JP6929627B2

JP6929627B2 - 試験測定装置及び入力信号デジタル化方法

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Publication number: JP6929627B2
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Description

本発明は、試験測定装置に関し、特に、ノイズを低減する１つ以上の非同期時間インタリーブ・デジタイザを含む試験測定装置に関する。

デジタル・オシロスコープのような試験測定装置で利用可能な帯域幅は、入力信号をデジタル化するアナログ・デジタル・コンバータ（ＡＤＣ）によって制限される傾向にある。ＡＤＣの利用可能な帯域幅は、アナログ帯域幅未満か、又は、最大サンプル・レートの半分未満に制限される。既存のＡＤＣを用いて、より高い帯域幅の信号をデジタル化する種々の技術が開発されてきている。

効率良く、より高いサンプル・レートを実現するためには、例えば、同期時間インタリーブを用いることができる。時間的なずれ（オフセット）をもって１つのサンプル期間中に１つの入力信号を複数のＡＤＣでサンプルするものである。デジタル化された複数の出力は、１つに合成されて、サンプル・レートは事実上掛け算されたものとなる。しかし、これらＡＤＣのアナログ帯域幅が制限要因となれば、より高い帯域幅を実現するために、複数経路のインタリーブ・トラック・ホールド増幅回路のような高帯域幅フロント・エンドが必要となる。

従来のトラック・ホールド増幅回路ベースのインタリーブ・システムでは、トラック・ホールド増幅回路をＡＤＣチャンネル帯域幅と同様か又はもっと遅いサンプル・レートでクロックすることとなるので、ＡＤＣには、ホールドされた値に安定する十分な時間がある。ＡＤＣは、各ホールド値をデジタル的に捕捉するために、トラック・ホールド増幅回路と同期してクロックされる。トラック・ホールド増幅回路におけるこうした制限は、回りまわって、ＡＤＣサンプル・レートを制限する。その一方で、ナイキスト・サンプリング定理を満たすため、ＡＤＣサンプル・レートは、ＡＤＣチャンネルの帯域幅の２倍よりも大きくする必要がある。結果として、所望の性能を実現するには、多数の時間インタリーブＡＤＣチャンネルが必要となる。

ＡＤＣチャンネルの個数が増加すると、全体的なコストと、システムの複雑さも増加する。例えば、フロント・エンド・チップは、望ましい値に達する正味の総合サンプル・レートを得るためには、今では、付加的なＡＤＣ回路、クロック回路などを含んだより多数のＡＤＣチャンネルを駆動しなければならない。チップのサイズ及び複雑さは、通信パスがより長くなるという結果を生じ、それ故、寄生容量、電磁気的ノイズ、設計の困難さなどが増加する結果を生じる。

他の技術では、入力信号の複数のサブ帯域（sub-bands）を、より低いサンプル・レートのＡＤＣを通過できる周波数範囲へとダウンコンバートさせるというものもある。言い換えると、広い入力帯域幅を、複数の低い帯域幅のＡＤＣチャンネルに分割させるというものである。デジタル化した後、これらサブ帯域は、それぞれの元の周波数範囲にデジタル的にアップコンバートされ、そして、入力信号を表すデータに結合される。

米国特許第８７４２７４９号明細書は、信号を分割（スプリット）し、処理した後に、信号を再構成する再構成アルゴリズムを用いる非同期時間インタリーブ・システムを開示している。

米国特許第８７４２７４９号明細書特開２０１２−２４７４２３号公報

この技術の重大な欠点は、任意の入力信号の周波数の内容を１つだけのＡＤＣチャンネルに送って、その入力信号をデジタル化するときに、先天的にノイズというペナルティがあることである。再結合された出力は、１つのＡＤＣだけからの信号エネルギーを含むが、複数全てのＡＤＣからのノイズ・エネルギーを含み、それ故、信号対ノイズ比（ＳＮＲ）を悪化させる。

従って、非同期時間インタリーブ・アキテクチャの全ＡＤＣチャンネルによって、任意の周波数の入力信号をデジタル化し、それによってノイズのペナルティを回避するための改善されたデバイス及び方法へのニーズが残っている。

本発明の実施形態の１つは、試験測定装置であって、
特定帯域幅を有する入力信号を、該入力信号のほぼ全帯域幅を夫々含む複数の分割信号に分割するスプリッタと、
複数の上記分割信号の中の関連する１つの分割信号を関連する高調波信号と混合し、関連する混合信号を夫々生成する複数の高調波ミキサと、
複数の上記高調波ミキサの中の関連する１つの高調波ミキサの混合信号を夫々デジタル化するよう構成される複数のデジタイザと
複数の上記デジタイザの夫々からデジタル化した混合信号を受けて、時間インタリーブ信号を出力するよう構成される線形時間周期性フィルタとを具えている。このとき、複数の上記高調波ミキサに関連する高調波信号の少なくとも１つの高調波信号の１次高調波が、複数の上記デジタイザの少なくとも１つの有効サンプル・レートと異なっていることを特徴としている。

