JP6903361B2 - デジタルコーディングメタマテリアルに基づく直接放射無線デジタル通信システム及びその方法 - Google Patents

デジタルコーディングメタマテリアルに基づく直接放射無線デジタル通信システム及びその方法 Download PDF

Info

Publication number
JP6903361B2
JP6903361B2 JP2020520805A JP2020520805A JP6903361B2 JP 6903361 B2 JP6903361 B2 JP 6903361B2 JP 2020520805 A JP2020520805 A JP 2020520805A JP 2020520805 A JP2020520805 A JP 2020520805A JP 6903361 B2 JP6903361 B2 JP 6903361B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
matrix
digital communication
code
direct radiation
metamaterial
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
JP2020520805A
Other languages
English (en)
Other versions
JP2021501500A (ja
Inventor
鉄軍 崔
鉄軍 崔
碩 劉
碩 劉
国棟 白
国棟 白
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Southeast University
Original Assignee
Southeast University
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Southeast University filed Critical Southeast University
Publication of JP2021501500A publication Critical patent/JP2021501500A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP6903361B2 publication Critical patent/JP6903361B2/ja
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/38—Synchronous or start-stop systems, e.g. for Baudot code
    • H04L25/40—Transmitting circuits; Receiving circuits
    • H04L25/49—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems
    • H04L25/4906—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems using binary codes
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q15/00—Devices for reflection, refraction, diffraction or polarisation of waves radiated from an antenna, e.g. quasi-optical devices
    • H01Q15/0006—Devices acting selectively as reflecting surface, as diffracting or as refracting device, e.g. frequency filtering or angular spatial filtering devices
    • H01Q15/0086—Devices acting selectively as reflecting surface, as diffracting or as refracting device, e.g. frequency filtering or angular spatial filtering devices said selective devices having materials with a synthesized negative refractive index, e.g. metamaterials or left-handed materials
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q15/00—Devices for reflection, refraction, diffraction or polarisation of waves radiated from an antenna, e.g. quasi-optical devices
    • H01Q15/0006—Devices acting selectively as reflecting surface, as diffracting or as refracting device, e.g. frequency filtering or angular spatial filtering devices
    • H01Q15/0013—Devices acting selectively as reflecting surface, as diffracting or as refracting device, e.g. frequency filtering or angular spatial filtering devices said selective devices working as frequency-selective reflecting surfaces, e.g. FSS, dichroic plates, surfaces being partly transmissive and reflective
    • H01Q15/002—Devices acting selectively as reflecting surface, as diffracting or as refracting device, e.g. frequency filtering or angular spatial filtering devices said selective devices working as frequency-selective reflecting surfaces, e.g. FSS, dichroic plates, surfaces being partly transmissive and reflective said selective devices being reconfigurable or tunable, e.g. using switches or diodes
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q15/00—Devices for reflection, refraction, diffraction or polarisation of waves radiated from an antenna, e.g. quasi-optical devices
    • H01Q15/02—Refracting or diffracting devices, e.g. lens, prism
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q19/00—Combinations of primary active antenna elements and units with secondary devices, e.g. with quasi-optical devices, for giving the antenna a desired directional characteristic
    • H01Q19/06—Combinations of primary active antenna elements and units with secondary devices, e.g. with quasi-optical devices, for giving the antenna a desired directional characteristic using refracting or diffracting devices, e.g. lens
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q19/00—Combinations of primary active antenna elements and units with secondary devices, e.g. with quasi-optical devices, for giving the antenna a desired directional characteristic
    • H01Q19/10—Combinations of primary active antenna elements and units with secondary devices, e.g. with quasi-optical devices, for giving the antenna a desired directional characteristic using reflecting surfaces
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q3/00—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system
    • H01Q3/44—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the electric or magnetic characteristics of reflecting, refracting, or diffracting devices associated with the radiating element
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q3/00—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system
    • H01Q3/44—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the electric or magnetic characteristics of reflecting, refracting, or diffracting devices associated with the radiating element
    • H01Q3/46—Active lenses or reflecting arrays
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/14—Relay systems
    • H04B7/15—Active relay systems
    • H04B7/185—Space-based or airborne stations; Stations for satellite systems
    • H04B7/1851—Systems using a satellite or space-based relay
    • H04B7/18513—Transmission in a satellite or space-based system
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/14—Relay systems
    • H04B7/15—Active relay systems
    • H04B7/185—Space-based or airborne stations; Stations for satellite systems
    • H04B7/1851—Systems using a satellite or space-based relay
    • H04B7/18515—Transmission equipment in satellites or space-based relays
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/0001—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff
    • H04L1/0009—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff by adapting the channel coding
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/024—Channel estimation channel estimation algorithms
    • H04L25/0242—Channel estimation channel estimation algorithms using matrix methods

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Aviation & Aerospace Engineering (AREA)
  • Astronomy & Astrophysics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Quality & Reliability (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Spectroscopy & Molecular Physics (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • Radio Transmission System (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)
  • Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
  • Aerials With Secondary Devices (AREA)

