JP6908065B2 - Power converter - Google Patents
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Description
本発明は、電力変換装置に関し、特に、インダクタ、コンデンサおよびスイッチング素子を用いた電力変換装置に関する。 The present invention relates to a power conversion device, and more particularly to a power conversion device using an inductor, a capacitor, and a switching element.
入力電圧を昇圧または降圧して出力するDC/DCコンバータが知られている。DC/DCコンバータは、インダクタに流れる電流をスイッチングして、インダクタに誘導起電力を発生させ、その誘導起電力によって入力電圧を昇圧または降圧する。以下の特許文献1には、このようなDC/DCコンバータが記載されている。DC/DCコンバータは、電気自動車やハイブリッド自動車等の電動車両において、駆動用モータに電力を供給するパワーコントロールユニット等に用いられる。例えば、電動車両に搭載されたバッテリの出力電圧を昇圧することで、電力損失が比較的小さくなる電圧および電流によって駆動用モータに電力を供給する技術が提案されている。
A DC / DC converter that boosts or lowers the input voltage and outputs it is known. The DC / DC converter switches the current flowing through the inductor to generate an induced electromotive force in the inductor, and the induced electromotive force boosts or steps down the input voltage. The following
一般に、DC/DCコンバータ等の電力変換装置には、MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)やIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)等の半導体スイッチング素子が用いられる。半導体スイッチング素子には、寄生ダイオードが含まれることがある。例えば、MOSFETには、ドレイン端子とソース端子との間にソース端子側にアノード端子を向けて接続された寄生ダイオードを含むものがある。半導体スイッチング素子に寄生ダイオードが含まれる場合、スイッチング素子がオフのときであっても、寄生ダイオードの順方向に電流が流れる。そのため、電力変換装置の一対の入力端子に逆極性の電圧が印加されたときに電流のスイッチングが不可能となって、昇圧または降圧が不可能となることがある。 Generally, a semiconductor switching element such as a MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) or an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) is used for a power conversion device such as a DC / DC converter. Semiconductor switching devices may include parasitic diodes. For example, some MOSFETs include a parasitic diode connected between the drain terminal and the source terminal with the anode terminal facing the source terminal side. When the semiconductor switching element contains a parasitic diode, a current flows in the forward direction of the parasitic diode even when the switching element is off. Therefore, when a voltage of opposite polarity is applied to the pair of input terminals of the power converter, current switching becomes impossible, and step-up or step-down may not be possible.
本発明は、正負両極性の入力電圧に対し昇圧または降圧を行うことを目的とする。 An object of the present invention is to step up or step down an input voltage having both positive and negative polarities.
本発明は、第1シリーズ経路の一端および第2シリーズ経路の一端に設けられた一対の両極端子と、前記第1シリーズ経路に設けられた第1スイッチング素子およびシリーズインダクタと、前記第1スイッチング素子と前記シリーズインダクタとの間のパラレル経路に設けられたタンクコンデンサおよびパラレルインダクタであって、前記シリーズインダクタ側に前記タンクコンデンサが設けられ、前記第2シリーズ経路側に前記パラレルインダクタが設けられたタンクコンデンサおよびパラレルインダクタと、前記シリーズインダクタよりも前記第1シリーズ経路の他端側の点と、前記タンクコンデンサおよび前記パラレルインダクタとの間の点に設けられた第2スイッチング素子と、前記第1シリーズ経路の他端および前記第2シリーズ経路の他端に設けられた一対の直流端子と、を備え、前記第1スイッチング素子および前記第2スイッチング素子は、交互にオンオフすることを特徴とする。 The present invention includes a pair of bipolar terminals provided at one end of a first series path and one end of a second series path, a first switching element and a series inductor provided in the first series path, and the first switching element. A tank capacitor and a parallel inductor provided in a parallel path between the series inductor and the series inductor, wherein the tank capacitor is provided on the series inductor side and the parallel inductor is provided on the second series path side. A second switching element provided between a capacitor and a parallel inductor, a point on the other end side of the first series path with respect to the series inductor, and a point between the tank capacitor and the parallel inductor, and the first series. A pair of DC terminals provided at the other end of the path and the other end of the second series path are provided, and the first switching element and the second switching element are alternately turned on and off.
また、本発明は、第1シリーズ経路の一端および第2シリーズ経路の一端に設けられた一対の両極端子と、前記第1シリーズ経路に設けられた第1スイッチング素子と、前記第2シリーズ経路に設けられたシリーズインダクタと、前記第1スイッチング素子よりも前記第1シリーズ経路の他端側の点と、前記シリーズインダクタよりも前記両極端子側の点との間のパラレル経路に設けられたタンクコンデンサおよびパラレルインダクタであって、前記シリーズインダクタ側に前記タンクコンデンサが設けられ、前記第1シリーズ経路側に前記パラレルインダクタが設けられたタンクコンデンサおよびパラレルインダクタと、前記シリーズインダクタよりも前記第2シリーズ経路の他端側の点と、前記タンクコンデンサおよび前記パラレルインダクタとの間の点に設けられた第2スイッチング素子と、前記第1シリーズ経路の他端および前記第2シリーズ経路の他端に設けられた一対の直流端子と、を備え、前記第1スイッチング素子および前記第2スイッチング素子は、交互にオンオフすることを特徴とする。 Further, the present invention relates to a pair of bipolar terminals provided at one end of the first series path and one end of the second series path, a first switching element provided in the first series path, and the second series path. A tank capacitor provided in a parallel path between the provided series inductor and a point on the other end side of the first series path with respect to the first switching element and a point on the bipolar terminal side with respect to the series inductor. And parallel inductors, the tank capacitor and parallel inductor in which the tank capacitor is provided on the series inductor side and the parallel inductor is provided on the first series path side, and the second series path rather than the series inductor. A second switching element provided at a point on the other end side of the above, a point between the tank capacitor and the parallel inductor, and the other end of the first series path and the other end of the second series path. A pair of DC terminals are provided, and the first switching element and the second switching element are alternately turned on and off.
また、本発明は、第1シリーズ経路の一端および第2シリーズ経路の一端に設けられた一対の両極端子と、前記第1シリーズ経路に設けられた第1スイッチング素子およびシリーズインダクタと、前記第1スイッチング素子と前記シリーズインダクタとの間のパラレル経路に設けられたタンクコンデンサおよびパラレルインダクタであって、前記シリーズインダクタ側に前記タンクコンデンサが設けられ、前記第2シリーズ経路側に前記パラレルインダクタが設けられたタンクコンデンサおよびパラレルインダクタと、前記シリーズインダクタよりも前記第1シリーズ経路の他端側の点と、前記タンクコンデンサおよび前記パラレルインダクタとの間の点に設けられた第2スイッチング素子と、前記タンクコンデンサの両端、あるいは、前記シリーズインダクタの中途点および前記パラレルインダクタの中途点に設けられた一対の直流端子と、前記第1シリーズ経路の他端および前記第2シリーズ経路の他端の間に設けられた第2タンクコンデンサと、を備え、前記第1スイッチング素子および前記第2スイッチング素子は、交互にオンオフすることを特徴とする。 Further, the present invention includes a pair of bipolar terminals provided at one end of the first series path and one end of the second series path, a first switching element and a series inductor provided in the first series path, and the first. A tank capacitor and a parallel inductor provided in a parallel path between the switching element and the series inductor, the tank capacitor is provided on the series inductor side, and the parallel inductor is provided on the second series path side. A second switching element provided between the tank capacitor and the parallel inductor, a point on the other end side of the first series path with respect to the series inductor, and a point between the tank capacitor and the parallel inductor, and the tank. Provided at both ends of the capacitor, or between a pair of DC terminals provided at the midpoint of the series inductor and the midpoint of the parallel inductor, and the other end of the first series path and the other end of the second series path. The second tank capacitor is provided, and the first switching element and the second switching element are alternately turned on and off.