本発明は、入力信号をデジタル化する方法であって、
特定帯域幅を有する入力信号を、該入力信号のほぼ全帯域幅を夫々含む複数の分割信号に分割する処理と、
上記分割信号の夫々を関連する高調波信号と混合し、関連する混合信号を生成する処理と、
上記混合信号の夫々をデジタル化する処理と、
複数のデジタイザの夫々からデジタル化した混合信号を時間周期性フィルタで受ける処理と、
時間インタリーブ信号を上記時間周期性フィルタから出力する処理と
を具えている。このとき、複数の高調波ミキサに関連する少なくとも１つの上記高調波信号の１次高調波が、複数の上記デジタイザの少なくとも１つのサンプル・レートと異なっている。

図１は、高調波混合処理を用いた試験測定装置用のＡＤＣシステムのブロック図である。図２は、本発明の実施形態による高調波混合処理を用いた試験測定装置用のＡＤＣシステムのブロック図である。

図１は、高調波混合処理を用いた試験測定装置用のＡＤＣシステムのブロック図である。この実施形態では、装置には、スプリッタ１０があり、これは、特定の周波数を有する入力信号１２を複数の分割（スプリット）信号１４及び１６に分割するよう構成され、分割信号の夫々は、入力信号１２のほぼ全スペクトラムを含んでいる。スプリッタ１０としては、入力信号１２を複数の信号に分割できるのであれば、種々の回路があり得る。例えば、スプリッタ１０は、抵抗分割回路としても良い。このように、入力信号１２のほぼ全周波数成分が、分割信号１４及び１６の夫々に存在することができる。しかし、パスの個数、使用される高調波信号などによって、スプリッタ１０の種々の分割信号の周波数応答は、異なることがある。

分割信号１４及び１６は、高調波ミキサ１８及び２４に夫々入力される。高調波ミキサ１８は、分割信号１４を高調波信号２０と混合（ミックス）し、混合信号２２を生成するよう構成される。同様に、高調波ミキサ２４は、分割信号１６を高調波信号２６と混合し、混合信号２８を生成するよう構成される。

本願では、高調波ミキサは、信号を複数の高調波と混合するように構成されるデバイスである。乗算又は混合処理は、高調波混合処理と関連して説明されるが、信号を複数の高調波と乗算する効果を持つデバイスは、高調波ミキサとして利用可能である。

デジタイザ３０は、混合信号２２をデジタル化するよう構成される。同様に、デジタイザ３２は、混合信号２８をデジタル化するよう構成される。デジタイザ３０及び３２としては、種々のデジタイザがあり得る。図示せずも、デジタイザ３０及び３２の夫々は、必要に応じて、増幅回路、フィルタ、減衰回路などのアナログ回路を設けても良い。そのため、デジタイザ３０に入力された混合信号２２は、デジタル化される前に、増幅や減衰されたり、また、フィルタ処理されることがある。

デジタイザ３０及び３２は、有効サンプル・レートで動作するよう構成される。この有効サンプル・レートは、デジタイザ３０及び３２が信号２２及び２８をほぼ十分にデジタル化可能なレートであり、例えば、信号２２及び２８内の関心のある周波数帯域内の信号対ノイズ比を最適化するように選択しても良い。いくつかの実施形態では、デジタイザ３０は、１つのアナログ・デジタル・コンバータ（ＡＤＣ）を含むとしても良い。しかし、別の実施形態では、デジタイザ３０は、より低いサンプル・レートで動作するインタリーブされた複数のＡＤＣを含むとし、より高い有効サンプル・レートを実現するようにしても良い。

高調波信号２０及び２６の少なくとも一方の１次高調波は、デジタイザ３０及び３２の少なくとも一方の有効サンプル・レートとは異なっている。いくつかの実施形態では、高調波信号の１次高調波は、複数のデジタイザの少なくとも１つの有効サンプル・レートの整数倍又は約数である必要はない。言い換えると、いくつかの実施形態では、高調波ミキサに関連する高調波信号の１次高調波は、複数のデジタイザの少なくとも１つの有効サンプル・レートの整数倍又は約数ではない。

当然のことながら、入力信号１２の全ての帯域が全てのパスを通過する。言い換えると、１つの入力信号１２を処理するのに、２つ以上のチャンネルが組み合わせられた場合、各チャンネル又はパスは、入力信号１２の全帯域幅を受ける。入力信号１２は、全てのデジタイザを通って伝送されるので、信号対ノイズ比は、大幅に改善される。