Description

本発明は、無線通信技術分野に属し、無線デジタル通信システムに関し、具体的には、マイクロ波帯で動作するプログラマブルメタマテリアルに基づく直接放射無線デジタル通信システムに関する。
電報、電話の発明、及び電磁波の発見に伴い、人間の通信方式は根本的に変化した。金属導線上の電気パルスにより有線情報伝送を行い、電磁波により無線通信を行っている。現在、通信分野の急速な発展はデジタル通信システムの出現のおかげである。現代デジタル通信システムの動作原理はおおよそ以下の通りである。まず、伝送される情報をデジタル形式（バイナリコード）に変換し、これにより、コンピュータなどの電子設備の記憶及び後処理が容易になる。デジタル通信分野の研究者らは、如何に情報を効果的にコーティング及び変調することで情報が最小のビット誤り率で受信端に到達できるかに注目している。この機能を実現するのはデジタル通信システムにおけるデジタル変調モジュールであり、これは現代デジタル通信システムで用いられている多くの機能モジュールのうち最も重要な１つであり、システム全体の伝送速度及びビット誤り率を決定することができる。現代デジタル通信システムで一般的に使用されているデジタル変調方法は、振幅偏移変調（ＡＳＫ）、周波数偏移変調（ＦＳＫ）及び位相偏移変調（ＰＳＫ）を含み、これらの変調方法では、信号はそれぞれ参照キャリア（Ｃａｒｒｉｅｒ Ｗａｖｅ）の幅、頻度及び位相にロードされる。また、より複雑なデジタル変調方法−直交振幅変調（ＱＡＭ）もある。この方法では、互いに直行する２つのキャリア信号を使用するので、限られた物理的帯域幅内でより高い伝送速度及び周波数利用率を得ることができる。バイナリ形式のデジタル信号の周波数が低過ぎ、直接空間に放射できないので、デジタルアナログ変換デバイス（ＤＡＣ）を用いてそれをアナログ信号に変換した後、アナログで無線周波数信号（ＲＦ）に変調し、さらに無線周波数パワーアンプ（ＰＡ）により電力増幅し、最後に送信アンテナにより自由空間に放射する必要がある。
過去１５年間、メタマテリアルは、同等媒質を基礎として変換光学などの物理原理に基づいて、同等媒質パラメータを制御することで電磁波を制御することにより、一連の奇妙な物理現象を引き起こしている。それらを「シミュレーションメタマテリアル／シミュレーションメタマテリアル」と呼んでもよい。２０１４年に、崔鉄軍教授により、新しいメタマテリアル−電磁コーディング及びプログラマブルメタマテリアルが発表された。そのユニットの状態（反射／透過位相）は、有限数のバイナリ値で表されるので、デジタルメタマテリアル／デジタルメタマテリアルと呼ばれてもよい。最初のコーディングメタマテリアルは、マイクロ波帯で設計され、１−ビットコードを有し、即ち、デジタル「０」及び「１」によりそれぞれ反射位相が０°及び１８０°の２種類のユニットを表し、２種類のユニットを所定の配列に従って二次元平面に配列することにより、電磁波に対して特定の制御機能を有するデジタルメタマテリアルが形成される。例えば、付与されるコード配列が周期的に配列される「０１０１…」である場合、垂直入射される電磁波は同じ仰角を有する２つのビームに分割される一方、コードがチェッカーボード分布される場合、その放射パターンには同じ仰角を有する４つのビームが現れる。３６０°位相を４分割することにより、２−ビットのコーディングメタマテリアルを形成することができ、コード配列を変更することにより、シングルビーム、マルチビーム及びランダム拡散反射などの機能を形成することができる。コーディングメタマテリアルの提出は、動的に調整可能なパターンを有するプログラマブルメタマテリアルの実現に便利さを提供し、スイッチングダイオードを備えるユニット構造を設計し、ダイオードのオン・オフにより「０」及び「１」デジタル状態の電気制御を実現することにより、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ） ハードウェアシステムにより各ユニット構造を独立して制御することができ、プログラマブルメタマテリアルに異なるコード配列を付与することにより、電磁波の機能をリアルタイムで動的に制御することができる。
上述したコーディングメタマテリアルは、デジタル情報と物理情報とを有機的に結合したが、デジタルコーディングメタマテリアルで構築される無線通信システムはまだない。
さらに、実際の無線通信システムでは、ノイズは回避できないので、如何にノイズに対抗するかは、無線通信システム分野において重要な課題であり、システムのチャネル品質及び伝送速度を決定する。従来のアンテナデジタル通信システムに対する研究過程において、通信システムに対するノイズの影響を克服又は減少するために多くの技術及び手段が報告されており、チャネル改善に比較的効果がある経路はシステムの信号対雑音比（ＳＮＲ）を向上させることであり、送信機の出力電力を向上させるか、又はマイモ（ＭＩＭＯ）技術を採用することにより実現され得る。しかし、この２つの方法では、電力消費が高くなり、システムがより複雑であるため、衛星のような電力に敏感なデバイスには適用できない。従来技術において、ノイズ環境でのメタマテリアルに基づく無線通信システムのチャネル最適化方法はまだない。
上記問題を解決するために、本発明は、マイクロ波帯で動作するデジタルプログラマブルメタマテリアルに基づく直接放射無線デジタル通信システムを開示する。この通信システムは、従来の通信システムと大きく異なり、独自の特徴を有する。本システムで伝送される情報はプログラマブルメタマテリアルにロードされ、フィードアンテナの照射により自由空間に直接放射され、ファーフィールドにおける複数の受信機により受信されてまとめられる。本システムは、従来のアンテナデジタル通信システムのデジタル−アナログ変換及び変調過程を含まず、本質的に物理的レベルのデータ伝送の秘密保護特性を有する。
上記目的を達成するために、本発明は以下の技術的手段を提供する。
送信システム及び受信システムを含むデジタルコーディングメタマテリアルに基づく直接放射無線デジタル通信システムであって、前記送信システムは、制御モジュールと、プログラマブルメタマテリアルアレイと、フィードアンテナとを含み、前記制御モジュールは、プログラマブルメタマテリアル制御線に接続され、伝送される情報をバイナリコードに変換し、プログラマブルメタマテリアルの対応する制御線にロードし、前記プログラマブルメタマテリアルアレイは、前記バイナリコードをロードする複数のプログラマブルメタマテリアルユニットを含み、フィードアンテナの照射により、情報を持つこれらのバイナリコードは、常に変化するファーフィールドパターンの形で自由空間に直接に放射され、前記受信システムは、受信処理モジュールと、受信処理モジュールに信号接続される複数の受信機とを含み、受信システムは、ファーフィールド領域における異なる位置にある受信アンテナが受信した電界値をまとめてファーフィールドパターンを取得し、ファーフィールドパターンとコード配列との間のマッピング関係により送信されたオリジナル情報に回復するデジタルコーディングメタマテリアルに基づく直接放射無線デジタル通信システム。制御モジュールは、フィールドプログラマブルゲートアレイＦＰＧＡにより伝送される情報をバイナリコードに変換し、ハイ・ローレベルの方式でプログラマブルメタマテリアルの対応する制御線にロードする。
さらに、前記制御モジュールは、出力レベルによりプログラマブルメタマテリアルユニットにおけるダイオードの状態を調整することにより、プログラマブルメタマテリアルアレイにおける各ユニットの反射／透過位相を動的に調整することができる。
さらに、前記プログラマブルメタマテリアルユニットは、上から下へ上層金属構造と、Ｆ４Ｂ誘電体層と、金属バックプレートとを含み、
上層金属構造は、Ｈ字状の金属パターンを含み、前記Ｈ字状の金属パターンにはダイオードが設けられ、前記ダイオードは、Ｈ字状の金属パターンに電気接続される。
さらに、前記ダイオードは、オン・オフ状態を有するスイッチングダイオード、又はパラメータが連続的に変化するバイアスダイオードを使用する。
