JP6831565B2 - Single-phase pseudo-synchronization power inverter and its controller - Google Patents
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Description
本発明は、直流電圧を単相交流電圧に変換して電力系統に単相交流電力を供給するインバータに擬似的に同期化力を持たせる技術に関する。 The present invention relates to a technique of converting a DC voltage into a single-phase AC voltage and giving a pseudo-synchronization power to an inverter that supplies single-phase AC power to an electric power system.
電力系統において、同期機が持つ慣性は系統の安定運用にとって重要な役割を担っている。すなわち、同期機は、同期化力により電力系統と同期して運転を行うことで電力系統の安定運用に寄与している。 In the power system, the inertia of the synchronous machine plays an important role for the stable operation of the system. That is, the synchronous machine contributes to the stable operation of the electric power system by operating in synchronization with the electric power system by the synchronization power.
一方、太陽光発電システムを始めとする再生可能エネルギーが電力系統に導入されつつある。基本的に、再生可能エネルギーはインバータにより交流電力に変換されて電力系統に供給される。今後、再生可能エネルギーを交流電力に変換するパワーエレクトロニクス機器(例えば、単相インバータ)が大量に電力系統に連系していくことが予想される。しかし、そのようなパワーエレクトロニクス機器は同期機とは異なり本質的に慣性あるいは同期化力を有しない。このため、パワーエレクトロニクス機器が増えると電力系統内の同期化力が減少していくことが懸念される。そこで、パワーエレクトロニクス機器に同期機の挙動を模擬させ、同期化力が減少した電力系統を安定化する手法が提案されている(例えば、非特許文献1および2を参照)。
On the other hand, renewable energies such as photovoltaic power generation systems are being introduced into electric power systems. Basically, renewable energy is converted into AC power by an inverter and supplied to the power system. In the future, it is expected that a large number of power electronics devices (for example, single-phase inverters) that convert renewable energy into AC power will be connected to the power system. However, such power electronics devices, unlike synchronous machines, inherently have no inertia or synchronization force. Therefore, there is a concern that the synchronization power in the power system will decrease as the number of power electronics devices increases. Therefore, a method has been proposed in which a power electronics device is made to simulate the behavior of a synchronous machine to stabilize a power system in which the synchronization power is reduced (see, for example, Non-Patent
同期機の動揺方程式に基づき系統と同期する機能を持つ擬似同期化力インバータは、同期化力を発生することにより系統安定化に寄与することができる一方、その特性上、定常状態においても系統との電力の授受を常に行っている。そのため,動揺方程式の動特性に従って電圧および電流に二次系の振動成分が重畳することになり、従来の擬似同期化力インバータの多くに用いられている回転座標系でのPI(Proportional + Integral)制御では指令値に対する偏差を0にすることが原理的に困難である。これに対し、静止座標系でのPR(Proportional + Resonance)制御では偏差を0にすることが比較的容易であり、先行研究においてもPR制御を用いて単相の電気自動車充電器に同期化力を持たせる試みが行われている(例えば、非特許文献3を参照)。 A pseudo-synchronization force inverter that has the function of synchronizing with the system based on the sway equation of the synchronous machine can contribute to system stabilization by generating synchronization force, but due to its characteristics, it can also be used as a system even in a steady state. We are constantly giving and receiving power. Therefore, the vibration component of the secondary system is superimposed on the voltage and current according to the dynamic characteristics of the sway equation, and PI (Proportional + Integral) in the rotating coordinate system used in many conventional pseudo-synchronization force inverters. In control, it is difficult in principle to make the deviation from the command value zero. On the other hand, in PR (Proportional + Resonance) control in the stationary coordinate system, it is relatively easy to set the deviation to 0, and even in the previous research, PR control was used to synchronize with a single-phase electric vehicle charger. Attempts have been made to have (see, for example, Non-Patent Document 3).