フィルタ３６は、デジタイザ３０からのデジタル化混合信号３４をフィルタ処理するように構成しても良い。同様に、フィルタ４２は、デジタイザ３２からのデジタル化混合信号４０をフィルタ処理するように構成しても良い。フィルタ３６及び４２は、例えば、等化（equalization）及び補間フィルタでも良い。高調波ミキサ４６及び５２は、フィルタ処理混合信号３８及び４４を高調波信号４８及び５４と夫々混合（ミックス）するように構成される。いくつかの実施形態では、高調波信号４８及び５４は、対応する高調波信号２０及び２６と、周波数及び位相に関して、実質的に同様としても良い。高調波信号２０及び２６がアナログ信号である一方、高調波信号４８及び５４はデジタル信号であるが、これら高調波信号についての拡大縮小率（scaling factor）は、互いに同じか又は同様としても良い。出力信号５０及び５６は、再混合信号５０及び５６と呼ばれる。結合器（combiner）５８は、再混合信号５０及び５６を結合し、再構成入力信号６０にする。いくつかの実施形態では、結合器５８は、単なる信号の加算以上のことを実施しても良い。例えば、平均化処理、フィルタ処理、拡大縮小処理などを、結合器５８で実施しても良い。即ち、結合器５８が、ローパス・フィルタ（ＬＰＦ）６２を含んでいるか、又は、図１に示すように、ＬＰＦ６２を結合器の外に設けても良い。

フィルタ３６及び４２、高調波ミキサ４６及び５２、高調波信号４８及び５４、結合器５８、その他の関連する要素は、デジタル的に実現しても良い。例えば、好ましい適切な周辺デバイスと共に、デジタル・シグナル・プロセッサ（ＤＳＰ）、マイクロプロセッサ、プログラマブル・ロジック・デバイス、汎用プロセッサその他の処理システムを、デジタル化信号の処理機能を実現するために利用しても良い。こうした機能を実現するのに、完全に集積されたものから、完全なディスクリート部品までの間の種々なものが利用できる。

例えば、フィルタ処理は、デジタル化する前に行っても良い。混合信号２２及び２８は、デジタイザ３０及び３２の有効サンプル・レートの半分に近いカットオフ周波数を有するローパス・フィルタで、フィルタ処理されるとしても良い。フィルタ３６及び４２のフィルタ処理を、こうした固有又は誘発されるフィルタ処理に加えても良い。

いくつかの実施形態では、混合信号２２及び２８の正味のフィルタ処理は、高調波信号２０及び２６の１次高調波の周波数の約半分に関して、ほぼ相補的な周波数応答という結果が得られるようにしても良い。つまり、周波数Ｆ_１／２よりあるオフセットだけ高い位置での周波数応答と、周波数Ｆ_１／２よりあるオフセットだけ低い位置での周波数応答が加えられる。１つを例として用いたが、信号の拡大縮小処理などの要求に応じて、他の値を用いても良い。更には、上述の例は、理想的な場合として記述されている。つまり、実現されるフィルタ処理は、理想的でない成分、校正などを考慮して、異なる応答を持つようにしても良い。

アナログ不整合（ミスマッチ）が原因のインタリーブ・エラーの場合には、混合処理クロックの振幅及び位相についてハードウェアを調整しても良い。次に、その調整では、インタリーブ不整合（ミスマッチ）による疑似信号を最小化するよう校正しても良い。これに代えて、又は、上記やり方に加えて、ハードウェア不整合の特性を調べ、線形時間可変補正フィルタ６４を用いて、インタリーブ疑似信号をキャンセルするようにしても良い。

更には、デジタル的なフィルタ処理、混合処理及び結合処理は、別々の動作として説明してきたが、こうした動作を組み合わせて、他の機能などに組み入れても良い。加えて、上述の説明は、理想的な成分を仮定していたので、こうした処理に追加の補償を適切に導入し、理想的でない成分を補正するようにしても良い。更には、デジタル化信号を処理するとき、周波数範囲の変更、混合処理などは、そうした変化を表すのに、より高いサンプル・レートという結果になる。デジタル化信号は、必要に応じて、アップサンプル、補間などができる。

メモリ６６は、上側ＡＤＣチャンネル中のデジタイザ３０及びフィルタ３６の間に与えられても良く、メモリ６８は、下側ＡＤＣチャンネル中のデジタイザ３２及びフィルタ４２の間である。アクイジション（データ取り込み）を実行でき、そして、デジタル化混合信号３４又はデジタル化混合信号４０は、フィルタ３６及び４２に夫々送られる前に、メモリ６６及び６８に夫々記憶できる。

上述のように、再構成では、等化／補間フィルタ３６及び４２をＡＤＣデータ・ストリームに適用し、これらを高調波ミキサ４６及び５２によって高調波混合関数のデジタル・バージョンと混合し、それら結果を結合器５８によって平均化し、平均化結果をローパス・フィルタ６２で処理して上側の混合成分を除去し、そして、線形時間可変（linear, Time-Varying）フィルタ６４を適用する。これらステップの全ては、線形演算子、つまり、任意のスカラー量ａ及びｂ並びに入力信号ｘ（ｔ）及びｙ（ｔ）に関し、