さらに、前記受信機は、異なる角度に分布するレクテナを含み、受信処理モジュールは、ＡＤアナログ−デジタル変換システム及びフィールドプログラマブルゲートアレイＦＰＧＡ処理システムを含む。前記受信レクテナは、各自がある方位の電界値強度を受信し、復調して直流情報を形成し、それを受信処理モジュールに入力し、受信処理モジュールはＡＤ変換によりアナログ値をデジタル信号に変換し、受信システムにおけるフィールドプログラマブルロジックアレイ（ＦＰＧＡ）によりデータ処理することにより、離散したファーフィールドパターンデータを得る。
オリジナル情報を持つバイナリコードを常に変化するファーフィールドパターンの形でファーフィールド領域に伝送するステップと、
ファーフィールド領域における異なる位置にある受信アンテナが受信した電界値をまとめてファーフィールドパターンを取得し、ファーフィールドパターンとコード配列との間のマッピング関係に基づいて送信されたオリジナル情報に回復するステップと、
を含むデジタルコーディングメタマテリアルに基づく直接放射無線デジタル通信方法。
さらに、バイナリコードを伝送する前に、
伝送される情報をバイナリコードに変換してプログラマブルメタマテリアルの対応する制御線にロードするステップをさらに含む。
さらに、まず、Ｎ個の制御列を有するプログラマブルメタサーフェスのすべての可能な状態をコーディングするステップと、
次に、２Ｎ個の異なるコードに対応するファーフィールドパターンに対してＭ個の異なる角度でサンプリングし、得られたデータを２Ｎ行Ｍ列の行列Ａに記憶するステップと、
その後、行列Ａの各行ベクトル間のユークリッド距離Ｄを計算し、さらに、行列Ｄを下三角化し、ノイズ閾値より小さい要素をすべて０に設定し、他の要素を１に設定して新しい行列Ｄ’を形成し、最後に、Ｄ’における０要素を含まない行番号を探し、行列Ｋに出力することにより、利用可能な状態のコードを得るステップと、
を含む通信評価過程をさらに含む。
さらに、通信評価過程の後に、
まず、異なる角度で採取したファーフィールドパターン行列データに対してユークリッド距離を求め、ユークリッド距離行列Ｄを取得し、次に、行列Ｄにおけるゼロより大きいすべての要素がある行及び列をｉ及びｊに出力し、行列Ｄにおけるすべての非ゼロ要素の行を対応する行列ｂに記憶し、そして、ｂが利用可能な状態Ｋであるか否かを判断し、利用可能な状態Ｋである場合、次の行を検索し続け、そうでない場合、ｂを利用可能な状態Ｋに追加し、サイクル終了時に、チャネル最適化アルゴリズムにより最適化した後のすべての利用可能な状態を含む。Ｋ行列が得られるステップ、を含む通信最適化過程を含む。
デジタルコーディングメタマテリアルに基づく直接放射無線デジタル通信システムにより実現されるデジタルコーディングメタマテリアルに基づく放射無線デジタル通信評価方法であって、
まず、Ｎ個の制御列を有するプログラマブルメタサーフェスのすべての可能な状態をコーディングするステップと、
次に、２Ｎ個の異なるコードに対応するファーフィールドパターンに対してＭ個の異なる角度でサンプリングし、得られたデータを２Ｎ行Ｍ列の行列Ａに記憶するステップと、
その後、行列Ａの各行ベクトル間のユークリッド距離Ｄを計算し、さらに、行列Ｄを下三角化し、ノイズ閾値より小さい要素をすべて０に設定し、他の要素を１に設定して新しい行列Ｄ’を形成し、最後に、Ｄ’における０要素を含まない行番号を探し、行列Ｋに出力することにより、利用可能な状態のコードを得るステップと、
を含むデジタルコーディングメタマテリアルに基づく放射無線デジタル通信評価方法。
デジタルコーディングメタマテリアルに基づく直接放射無線デジタル通信システムにより実現されるデジタルコーディングメタマテリアルに基づく直接放射無線デジタル通信最適化方法であって、
まず、異なる角度で採取したファーフィールドパターン行列データに対してユークリッド距離を求め、ユークリッド距離行列Ｄを取得し、次に、行列Ｄにおけるゼロより大きいすべての要素がある行及び列をｉ及びｊに出力し、行列Ｄにおけるすべての非ゼロ要素の行を対応する行列ｂに記憶し、そして、ｂが利用可能な状態Ｋであるか否かを判断し、利用可能な状態Ｋである場合、次の行を検索し続け、そうでない場合、ｂを利用可能な状態Ｋに追加し、サイクル終了時に、チャネル最適化アルゴリズムにより最適化した後のすべての利用可能な状態を含む。Ｋ行列が得られるステップを含むデジタルコーディングメタマテリアルに基づく直接放射無線デジタル通信最適化方法。
従来技術と比べて、本発明は以下の利点及び有益な効果を有する。
１、従来の通信システムと比べて、本発明の通信システムでは、デジタル−アナログ変換及びミキサのモジュールが省略されるため、通信システムの複雑さが大幅に簡単化され、通信システムのコストが削減される。
２、本発明の通信システムは、物理的レベルには本質的に秘密保護特性を有し、伝送される情報がシングルポイント又は非キーポイントから傍受されないことを最も基本的な物理的レベルから保証でき、受信端が必要な受信ポイントでのファーフィールドパターンの信号を受信しない限り、オリジナル情報を順調に復元することができず、１ポイントのファーフィールド情報が欠如すると、オリジナル情報を復元することができない。情報窃取者が全ての受信位置を知るとともに、どの受信ポイントが情報伝送に使用されていることをリアルタイムで把握しない限り、情報を有効に傍受することができない。
３、本発明の直接放射無線デジタル通信システムは、フィールドプログラマブルメタマテリアルの制御可能な列数を増加させることにより、システムの伝送容量を効果的に向上でき、性能向上には、従来の通信方式よりも簡単である。
４、チャネル評価及びチャネル最適化アルゴリズムにより、本発明のシステムは自己適応及び自己感知の能力を有する。このシステムが外部干渉を受けた状況において、元の情報伝送にビットエラーが発生することがあり、この場合には、通信評価及び通信最適化プログラムを再び実行することにより、利用可能な状態を新たに取得し、スムーズな通信を保証することができる。これは、従来の通信システムと比較して大幅に向上し、自己学習機能を有する通信システムのために良い基盤を築く。
本発明のデジタルコーディングメタマテリアルに基づく直接放射無線通信システムの構造図、及び本システムに基づく衛星−地上通信応用の原理模式図である。図１には、システム送信端の構造及び接続が示される。 本発明の送信機におけるプログラマブルメタマテリアルを構成するユニット構造の模式図である。図２（ａ）は立体図であり、図２（ｂ）は上面図である。 スイッチングダイオードのオン及びオフ状態における対応する反射位相及び位相差を示す。 ５つの制御列を有するフィールドプログラマブルメタマテリアルの最初の１６個のコード配列に対応するコードパターンを示す。 ５つの制御列を有するフィールドプログラマブルメタマテリアルの最初の１６個のコード配列の平面内におけるファーフィールドパターンを示す。 直接放射無線デジタル通信システムにおけるチャネル評価及びチャネル最適化アルゴリズムのパフォーマンスの説明図である。 異なるノイズ閾値及びサンプリングポイント数を設定して９つの制御列を有する直接放射無線デジタル通信システムの性能に対するチャネル最適化アルゴリズムの影響を定量的に分析する図である。 ５つの制御列を有するフィールドプログラマブルメタサーフェス及び２つのサンプリング角度の直接放射無線デジタル通信システムを使用する例を示す。同図には、横座標及び縦座標は、それぞれ２つのサンプリング角度で採取したファーフィールド電界の正規化値を示す。図８（ａ）には、サンプリング角度が１０°及び３０°であり、ノイズ閾値Ｇ＝０．３である。図８（ｂ）には、サンプリング角度が２０°及び４０°であり、ノイズ閾値Ｇ＝０．３である。図８（ｃ）には、サンプリング角度が１０°及び３０°であり、ノイズ閾値Ｇ＝０．１である。 チャネル評価方法のプロセスチャートである。 チャネル最適化方法のプロセスチャートである。
以下、具体的な実施例により本発明の技術内容を詳しく説明する。以下の実施形態は、本発明を説明するためのものに過ぎず、本発明の範囲を制限するものではない。本発明で使用される「接続」は、機械的接続、電気的接続、信号接続などの従来技術で既知のすべての有線、無線の接続方式を含む。