非特許文献3に開示された制御系では、インバータを過電流から保護するための電流制御系と、電力系統の電圧を所望の値に維持するための電圧制御系の二重ループから構成されるが、一般的にこのようなマルチループを持つ制御系のパラメータチューニングは困難である。また、動揺方程式により求めたインバータ内部電圧位相からインバータ出力電圧指令値を算出し、これに実際のインバータ出力電圧を追従させる場合、電圧メジャーループと電流マイナーループの特性により、インバータ出力電圧が同期機の動特性を必ずしも忠実に再現するとは限らない。特に、電力系統安定化のために複数の擬似同期化力インバータの協調的な設計を行う場合、電圧および電流制御のためのマルチループは性能を悪化させる可能性があり、マルチループを制御系から可能な限り排除することが重要となる。 The control system disclosed in Non-Patent Document 3 is composed of a double loop of a current control system for protecting the inverter from overcurrent and a voltage control system for maintaining the voltage of the power system at a desired value. However, in general, it is difficult to tune the parameters of a control system having such a multi-loop. In addition, when the inverter output voltage command value is calculated from the inverter internal voltage phase obtained by the sway equation and the actual inverter output voltage is made to follow this, the inverter output voltage is synchronized due to the characteristics of the voltage major loop and the current minor loop. It does not always faithfully reproduce the dynamic characteristics of. In particular, when designing multiple pseudo-synchronization power inverters in a coordinated manner for power system stabilization, multi-loops for voltage and current control can degrade performance, and multi-loops can be defeated from the control system. It is important to eliminate as much as possible.
上記問題に鑑み、本発明は、電流制御系と電圧制御系とによるマルチループを有しない単相擬似同期化力インバータおよびそのコントローラを提供することを目的とする。 In view of the above problems, it is an object of the present invention to provide a single-phase pseudo-synchronization power inverter having no multi-loop by a current control system and a voltage control system and a controller thereof.
本発明の一局面に従ったコントローラは、直流電圧を単相交流電圧に変換して電力系統に単相交流電力を供給するインバータのコントローラであって、インバータの出力電流および電力系統の電圧からインバータの有効電力出力を算出する有効電力出力算出部と、インバータの出力周波数が目標周波数となるようにインバータをドループ制御するためのガバナ指令値を制御するガバナ部と、電力系統の実効電圧が目標電圧となるようにインバータの実効電圧指令値を制御するレギュレータ部と、同期機の動揺方程式に基づいて、インバータの有効電力出力およびその指令値、目標周波数、およびガバナ指令値からインバータの出力電圧位相を算出する出力電圧位相算出部と、インバータの実効電圧指令値およびインバータの出力電圧位相からインバータの出力電圧指令値を算出する出力電圧指令値算出部と、インバータの出力電圧指令値に基づいて、インバータにおけるスイッチング素子を制御するためのPWM信号を生成するPWM信号生成部と、インバータに過電流が発生したとき、インバータの出力電圧指令値を制限する過電流保護部とを備えたものである。 The controller according to one aspect of the present invention is an inverter controller that converts a DC voltage into a single-phase AC voltage and supplies single-phase AC power to the power system, and is an inverter from the output current of the inverter and the voltage of the power system. The active power output calculation unit that calculates the active power output of, the governor unit that controls the governor command value for droop control of the inverter so that the output frequency of the inverter becomes the target frequency, and the effective voltage of the power system is the target voltage. Based on the regulator section that controls the effective voltage command value of the inverter so that it becomes, and the sway equation of the synchronous machine, the output voltage phase of the inverter is calculated from the active power output of the inverter and its command value, target frequency, and governor command value. An inverter based on the output voltage phase calculation unit to be calculated, the output voltage command value calculation unit that calculates the output voltage command value of the inverter from the effective voltage command value of the inverter and the output voltage phase of the inverter, and the output voltage command value of the inverter. It is provided with a PWM signal generation unit that generates a PWM signal for controlling the switching element in the above, and an overcurrent protection unit that limits the output voltage command value of the inverter when an overcurrent occurs in the inverter.
この構成によると、有効電力出力算出部、ガバナ部、レギュレータ部、出力電圧位相算出部、および出力電圧指令値算出部からなる制御系において同期機の動揺方程式に基づくインバータの出力電圧指令値が計算され、当該インバータの出力電圧指令値に基づいて、インバータにおけるスイッチング素子を制御するためのPWM制御信号が生成される。ここで、インバータを過電流から保護する過電流保護部が、当該PWM信号を生成するPWM信号生成部に並列に設けられていることで、インバータを過電流から保護するための電流制御系と、電力系統の電圧を所望の値に維持するための電圧制御系とによるマルチループが形成されることがない。 According to this configuration, the output voltage command value of the inverter based on the sway equation of the synchronous machine is calculated in the control system consisting of the active power output calculation unit, the governor unit, the regulator unit, the output voltage phase calculation unit, and the output voltage command value calculation unit. Then, based on the output voltage command value of the inverter, a PWM control signal for controlling the switching element in the inverter is generated. Here, the overcurrent protection unit that protects the inverter from overcurrent is provided in parallel with the PWM signal generation unit that generates the PWM signal, so that the current control system for protecting the inverter from overcurrent and the current control system A multi-loop is not formed by the voltage control system for maintaining the voltage of the power system at a desired value.