Ｆ｛ａ・ｘ（ｔ）＋ｂ・ｙ（ｔ）｝＝ａ・Ｆ｛ｘ（ｔ）｝＋ｂ・Ｆ｛ｙ（ｔ）｝（１）

デジタル・シグナル・プロセッサが使用されているので、時間は、整数値「ｔ」で表される離散（ディスクリート）時間インターバルで表され、ここで、ｔの各１つの増加が、１つのサンプル・ポイント時点を表す。時間的に隣接するポイント間のサンプル・インターバルは、例えば、５ｐｓとしても良い。しかし、任意の他のサンプル・インターバルを用いても良い。

等化／補間フィルタ３６及び４２並びにローパス・フィルタ６２は、線形であるのに加えて時不変（time-invariant）、即ち、

Ｆ｛ｘ（ｔ−ｔ_０）｝＝Ｆ｛ｘ（ｔ）｝｜ｔ−ｔ_０（２）

変数ｔ_０は、任意の整数の時間遅延である。これらフィルタは、本願では、線形時不変（linear time-invariant：ＬＴＩ）フィルタと呼ぶ。ＬＴＩフィルタは、そのインパルス応答によって完全にかつ一意に表現でき、そして、複数のＬＴＩフィルタ・コンポーネントのカスケード接続も、１つのＬＴＩフィルタであり、インパルス応答は、複数コンポーネントのインパルス応答のコンボリューション（畳み込み積分）に等しい。

混合関数４８及び５４並びに線形時間可変補正フィルタ６４は、時間と共に変化する。しかし、もし混合する周波数が高調波的に基本的なＡＤＣインタリーブ・レートと関連していると、両ステップは、周期的となる、即ち、

Ｆ｛ｘ（ｔ−ｋＴ）｝＝Ｆ｛ｘ（ｔ）｝｜ｔ−ｋＴ（３）

変数ｋは、任意の整数であり、Ｔは、混合関数とインタリーブ・レートの最小の共通する周期（最小公倍周期）である。これらは、線形時間周期性（linear, time-periodic）フィルタ（ＬＴＰ）と呼ばれる。例えば、混合関数が７５ＧＨｚ（周期は８０／６ピコ秒）としても良く、インタリーブ・レートが１２.５ＧＳ／ｓ（周期は８０ピコ秒）であり、そしてＴ＝１６で、これは、１サンプル・ポイント当たり５ｐｓで、８０ｐｓを表す。混合関数は、時間と共に周期的に変化する（この例では、６サイクルが１６サンプルで完了する）単一の係数、１ポイント持続時間インパルス応答、を有するフィルタとして見られる。

ＬＴＩフィルタは、ｔ_０＝ｋＴとおくことによって、ＬＴＰフィルタのサブクラスとすることもできる。よって、再構成は、複数のＬＴＰフィルタのカスケード接続として表すこともできる。

ＬＴＰフィルタは、Ｔ個のインパルス応答の配列によって完全かつ一意に表すことができ、ここでＴは、ＬＴＰフィルタの整数周期（Integer period）である。配列のエントリ０は、時点ｔ＝０におけるインパルスに対するフィルタの応答に等しく、配列のエントリ１は、１サンプルだけ進んだ時点ｔ＝１におけるインパルスに対するフィルタの応答に等しく、配列のエントリ２は、２サンプルだけ進んだ時点ｔ＝２におけるインパルスに対するフィルタの応答に等しい、などである。もし配列のエントリがＴにおいて定義されるなら、それは、Ｔサンプルだけ進んだ時点ｔ＝Ｔにおけるインパルスに対するフィルタの応答であろうが、周期性特性によって、これは、ｔ＝０におけるインパルスに対するフィルタの応答と同一であり、配列のエントリ０に既に記憶されている。よって、Ｔ個のインパルス応答の配列は、任意の時点におけるインパルスに対する応答を定義し、線形性によって、任意の信号（異なる時点において、複数インパルスの線形な組み合わせとして表される）に対する応答を求めることができる。ＬＴＩフィルタは、期間ＴのＬＴＰフィルタのサブクラスとして、Ｔ個のエントリ全てを同一にすることによって、表されることになる。

Ｎ個のサンプル期間のＬＴＰフィルタ応答は、入力インパルス位置（ｍｏｄｕｌｏＴ）とその出力サンプルをインデックスとすることによって、ＴにＮをかけた２次元配列として蓄積できる。表記を簡単にするため、大文字がｍｏｄｕｌｏＴを表すとする、つまり、