また、本発明は、第1シリーズ経路の一端および第2シリーズ経路の一端に設けられた一対の両極端子と、前記第1シリーズ経路に設けられた第1スイッチング素子と、前記第2シリーズ経路に設けられたシリーズインダクタと、前記第1スイッチング素子よりも前記第1シリーズ経路の他端側の点と、前記シリーズインダクタよりも前記両極端子側の点との間のパラレル経路に設けられたタンクコンデンサおよびパラレルインダクタであって、前記シリーズインダクタ側に前記タンクコンデンサが設けられ、前記第1シリーズ経路側に前記パラレルインダクタが設けられたタンクコンデンサおよびパラレルインダクタと、前記シリーズインダクタよりも前記第2シリーズ経路の他端側の点と、前記タンクコンデンサおよび前記パラレルインダクタとの間の点に設けられた第2スイッチング素子と、前記タンクコンデンサの両端、あるいは、前記シリーズインダクタの中途点および前記パラレルインダクタの中途点に設けられた一対の直流端子と、前記第1シリーズ経路の他端および前記第2シリーズ経路の他端の間に設けられた第2タンクコンデンサと、を備え、前記第1スイッチング素子および前記第2スイッチング素子は、交互にオンオフすることを特徴とする。 Further, the present invention relates to a pair of bipolar terminals provided at one end of the first series path and one end of the second series path, a first switching element provided in the first series path, and the second series path. A tank capacitor provided in a parallel path between the provided series inductor and a point on the other end side of the first series path with respect to the first switching element and a point on the bipolar terminal side with respect to the series inductor. And parallel inductors, the tank capacitor and parallel inductor in which the tank capacitor is provided on the series inductor side and the parallel inductor is provided on the first series path side, and the second series path rather than the series inductor. A second switching element provided at a point on the other end side of the tank capacitor and a point between the tank capacitor and the parallel inductor, both ends of the tank capacitor, or the middle point of the series inductor and the middle point of the parallel inductor. A pair of DC terminals provided at the points, a second tank capacitor provided between the other end of the first series path and the other end of the second series path, the first switching element and the said. The second switching element is characterized in that it is turned on and off alternately.
望ましくは、一対の前記両極端子の間に設けられた第1コンデンサと、一対の前記直流端子の間に設けられた第2コンデンサと、を備える。 Desirably, a first capacitor provided between the pair of the bipolar terminals and a second capacitor provided between the pair of the DC terminals are provided.
望ましくは、前記シリーズインダクタおよび前記パラレルインダクタが結合している。 Desirably, the series inductor and the parallel inductor are coupled.
本発明によれは、正負両極性の電圧について昇圧または降圧を行うことができる。 According to the present invention, it is possible to step up or step down a voltage having both positive and negative polarities.
各図を参照して本発明の実施形態に係る電力変換装置について説明する。本明細書における上下左右の用語は、回路図における方向を示すものであり、電力変換装置を実装する際の姿勢を限定するものではない。複数の図面に示された同一の構成要素については同一の符号を付してその説明を簡略化する。 The power conversion device according to the embodiment of the present invention will be described with reference to each figure. The terms up, down, left, and right in the present specification indicate directions in the circuit diagram, and do not limit the posture when mounting the power conversion device. The same components shown in a plurality of drawings are designated by the same reference numerals to simplify the description.
図1には、一般的なDC/DCコンバータ1が示されている。DC/DCコンバータ1は、第1スイッチング素子S1、第2スイッチング素子S2、インダクタL0、入力コンデンサCi、出力コンデンサCo、第1両極端子11、第2両極端子12、正極端子21および負極端子22を備えている。第2両極端子12と正極端子21との間には、直列接続された第1スイッチング素子S1および第2スイッチング素子S2が接続されている。各スイッチング素子がMOSFETで構成される場合、第1スイッチング素子S1のドレイン端子が、第2スイッチング素子S2のソース端子に接続される。第1スイッチング素子S1の端子間には、ソース端子側にアノード端子を向けてダイオードD1が接続されている。同様に、第2スイッチング素子S2の端子間には、ソース端子側にアノード端子を向けてダイオードD2が接続されている。ダイオードD1およびD2は、それぞれ、第1スイッチング素子S1および第2スイッチング素子S2に付随する寄生ダイオードであってよい。第1スイッチング素子S1のソース端子は第2両極端子12に接続され、第2スイッチング素子S2のドレイン端子は正極端子21に接続されている。第1両極端子11および第2両極端子12の間には入力コンデンサCiが接続され、正極端子21および負極端子22の間には出力コンデンサCoが接続されている。第1スイッチング素子S1と第2スイッチング素子S2との接続点には、インダクタL0の一端が接続されている。インダクタL0の他端は、第1両極端子11および負極端子22に接続されている。インダクタL0は巻線によって形成されてよい。以下のインダクタについても同様である。
FIG. 1 shows a general DC /
第1スイッチング素子S1および第2スイッチング素子S2は交互にオンオフされる。第1スイッチング素子S1がオン、第2スイッチング素子S2がオフの間は、第1両極端子11からインダクタL0、第1スイッチング素子S1を通って第2両極端子12に至る電流が流れる。この状態で第1スイッチング素子S1がオフ、第2スイッチング素子S2がオンになると、インダクタL0に誘導起電力が発生し、この誘導起電力が、第2スイッチング素子S2またはダイオードD2を介して出力コンデンサCoに印加される。さらに、出力コンデンサCoの端子間電圧は、正極端子21および負極端子22から出力電圧Voとして出力される。
The first switching element S1 and the second switching element S2 are alternately turned on and off. While the first switching element S1 is on and the second switching element S2 is off, a current flows from the first
入力電圧Viに対する出力電圧Voの比率Br0(昇圧比Br0)は、次のように表される。出力電圧Voは、負極端子22の電位を基準とした正極端子21の電圧である。入力電圧Viは、第2両極端子12の電位を基準とした第1両極端子11の電圧である。
The ratio Br0 of the output voltage Vo to the input voltage Vi (boosting ratio Br0) is expressed as follows. The output voltage Vo is the voltage of the
(数1)Br0=Vo/Vi=(1−D)/D
ただし、Dは、第2スイッチング素子S2のスイッチング周期に対する、第2スイッチング素子S2がオンになる時間の割合(スイッチング素子S2のオン時比率D)である。この式は、第1スイッチング素子S1がオンになることでインダクタL0に印加される電圧の時間平均値(1−D)・Viと、第2スイッチング素子S2がオンになることでインダクタL0に印加される電圧の時間平均値D・Voとが等しくなるという関係に基づいて導かれる。
(Equation 1) Br0 = Vo / Vi = (1-D) / D
However, D is the ratio of the time during which the second switching element S2 is turned on to the switching cycle of the second switching element S2 (the on-time ratio D of the switching element S2). In this equation, the time average value (1-D) · Vi of the voltage applied to the inductor L0 when the first switching element S1 is turned on and the time average value (1-D) Vi of the voltage applied to the inductor L0 when the second switching element S2 is turned on are applied to the inductor L0. It is derived based on the relationship that the time average value D · Vo of the voltage to be formed becomes equal.
図1に示されたDC/DCコンバータ1では、次のような問題がある。第1両極端子11側を負とする電圧が第1両極端子11および第2両極端子12に印加された場合、DC/DCコンバータ1の状態は、ダイオードD1に順方向の電流が流れる状態に収束する。このとき、インダクタL0に流れる電流を第1スイッチング素子S1によって遮断できず、インダクタL0に誘導起電力を発生させることができない。これによって、第1両極端子11および第2両極端子12から、正極端子21および負極端子22への電力伝送が困難となる。すなわち、図1に示されたDC/DCコンバータ1は、第1両極端子11および第2両極端子12に、第1両極端子11側を正とする電圧が印加された場合に限って、第1両極端子11および第2両極端子12から、正極端子21および負極端子22へ電力が伝送される。
The DC /
図2には、本発明の実施形態に係る正負両極型コンバータ30が示されている。正負両極型コンバータ30は、第1両極端子11および第2両極端子12に印加される電圧の極性に関わらず電力伝送を可能としたものである。正負両極型コンバータ30は、図1に示されているDC/DCコンバータ1に対し、第1スイッチング素子S1からインダクタL0(パラレルインダクタLp)に至る経路にタンクコンデンサCtを挿入し、第1スイッチング素子S1およびタンクコンデンサCtの接続点と、正極端子21との間にもう一つのインダクタとしてシリーズインダクタLsを設けたものである。
FIG. 2 shows a positive / negative
正負両極型コンバータ30は、第1スイッチング素子S1、タンクコンデンサCt、パラレルインダクタLp、シリーズインダクタLs、第2スイッチング素子S2、入力コンデンサCi、出力コンデンサCo、第1両極端子11、第2両極端子12、正極端子21および負極端子22を備えている。
The positive / negative
第2両極端子12と正極端子21との間には、直列接続された第1スイッチング素子S1およびシリーズインダクタLsが接続されている。第1スイッチング素子S1とシリーズインダクタLsとの接続点と、第1両極端子11および負極端子22を結ぶシリーズ経路導線26との間には、直列接続されたタンクコンデンサCtおよびパラレルインダクタLpが接続されている。タンクコンデンサCtとパラレルインダクタLpの接続点と正極端子21との間には、第2スイッチング素子S2が接続されている。
A first switching element S1 and a series inductor Ls connected in series are connected between the second
図3および図4を参照して、正負両極型コンバータ30の動作について説明する。タンクコンデンサCtの上端と出力コンデンサCoの上端との間は、シリーズインダクタLsによって接続されている。また、タンクコンデンサCtの下端と出力コンデンサCoの下端との間は、パラレルインダクタLpによって接続されている。したがって、タンクコンデンサCtは、出力コンデンサCoに直流的に直接並列に接続されており、タンクコンデンサCtの端子間電圧の直流成分は、出力コンデンサCoの端子間電圧の直流成分に等しくなる。したがって、タンクコンデンサCtの端子間電圧の直流成分は、スイッチング素子S1およびS2の状態に関わらず、出力電圧Voの直流成分に等しい。
The operation of the positive / negative
第1スイッチング素子S1がオンであり、第2スイッチング素子S2がオフである間、図3に示されているように、入力コンデンサCiの下端からパラレルインダクタLp、タンクコンデンサCtおよび第1スイッチング素子S1を経て、入力コンデンサCiの上端に至る電流ループQ1に電流が流れる。 While the first switching element S1 is on and the second switching element S2 is off, as shown in FIG. 3, the parallel inductor Lp, the tank capacitor Ct, and the first switching element S1 are displayed from the lower end of the input capacitor Ci. A current flows through the current loop Q1 reaching the upper end of the input capacitor Ci.