本発明で提供されるデジタルコーディングメタマテリアルに基づく直接放射無線デジタル通信システムは、送信システムと受信システムとから構成される。図１は、前記無線通信システムの１つの使用シナリオである衛星−地上通信システムを示す。衛星は送信端であり、多くの受信装置が配置することができる。送信システムは、送信機を含む。送信機は、主にフィールド・プログラマブル・ゲート・アレイモジュール（ＦＰＧＡ）、プログラマブルメタマテリアルアレイ及びフィードアンテナから構成される。ＦＰＧＡは、プログラミング機能を有する制御モジュールに代替され得る。受信システムは、複数のレクテナ及びこれらのレクテナに接続された受信処理モジュールを含む。レクテナは、受信した電磁信号を電気信号に変換し、さらにアナログ−デジタル変換を行うことにより、後続の受信処理モジュールのＦＰＧＡ処理が容易になる。伝送される情報は、まずＦＰＧＡによりバイナリコード「００１０１００１．．．」に変換され、次いで電圧の形態でプログラマブルメタマテリアルの対応する制御線にロードされ、各制御列におけるスイッチングダイオードの「オン」と「オフ」状態を制御することにより、プログラマブルメタマテリアルアレイにおける各ユニットの反射／透過位相を動的調整する。フィードアンテナの照射により、オリジナル情報を持つこれらのバイナリコードは、常に変化するファーフィールドパターンの形でファーフィールド領域に伝送され、ファーフィールド領域における異なる位置にあるレクテナは、それぞれ受信した電界値強度を受信処理モジュールに送信し、次いで、受信処理モジュールは、複数のレクテナのデータをまとめて離散したファーフィールドパターンデータを取得し、最後に、ファーフィールドパターンとプログラマブルメタマテリアルのコード配列の間のマッピング関係に基づいて送信したオリジナル情報に回復する。
図２は、本発明の送信機におけるプログラマブルメタマテリアルを構成するユニット構造を示す。このユニット構造は、上から下へ主に上層金属構造、Ｆ４Ｂ誘電体層及び金属バックプレートの３つの部分からなる。上層金属構造は、Ｈ字状の金属パターンである。誘電体板の厚さは３ｍｍ、誘電率は２．６５、損失正接は０．００１である。スイッチングダイオードは、Ｈパターンの表面に溶接され、Ｈパターンの両辺で延伸してフィードアンテナに接続されることで、パターン全体は共同で位相を調整する。ダイオードのオン・オフの状態下で、コーディングメタマテリアルユニットが垂直入射電磁波により照射され、ダイオードが「オン」及び「オフ」である場合、位相応答には１０．１５ＧＨｚで１８０度の位相差があり、それぞれ「０」及び「１」の数字状態に対応する（図３）。スイッチングダイオードにより、この場合、各ユニットには異なる２つの反射／透過位相が存在し、１−ビットのプログラマブルメタマテリアルに対応する。パラメータが連続的に変化するバイアスダイオードを採用してもよい。この場合、各ユニットには異なる複数の反射／透過位相が存在し、ｎ−ビット（ｎ≧２）に対応する。
５つの制御列を有する１−ビットのフィールドプログラマブルメタマテリアルを例として本発明の直接放射無線通信システムの動作原理を説明する。第１列のコードは０に設定され、残りの４列のコードは任意に０又は１であってもよい。図４は、すべての可能なコードパターンを示す。ＦＦＴ高速アルゴリズムに基づいて、コードパターンの平面内のファーフィールドパターンを得ることができる（図５）。
図６（ａ）及び（ｂ）は、それぞれコードが「０１０１０」及び「００１００」のファーフィールドパターンを示し、両者には顕著な差異があり、これはこの２つのファーフィールドパターンに対応するコード配列の区分のために基礎を築いた。
本発明では、制御列Ｎ及びバックグラウンドノイズが任意に与えられた場合での利用可能なコード状態を計算するためのチャネル評価方法がさらに提供される。図９は、チャネル評価アルゴリズムのプロセスチャートであり、その動作原理は、概略的には以下の通りである。まず、Ｎ個の制御列を有するプログラマブルメタサーフェスのすべての可能な状態をコーディングし、次に、２Ｎ個の異なるコードに対応するファーフィールドパターンに対してＭ個の異なる角度でサンプリングし、得られたデータを２Ｎ行Ｍ列の行列Ａに記憶し、その後、行列Ａの各行ベクトル間のユークリッド距離Ｄを計算し、さらに、行列Ｄを下三角化し、ノイズ閾値（ＮｏｉｓｅＧ）より小さい要素をすべて０に設定し、他の要素を１に設定して新しい行列Ｄ’を形成し、最後に、Ｄ’における０要素を含まない行番号を探し、行列Ｋに出力する。行列Ｋは、最終的に得られた利用可能な状態のコードである。チャネル評価方法は、制御モジュールにプリライトされることが好ましい。
図５における各ファーフィールドパターンの間の差異を定量的に算出するために、各２つのパターンの間のユークリッド距離をそれぞれ計算し、それを図６（ｃ）に描画する。ここで、各画素（ｍ，ｎ）のグレイ値は、第ｍと第ｎのファーフィールドパターンの間の相対ユークリッド距離を示し、（１６，２）、（９，３）、（８，４）、（１２，６）、（１３，７）、（１４，１０）に位置する６つの黒色的は、それらの間の距離がゼロであることを示し、つまり、６群のファーフィールドパターンは、互いに完全に同じであり、区別できないことを意味する。本実施例において、明確な情報伝送を行うことができるコード状態は１０個あり、それぞれ図５の第（１、２、３、４、５、６、７、１０、１１、１５）のコード配列である。そのうちから任意に８つを選択すれば、３ビット／シンボルの速度で情報伝送を行うことができる。
実際の使用において、図６（ａ）及び（ｂ）に示すような−９０°から９０°の間のファーフィールドパターン全体を完全に取得する必要がないが、完全に取得することもできない。衛星−地上通信の使用において、受信されたファーフィールドパターンの最大角度（メタマテリアル法線との角度）は、地面から衛星の高さに依存する。低軌道衛星の場合、この角度は８０度に達することができるが、６０°以上の大角度で受信した信号は、小角度よりも深刻な信号遅延及び減衰があり、これによってシステムの伝送速度は低下することがある。そのため、本発明者らは、０−３０度の間のファーフィールドパターンのみに対して離散サンプリングした（図６（ａ）、（ｂ）における異なる色の直線に対応する角度）。図６（ｄ）は、サンプリングポイントが０°、５°、１０°、１５°、２０°にある場合のユークリッド距離行列を示す。１−ビットのプログラマブルメタマテリアルのファーフィールドパターンが法線に対して対称であるので、本発明者らは法線の一側のパターンに対してサンプリングした。実際に使用する時の地上局の受信感度及び回避不可能なバックグラウンドノイズの干渉を考慮すると、距離行列における距離が特定のノイズ閾値（ここで０．３に設定）よりも小さい距離画素ドット（図には黒画素ドットで示される）をゼロ距離とみなす。図６（ｄ）から分かるように、利用可能なコード状態は６つに減少し、それぞれ第１、２、３、４、６、７である。そのうちから任意に４つの状態を選択すれば、２ビット／シンボルの伝送速度をサポートすることができる。さらにサンプリングポイントを減少させ、０°、１０°、２０°のみでサンプリングすると、距離行列における平均距離がさらに短くなることが予測され得る。図６（ｅ）に示すように、行列全体のグレイ値は図６（ｃ）及び（ｄ）よりも顕著に小さいが、この場合においても、利用可能なコード状態の数は６である。これは、サンプリングポイントの減少が必ずしも利用可能なコード状態の数の減少をもたらすわけではないことを示している。しかし、確かなことは、サンプリングポイントの増加又はサンプリング角度の範囲の拡大により、ユークリッド距離行列全体の平均距離は効果的に増大され、システムの耐ノイズ性は良くなる。これは、図６（ｆ）により実証され得る。この場合のサンプリング角度は０°、５°、１０°、１５°、２０°、２５°、３０°であり、図６（ｆ）における距離行列のグレイ値は図６（ｄ）及び（ｅ）よりも顕著に高い。
実際の応用で直面する可能性のある高ノイズ環境を考えると、直接放射無線デジタル通信システムの高ノイズ閾値でのパフォーマンスをさらに検討する必要がある。図６（ｇ）におけるサンプリングポイントは図６（ｄ）と同じであるが、ノイズ閾値は０．６に増加し、図６（ｄ）に比較的暗い画素ドット（比較的近い距離）が図６（ｇ）において黒色（ゼロ距離）になったことが明らかである。チャネル評価アルゴリズムにより、この場合の利用可能な状態数は１のみである。これは、行列に多くのゼロ要素が存在し、多くの状態が絡み合うことで、システムが最悪の状態になり、情報を伝送できなくなるためである。この場合において、デジタル通信におけるチャネルコーディングに類似するアルゴリズムを見つける必要がある。つまり、システムの信号対雑音比を増大させることなく、直接放射無線通信デジタルシステムの利用可能なコード状態を増加させることにより伝送速度を向上させる必要がある。本発明では、いくつかのコード状態を放棄することにより利用可能なコード状態数を増加させるチャネル最適化アルゴリズムが提供される。