具体的には、過電流保護部が、インバータの出力電流の過電流を検出する過電流検出部と、インバータの出力電流からインバータの出力周波数帯域の周波数成分を抽出するフィルタと、フィルタの出力値の上限値および下限値を制限するリミッタと、リミッタの出力値とインバータの出力電流との偏差を増幅する偏差増幅部とを有し、過電流検出部によりインバータの出力電流の過電流が検出されたとき、インバータの出力電圧指令値に偏差増幅部の出力値を足し込むものであり、PWM信号生成部が、偏差増幅部の出力値が足し込まれたインバータの出力電圧指令値に基づいてパルス変調信号を生成するものである。 Specifically, the overcurrent protection unit detects the overcurrent of the output current of the inverter, the filter that extracts the frequency component of the output frequency band of the inverter from the output current of the inverter, and the output value of the filter. It has a limiter that limits the upper and lower limits of the limiter and a deviation amplification unit that amplifies the deviation between the output value of the limiter and the output current of the inverter, and the overcurrent detection unit detects the overcurrent of the output current of the inverter. At that time, the output value of the deviation amplification unit is added to the output voltage command value of the inverter, and the PWM signal generation unit pulses based on the output voltage command value of the inverter to which the output value of the deviation amplification unit is added. It generates a modulated signal.
この構成によると、インバータの出力電流に対して遅れを伴う演算を行わないため、インバータに過電流が発生した場合に高速に過電流保護を行うことができる。 According to this configuration, since the calculation with a delay is not performed on the output current of the inverter, overcurrent protection can be performed at high speed when an overcurrent occurs in the inverter.
具体的には、有効電力出力算出部が、インバータの出力電流からインバータの出力電流のα軸成分およびβ軸成分を算出する第1のαβ軸成分算出部と、電力系統の電圧から電力系統の電圧のα軸成分およびβ軸成分を算出する第2のαβ軸成分算出部と、インバータの出力電流のα軸成分およびβ軸成分ならびに電力系統の電圧のα軸成分およびβ軸成分からインバータの有効電力出力を算出する単相電力算出部とを有する。 Specifically, the active power output calculation unit calculates the α-axis component and β-axis component of the inverter output current from the output current of the inverter, and the first αβ-axis component calculation unit, and the voltage of the power system of the power system. The second αβ-axis component calculation unit that calculates the α-axis component and β-axis component of the voltage, the α-axis component and β-axis component of the output current of the inverter, and the α-axis component and β-axis component of the voltage of the power system of the inverter It has a single-phase power calculation unit that calculates the active power output.
この構成によると、インバータの出力電流および電力系統の電圧から電力系統の単相有効電力出力を容易に算出することができる。 According to this configuration, the single-phase active power output of the power system can be easily calculated from the output current of the inverter and the voltage of the power system.
本発明の一局面に従った単相擬似同期化力インバータは、上記のコントローラと、複数のスイッチング素子を有し、複数のスイッチング素子がスイッチング動作することにより直流電圧を単相交流電圧に変換するインバータとを備え、コントローラから出力されるPWM信号によりインバータにおける複数のスイッチング素子が制御されるものである。 The single-phase pseudo-synchronization power inverter according to one aspect of the present invention has the above controller and a plurality of switching elements, and converts a DC voltage into a single-phase AC voltage by switching operations of the plurality of switching elements. It is equipped with an inverter, and a plurality of switching elements in the inverter are controlled by a PWM signal output from the controller.
以上説明したように、本発明によると、単相擬似同期化力インバータのコントローラにおいて電流制御系と電圧制御系とによるマルチループを排除することができる。これにより、単相擬似同期化力インバータのパラメータチューニングが容易になり、特に電力系統安定化のために複数の単相擬似同期化力インバータを連系させる場合における協調設計が容易になる。 As described above, according to the present invention, it is possible to eliminate the multi-loop due to the current control system and the voltage control system in the controller of the single-phase pseudo-synchronization power inverter. This facilitates parameter tuning of the single-phase pseudo-synchronization force inverter, and facilitates cooperative design especially when a plurality of single-phase pseudo-synchronization force inverters are connected for power system stabilization.