この状態で第1スイッチング素子S1がオフとなり、第2スイッチング素子S2がオンになると、電流ループQ1に流れる電流が遮断される。これによって、図4に示されているようにパラレルインダクタLpに上端側を正とする誘導起電力E1が発生し、この誘導起電力E1が、第2スイッチング素子S2またはダイオードD2を介して出力コンデンサCoに印加される。コンデンサCoに流れる電流の経路は、パラレルインダクタLpの下端から出力コンデンサCoおよび第2スイッチング素子S2を通ってパラレルインダクタLpの上端に至る電流ループF1である。あるいは、コンデンサCoに流れる電流の経路は、パラレルインダクタLpの上端からダイオードD2および出力コンデンサCoを通ってパラレルインダクタLpの下端に至る電流ループF1である。出力コンデンサCoの端子間電圧Voは誘導起電力E1となり、正極端子21および負極端子22から出力される。
When the first switching element S1 is turned off and the second switching element S2 is turned on in this state, the current flowing through the current loop Q1 is cut off. As a result, as shown in FIG. 4, an induced electromotive force E1 whose upper end side is positive is generated in the parallel inductor Lp, and this induced electromotive force E1 is transmitted to the output capacitor via the second switching element S2 or the diode D2. It is applied to Co. The path of the current flowing through the capacitor Co is a current loop F1 from the lower end of the parallel inductor Lp to the upper end of the parallel inductor Lp through the output capacitor Co and the second switching element S2. Alternatively, the path of the current flowing through the capacitor Co is a current loop F1 from the upper end of the parallel inductor Lp to the lower end of the parallel inductor Lp through the diode D2 and the output capacitor Co. The voltage Vo between the terminals of the output capacitor Co becomes an induced electromotive force E1, and is output from the
また、第2スイッチング素子S2がオンである間、タンクコンデンサCtの上端からシリーズインダクタLs、第2スイッチング素子S2を経てタンクコンデンサCtの下端に至る電流ループQ2に電流が流れる。 Further, while the second switching element S2 is on, a current flows through the current loop Q2 from the upper end of the tank capacitor Ct to the lower end of the tank capacitor Ct via the series inductor Ls and the second switching element S2.
この状態で第2スイッチング素子S2がオフとなり、第1スイッチング素子S1がオンになると、電流ループQ2に流れる電流が遮断される。これによって、図3に示されているようにシリーズインダクタLsには右端側を正とする誘導起電力E2が発生し、この誘導起電力E2から入力電圧Viが減算された電圧が、出力コンデンサCoに印加される。すなわち、シリーズインダクタLsの左端と入力コンデンサCiの上端が第1スイッチング素子S1によって短絡され、シリーズインダクタLsに発生した誘導起電力E2から、入力コンデンサCiの充電電圧Viが減算された電圧E2−Viが、出力コンデンサCoに印加される。出力コンデンサCoに流れる電流の経路は、シリーズインダクタLsの左端から第1スイッチング素子S1、入力コンデンサCi、出力コンデンサCoを経て、シリーズインダクタLsの右端に至る電流ループF2である。あるいは、出力コンデンサCoに流れる電流の経路は、シリーズインダクタLsの右端から出力コンデンサCo、入力コンデンサCiおよびダイオードD1を経てシリーズインダクタLsの左端に至る電流ループF2である。出力コンデンサCoの端子間電圧Voは、正極端子21および負極端子22から出力される。定常状態の動作では、誘導起電力E2は、入力電圧Viに出力電圧Voを加算した値に等しく、E2=Vo+Viが成立する。
When the second switching element S2 is turned off and the first switching element S1 is turned on in this state, the current flowing through the current loop Q2 is cut off. As a result, as shown in FIG. 3, an induced electromotive force E2 whose right end side is positive is generated in the series inductor Ls, and the voltage obtained by subtracting the input voltage Vi from this induced electromotive force E2 is the output capacitor Co. Is applied to. That is, the left end of the series inductor Ls and the upper end of the input capacitor Ci are short-circuited by the first switching element S1, and the voltage E2-Vi obtained by subtracting the charging voltage Vi of the input capacitor Ci from the induced electromotive force E2 generated in the series inductor Ls. Is applied to the output capacitor Co. The path of the current flowing through the output capacitor Co is a current loop F2 from the left end of the series inductor Ls to the right end of the series inductor Ls via the first switching element S1, the input capacitor Ci, and the output capacitor Co. Alternatively, the path of the current flowing through the output capacitor Co is a current loop F2 from the right end of the series inductor Ls to the left end of the series inductor Ls via the output capacitor Co, the input capacitor Ci and the diode D1. The voltage Vo between the terminals of the output capacitor Co is output from the
正負両極型コンバータ30では、第1両極端子11からパラレルインダクタLp、タンクコンデンサCt、および第1スイッチング素子S1を経て第2両極端子12に至る電流ループQ1において、タンクコンデンサCtが第1スイッチング素子S1側を正とした電圧で充電されている。したがって、第1両極端子11および第2両極端子12に印加される入力電圧Viの大きさが所定範囲内であれば、入力電圧Viの極性に関わらず、ダイオードD1に順方向電流が流れない。そのため、入力電圧Viの極性に関わらず、第1スイッチング素子S1によってパラレルインダクタLpに流れる電流がスイッチングされ得る。これによって、第1両極端子11および第2両極端子12から、正極端子21および負極端子22へ電力が伝送される。したがって、正負両極型コンバータ30は、交流成分を含む電圧を直流電圧に変換するインバータとして用いられてよい。例えば、振動発電によって得られる電圧は交流成分を含んでおり、正負両極型コンバータ30は、振動発電によって得られる電圧を直流電圧に変換するインバータとして用いられてよい。正負両極型コンバータ30についての昇圧比Brは次のように表される。
In the positive / negative
(数2)Br=Vo/Vi=(1−D)/(2D−1) (Equation 2) Br = Vo / Vi = (1-D) / (2D-1)
この式は、第1スイッチング素子S1がオンになることによってシリーズインダクタLsに印加される電圧の時間平均値(1−D)・(Vi+Vo)と、第2スイッチング素子S2がオンになることによってシリーズインダクタLsに印加される電圧の時間平均値D・Voとが等しくなるという関係に基づいて導かれる。 This equation is based on the time average value (1-D) · (Vi + Vo) of the voltage applied to the series inductor Ls when the first switching element S1 is turned on and the series when the second switching element S2 is turned on. It is derived based on the relationship that the time average value D · Vo of the voltage applied to the inductor Ls becomes equal.