Ｉ＝ｉ（ｍｏｄｕｌｏＴ）（４）

更に、ＬＴＰフィルタ「ｆ」の出力信号ｙ（ｔ）は、その入力信号ｘ（ｔ）に関して、コンボリューションに類似して表現できる。

ｙ（ｔ）＝ｘ（ｔ）＊ｆ＝Σ_ｉｘ（ｉ）・ｆ（Ｉ，ｔ−ｉ）（５）

同様に、２つのＬＴＰフィルタ「ｆ」及び「ｇ」のカスケード接続の出力信号ｙ（ｔ）は、その入力信号ｘ（ｔ）の観点から表現できる。

ｙ（ｔ）＝［ｘ（ｔ）＊ｆ］＊ｇ＝Σ_ｊ［Σ_ｉｘ（ｉ）・ｆ（Ｉ，ｊ−ｉ）］・ｇ（Ｊ，ｔ−ｊ）＝Σ_ｉｘ（ｉ）・［Σ_ｊｆ（Ｉ，ｊ−ｉ）・ｇ（Ｊ，ｔ−ｊ）］＝Σ_ｉｘ（ｉ）・｛ｆ＊ｇ｝（Ｉ，ｔ−ｉ）（６）

ここで｛ｆ＊ｇ｝（Ｉ，ｍ）は、次のように定義される。

｛ｆ＊ｇ｝（Ｉ，ｍ）＝Σ_ｋｆ（Ｉ，ｋ）・ｇ（Ｉ＋Ｋ，ｍ−ｋ）（７）

よって、ＬＴＰフィルタ「ｆ」及び「ｇ」の「周期的コンボリューション（periodic convolution）」は、予め計算でき、その結果は、ＬＴＰフィルタｆ＊ｇとして蓄積でき、そして、入力信号ｘをこの新しいフィルタとコンボリューションして出力信号ｙを計算できる。同様なやり方で、（再構成アルゴリズムの全てのステップのような）任意の個数のＬＴＰフィルタの「周期的コンボリューション」は、予め計算でき、ランタイム（runtime）に、１つだけのＬＴＰフィルタをデータに適用しても良い。

ＬＴＰフィルタの「周期的コンボリューション」は、数式８に示すように、ＬＴＩフィルタのコンボリューションで行うような、結合ルールに従う。

（ｆ＊ｇ）＊ｈ＝ｆ＊（ｇ＊ｈ）（８）

しかし、交換（commutative）ルールは、ＬＴＩで行うようには、ＬＰＴフィルタには適用されない。即ち、数式９は、ＬＴＩフィルタには適用されるが、ＬＴＰフィルタには必ずしも適用されない。

ｆ＊ｇ＝ｇ＊ｆ（９）

再構成の第１ステップでは、等化及び補間フィルタ３６又は４２を各ＡＤＣチャンネルのデータ・ストリームに適用する。等化及び補間フィルタ３６及び４２の出力レートは、おおよそ、入力レートのＮ倍（ここでＮは、インタリーブされるデジタイザの個数）であり、これは、多くは、２ステップ処理として考えられる：Ｎ−１個のゼロ・サンプルをＡＤＣサンプル間に挿入して、データ・レートのＮ倍を実現し、続いて、ローパスＬＴＩフィルタをより高いレートで適用し、サンプルとゼロを交互にしたことによって生成されるエイリアス・エネルギーを除去する。しかしながら、このローパス・フィルタをＬＴＰフィルタとして表す場合には、ゼロ・サンプルを挿入してレートを増加させるのではなく、Ｔ個のインパルス応答の配列中のＮ個のエントリの中のＮ−１個をゼロに設定でき、任意のサンプルを挿入しても良く、これは、これらが続いてゼロ・インパルス応答で乗算されるからである。例えば、残りのＮ−１個のＡＤＣチャンネルからのＡＤＣサンプルを挿入しても良い。

この手法は、全ての等化及び補間フィルタ３６及び４２について利用でき、関連するデジタイザのサンプルと一致するように各配列中の非ゼロ行（rows）を選択する。これによって、全てのＡＤＣチャンネルからのインタリーブされたサンプルを含む、同じインタリーブ・データ・ストリームを全ての等化及び補間フィルタ３６及び４２に供給でき、そして、線形性のために、結果として生じるＮ個のパスを表すＮ個のＬＴＰフィルタは、単一のＬＴＰフィルタを得るように加算され、再構成データ・ストリームを出力する。よって、再構成処理の全体は、インタリーブ・ストリームと考えられるＡＤＣデータに、単一のＬＴＰフィルタを適用するものとできる。