図１０は、チャネル最適化アルゴリズムのプロセスチャートであり、その動作原理の概略は以下の通りである。まず、異なる角度で採取したファーフィールドパターン行列データに対してユークリッド距離を求め、ユークリッド距離行列Ｄを取得し、次に、行列Ｄにおけるゼロより大きいすべての要素がある行及び列をｉ及びｊに出力し、行列Ｄにおけるすべての非ゼロ要素の行を対応する行列ｂに記憶し、そして、ｂが利用可能な状態Ｋであるか否かを判断し、利用可能な状態Ｋである場合、次の行を検索し続け、そうでない場合、ｂを利用可能な状態Ｋに追加する。このようにして、サイクル終了時に、Ｋ行列は、チャネル最適化アルゴリズムにより最適化した後のすべての利用可能な状態となる。
以下、二次元の（即ち、２つのサンプリングポイントが存在する）ケースによりチャネル最適化アルゴリズムの動作原理を説明する。
ここで、図４に示される５つの制御列を有するフィールドプログラマブルメタサーフェスにより示す。２つのサンプリングポイントを使用する場合に、各コードに対応するサンプリングデータは図８に示される二次元直交座標系において簡単に示すことができ、それらの間のユークリッド距離も図から直感的に読み出すことができる。図８（ａ）には、サンプリングポイントが１０°及び３０°にある場合の１６個のコード状態の二次元座標系における位置が示される。図８（ａ）から分かるように、コード状態１６、９、８、１２、１３、１４はそれぞれ状態２、３、４、６、７、１０の座標と同じである。この場合、システムにノイズ閾値Ｇを設定すると、図における距離がＧよりも小さい任意の２つのコード状態は区別できないため同一のコード状態とみなされる。すべてのコード状態の間の距離がいずれも０．３未満であるので、Ｇ＝０．３である場合、すべてのコード状態は区別できないため同一状態とみなされ、この場合、何の情報でも伝送できない。図８（ａ）において状態１及び５を円心、０．３を半径としてそれぞれ円を描くと、状態３／９は同時に２つの円にあり、これによって、状態１と状態５が接続して区別できなくなる。この場合、状態３／９を削除することにより、状態１と状態５の接続が切断され、区別できるようになり、システムは１−ビット／シンボルの速度で伝送することができる。図８（ａ）を観察すると、１−ビット／シンボルの伝送をサポートする他の組み合わせ（例えば、２／１６と１１、４／８と１０／１４、５と４／８など）も存在することを発見できる。しかし、Ｇ＝０．３のノイズ閾値では、いくら最適化しても、多くとも２つの利用可能なコード状態しか得ることができず、利用可能なコード状態の数を増加させる唯一の方法は、ノイズ閾値を低下させることであり、即ち、システムの信号対雑音比を増大させることである。
第２の例において、図８（ｂ）に示すように、サンプリング角度を２０°及び４０°に変更し、１６個のコード状態の座標位置を変更する以外、上例と同様である。ノイズ閾値Ｇが０．３である場合、利用可能なコード状態が１つしかない。ユークリッド距離行列をチャネル最適化処理したところ、状態２、４／８、５を削除すれば、４つの利用可能なコード状態（１、３／９、６／１２、７／１３）が得られる。本例から分かるように、サンプリングポイントの位置の変更は、最適化後の利用可能なコード状態数の増加に有利である。図８（ｃ）に示される第３の例において、ノイズ閾値Ｇを０．１に減少させ、サンプリング角度を第１の例に一致する。この場合、利用可能なコード状態は、９つあり、それぞれ１、２／１６、３／９、４／８、５、６／１２、７／１３、１０／１４、１１である。しかし、この場合には、これらのコード状態が互いに独立しており、コード状態が他の２つのコード状態に同時に接続することがないので、チャネル最適化アルゴリズムにより利用可能な状態を増加させることができない。
チャネル最適化アルゴリズムの動作原理を理解した上、図６（ｇ）における距離行列に対してチャネル最適化処理を行うことにより、４つの利用可能なコード状態（１、３、４、１１）を取得し、この場合においても、図６（ｄ）と同じの２−ビット／シンボルの伝送速度をサポートすることができる。図６（ｈ）には、この場合の４つのコード状態のユークリッド距離行列が示され、すべての行列はいずれもゼロより大きいこと明らかである。よって、チャネル最適化方法により、直接放射無線通信システムの伝送速度を効果的に向上させることができる。
衛星−地上通信において高ビットレート伝送速度が好適であるため、ここでチャネル最適化方法をより深く分析する必要がある。９つの制御列に基づく直接放射無線通信システムに異なるノイズ閾値及びサンプリング分解能を設定することにより、利用可能な状態コードの数に対するチャネル最適化アルゴリズムの増加能を定量的に検討する。この場合、サンプリング角度を０°、５°、１０°、１５°、２０°に設定する。図７（ａ）には、最適化方法の使用前（四角マーク）後（円形マーク）のシステムの利用可能なコード状態数が示され、ここで、横軸はノイズ閾値である。明らかなように、ノイズ閾値が０．１から０．３に増加すると、２本の曲線はいずれも急速に下降し、これは、最適化方法による処理前後のいずれにも明らかなノイズ閾値があることにより、システムの利用可能なコード状態数は急速に減少する。一方、チャネル最適化方法を使用した場合、ノイズが０．３−０．６７の領域における利用可能な状態数は少なくとも４倍増加し、ノイズ閾値が０．４１である場合、増加幅は最大（利用可能な状態数は１２）になるのに対し、チャネル最適化方法を使用していない場合、利用可能な状態は１つしかないため、何のデータでも伝送できない。この増加幅は、２−３倍の伝送速度の増加に相当する。最適化したコード状態数をさらに観察したところ、図に示されるノイズ閾値の範囲内は、少なくとも１−ビット／シンボルの伝送速度をサポートし、ノイズ閾値がそれほど高くない場合（＜０．７２）、２−３ビット／シンボルの伝送速度をサポートすることができる。
上記例によりシステム伝送速度の向上に対するチャネル最適化方法の重要な作用を説明した。以下、異なるノイズ閾値での利用可能なコード数の曲線によりシステム性能に対するサンプリングポイント数の影響を分析する。図７（ｂ）に示すように、横座標は０°（法線方向）から数える間隔１°のサンプリングポイント数を示し、例えば、３０は１°から３０°の間に１°ごとに１つの受信機があることを示す。すべての曲線は、チャネル最適化方法により処理されたものである。図７（ｂ）から分かるように、すべての曲線は、サンプリングポイント数の増加につれて増加し、ノイズ閾値が０．１である場合、利用可能なコード状態数は、サンプリングポイント数１−１５の間に急速に増加し、サンプリングポイント数が１９に達した時に、システムは最大利用可能な状態数７２に達し、これは、サンプリングポイント数が特定のキーポイントを超えたら、システムの利用可能な状態数が飽和に達して増加しなくなることを意味する。システムが低バックグラウンドノイズ環境にある場合、少量のサンプリングポイントでも最適状態に達することができる。ノイズ閾値が０．３及び０．５まで増加した場合、このキーポイントはそれぞれ２８及び４０に増加する一方、ノイズ閾値が引き続き０．７及び０．９に増加した場合、システムの利用可能な状態数は急速に減少し、サンプリングポイント数が９０に達したとしても最適状態を達成することができない。しかし、このような高バックグラウンドノイズ状態においても、チャネル最適化アルゴリズムを使用することにより、利用可能な状態数を効果的に増加させることができる。