図5には、DC/DCコンバータ1の昇圧比Br0と、正負両極型コンバータ30の昇圧比Brが示されている。横軸は、第2スイッチング素子S2のオン時比率Dを示し、縦軸は、昇圧比Br0およびBrの数値を示す。昇圧比Br0は、オン時比率Dが0に近い程大きく、オン時比率Dが大きくなるにつれて0に近付き、オン時比率Dが1のときに0となる。昇圧比Brは、第2両極端子12の電位を基準とした入力電圧Viが正であるときは、オン時比率Dが0.5に近い程大きく、オン時比率Dが0.5よりも大きくなるにつれて0に近付き、オン時比率Dが1のときに0となる。昇圧比Brが、0よりも大きく1よりも小さいときは、正負両極型コンバータ30は降圧コンバータとして動作する。昇圧比Brが1よりも大きいときは、正負両極型コンバータ30は昇圧コンバータとして動作する。また、昇圧比Brは、第2両極端子12の電位を基準とした入力電圧Viが負であるときは、オン時比率Dが0.5に近い程負方向に大きく、オン時比率Dが0に向けて小さくなるにつれて−1に近付く。
FIG. 5 shows the boost ratio Br0 of the DC /
一般に、スイッチング素子は、オン時比率が0.5に近い程、電力損失が小さくなる。第1スイッチング素子S1のオン時比率1−Dおよび第2スイッチング素子S2のオン時比率Dを0.5に近い値で動作させることで、正負両極型コンバータ30の電力損失が抑制される。
In general, the power loss of a switching element decreases as the on-time ratio approaches 0.5. By operating the on-time ratio 1-D of the first switching element S1 and the on-time ratio D of the second switching element S2 at values close to 0.5, the power loss of the positive / negative
図6(a)〜図6(c)には、正負両極型コンバータ30についてのシミュレーション結果が示されている。各図の横軸は時間を示し、縦軸はシミュレーションによって得られた数値を示す。
6 (a) to 6 (c) show simulation results for the positive / negative
図6(a)には入力電圧Viが示されている。入力電圧Viは、時間経過と共に正負に変動している。図6(b)には、入力電力Pinおよび出力電力Poutが示されている。入力電力Pinは、第1両極端子11および第2両極端子12から入力される電力をいい、出力電力Poutは、正極端子21および負極端子22から出力される電力をいう。図6(c)には出力電圧Voが示されている。これらの図に示されているように、入力電圧Viが正負に変動しても、極性が一定の出力電力Poutおよび出力電圧Voが得られている。
FIG. 6A shows the input voltage Vi. The input voltage Vi fluctuates positively and negatively with the passage of time. FIG. 6B shows an input power Pin and an output power Pout. The input power Pin refers to the power input from the first
図7には、変形例に係る正負両極型コンバータ32が示されている。正負両極型コンバータ32は、正負両極型コンバータ30に対し、シリーズインダクタLsとパラレルインダクタLpとが結合する点が異なる。シリーズインダクタLsおよびパラレルインダクタLpの傍らに付された黒丸は、黒丸側の端子から流入する電流が増加したときに、黒丸が付された側の端子を正とする誘導起電力が発生することを意味している。インダクタの傍らに付された黒丸が有する意味は、以下の説明においても同様である。
FIG. 7 shows a positive / negative
図8には、タンクコンデンサCt、シリーズインダクタLsおよびパラレルインダクタLpに対する等価回路が示されている。シリーズインダクタLsおよびパラレルインダクタLpは、それぞれ、漏れインダクタLLsおよびLLpに置き換えられている。シリーズインダクタLsおよびパラレルインダクタLpの自己インダクタンスを、それぞれ、L1およびL2とし、結合係数をkとする。このとき、漏れインダクタLLsのインダクタンスLd1はLd1=(1−k)・L1である。漏れインダクタLLpのインダクタンスLd2はLd1=(1−k)・L2である。 FIG. 8 shows an equivalent circuit for the tank capacitor Ct, the series inductor Ls, and the parallel inductor Lp. The series inductor Ls and the parallel inductor Lp are replaced with the leakage inductors LLs and LLp, respectively. Let the self-inductances of the series inductor Ls and the parallel inductor Lp be L1 and L2, respectively, and let the coupling coefficient be k. At this time, the inductance Ld1 of the leakage inductor LLs is Ld1 = (1-k) · L1. The inductance Ld2 of the leakage inductor LLp is Ld1 = (1-k) · L2.
この等価回路では、漏れインダクタLLsの一端と漏れインダクタLLpの一端との間にタンクコンデンサCtが接続されている。漏れインダクタLLsの他端は正極端子21に接続され、漏れインダクタLLpの他端は負極端子22に接続され、正極端子21と負極端子22との間には、出力コンデンサCoが接続されている。漏れインダクタLLs、漏れインダクタLLpおよび出力コンデンサCoは、ローパスフィルタLPFを構成する。タンクコンデンサCtから出力されるノイズ電圧およびノイズ電流は、ローパスフィルタLPFによって減衰された上で正極端子21および負極端子22から出力される。
In this equivalent circuit, the tank capacitor Ct is connected between one end of the leakage inductor LLs and one end of the leakage inductor LLp. The other end of the leakage inductor LLs is connected to the
このように、シリーズインダクタLsおよびパラレルインダクタLpは、昇降圧インダクタとして用いられる他、出力コンデンサCoと共にローパスフィルタLPFを構成する。このローパスフィルタLPFが正負両極型コンバータ32から出力されるノイズ電圧およびノイズ電流を低減する。昇降圧インダクタをLPFを構成するインダクタとして用いているため、LPFを構成するためのインダクタが必ずしも追加される必要はない。
As described above, the series inductor Ls and the parallel inductor Lp are used as the buck-boost inductor and also form a low-pass filter LPF together with the output capacitor Co. This low-pass filter LPF reduces the noise voltage and noise current output from the positive / negative
漏れインダクタLLsおよびLLpは、タンクコンデンサCtおよび出力コンデンサCoに流れる電流の変化を抑制する。そのため、出力電力Poが急激に変化したときや、入力電力Piの投入時には、タンクコンデンサCtの端子間電圧と出力コンデンサCoの端子間電圧が同一になるまでの時間が長くなる場合がある。そこで、結合係数kを0より大きく1より小さい適切な値とすることで、ローパスフィルタLPFを実現すると共に、タンクコンデンサCtの端子間電圧と出力コンデンサCoの端子間電圧を迅速に同一値に収束させることができる。 The leakage inductors LLs and LLp suppress changes in the current flowing through the tank capacitor Ct and the output capacitor Co. Therefore, when the output power Po changes abruptly or when the input power Pi is input, it may take a long time for the voltage between the terminals of the tank capacitor Ct and the voltage between the terminals of the output capacitor Co to become the same. Therefore, by setting the coupling coefficient k to an appropriate value larger than 0 and smaller than 1, a low-pass filter LPF is realized, and the voltage between the terminals of the tank capacitor Ct and the voltage between the terminals of the output capacitor Co are quickly converged to the same value. Can be made to.
図9には、本発明の第2実施形態に係る正負両極型コンバータ34が示されている。正負両極型コンバータ30に対し、正負両極型コンバータ34は、シリーズインダクタLsの中途点Tsに正極端子21が設けられ、パラレルインダクタLpの中途点Tpに負極端子22が設けられた点が異なる。正極端子21および負極端子22との間には、出力コンデンサCoが設けられている。シリーズインダクタLsの右端とシリーズ経路導線26との間には第2タンクコンデンサCt2が設けられている。第2タンクコンデンサCt2は、正負両極型コンバータ30における出力コンデンサCoに対応する。シリーズインダクタLsのセンタータップを中途点Tsとし、パラレルインダクタLpのセンタータップを中途点Tpとすることで、中途点Tsと中途点Tpとの間の電圧に含まれる交流成分が抑制される。これによって、正極端子21および負極端子22から出力される出力電圧Voのリプル成分が抑制される。
FIG. 9 shows a positive / negative
図10には、変形例に係る正負両極型コンバータ36が示されている。正負両極型コンバータ36は、正負両極型コンバータ34に対し、シリーズインダクタLsとパラレルインダクタLpとが結合する点が異なる。シリーズインダクタLsとパラレルインダクタLpとを結合させることで、タンクコンデンサCtおよび出力コンデンサCoの各端子間電圧が迅速に収束する。
FIG. 10 shows a positive / negative
図11(a)〜図11(d)には、正負両極型コンバータ36についてのシミュレーション結果が示されている。各図の横軸は時間を示し、縦軸はシミュレーションによって得られた数値を示す。
11 (a) to 11 (d) show simulation results for the positive / negative
図11(a)には、シリーズインダクタLsを構成する第1シリーズインダクタLsaおよび第2シリーズインダクタLsbの端子間電圧VsaおよびVsbと、パラレルインダクタLpを構成する第1パラレルインダクタLpaおよび第2パラレルインダクタLpbの端子間電圧VpaおよびVpbが示されている。これらの端子間電圧は同一となる。各インダクタについては、黒丸が付された側の端子から流入する電流を正とし、黒丸が付された側の端子から流入する電流が増加するときに、黒丸が付された側を正とする誘導起電力が発生する。また、各インダクタの端子間電圧は、黒丸が付されていない側の端子の電位を基準とする。各コンデンサについては、「+」の符号が付されている側に流入する電流を正とする。 FIG. 11A shows the voltage Vsa and Vsb between the terminals of the first series inductor Lsa and the second series inductor Lsb constituting the series inductor Ls, and the first parallel inductor Lpa and the second parallel inductor constituting the parallel inductor Lp. The voltage between terminals Vpa and Vpb of Lpb are shown. The voltage between these terminals is the same. For each inductor, the current flowing from the terminal with the black circle is positive, and when the current flowing from the terminal with the black circle increases, the side with the black circle is positive. Electromotive force is generated. The voltage between the terminals of each inductor is based on the potential of the terminal on the side not marked with a black circle. For each capacitor, the current flowing into the side marked with "+" is positive.