複数のＬＴＩフィルタをコンボリューションするときのように、いくつかのコンボリューションされたＬＴＰフィルタの応答の持続時間（duration）は、通常、その複数のコンポーネント（構成要素の）フィルタの持続時間の合計から、コンボリューションされたフィルタの個数を引いて、１を加えたものとなろう。しかし、両端に近いフィルタ係数は、非常に小さくなりがちである。なぜなら、両端とも合算処理で一緒に加算される非ゼロの項がほとんどなく、また、加算されるこれら項は、小さい傾向にあるコンポーネント・フィルタ応答の端部近くの係数の積で、これら積は、「小さいものの２乗」、つまり、非常に小さくなるからである。よって、最終的なコンボリューションされたＬＴＰフィルタの持続時間は、実際的には、上述した論理的な組み合わせよりも、いくらか小さいものに限定されることがあり、更にいっそう実行時間を節約することになる。いくつかの実施形態では、応答の急激な切り捨てを避けるのに、なめらかな窓関数を適用するのが有益であろう。

これは、再構成アルゴリズムの全体を、単一のＬＴＰフィルタをインタリーブＡＤＣデータ・ストリームに適用することに単純化可能とし、よって、処理時間を削減し、そして、長いレコード長において、より速い更新レートを可能にする。即ち、ＬＴＰシステムは、複数のＬＴＰフィルタのカスケード接続として定義でき、そして、周期的なコンボリューションを利用することによって、単一のＬＴＰフィルタとして特性を表すことができる。これに代えて、線形で時間周期性なことが既知の、即ち、ＬＴＰシステムである任意のアルゴリズムは、そのアルゴリズムをＴ個の入力レコードに適用することによって、単一のＬＴＰフィルタとして特性を表すことができる。このとき、各入力レコードは、位置ｔにおけるインパルスであり、ここで、０≦ｔ＜Ｔである。この手法は、複数のインパルス応答を直接測定し、これらインパルス応答は、ｔサンプルだけ進んだ後、単一のＬＴＰフィルタのインパルス応答配列中に記憶される。このシステムのインパルス応答配列の直接的な測定は、「ブラック・ボックス」内で実行され、そのアルゴリズムの動作が直接観測できないとしても、任意のＬＴＰシステムに応用できる。例えば、インパルス応答を直接測定するこの手法は、システムが内部的に複数のＬＴＰコンポーネントのカスケード接続として動作するのであろうとなかろうと、又は、何か別の処理手法（例えば、周波数領域分析）を利用するのであろうとなかろうと、「ブラック・ボックス」中のシステムで利用できる。

ＬＴＰシステムのインパルス応答配列の事前の計算は、そのコンポーネントの周期的なコンボリューションを利用して行うのであろうとなかろうと、又は、ブラック・ボックス測定手法を適用するのであろうとなかろうと、時間がかかるであろう。そこで、実行時間の節約は、１つのＬＴＰフィルタで再構成されるレコードの持続時間は、ＬＴＰシステム応答に比較して長いと仮定することによって、もたらされる。この仮定は、レコード長が、数百万サンプルになることがある一方で、システム応答の持続時間は、数百サンプルの単位であるので、多くの場合、有効である。

しかし、もしユーザが、ハードウェアのドリフトを考慮してＬＴＰフィルタを再計算する必要があることは、どうにもさておき、もっと短いレコードを要求し、これらをトリガするなら、各ＬＴＰコンポーネントをデータ・レコードにカスケードで（段階的に並べて）適用するのは、もっと高速になろう。一方で、処理のスループットは、このレコードが短く、トリガがゆっくりの場合では、問題とならない。

再構成の後、周波数領域の手法を利用して、充分に長い持続時間のＬＴＩフィルタを用いて、帯域幅拡大（band width enhancement：BWE）フィルタ７０を適用しても良い。もしこのフィルタが、複数のＬＴＰフィルタのどれよりも、持続時間に関して、充分に長ければ、独立したままにできる。数学的に正確にではあるが、ＢＷＥフィルタ７０をＬＴＰケスケード接続の一部分として扱うには、Ｔ（先の例では１６）個の長い持続時間応答を計算することが必要となり、これは、複雑であるし、使用において、潜在的に周波数領域フィルタ処理手法を遅くする。周期的コンボリューション手法は、時間可変フィルタの固有の（inherently：生得的、本質気）最長持続時間よりも短いか又は、これに相当するＬＴＩフィルタの持続時間を組み入れる場合に、最も良く適合する。

図２は、フィルタ３６及び４２と、高調波ミキサ４６及び５２と、結合器５８と、ローパス・フィルタ６２と、そして、線形時間可変フィルタ６４を単一のコンボリューションされたＬＴＰフィルタ７２として示す。即ち、デジタイザ３０及びデジタイザ３２からの出力信号は、図１に示すコンポーネント（構成要素）を夫々通過するのではなく、ＬＴＰフィルタ７２に直接入力されるとしても良い。ＬＴＰフィルタ７２は、再構成されたインタリーブ信号を出力する。