以下、適宜図面を参照しながら、実施の形態を詳細に説明する。ただし、必要以上に詳細な説明は省略する場合がある。例えば、既によく知られた事項の詳細説明や実質的に同一の構成に対する重複説明を省略する場合がある。これは、以下の説明が不必要に冗長になるのを避け、当業者の理解を容易にするためである。 Hereinafter, embodiments will be described in detail with reference to the drawings as appropriate. However, more detailed explanation than necessary may be omitted. For example, detailed explanations of already well-known matters and duplicate explanations for substantially the same configuration may be omitted. This is to avoid unnecessary redundancy of the following description and to facilitate the understanding of those skilled in the art.
なお、発明者らは、当業者が本発明を十分に理解するために添付図面および以下の説明を提供するのであって、これらによって特許請求の範囲に記載の主題を限定することを意図するものではない。また、図面に描かれた各部材の寸法、厚み、細部の詳細形状などは実際のものとは異なることがある。 It should be noted that the inventors provide the accompanying drawings and the following description in order for those skilled in the art to fully understand the present invention, which are intended to limit the subject matter described in the claims. is not it. In addition, the dimensions, thickness, detailed shape of details, etc. of each member drawn in the drawing may differ from the actual ones.
1.電源装置の概要
図1は、本発明の一実施形態に係る単相擬似同期化力インバータを含む電源装置の概略図である。電源装置100は、蓄電デバイス10と、DC/DCコンバータ20と、単相擬似同期化力インバータ30と、リアクトル40と、絶縁トランス50とを備えている。
1. 1. Outline of Power Supply Device FIG. 1 is a schematic view of a power supply device including a single-phase pseudo-synchronization force inverter according to an embodiment of the present invention. The
蓄電デバイス10は、太陽光や風力などの再生可能エネルギーで発電された電力を貯蔵する装置である。蓄電デバイス10は、リチウムイオンキャパシタや電気二重層キャパシタなどで構成することができる。DC/DCコンバータ20は、蓄電デバイス10から電力を受け、それを任意の直流電圧に変換して出力する。単相擬似同期化力インバータ30は、DC/DCコンバータ20から供給される直流電圧を単相交流電圧に変換する。単相擬似同期化力インバータ30から出力される交流電圧は系統連系用フィルタ40および絶縁トランス50を介して外部の電力系統に接続される。
The
このように電源装置100は同期機を持たないが、単相擬似同期化力インバータ30が同期機の挙動を模擬することにより、マイクログリッドを始めとする任意の電源系統への連系を可能にしている。
In this way, the
2.単相擬似同期化力インバータの基本制御系
2.1 基本回路構成
単相擬似同期化力インバータ30は、インバータ31と、コントローラ32とを備えている。インバータ31は、複数のスイッチング素子としてのIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)311を有している。これらIGBT311がスイッチング動作することで、DC/DCコンバータ20から供給される直流電圧が単相交流電圧に変換される。コントローラ32は、インバータ31の出力電流および絶縁トランス50の2次側電圧、すなわち、電力系統の電圧がフィードバックされてPWM(Pulse Width Modulation)信号を生成してインバータ31における各IGBT311をスイッチング制御する。
2. 2. Basic control system of single-phase pseudo-synchronization power inverter 2.1 Basic circuit configuration The single-phase
図2は、単相擬似同期化力インバータ30のモデルを表す図である。単相擬似同期化力インバータ30は、仮想のロータである擬似回転子が回転して単相交流電力を発電する同期機とみることができる。いま、電力系統(Grid)の実効電圧値をVgrid、角周波数をωとすると、時刻tにおける電力系統の電圧はvgrid=√2Vgrid・sin(ωt)で表される。一方、単相擬似同期化力インバータ30の実効電圧値をVinvとすると、時刻tにおける単相擬似同期化力インバータ30の出力電圧はvinv=√2Vinv・sin(ωt+θdiff)で与えられる。すなわち、擬似回転子角θinvはωtよりもθdiffだけ進んでいる。
