｄｈｑｈ変換器７）を用いて高調波電流を制御する。これにより、高調波電流制御を基本波電流性制御とは別個に独立して行うことができるので、より緻密な制御を可能とすることができる。 Further, according to the motor control device 110 of one embodiment, the harmonic current control is a dhqh Cartesian coordinate system (dq / dhqh conversion) that rotates at a frequency that is an integral multiple of the frequency of the fundamental wave current different from the dq axis Cartesian coordinate system. The harmonic current is controlled using the device 7). As a result, the harmonic current control can be performed independently of the fundamental wave current control, so that more precise control can be achieved.

また、一実施形態のモータ制御装置１１０によれば、スキュー構造および高調波電流制御がそれぞれ低減する電磁加振力は、ロータ５１の径方向加振力とロータ５１の周方向加振力のいずれか一方である。すなわち、一実施形態のモータ制御装置１１０によれば、スキュー構造によって低減する電磁加振力の方向と、高調波電流制御によって低減する電磁加振力の方向とが異方向であってもよい。これにより、スキュー構造によって低減する電磁加振力は１２次の半径方向加振力とし、高調波電流制御によって低減する電磁加振力は６次の周方向加振力（トルクリップル）とする等、問題とする振動モードに応じて対象とする電磁加振力の方向を適宜設定することができる。 Further, according to the motor control device 110 of one embodiment, the electromagnetic excitation force reduced by the skew structure and the harmonic current control is either the radial excitation force of the rotor 51 or the circumferential excitation force of the rotor 51. On the other hand. That is, according to the motor control device 110 of one embodiment, the direction of the electromagnetic excitation force reduced by the skew structure and the direction of the electromagnetic excitation force reduced by the harmonic current control may be different directions. As a result, the electromagnetic vibration force reduced by the skew structure is the 12th-order radial vibration vibration force, and the electromagnetic vibration force reduced by the harmonic current control is the 6th-order circumferential vibration force (torque ripple). , The direction of the target electromagnetic excitation force can be appropriately set according to the vibration mode in question.

以上、本発明の実施形態について説明したが、上記実施形態は本発明の適用例の一部を示したに過ぎず、本発明の技術的範囲を上記実施形態の具体的構成に限定する趣旨ではない。 Although the embodiments of the present invention have been described above, the above embodiments are only a part of the application examples of the present invention, and the technical scope of the present invention is limited to the specific configuration of the above embodiments. No.

例えば、モータ制御装置１１０が低減する電磁加振力の対象次数は６次と１２次である旨説明したが、これに限られない。制御対象のモータ特性等に応じて、６の倍数次数（６ｎ次数）のいずれか、あるいは５次、７次等の６ｎ次数以外の次数を対象としてもよい。 For example, it has been explained that the target orders of the electromagnetic excitation force reduced by the motor control device 110 are the sixth order and the twelfth order, but the present invention is not limited to this. Depending on the characteristics of the motor to be controlled, any of the multiples of 6 (6n order), or orders other than the 6n order such as 5th and 7th may be targeted.

また、ロータ５１は軸方向に２分割である旨説明したが、これに限られない。上述した技術思想を適用する限り、２段以上のスキュー構造を有するロータ５１を対象としてもよい。 Further, although it has been explained that the rotor 51 is divided into two in the axial direction, the present invention is not limited to this. As long as the above-mentioned technical idea is applied, the rotor 51 having a skew structure of two or more stages may be targeted.

また、基本波電流制御および高調波電流制御を実現する基本波電流制御回路１００および高調波電流制御回路２００は上述した構成に限られない。例えば、非干渉制御器３を削除してもよい。なお、本発明にかかる基本波電流制御および高調波電流制御を実現する構成は、特許３８５２２８９号又は特許４０１９８４２号に開示された構成を用いてもよい。 Further, the fundamental wave current control circuit 100 and the harmonic current control circuit 200 that realize the fundamental wave current control and the harmonic current control are not limited to the above-described configuration. For example, the non-interference controller 3 may be deleted. As the configuration for realizing the fundamental wave current control and the harmonic current control according to the present invention, the configuration disclosed in Japanese Patent No. 3852289 or Japanese Patent No. 4019842 may be used.

５０…モータ
５１、５１ａ、５１ｂ…ロータ
５２ａ、５２ｂ…永久磁石
１００…基本波電流制御部（基本波電流制御回路）
２００…高調波電流制御部（基本波電流制御回路） 50 ... Motor 51, 51a, 51b ... Rotor 52a, 52b ... Permanent magnet 100 ... Fundamental wave current control unit (fundamental current control circuit)
200 ... Harmonic current control unit (fundamental current control circuit)

Claims

With permanent magnets
A rotor having a skew structure in which the permanent magnets divided in the axial direction are arranged at a predetermined angle in the circumferential direction.
A method for controlling a motor including a stator that rotatably accommodates the rotor.
In the dq-axis orthogonal coordinate system that rotates in synchronization with the rotation of the rotor, an electromagnetic force generated in each of the rotors divided into a plurality by the skew structure is applied to a fundamental wave current that generates a desired torque in the motor. Harmonic current control is executed by superimposing a harmonic current that controls the phase and amplitude of the electromagnetic excitation force so that the canceling effect of the vibration force is maximized.
A motor control method characterized by that.

In the motor control method according to claim 1,
The predetermined angle is set so as to be able to reduce the electromagnetic vibration force of a predetermined electric angle order generated in the motor.
A motor control method characterized by that.

In the motor control method according to claim 2,
In the harmonic current control, a harmonic current that reduces an electromagnetic excitation force having an electric angular order different from the predetermined electric angular order is superimposed on the fundamental wave current.
A motor control method characterized by that.

In the motor control method according to any one of claims 1 to 3,
The electric angular order of the electromagnetic excitation force reduced by the skew structure is larger than the electric angular order of the electromagnetic excitation force reduced by the harmonic current control.
A motor control method characterized by that.

In the motor control method according to any one of claims 1 to 4,
The harmonic current control controls the harmonic current using a dhqh Cartesian coordinate system that rotates at a frequency that is an integral multiple of the frequency of the fundamental current, which is different from the dq-axis Cartesian coordinate system.
A motor control method characterized by that.

In the motor control method according to any one of claims 1 to 5,
The electromagnetic excitation force includes a radial excitation force of the rotor and a circumferential excitation force of the rotor.
The electromagnetic excitation force reduced by the skew structure and the harmonic current control is either the radial excitation force of the rotor or the circumferential excitation force of the rotor.
A motor control method characterized by that.

With permanent magnets
A rotor having a skew structure in which the permanent magnets divided in the axial direction are arranged at a predetermined angle in the circumferential direction.
A motor control device including a stator that rotatably accommodates the rotor.
The control device is
A fundamental wave current control unit that controls a fundamental wave current that generates a desired torque in the motor in a dq-axis Cartesian coordinate system that rotates in synchronization with the rotation of the rotor.
Harmonics that control the phase and amplitude of the electromagnetic excitation force so that the canceling effect of the electromagnetic excitation force generated in each of the rotors divided into a plurality of parts by the skew structure is maximized with respect to the fundamental wave current. It is equipped with a harmonic current control unit that superimposes wave currents.
A motor control device characterized by the fact that.