図２は、フィルタ３６及び４２、高調波ミキサ４６及び５２、結合器５８、ローパス・フィルタ６２、そして、線形時間可変フィルタ６４を単一のＬＴＰフィルタ７２にコンボリューションされたものとして示しているが、複数のＬＴＰフィルタを、単一のＬＴＰフィルタの代わりに用いても良い。これに代えて、ＬＴＰフィルタ７２が、フィルタ３６及び４２、高調波ミキサ４６及び５２、結合器５８、ローパス・フィルタ６２、並びに時間可変フィルタ６４の中の２つ以上のものを含む一方で、コンボリューションされないフィルタは、そのままとしても良い。

他の実施形態では、コンピュータ読み出し可能な媒体上に記録されたコンピュータ読み出し可能なコードを含み、これは、実行されると、コンピュータに上述した動作のいずれかを実行させる。ここでは、コンピュータとは、コードを実行できる任意のデバイスである。マイクロプロセッサ、プログラマブル・ロジック・デバイス、マルチプロセッサ・システム、デジタル・シグナル・プロセッサ、パーソナル・コンピュータなどは、全てこうしたコンピュータの例である。コンピュータ読み出し可能な媒体は、有形のコンピュータ読み出し可能な媒体であり、これは、コンピュータ読み出し可能なコードを非一時的なやり方で蓄積するよう構成される。

具体的な実施形態を説明してきたが、本発明の原理は、これら実施形態に限定されるものではないと理解されたい。本発明の原理から離れることなく、変形及び変更を行うことができる。例えば、デジタル・フィルタ処理、混合処理や結合処理の順番の変更は、入力信号のデジタル表現の再構成を依然として提供しつつ、デジタル処理のもっと効率的な実行を可能にすることがあると予期される。本発明の他の例は、次のようなものとしても良い。

本発明の概念１は、試験測定装置であって、
特定の帯域幅を有する入力信号を、該入力信号の全帯域幅を実質的に夫々含む複数の分割信号に分割するよう構成されるスプリッタと、
複数の上記分割信号の中の関連する分割信号を関連する高調波信号と混合し、関連する混合信号を夫々生成するよう構成される複数の高調波ミキサと、
複数の上記高調波ミキサの中の関連する高調波ミキサの混合信号をデジタル化するよう夫々構成される複数のデジタイザと、
上記デジタイザの夫々からデジタル化した混合信号を受けて、時間インタリーブ信号を出力するよう構成される線形時間周期性（linear time-periodic）フィルタと
を具え、
上記高調波ミキサと関連する少なくとも１つの高調波信号の１次高調波は、上記デジタイザの少なくとも１つのサンプル・レートとは異なっている。

本発明の概念２は、上記概念１の試験測定装置であって、このとき、上記線形時間周期性フィルタは、少なくとも２つの線形時間周期性フィルタのコンボリューションである。

本発明の概念３は、上記概念１の試験測定装置であって、このとき、上記線形時間周期性フィルタが、デジタル化した混合信号の夫々を等化するよう構成される。

本発明の概念４は、上記概念１の試験測定装置であって、このとき、上記線形時間周期性フィルタは、デジタル化した混合信号の夫々を補間するよう構成される。

本発明の概念５は、上記概念１の試験測定装置であって、このとき、上記線形時間周期性フィルタは、上記デジタイザの夫々からのデジタル化した混合信号を関連する高調波信号と混合するよう構成される。

本発明の概念６は、上記概念１の試験測定装置であって、このとき、上記線形時間周期性フィルタは、デジタル化した混合信号の夫々を１つの結合信号に結合（combine）するよう構成される。

本発明の概念７は、上記概念６の試験測定装置であって、このとき、上記線形時間周期性フィルタが、上記結合信号をローパス・フィルタ処理するよう更に構成される。

本発明の概念８は、上記概念６の試験測定装置であって、このとき、上記線形時間周期性フィルタは、上記結合信号のインタリーブ補正を実行するよう更に構成されている。

本発明の概念９は、上記概念１の試験測定装置であって、上記時間インタリーブ信号をフィルタ処理するよう構成される帯域幅拡大フィルタを更に具えている。

本発明の概念１０は、試験測定装置のための方法であって、
特定の帯域幅を有する入力信号を、夫々該入力信号の全帯域幅を実質的に含む複数の分割信号に分割する処理と、
上記分割信号の夫々を関連する高調波信号と混合し、関連する混合信号を生成する処理と、
上記混合信号の夫々をデジタル化する処理と、
デジタイザの夫々からデジタル化した混合信号を線形時間周期性（linear time-periodic）フィルタで受ける処理と、
上記線形時間周期性フィルタから時間インタリーブ信号を出力する処理と
を具え、
高調波ミキサと関連する少なくとも１つの高調波信号の１次高調波は、上記デジタイザの少なくとも１つのサンプル・レートとは異なっている。