スイッチングの周期をTとすると、各端子間電圧Vsa、Vsb、VpaおよびVpbは1周期TのうちのD・Tの間はハイ電圧Hとなり、1周期Tのうち(1−D)・Tの間はロー電圧Wとなる。各端子間電圧は、ハイ電圧Hおよびロー電圧Wを繰り返す。ハイ電圧Hは入力電圧Viおよび出力電圧Voを加算した値の半分に等しく、ロー電圧Wは出力電圧Voの極性を反転した値−Voの半分に等しい。 Assuming that the switching cycle is T, the inter-terminal voltages Vsa, Vsb, Vpa and Vpb are high voltages H during D and T in one cycle T, and (1-D) and T in one cycle T. During that time, the low voltage W is obtained. The voltage between each terminal repeats high voltage H and low voltage W. The high voltage H is equal to half the value obtained by adding the input voltage Vi and the output voltage Vo, and the low voltage W is equal to half the value − Vo obtained by reversing the polarity of the output voltage Vo.
図11(b)には、第1シリーズインダクタLsaおよび第2シリーズインダクタLsbに流れる電流IsaおよびIsbが示されている。図11(c)には、第1パラレルインダクタLpaおよび第2パラレルインダクタLpbに流れる電流IpaおよびIpbが示されている。各電流は、第1スイッチング素子S1がオンであり第2スイッチング素子S2がオフであるときに増加し、第1スイッチング素子S1がオフであり第2スイッチング素子S2がオンのときに減少する。 FIG. 11B shows the currents Isa and Isb flowing through the first series inductor Lsa and the second series inductor Lsb. FIG. 11C shows the currents Ipa and Ipb flowing through the first parallel inductor Lpa and the second parallel inductor Lpb. Each current increases when the first switching element S1 is on and the second switching element S2 is off, and decreases when the first switching element S1 is off and the second switching element S2 is on.
図11(d)には、タンクコンデンサCtに流れる電流Ic1、第2タンクコンデンサCt2に流れる電流Ic2、第1両極端子11に流入する入力電流Iin、および正極端子21から流出する出力電流Ioutが示されている。ただし、電流Ic1は、タンクコンデンサCtの上端から流入する電流を正とし、電流Ic2は、第2タンクコンデンサCt2の上端から流入する電流を正とする。
FIG. 11D shows the current Ic1 flowing through the tank capacitor Ct, the current Ic2 flowing through the second tank capacitor Ct2, the input current Iin flowing into the first
図10を参照してシミュレーション結果について説明する。第2スイッチング素子S2がオフであり、第1スイッチング素子S1がオンである間、第1両極端子11からパラレルインダクタLp、タンクコンデンサCtおよび第1スイッチング素子S1を介して第2両極端子12に至る電流Ic1が流れる。また、第1両極端子11から、第2タンクコンデンサCt2およびシリーズインダクタLsおよび第1スイッチング素子S1を流れる電流Ic2が流れる。第1シリーズインダクタLsaに流れる電流Isaから第2シリーズインダクタLsbに流れる電流Isbを減算した電流は、第1パラレルインダクタLpaに流れる電流Ipaから第2パラレルインダクタLpbに流れる電流Ipbを減算した電流に等しい。この電流は、出力コンデンサCoに流れる出力電流Ioutである。そして、電流Ic1、電流Ic2および出力電流Ioutに応じた入力電流Iinが、第1両極端子11および第2両極端子12に流れる。
The simulation results will be described with reference to FIG. While the second switching element S2 is off and the first switching element S1 is on, the first
第2スイッチング素子S2がオンであり、第1スイッチング素子S1がオフである間、入力電流Iinは0である。このとき、タンクコンデンサCtの上端からシリーズインダクタLs、第2スイッチング素子S2を経てタンクコンデンサCtの下端に至る電流Ic1が流れる。また、パラレルインダクタLpの下端から第2タンクコンデンサCt2および第2スイッチング素子S2を通ってパラレルインダクタLpの上端に至る電流Ic2、あるいは、パラレルインダクタLpの上端からダイオードD2および第2タンクコンデンサCt2を通ってパラレルインダクタLpの下端に至る電流Ic2が流れる。第1シリーズインダクタLsaに流れる電流Isaから第2シリーズインダクタLsbに流れる電流Isbを減算した電流、すなわち、第1パラレルインダクタLpaに流れる電流Ipaから第2パラレルインダクタLpbに流れる電流Ipbを減算した電流が出力電流Ioutとして流れる。 The input current Iin is 0 while the second switching element S2 is on and the first switching element S1 is off. At this time, a current Ic1 flows from the upper end of the tank capacitor Ct through the series inductor Ls and the second switching element S2 to the lower end of the tank capacitor Ct. Further, the current Ic2 from the lower end of the parallel inductor Lp to the upper end of the parallel inductor Lp through the second tank capacitor Ct2 and the second switching element S2, or the diode D2 and the second tank capacitor Ct2 from the upper end of the parallel inductor Lp. The current Ic2 reaches the lower end of the parallel inductor Lp. The current that is obtained by subtracting the current Isb that flows through the second series inductor Lsb from the current Isa that flows through the first series inductor Lsa, that is, the current that is obtained by subtracting the current Ipb that flows through the second parallel inductor Lpb from the current Ipa that flows through the first parallel inductor Lpa. It flows as an output current Iout.
第1スイッチング素子S1および第2スイッチング素子S2のオンオフに関わらず、出力電流Ioutは一定であり、リプル成分が抑制されている。 The output current Iout is constant and the ripple component is suppressed regardless of whether the first switching element S1 and the second switching element S2 are turned on or off.