ノイズ閾値及びサンプリング数のシステム性能に対する影響を同時に評価するために、図７（ｃ）及び（ｄ）にノイズ閾値及びサンプリング数における利用可能なコード状態数の二次元図を示す。図７（ｃ）は、チャネル最適化アルゴリズムを使用していない場合を示す。図７（ｄ）は、チャネル最適化アルゴリズムにより処理された後の場合を示し、この場合のシステムの制御列の数は９列である。明らかなように、サンプリングポイント数を増加させると、量場合の利用可能なコード数はいずれも増加し、ノイズ閾値が低ければ低いほど、最適状態に達するために必要なサンプリングポイント数は少ない。最適化アルゴリズムを使用していない場合において、サンプリングポイント数が２０未満である場合、利用可能なコード状態数は非常に限られ（図７（ｃ）における紫色部分）、最適状態から最悪状態への変化は非常に急速であることで、明確な境界が形成される。チャネル最適化方法を使用した後、利用可能なコード状態数は顕著に増加し、図７（ｃ）における紫色の部分は図７（ｄ）において黒色になり、これは、チャネル最適化アルゴリズムにより、システムの最適状態から最悪状態への変化が遅くなり、ノイズ及びサンプリングポイント数に対するシステムの感度が低下する。
チャネル評価方法及びチャネル最適化方法をＦＰＧＡ制御システムに整合することにより、様々な環境又は外部干渉を受けた状況において迅速に対応し、利用可能なコード状態を検出できるので、通信速度及び通信品質を効果的に確保することができる。
直接放射無線デジタル通信システムは、同様に複数の受信機を使用するため、研究者によりＭＩＭＯシステムと同じ種類に分類される場合がある。しかしながら、直接放射無線デジタル通信システムは、本質的にＭＩＭＯシステムと完全に異なる無線通信システムである。ＭＩＭＯシステムは、複数の送信機及び複数の受信機を使用し、電磁波のマルチパス効果を十分に利用することによりシステム容量及び信頼性を向上させるものである。これに対し、直接放射無線デジタル通信システムは、複数の送信機を使用する必要がない。ＭＩＭＯシステムが複数の送信機を使用しなければならないのは、最大の空間ダイバーシチゲインを得るために、複数の低ビットレートの情報の流れを異なるアンテナにより発射する必要があるためである。しかし、この方式は、依然として現代のデジタル通信システムに属し、情報は依然として振幅、頻度又は位相の形でキャリアに変調される。また、ＭＩＭＯシステムにおいて、受信機の間の距離は、通常、半分又は１つの波長に保持されれば、信号間の低い相関が満たされ得る一方、直接放射無線デジタル通信システムにおいて、受信機はファーフィールドパターン全体に亘る必要があり、この距離はＭＩＭＯシステムにおける受信機の間の距離よりも遥かに大きい。最も重要な違いは、直接放射無線デジタル通信システムでは、情報がフィールドプログラマブルメタサーフェスアンテナのファーフィールドパターンに変調され、ベースバンドデジタル信号が変調される必要がなく、デジタルとしてフィールドプログラマブルメタサーフェスアンテナに直接作用できることで、フィードの照射により自由空間に放射されることである。したがって、直接放射無線デジタル通信システムは、現代のデジタル通信システムに比べて、システム構造には大幅に簡単化される。なお、本明細書において、衛星−地上通信を例として直接放射無線デジタル通信システムを分析したが、直接放射無線デジタル通信システがこのような見通し内伝搬の場合のみにおいて動作できることを意味しない。実際の使用において、送信機及び受信機のニアフィールド領域が物体に遮蔽されることによりファーフィールドパターンが変化する可能性、又は様々な要因による伝搬チャネルにおける信号の減衰を考慮する必要があるが、直接放射無線デジタル通信システムの正常動作に影響を与えず、チャネル評価方法及びチャネル最適化方法によりシステム性能を向上させることができる。システムの構築後であって使用前に、チャネル評価及び受信システムに対する繰り返し調整により最適位置、角度及びパラメータを確定する必要がある。評価結果が要求を満たさない場合、チャネル最適化方法により利用可能なコード状態を増加させることができる。チャネルをリアルタイムで評価及び最適化することにより、利用可能なコード状態をリアルタイムで更新してもよく、これにより、システムはリアルタイムで最大伝送速度を達成することができる。本発明の新しい通信システムは、遮蔽、マルチパスなどの異なる無線通信状況に対応可能な自己適応（認識及び自己感知機能を有する）システムである。
直接放射無線通信システムは、周波数領域で動作するため、必要な帯域幅が極めて狭い。デュアルバンド又はマルチバンドのフィールドプログラマブルメタサーフェスを研究することにより、より高い速度の情報伝送の達成に有利であると信じられている。直接放射無線デジタル通信システムは、現代のデジタル通信システムに比べて別の優位点は、高次変調をサポートすることである。即ち、システムは同じシンボル速度（ボーレート）でより高い伝送速度を達成し、より高い周波数スペクトル利用率を得ることができる。衛星−地上伝送のような信号対雑音比が比較的低い使用シナリオにおいて、ビット誤り率（ＢＥＲ）を特定の範囲に制御するために、使用されている最高変調方式はＱＰＳＫであり、つまり、１シンボル周期内で２ビットの情報を伝送する。一方、直接放射無線デジタル通信システムにおいて、フィールドプログラマブルメタサーフェスの制御可能な列数を増加させるとともに、地上により密接な地上局を配置することにより分解能がより高いファーフィールドパターンを得ることで、より高次の変調率を得ることができる。エンジニアリング最適化により、８−ビット／シンボルの高次変調が容易に得られ、伝送速度がＱＰＳＫ変調よりも少なくとも４倍高くなり、これを基にデュアルバンドのフィールドプログラマブルメタサーフェスを使用すると、８倍の向上を達成することができ、衛星−地上データ伝送速度の画期的なブレークスルーをもたらすと信じられている。
直接放射無線デジタル通信システムは、その固有のセキュリティ特性を別の特徴とする。伝送される情報がシングルポイント又は非キーポイントから傍受されないことが最も基本的な物理的レベルから保証され、多くのソフトウェアの暗号化アルゴリズムにより情報セキュリティ保護を行う従来の通信方式と異なっている。これは、伝送される情報がファーフィールドパターンの異なる角度に分散され、受信端が特定のサンプリングポイント上のデータを同時に完全に取得しない限り、送信されたデータに回復することができず、１ポイントのファーフィールド情報が欠如すると、オリジナル情報を復元することができない。しかし、衛星−地上伝送のような使用シナリオにおいて、各サンプリングポイントの間は通常数百又は数千キロもあり、サンプリングポイント全体は数万キロ以上に亘るので、盗聴者が技術的にはこれらのサンプリングポイントの信号を同時に取得することができない。仮に盗聴者がファーフィールドパターンの全体を取得できたとしても、現在のチャネル状態（即ち、どのサンプリングポイントが使用されているか）、及びこれらのサンプリングポイントのデータ（ハードウェアコード）とオリジナル送信情報（情報コード）との間のマッピング関係が分からないので、盗聴者は送信されたオリジナル情報を復元することができない。これは、現代デジタル通信システムにおける周波数ホッピング技術（ＦＨ）（送信される信号が周波数を繰り返し切り替える技術）に類似し、擬似ランダムシーケンスにより決定される周波数ホッピングポイントは送信側と受信側の双方だけが知っているためである。周波数ホッピング技術と異なり、直接放射無線デジタル通信システムに使用されるチャネルをリアルタイムで推定する方式は余分な帯域幅を消耗しない。このような独特な特性により、この通信システムは本質的に秘密保護可能な通信システムである。直接放射無線通信システムの別の利点は、デジタル信号がプログラマブルメタマテリアルに直接符号化され、自由空間に直接放射されることで、従来通信システムにおける中間周波数キャリアをロードする過程が省略され、通信システムの複雑さが大幅に簡単化されることである。さらに、本発明では、本発明に記載のシステムが様々な環境又は外部干渉を受けた状況において迅速に対応し、利用可能なコード状態を検出することで、通信速度及び通信品質を効果的に確保できるチャネル検出及びチャネル最適化のアルゴリズムがさらに提供される。
以上の説明は、本発明の好ましい実施形態に過ぎない。本発明のファーフィールドパターンにより情報を直接特徴付けるという特有な方式は、容易に実現、模倣される特徴を有する。当業者であれば、本発明の原理から逸脱しない限り、いくつかの改善及び修飾を行うことができ、これらの改善及び修飾も本発明の保護範囲に含まれるべきである。