本発明の概念１１は、上記概念１０の方法であって、このとき、上記線形時間周期性フィルタは、複数の線形時間周期性フィルタのコンボリューションである。

本発明の概念１２は、上記概念１０の方法であって、帯域幅拡大フィルタで上記時間インタリーブ信号を受ける処理と、上記時間インタリーブ信号をフィルタ処理する処理とを更に具えている。

本発明の概念１３は、上記概念１０の方法であって、このとき、上記線形時間周期性フィルタは、デジタル化した混合信号の夫々を等化し、等化及びデジタル化した混合信号の夫々を補間し、上記デジタイザ夫々からのデジタル化した混合信号を関連する高調波信号と混合し、デジタル化した混合信号の夫々を結合信号に結合し、上記結合信号をローパス・フィルタ処理し、上記結合信号のインタリーブ補正を実行する。

本発明の概念１４は、上記概念１０の方法であって、このとき、上記線形時間周期性フィルタには、複数の時間周期性フィルタのカスケード接続が含まれる。

１０スプリッタ
１２入力信号
１４分割信号
１６分割信号
１８高調波ミキサ
２０高調波信号
２２混合信号
２４高調波ミキサ
２６高調波信号
２８混合信号
３０デジタイザ
３２デジタイザ
３４デジタル化混合信号
３６フィルタ
３８フィルタ処理デジタル化混合信号
４０デジタル化混合信号
４２フィルタ
４４フィルタ処理デジタル化混合信号
４６高調波ミキサ
４８高調波信号
５０再混合信号
５２高調波ミキサ
５４高調波信号
５６再混合信号
５８結合器
６０再構成入力信号
６２ローパス・フィルタ
６４線形時間可変補正フィルタ
６６メモリ
６８メモリ
７０帯域幅改善フィルタ
７２ＬＴＰフィルタ

Claims

特定の帯域幅を有する入力信号を、該入力信号の全帯域幅を実質的に夫々含む複数の分割信号に分割するよう構成されるスプリッタと、
複数の上記分割信号の中の関連する分割信号を関連する高調波信号と混合し、関連する混合信号を夫々生成するよう構成される複数の高調波ミキサと、
複数の上記高調波ミキサの中の関連する高調波ミキサの混合信号をデジタル化するよう夫々構成される複数のデジタイザと、
上記デジタイザの夫々からデジタル化した混合信号を受けて、時間インタリーブ信号を出力するよう構成される線形時間周期性フィルタと
を具え、
上記線形時間周期性フィルタは、上記高調波信号の周期とインタリーブ・レートの周期の公倍周期に基づいて生成され、
上記高調波ミキサと関連する少なくとも１つの高調波信号の１次高調波は、上記デジタイザの少なくとも１つのサンプル・レートとは異なる試験測定装置。
上記線形時間周期性フィルタが、デジタル化した混合信号の夫々を等化する処理と、等化及びデジタル化した混合信号の夫々を補間する処理と、上記デジタイザ夫々からのデジタル化した混合信号を関連する高調波信号と混合する処理と、デジタル化した混合信号の夫々を１つの結合信号に結合する処理と、上記結合信号をローパス・フィルタ処理する処理と、上記結合信号のインタリーブ補正を実行する処理の中の少なくとも２つの処理を夫々行うための上記公倍周期に基づくサブ線形時間周期性フィルタをコンボリューションしたものである請求項１の試験測定装置。
特定の帯域幅を有する入力信号を、該入力信号の全帯域幅を実質的に夫々含む複数の分割信号に分割する処理と、
上記分割信号の夫々を関連する高調波信号と混合し、関連する混合信号を生成する処理と、
上記混合信号の夫々をデジタル化する処理と、
デジタイザの夫々からデジタル化した混合信号を線形時間周期性フィルタで受ける処理と、
上記線形時間周期性フィルタから時間インタリーブ信号を出力する処理と
を具え、
上記線形時間周期性フィルタは、上記高調波信号の周期とインタリーブ・レートの周期の公倍周期に基づいて生成され、
高調波ミキサと関連する少なくとも１つの高調波信号の１次高調波は、上記デジタイザの少なくとも１つのサンプル・レートとは異なる、試験測定装置の入力信号をデジタル化する方法。
上記線形時間周期性フィルタが、デジタル化した混合信号の夫々を等化する処理と、等化及びデジタル化した混合信号の夫々を補間する処理と、上記デジタイザ夫々からのデジタル化した混合信号を関連する高調波信号と混合する処理と、デジタル化した混合信号の夫々を１つの結合信号に結合する処理と、上記結合信号をローパス・フィルタ処理する処理と、上記結合信号のインタリーブ補正を実行する処理の中の少なくとも２つの処理を夫々行うための上記公倍周期に基づくサブ線形時間周期性フィルタをコンボリューションしたものである請求項３の入力信号をデジタル化する方法。