図12(a)〜図12(d)には、正負両極型コンバータ501(30)に加えて、変形例に係る正負両極型コンバータ502〜504が示されている。図12(a)に示されている正負両極型コンバータ501は、図2に示されている正負両極型コンバータ30と同一のものである。図12(b)に示されている正負両極型コンバータ502は、正負両極型コンバータ501において第2両極端子12とシリーズインダクタLsとの間に接続されていた第1スイッチング素子S1を、第1両極端子11とパラレルインダクタLpとの間に接続したものである。図12(c)に示されている正負両極型コンバータ503は、図12(b)に示されている正負両極型コンバータ502における入力電圧Viおよび出力電圧Voの極性を逆にし、さらに、第1スイッチング素子S1および第2スイッチング素子S2の極性を逆にしたものである。ここでスイッチング素子の極性を逆にするとは、Nチャネル型のMOSFETをPチャネル型のMOSFETに置き換えたり、NPN型のトランジスタをPNP型のトランジスタに置き換えたりする等、半導体のP型およびN型を逆にすることをいう。図12(d)に示されている正負両極型コンバータ504は、図12(c)に示されている正負両極型コンバータ503において第2両極端子12とパラレルインダクタLpとの間に接続されていた第1スイッチング素子S1を、第1両極端子11とシリーズインダクタLsとの間に接続したものである。
In addition to the positive / negative bipolar converter 501 (30), FIGS. 12 (a) to 12 (d) show positive / negative
図13(a)〜図13(d)には、正負両極型コンバータ601(34)に加えて、変形例に係る正負両極型コンバータ602〜604が示されている。図13(a)に示されている正負両極型コンバータ601は、図9に示されている正負両極型コンバータ34と同一のものである。図13(b)に示されている正負両極型コンバータ602は、正負両極型コンバータ601において第2両極端子12とシリーズインダクタLsとの間に接続されていた第1スイッチング素子S1を、第1両極端子11とパラレルインダクタLpとの間に接続したものである。図13(c)に示されている正負両極型コンバータ603は、図13(b)に示されている正負両極型コンバータ602における入力電圧Viおよび出力電圧Voの極性を逆にし、さらに、第1スイッチング素子S1および第2スイッチング素子S2の極性を逆にしたものである。図13(d)に示されている正負両極型コンバータ604は、図13(c)に示されている正負両極型コンバータ603において第2両極端子12とパラレルインダクタLpとの間に接続されていた第1スイッチング素子S1を、第1両極端子11とシリーズインダクタLsとの間に接続したものである。
13 (a) to 13 (d) show, in addition to the positive / negative bipolar converter 601 (34), the positive / negative
図14(a)〜図14(d)には、それぞれ、変形例に係る正負両極型コンバータ701〜704が示されている。正負両極型コンバータ701〜704は、それぞれ、図12(a)〜図12(d)に示された正負両極型コンバータ501〜504において出力コンデンサCoの両端に設けられていた正極端子21および負極端子22を、タンクコンデンサCtの両端に設けたものである。
14 (a) to 14 (d) show positive and negative
図15(a)〜図15(d)には、正負両極型コンバータ801(32)に加えて、変形例に係る正負両極型コンバータ802〜804が示されている。図15(a)に示されている正負両極型コンバータ801は、図7に示されている正負両極型コンバータ32と同一のものである。図15(b)〜図15(d)に示されている正負両極型コンバータ802〜804は、それぞれ、図12(b)〜図12(d)に示されている正負両極型コンバータ502〜504について、シリーズインダクタLsとパラレルインダクタLpを結合させたものである。
15 (a) to 15 (d) show, in addition to the positive / negative bipolar converter 801 (32), the positive / negative
図16(a)〜図16(d)には、正負両極型コンバータ901(36)に加えて、変形例に係る正負両極型コンバータ902〜904が示されている。図16(a)に示されている正負両極型コンバータ901は、図10に示されている正負両極型コンバータ36と同一のものである。図16(b)〜図16(d)に示されている正負両極型コンバータ902〜904は、それぞれ、図13(b)〜図13(d)に示されている正負両極型コンバータ602〜604について、シリーズインダクタLsとパラレルインダクタLpを結合させたものである。
16 (a) to 16 (d) show, in addition to the positive / negative bipolar converter 901 (36), the positive / negative
図17(a)〜図17(d)には、変形例に係る正負両極型コンバータ101〜104が示されている。正負両極型コンバータ101〜104は、それぞれ、図14(a)〜図14(d)に示されている正負両極型コンバータ701〜704について、シリーズインダクタLsとパラレルインダクタLpを結合させたものである。
17 (a) to 17 (d) show positive and negative
本発明の各実施形態に係る正負両極型コンバータは、より一般的には、次のような回路構成を有しているといえる。正負両極型コンバータは、一対の両極端子として第1両極端子11および第2両極端子12を備えている。また、一対の直流端子として正極端子21および負極端子22を備えている。正負両極型コンバータでは、一対の両極端子のうちの一方に一端が接続された第1シリーズ経路と、一対の両極端子のうちの他方に一端が接続された第2シリーズ経路が形成されている。
It can be said that the positive / negative bipolar converter according to each embodiment of the present invention more generally has the following circuit configuration. The positive / negative bipolar converter includes a first
正負両極型コンバータ(501,504,801,804)は、第1シリーズ経路に設けられた第1スイッチング素子S1およびシリーズインダクタLsと、第1スイッチング素子S1とシリーズインダクタLsとの間のパラレル経路に設けられたタンクコンデンサCtおよびパラレルインダクタLpとを備えている。タンクコンデンサCtおよびパラレルインダクタLpについては、シリーズインダクタLs側にタンクコンデンサCtが設けられ、第2シリーズ経路側にパラレルインダクタLpが設けられている。正負両極型コンバータ(501,504,801,804)は、さらに、シリーズインダクタLsよりも第1シリーズ経路の他端側の点と、タンクコンデンサCtおよびパラレルインダクタLpとの間の点に設けられた第2スイッチング素子S2と、第1シリーズ経路の他端および第2シリーズ経路の他端に設けられた一対の直流端子とを備えている。 The positive / negative bipolar converter (501,504,801,804) is provided in a parallel path between the first switching element S1 and the series inductor Ls provided in the first series path and the first switching element S1 and the series inductor Ls. The tank capacitor Ct and the parallel inductor Lp provided are provided. Regarding the tank capacitor Ct and the parallel inductor Lp, the tank capacitor Ct is provided on the series inductor Ls side, and the parallel inductor Lp is provided on the second series path side. Positive and negative bipolar converters (501,504,801,804) are further provided at a point on the other end side of the first series path with respect to the series inductor Ls and a point between the tank capacitor Ct and the parallel inductor Lp. It includes a second switching element S2 and a pair of DC terminals provided at the other end of the first series path and the other end of the second series path.
正負両極型コンバータ(502,503,802,803)は、第1シリーズ経路に設けられた第1スイッチング素子S1と、第2シリーズ経路に設けられたシリーズインダクタLsと、第1スイッチング素子S1よりも第1シリーズ経路の他端側の点と、シリーズインダクタLsよりも両極端子側の点との間のパラレル経路に設けられたタンクコンデンサCtおよびパラレルインダクタLpとを備えている。タンクコンデンサCtおよびパラレルインダクタLpについては、シリーズインダクタLs側にタンクコンデンサCtが設けられ、第1シリーズ経路側にパラレルインダクタLpが設けられている。正負両極型コンバータ(502,503,802,803)は、さらに、シリーズインダクタLsよりも第2シリーズ経路の他端側の点と、タンクコンデンサCtおよびパラレルインダクタLpとの間の点に設けられた第2スイッチング素子S2と、第1シリーズ経路の他端および第2シリーズ経路の他端に設けられた一対の直流端子とを備えている。 The positive / negative bipolar converter (502,503,802,803) is more than the first switching element S1 provided in the first series path, the series inductor Ls provided in the second series path, and the first switching element S1. It includes a tank capacitor Ct and a parallel inductor Lp provided in a parallel path between a point on the other end side of the first series path and a point on the bipolar terminal side of the series inductor Ls. Regarding the tank capacitor Ct and the parallel inductor Lp, the tank capacitor Ct is provided on the series inductor Ls side, and the parallel inductor Lp is provided on the first series path side. Positive and negative bipolar converters (502,503,802,803) are further provided at a point on the other end side of the second series path with respect to the series inductor Ls and a point between the tank capacitor Ct and the parallel inductor Lp. It includes a second switching element S2 and a pair of DC terminals provided at the other end of the first series path and the other end of the second series path.
正負両極型コンバータ(601,604,701,704,901,904,101,104)は、第1シリーズ経路に設けられた第1スイッチング素子S1およびシリーズインダクタLsと、第1スイッチング素子S1とシリーズインダクタLsとの間のパラレル経路に設けられたタンクコンデンサCtおよびパラレルインダクタLpとを備えている。タンクコンデンサCtおよびパラレルインダクタLpについては、シリーズインダクタLs側にタンクコンデンサCtが設けられ、第2シリーズ経路側にパラレルインダクタLpが設けられている。正負両極型コンバータ(601,604,701,704,901,904,101,104)は、さらに、シリーズインダクタLsよりも第1シリーズ経路の他端側の点と、タンクコンデンサCtおよびパラレルインダクタLpとの間の点に設けられた第2スイッチング素子S2を備えている。また、タンクコンデンサCtの両端、あるいは、シリーズインダクタLsの中途点およびパラレルインダクタLpの中途点に設けられた一対の直流端子と、第1シリーズ経路の他端および第2シリーズ経路の他端の間に設けられた第2タンクコンデンサCt2とを備えている。 The positive and negative bipolar converters (601, 604, 701, 704, 901, 904, 101, 104) include the first switching element S1 and the series inductor Ls provided in the first series path, the first switching element S1 and the series inductor. It includes a tank capacitor Ct and a parallel inductor Lp provided in a parallel path between Ls. Regarding the tank capacitor Ct and the parallel inductor Lp, the tank capacitor Ct is provided on the series inductor Ls side, and the parallel inductor Lp is provided on the second series path side. The positive / negative bipolar converter (601,604,701,704,901,904,101,104) further includes a point on the other end side of the first series path with respect to the series inductor Ls, a tank capacitor Ct, and a parallel inductor Lp. A second switching element S2 provided at a point between the two is provided. Further, between both ends of the tank capacitor Ct, or between a pair of DC terminals provided at the midpoint of the series inductor Ls and the midpoint of the parallel inductor Lp, and the other end of the first series path and the other end of the second series path. It is provided with a second tank capacitor Ct2 provided in the above.