Claims (5)

  1. オリジナル情報を持つバイナリコードを常に変化するファーフィールドパターンの形でファーフィールド領域に伝送するステップと、
    ファーフィールド領域における異なる位置にある受信アンテナが受信した電界値をまとめてファーフィールドパターンを取得し、ファーフィールドパターンとコード配列との間のマッピング関係に基づいて送信されたオリジナル情報に回復するステップと、
    を含み、
    まず、Ｎ個の制御列を有するプログラマブルメタサーフェスのすべての可能な状態をコーディングするステップと、
    次に、２ Ｎ 個の異なるコードに対応するファーフィールドパターンに対してＭ個の異なる角度でサンプリングし、得られたデータを２ Ｎ 行Ｍ列の行列Ａに記憶するステップと、
    その後、行列Ａの各行ベクトル間のユークリッド距離Ｄを計算し、さらに、行列Ｄを下三角化し、ノイズ閾値より小さい要素をすべて０に設定し、他の要素を１に設定して新しい行列Ｄ’を形成し、最後に、Ｄ’における０要素を含まない行番号を探し、行列Ｋに出力することにより、利用可能な状態のコードを得るステップと、
    を含む通信評価過程をさらに含むことを特徴とする、デジタルコーディングメタマテリアルに基づく直接放射無線デジタル通信方法。
  2. バイナリコードを伝送する前に、
    伝送される情報をバイナリコードに変換してプログラマブルメタマテリアルの対応する制御線にロードするステップをさらに含むことを特徴とする、請求項１に記載のデジタルコーディングメタマテリアルに基づく直接放射無線デジタル通信方法。
  3. 通信評価過程の後に、
    まず、異なる角度で採取したファーフィールドパターン行列データに対してユークリッド距離を求め、ユークリッド距離行列Ｄを取得し、次に、行列Ｄにおけるゼロより大きいすべての要素がある行及び列をｉ及びｊに出力し、行列Ｄにおけるすべての非ゼロ要素の行を対応する行列ｂに記憶し、そして、ｂが利用可能な状態Ｋであるか否かを判断し、利用可能な状態Ｋである場合、次の行を検索し続け、そうでない場合、ｂを利用可能な状態Ｋに追加し、サイクル終了時に、チャネル最適化アルゴリズムにより最適化した後のすべての利用可能な状態を含むＫ行列が得られるステップ、を含む通信最適化過程を含むことを特徴とする、請求項１に記載のデジタルコーディングメタマテリアルに基づく直接放射無線デジタル通信方法。
  4. デジタルコーディングメタマテリアルに基づく直接放射無線デジタル通信システムにより実現されるデジタルコーディングメタマテリアルに基づく放射無線デジタル通信評価方法であって、
    まず、Ｎ個の制御列を有するプログラマブルメタサーフェスのすべての可能な状態をコーディングするステップと、
    次に、２Ｎ個の異なるコードに対応するファーフィールドパターンに対してＭ個の異なる角度でサンプリングし、得られたデータを２Ｎ行Ｍ列の行列Ａに記憶するステップと、
    その後、行列Ａの各行ベクトル間のユークリッド距離Ｄを計算し、さらに、行列Ｄを下三角化し、ノイズ閾値より小さい要素をすべて０に設定し、他の要素を１に設定して新しい行列Ｄ’を形成し、最後に、Ｄ’における０要素を含まない行番号を探し、行列Ｋに出力することにより、利用可能な状態のコードを得るステップと、
    を含むことを特徴とするデジタルコーディングメタマテリアルに基づく放射無線デジタル通信評価方法。
  5. デジタルコーディングメタマテリアルに基づく直接放射無線デジタル通信システムにより実現されるデジタルコーディングメタマテリアルに基づく直接放射無線デジタル通信最適化方法であって、
    まず、異なる角度で採取したファーフィールドパターン行列データに対してユークリッド距離を求め、ユークリッド距離行列Ｄを取得し、次に、行列Ｄにおけるゼロより大きいすべての要素がある行及び列をｉ及びｊに出力し、行列Ｄにおけるすべての非ゼロ要素の行を対応する行列ｂに記憶し、そして、ｂが利用可能な状態Ｋであるか否かを判断し、利用可能な状態Ｋである場合、次の行を検索し続け、そうでない場合、ｂを利用可能な状態Ｋに追加し、サイクル終了時に、チャネル最適化アルゴリズムにより最適化した後のすべての利用可能な状態を含むＫ行列が得られるステップを含むことを特徴とする、デジタルコーディングメタマテリアルに基づく直接放射無線デジタル通信最適化方法。
JP2020520805A 2018-04-17 2018-08-24 デジタルコーディングメタマテリアルに基づく直接放射無線デジタル通信システム及びその方法 Active JP6903361B2 (ja)

Applications Claiming Priority (5)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201810341098 2018-04-17
CN201810341098.5 2018-04-17
CN201810642069.2A CN108900233B (zh) 2018-04-17 2018-06-21 基于数字编码超材料的直接辐射无线数字通信系统及方法
CN201810642069.2 2018-06-21
PCT/CN2018/102228 WO2019200803A1 (zh) 2018-04-17 2018-08-24 基于数字编码超材料的直接辐射无线数字通信系统及方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2021501500A JP2021501500A (ja) 2021-01-14
JP6903361B2 true JP6903361B2 (ja) 2021-07-21

Family

ID=64345788

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2020520805A Active JP6903361B2 (ja) 2018-04-17 2018-08-24 デジタルコーディングメタマテリアルに基づく直接放射無線デジタル通信システム及びその方法

Country Status (5)

Country Link
US (1) US11165612B2 (ja)
EP (1) EP3675283B1 (ja)
JP (1) JP6903361B2 (ja)
CN (1) CN108900233B (ja)
WO (1) WO2019200803A1 (ja)

Families Citing this family (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109633619A (zh) * 2019-01-08 2019-04-16 湖南赛博诺格电子科技有限公司 一种基于信息超材料天线的雷达系统
CN109905139B (zh) * 2019-01-30 2021-06-01 东南大学 一种基于可编程超表面的多通道近场信息传输系统
CN110336575A (zh) * 2019-06-19 2019-10-15 东南大学 一种应用于小区基站无线通信的信息超表面智能处理系统
CN111029760A (zh) * 2019-12-07 2020-04-17 复旦大学 基片集成波导可编程超材料天线方向图估计方法
CN111130574B (zh) * 2019-12-20 2021-09-28 东南大学 一种基于可编程超表面的mimo发射机
CN111580054B (zh) * 2020-05-28 2022-05-24 湖南赛博诺格电子科技有限公司 雷达探测器性能测试装置及其方法
CN113067161B (zh) * 2021-03-26 2023-02-24 北京环境特性研究所 一种基于幅度调制的宽频带可重构材料
CN113067163B (zh) * 2021-03-31 2022-03-29 东南大学 一种全空间可编程数字编码超材料及其控制方法
CN113109811B (zh) * 2021-04-15 2023-11-24 东南大学 一种基于可编程超表面的二相编码一维距离成像方法
CN113328242B (zh) * 2021-06-08 2024-02-02 湖北汽车工业学院 一种高制备性的卦型基元超材料覆层型微带天线及其设计方法
CN114172553B (zh) * 2021-12-22 2023-11-14 北京航空航天大学 基于1-bit可编程超表面的安全定向发射系统及方法
CN114594426B (zh) * 2022-03-04 2024-06-18 中国科学技术大学 随机辐射天线阵列系统及微波凝视关联成像方法
CN114824817A (zh) * 2022-05-13 2022-07-29 广东柏兹电子科技有限公司 一种宽角双极化1-Bit可编程超表面
CN115693167B (zh) * 2022-11-08 2024-05-07 华工未来科技(江苏)有限公司 一种基于谐振开口的数字编码超表面
CN116632547A (zh) * 2023-03-03 2023-08-22 深圳大学 一种全空间超表面单元及阵列

Family Cites Families (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4952941A (en) * 1988-01-27 1990-08-28 Rockwell International Corporation Weather radar temperature controlled IMPATT diodes circuit and method of operation
US5608722A (en) * 1995-04-03 1997-03-04 Qualcomm Incorporated Multi-user communication system architecture with distributed receivers
EP2321854A2 (en) * 2008-07-25 2011-05-18 Ramot at Tel-Aviv University Ltd. Rectifying antenna device with nanostructure diode
RU2590937C2 (ru) * 2010-10-15 2016-07-10 Де Инвеншн Сайенс Фанд Уан, ЭлЭлСи Антенны поверхностного рассеяния
US20150229372A1 (en) * 2014-02-07 2015-08-13 Rearden, Llc Systems and methods for mapping virtual radio instances into physical volumes of coherence in distributed antenna wireless systems
JP6124289B2 (ja) * 2013-03-15 2017-05-10 国立研究開発法人情報通信研究機構 人工衛星搭載用アンテナ制御システム
US9935375B2 (en) * 2013-12-10 2018-04-03 Elwha Llc Surface scattering reflector antenna
CN104078771B (zh) * 2014-07-17 2016-08-31 东南大学 一种数字式可编程超表面
US10116058B2 (en) * 2015-02-13 2018-10-30 Samsung Electronics Co., Ltd. Multi-aperture planar lens antenna system
US10218067B2 (en) * 2015-09-04 2019-02-26 Elwha Llc Tunable metamaterial systems and methods
US10374669B2 (en) * 2016-08-31 2019-08-06 Elwha Llc Tunable medium linear coder
CN106229692A (zh) * 2016-09-18 2016-12-14 东南大学 一种应用于太赫兹波段的1‑比特双频段电磁编码超材料
EP3300172A1 (en) * 2016-09-22 2018-03-28 British Telecommunications public limited company Beamsteering using metamaterials
CN106486784A (zh) * 2016-11-30 2017-03-08 江苏赛博防务技术有限公司 反射式天线阵列及波束扫描方法
CN206271891U (zh) * 2016-11-30 2017-06-20 江苏赛博防务技术有限公司 反射式天线阵列
US10211532B2 (en) * 2017-05-01 2019-02-19 Huawei Technologies Co., Ltd. Liquid-crystal reconfigurable multi-beam phased array
US10249950B1 (en) * 2017-09-16 2019-04-02 Searete Llc Systems and methods for reduced control inputs in tunable meta-devices
US10425837B2 (en) * 2017-10-02 2019-09-24 The Invention Science Fund I, Llc Time reversal beamforming techniques with metamaterial antennas

Also Published As

Publication number Publication date
EP3675283B1 (en) 2024-06-19
CN108900233B (zh) 2021-03-09
JP2021501500A (ja) 2021-01-14
CN108900233A (zh) 2018-11-27
EP3675283A1 (en) 2020-07-01
US11165612B2 (en) 2021-11-02
EP3675283A4 (en) 2021-01-13
WO2019200803A1 (zh) 2019-10-24
US20210006441A1 (en) 2021-01-07

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP6903361B2 (ja) デジタルコーディングメタマテリアルに基づく直接放射無線デジタル通信システム及びその方法
Noh et al. Multi-resolution codebook and adaptive beamforming sequence design for millimeter wave beam alignment
Wang et al. Hybrid MIMO and phased-array directional modulation for physical layer security in mmWave wireless communications
Gao et al. Spatial multiplexing with limited RF chains: Generalized beamspace modulation (GBM) for mmWave massive MIMO
Wang DM using FDA antenna for secure transmission
Brady et al. Beamspace MU-MIMO for high-density gigabit small cell access at millimeter-wave frequencies
Qiu et al. Multi-beam directional modulation synthesis scheme based on frequency diverse array
US10931011B2 (en) Antenna system
CN108196229A (zh) 一种基于时间调制阵列的通信雷达一体化设计方法
CN107231180B (zh) 一种基于波束成形的动态方向调制方法
CN110493777B (zh) 一种基于四维天线阵的多目标保密通信系统
Li et al. Performance analysis of indoor THz communications with one-bit precoding
Liu et al. Boosting secret key generation for IRS-assisted symbiotic radio communications
US20190132156A1 (en) System and Method for Angular-Domain Channel Estimation of Massive MIMO System with Low-Resolution ADC with Time-Varying Thresholds
CN112305517B (zh) 一种具有柱形全方位覆盖的模数混合多波束接收阵列系统
Qu et al. A vector modulation approach for secure communications Based on 4-d antenna arrays
EP3278471B1 (en) A wireless communication node and a method for processing a signal in said node
Tu et al. Generalized spatial scattering modulation for uplink millimeter wave MIMO system
CN108649976B (zh) 一种无线传感网中基于双环的节点选择旁瓣抑制方法
CN114039638B (zh) 一种混合波束成形器与模数转换器联合设计方法
KR102309631B1 (ko) 다중 빔 시스템에서 편파를 이용한 공간 다중화 방법 및 장치
Tian et al. Enhancing mmWave DOA estimation by cumulative power gradient at low SNR
CN113055063A (zh) 一种基于空间场数字调制的低截获中继通信系统
Wang et al. A low-complexity 2-d angle of arrival estimation in massive mimo systems
Khormuji et al. Statistical beam codebook design for mmWave massive MIMO systems

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20200428

A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20210423

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20210427

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20210528

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20210615

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20210616

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 6903361

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250