正負両極型コンバータ(602,603,702,703,902,903)は、第1シリーズ経路に設けられた第1スイッチング素子S1と、第2シリーズ経路に設けられたシリーズインダクタLsと、第1スイッチング素子S1よりも第1シリーズ経路の他端側の点と、シリーズインダクタLsよりも両極端子側の点との間のパラレル経路に設けられたタンクコンデンサCtおよびパラレルインダクタLpとを備えている。タンクコンデンサCtおよびパラレルインダクタLpについては、シリーズインダクタLs側にタンクコンデンサCtが設けられ、第1シリーズ経路側にパラレルインダクタLpが設けられている。正負両極型コンバータ(602,603,702,703,902,903)は、さらに、シリーズインダクタLsよりも第1シリーズ経路の他端側の点と、タンクコンデンサCtおよびパラレルインダクタLpとの間の点に設けられた第2スイッチング素子S2を備えている。また、タンクコンデンサCtの両端、あるいは、シリーズインダクタLsの中途点およびパラレルインダクタLpの中途点に設けられた一対の直流端子と、第1シリーズ経路の他端および第2シリーズ経路の他端の間に設けられた第2タンクコンデンサCt2とを備えている。 The positive / negative bipolar converter (602,603,702,703,902,903) includes a first switching element S1 provided in the first series path, a series inductor Ls provided in the second series path, and a first switching. It includes a tank capacitor Ct and a parallel inductor Lp provided in a parallel path between a point on the other end side of the first series path with respect to the element S1 and a point on the bipolar terminal side with respect to the series inductor Ls. Regarding the tank capacitor Ct and the parallel inductor Lp, the tank capacitor Ct is provided on the series inductor Ls side, and the parallel inductor Lp is provided on the first series path side. The positive / negative bipolar converter (602,603,702,703,902,903) further has a point on the other end side of the first series path with respect to the series inductor Ls and a point between the tank capacitor Ct and the parallel inductor Lp. The second switching element S2 provided in the above is provided. Further, between both ends of the tank capacitor Ct, or between a pair of DC terminals provided at the midpoint of the series inductor Ls and the midpoint of the parallel inductor Lp, and the other end of the first series path and the other end of the second series path. It is provided with a second tank capacitor Ct2 provided in the above.
各実施形態に係る正負両極型コンバータは、一対の両極端子の間に設けられた第1コンデンサとしての入力コンデンサCiと、一対の直流端子の間に設けられた第2コンデンサとしての出力コンデンサCoとを備えている。 The positive / negative bipolar converter according to each embodiment includes an input capacitor Ci as a first capacitor provided between a pair of bipolar terminals and an output capacitor Co as a second capacitor provided between a pair of DC terminals. It has.
本発明の各実施形態に係る正負両極型コンバータは、電気自動車やハイブリッド自動車等の電動車両に搭載されたバッテリを充電する装置に用いられてよい。この場合、第1両極端子11および第2両極端子12には、入力電圧Viとして交流電圧が入力される。入力電圧は、必ずしも正弦波電圧でなくてもよく、歪み成分を含んだ交流電圧であってよい。正極端子21および負極端子22には、負荷としてバッテリまたはバッテリを充電するための回路が接続されてよい。正負両極型コンバータは、入力電圧力Viを直流電圧に変換し、正極端子21および負極端子22から出力する。
The positive / negative bipolar converter according to each embodiment of the present invention may be used in a device for charging a battery mounted on an electric vehicle such as an electric vehicle or a hybrid vehicle. In this case, an AC voltage is input to the first
また、本発明の各実施形態に係る正負両極型コンバータは、電動車両を駆動するモータジェネレータに電力供給する電力変換装置として用いられてよい。 Further, the positive / negative bipolar converter according to each embodiment of the present invention may be used as a power conversion device that supplies electric power to a motor generator that drives an electric vehicle.
図18には、正負両極型コンバータ30が用いられた非接触給電システム38が示されている。図18には、正負両極型コンバータ30が用いられた例が示されているが、他の実施形態に係る正負両極型コンバータが用いられてもよい。
FIG. 18 shows a non-contact
非接触給電システム38は、交流電力源40、結合コンデンサ41、送電コイル42、受電コイル44、正負両極型コンバータ30および負荷ZLを備えている。交流電力源40の一端は、結合コンデンサ41を介して送電コイル42の一端に接続され、交流電力源40の他端は、送電コイル42の他端に接続されている。第1両極端子11と第2両極端子12との間には受電コイル44が接続されている。送電コイル42および受電コイル44は電気的または磁気的に結合する。結合コンデンサ41および送電コイル42は共振回路を構成してもよい。送電コイル42および受電コイル44は共鳴(結合共振)するように構成されてもよいし、共鳴をせず磁気結合するように構成されてもよい。正極端子21と負極端子22との間には負荷ZLが接続されている。
The non-contact
送電コイル42および受電コイル44が電気的または磁気的に結合することで、交流電力源40から出力された電力は送電コイル42および受電コイル44を介して、第1両極端子11および第2両極端子12に伝送される。正負両極型コンバータ30は、受電コイル44から入力された交流電圧を昇圧または降圧しながら直流電圧に変換し、正極端子21および負極端子22に接続された負荷ZLに出力する。これによって、交流電力源40からは、送電コイル42、受電コイル44、および正負両極型コンバータ30を介して負荷ZLに電力が供給される。
When the
非接触給電システム38は、電気自動車やハイブリッド自動車等の電動車両に搭載されたバッテリの充電を、非接触給電によって行うシステムに用いられてよい。この場合、交流電力源40、結合コンデンサ41および送電コイル42が、サービスステーションに設けられる。そして、受電コイル44および正負両極型コンバータ30および負荷ZLが自動車に搭載される。負荷ZLは、駆動用のモータジェネレータやインバータ等を含んでもよい。
The non-contact
上記の各実施形態では、スイッチング素子として一方方向の電流を遮断することができるものが用いられている。スイッチング素子としては、双方向の電流を遮断することができる双方向スイッチが用いられてよい。双方向スイッチは、例えば、図19に示されている2つのMOSFET1およびMOSFET2によって構成される。MOSFET1のソース端子は、MOSFET2のドレイン端子に接続されている。MOSFET1およびMOSFET2のそれぞれのソース端子とドレイン端子との間には、ソース端子側にアノード端子を向けて、ダイオードDdが接続されている。2つのMOSFETの代わりに、その他の半導体スイッチング素子が用いられてもよい。半導体スイッチング素子としてバイポーラトランジスタが用いられた場合、MOSFETのドレイン端子、ソース端子およびゲート端子が、それぞれ、コレクタ端子、エミッタ端子およびベース端子に対応する。
In each of the above embodiments, a switching element capable of cutting off a current in one direction is used. As the switching element, a bidirectional switch capable of cutting off bidirectional current may be used. The bidirectional switch is composed of, for example, the two
1 DC/DCコンバータ(電力変換装置)、11 第1両極端子、12 第2両極端子、21 正極端子、22 負極端子 、26 シリーズ経路導線、30,32,34,36,101〜104,501〜504,601〜604,701〜704,801〜804,901〜904 正負両極型コンバータ(電力変換装置)、38 非接触給電システム、40 交流電力源、41 結合コンデンサ、42 送電コイル、44 受電コイル、S1 第1スイッチング素子、S2 第2スイッチング素子、D1,D2 ダイオード、L0 インダクタ、Ls シリーズインダクタ、Lsa 第1シリーズインダクタ、Lsb 第2シリーズインダクタ、Lpa 第1パラレルインダクタ、Lpb 第2パラレルインダクタ、Lp パラレルインダクタ、Ct タンクコンデンサ、Ct2 第2タンクコンデンサ、Ci 入力コンデンサ、Co 出力コンデンサ、LLs,LLp 漏れインダクタ、Q1,Q2,F1,F2 電流ループ、LPF ローパスフィルタ、ZL 負荷。
1 DC / DC converter (power converter), 11 1st bipolar terminal, 12 2nd bipolar terminal, 21 positive electrode terminal, 22 negative electrode terminal, 26 series path conductor, 30, 32, 34, 36, 101-104, 501- 504,601-604,701-704,801-804,901-904 Positive / negative bipolar converter (power converter), 38 non-contact power supply system, 40 AC power source, 41 coupling capacitor, 42 transmission coil, 44 power receiving coil, S1 1st switching element, S2 2nd switching element, D1, D2 capacitor, L0 inductor, Ls series inductor, Lsa 1st series inductor, Lsb 2nd series inductor, Lpa 1st parallel inductor, Lpb 2nd parallel inductor, Lp parallel Inductor, Ct tank capacitor, Ct2 2nd tank capacitor, Ci input capacitor, Co output capacitor, LLs, LLp leakage inductor, Q1, Q2, F1, F2 current loop, LPF low pass filter, ZL load.
Claims (6)
前記第1シリーズ経路に設けられた第1スイッチング素子およびシリーズインダクタと、
前記第1スイッチング素子と前記シリーズインダクタとの間のパラレル経路に設けられたタンクコンデンサおよびパラレルインダクタであって、前記シリーズインダクタ側に前記タンクコンデンサが設けられ、前記第2シリーズ経路側に前記パラレルインダクタが設けられたタンクコンデンサおよびパラレルインダクタと、
前記シリーズインダクタよりも前記第1シリーズ経路の他端側の点と、前記タンクコンデンサおよび前記パラレルインダクタとの間の点に設けられた第2スイッチング素子と、
前記第1シリーズ経路の他端および前記第2シリーズ経路の他端に設けられた一対の直流端子と、を備え、
前記第1スイッチング素子および前記第2スイッチング素子は、交互にオンオフすることを特徴とする電力変換装置。 A pair of bipolar terminals provided at one end of the first series path and one end of the second series path,
The first switching element and the series inductor provided in the first series path,
A tank capacitor and a parallel inductor provided in a parallel path between the first switching element and the series inductor, the tank capacitor is provided on the series inductor side, and the parallel inductor is provided on the second series path side. Tank capacitors and parallel inductors provided with
A second switching element provided at a point on the other end side of the first series path with respect to the series inductor and a point between the tank capacitor and the parallel inductor.
A pair of DC terminals provided at the other end of the first series path and the other end of the second series path are provided.
A power conversion device characterized in that the first switching element and the second switching element are alternately turned on and off.
前記第1シリーズ経路に設けられた第1スイッチング素子と、
前記第2シリーズ経路に設けられたシリーズインダクタと、
前記第1スイッチング素子よりも前記第1シリーズ経路の他端側の点と、前記シリーズインダクタよりも前記両極端子側の点との間のパラレル経路に設けられたタンクコンデンサおよびパラレルインダクタであって、前記シリーズインダクタ側に前記タンクコンデンサが設けられ、前記第1シリーズ経路側に前記パラレルインダクタが設けられたタンクコンデンサおよびパラレルインダクタと、
前記シリーズインダクタよりも前記第2シリーズ経路の他端側の点と、前記タンクコンデンサおよび前記パラレルインダクタとの間の点に設けられた第2スイッチング素子と、
前記第1シリーズ経路の他端および前記第2シリーズ経路の他端に設けられた一対の直流端子と、を備え、
前記第1スイッチング素子および前記第2スイッチング素子は、交互にオンオフすることを特徴とする電力変換装置。 A pair of bipolar terminals provided at one end of the first series path and one end of the second series path,
The first switching element provided in the first series path and
With the series inductor provided in the second series path,
A tank capacitor and a parallel inductor provided in a parallel path between a point on the other end side of the first series path with respect to the first switching element and a point on the bipolar terminal side with respect to the series inductor. A tank capacitor and a parallel inductor in which the tank capacitor is provided on the series inductor side and the parallel inductor is provided on the first series path side.
A second switching element provided at a point on the other end side of the second series path with respect to the series inductor and a point between the tank capacitor and the parallel inductor.
A pair of DC terminals provided at the other end of the first series path and the other end of the second series path are provided.
A power conversion device characterized in that the first switching element and the second switching element are alternately turned on and off.
前記第1シリーズ経路に設けられた第1スイッチング素子およびシリーズインダクタと、
前記第1スイッチング素子と前記シリーズインダクタとの間のパラレル経路に設けられたタンクコンデンサおよびパラレルインダクタであって、前記シリーズインダクタ側に前記タンクコンデンサが設けられ、前記第2シリーズ経路側に前記パラレルインダクタが設けられたタンクコンデンサおよびパラレルインダクタと、
前記シリーズインダクタよりも前記第1シリーズ経路の他端側の点と、前記タンクコンデンサおよび前記パラレルインダクタとの間の点に設けられた第2スイッチング素子と、
前記タンクコンデンサの両端、あるいは、前記シリーズインダクタの中途点および前記パラレルインダクタの中途点に設けられた一対の直流端子と、
前記第1シリーズ経路の他端および前記第2シリーズ経路の他端の間に設けられた第2タンクコンデンサと、を備え、
前記第1スイッチング素子および前記第2スイッチング素子は、交互にオンオフすることを特徴とする電力変換装置。 A pair of bipolar terminals provided at one end of the first series path and one end of the second series path,
The first switching element and the series inductor provided in the first series path,
A tank capacitor and a parallel inductor provided in a parallel path between the first switching element and the series inductor, the tank capacitor is provided on the series inductor side, and the parallel inductor is provided on the second series path side. Tank capacitors and parallel inductors provided with
A second switching element provided at a point on the other end side of the first series path with respect to the series inductor and a point between the tank capacitor and the parallel inductor.
A pair of DC terminals provided at both ends of the tank capacitor, or at the midpoint of the series inductor and the midpoint of the parallel inductor.
A second tank capacitor provided between the other end of the first series path and the other end of the second series path is provided.
A power conversion device characterized in that the first switching element and the second switching element are alternately turned on and off.
前記第1シリーズ経路に設けられた第1スイッチング素子と、
前記第2シリーズ経路に設けられたシリーズインダクタと、
前記第1スイッチング素子よりも前記第1シリーズ経路の他端側の点と、前記シリーズインダクタよりも前記両極端子側の点との間のパラレル経路に設けられたタンクコンデンサおよびパラレルインダクタであって、前記シリーズインダクタ側に前記タンクコンデンサが設けられ、前記第1シリーズ経路側に前記パラレルインダクタが設けられたタンクコンデンサおよびパラレルインダクタと、
前記シリーズインダクタよりも前記第2シリーズ経路の他端側の点と、前記タンクコンデンサおよび前記パラレルインダクタとの間の点に設けられた第2スイッチング素子と、
前記タンクコンデンサの両端、あるいは、前記シリーズインダクタの中途点および前記パラレルインダクタの中途点に設けられた一対の直流端子と、
前記第1シリーズ経路の他端および前記第2シリーズ経路の他端の間に設けられた第2タンクコンデンサと、を備え、
前記第1スイッチング素子および前記第2スイッチング素子は、交互にオンオフすることを特徴とする電力変換装置。 A pair of bipolar terminals provided at one end of the first series path and one end of the second series path,
The first switching element provided in the first series path and
With the series inductor provided in the second series path,
A tank capacitor and a parallel inductor provided in a parallel path between a point on the other end side of the first series path with respect to the first switching element and a point on the bipolar terminal side with respect to the series inductor. A tank capacitor and a parallel inductor in which the tank capacitor is provided on the series inductor side and the parallel inductor is provided on the first series path side.
A second switching element provided at a point on the other end side of the second series path with respect to the series inductor and a point between the tank capacitor and the parallel inductor.
A pair of DC terminals provided at both ends of the tank capacitor, or at the midpoint of the series inductor and the midpoint of the parallel inductor.
A second tank capacitor provided between the other end of the first series path and the other end of the second series path is provided.
A power conversion device characterized in that the first switching element and the second switching element are alternately turned on and off.
一対の前記両極端子の間に設けられた第1コンデンサと、
一対の前記直流端子の間に設けられた第2コンデンサと、
を備えることを特徴とする電力変換装置。 In the power conversion device according to any one of claims 1 to 4.
A first capacitor provided between the pair of bipolar terminals and
A second capacitor provided between the pair of DC terminals and
A power conversion device characterized by comprising.
前記シリーズインダクタおよび前記パラレルインダクタが結合していることを特徴とする電力変換装置。 In the power conversion device according to any one of claims 1 to 5.
A power conversion device in which the series inductor and the parallel inductor are coupled.
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