FIG. 2 is a diagram showing a model of the single-phase
図3は、単相擬似同期化力インバータ30のコントローラ32の制御ブロック図である。コントローラ32は、有効電力出力算出部33と、ガバナ部34と、レギュレータ部35と、出力電圧位相算出部36と、出力電圧指令値算出部37と、PWM信号生成部38と、過電流保護部39とを備えている。
FIG. 3 is a control block diagram of the
有効電力出力算出部33は、インバータ31の出力電流iinvおよび電力系統の電圧vgridからインバータ31の有効電力出力Peを算出する。
Active power
ガバナ部34は、インバータ31の出力周波数ωinvが目標周波数ωrefとなるようにインバータ31をドループ制御するためのガバナ指令値Pgovを制御する。
The governor unit 34 controls the governor command value P gov for droop control of the
レギュレータ部35は、電力系統の実効電圧Vgridが目標電圧Vgrid*となるようにインバータ31の実効電圧指令値Vinvを制御する。
The
出力電圧位相算出部36は、同期機の動揺方程式に基づいて、インバータ31の有効電力出力Peおよびその指令値Pm、目標周波数ωref、およびガバナ指令値Pgovからインバータ31の出力電圧位相θinvを算出する。
Output voltage
出力電圧指令値算出部37は、インバータ31の実効電圧指令値Vinvおよびインバータ31の出力電圧位相θinvからインバータ31の出力電圧指令値√2Vinv・sin(θinv)を算出する。
The output voltage command
PWM信号生成部38は、インバータ31の出力電圧指令値v*に基づいて、インバータ31におけるスイッチング素子311を制御するためのPWM信号を生成する。
The PWM
過電流保護部39は、インバータ31に過電流が発生したとき、インバータ31の出力電圧指令値v*を制限してインバータ31を過電流から保護する。
When an overcurrent occurs in the
図2に示したモデルは上記構成のコントローラ32により具現化することができる。以下、制御系方程式を示しながらコントローラ32の各ブロックの動作について説明する。
The model shown in FIG. 2 can be embodied by the
2.2 動揺方程式
単相擬似同期化力インバータ30の基本的な制御系は三相同期機の動揺方程式である(1)式に基づく。
2.2 Sway equation The basic control system of the single-phase
(1)式において、Minvは単相擬似同期化力インバータ30の擬似慣性定数、Dinvは擬似ダンピング係数、Pmは擬似機械入力、Peは電気出力である。(1)式は三相同期機の動特性を表す微分方程式であり、これを単相擬似同期化力インバータ30に適用する際、Peをどう扱うかという問題が生じる。後述するが、Peは単相回路では基本周波数の2倍の周波数で振動するため、静止座標成分を用いて直流量として扱う。Peを直流量として扱う場合、定常状態においてPmとPeは一致するが、外乱によりPeが変化した場合、両者に差が生じる。この(1)式右辺の正負により、単相擬似同期化力インバータ30は振動しながら自動的に系統と同期する。なお、(1)式に基づいた状態方程式の固有値はパラメータを適切に設定することで左半平面に配置することができ、このとき、系統と安定的に同期することが可能である。
In the equation (1), Minv is a pseudo-inertia constant of the single-phase
2.3 ガバナを加えた基本制御系
次に、周波数を維持するためのガバナを加えた基本制御系について述べる。(1)式を平衡点近傍で線形化した微分方程式を解いて回転子角θinvの微小変動量Δθinvの演算を行い、θinvを求める。ガバナを含んだ上で(1)式を線形化すると、(2)〜(6)式が得られる。
2.3 Basic control system with governor Next, the basic control system with governor for maintaining the frequency will be described. The differential equation obtained by linearizing the equation (1) near the equilibrium point is solved to calculate the minute fluctuation amount Δθ inv of the rotor angle θ inv , and θ inv is obtained. By linearizing Eq. (1) with the governor included, Eqs. (2) to (6) can be obtained.
ここで、Δθinvは擬似回転子角の定常状態(=ωinvt)からの微小変動量、Pgovはガバナ出力、Kgovはガバナゲイン、Tgovはガバナ時定数、ωrefはインバータ周波数指令値、ωinvはインバータ周波数である。周波数偏差を入力としてガバナ出力を計算する(4)(5)式は一次遅れ特性を有しており、制御系を安定にする効果が期待できる。 Here, [Delta] [theta] inv is small variation from the steady state of the pseudo rotor angle (= ω inv t), P gov is governor output, K gov is Gabanagein, T gov the governor time constant, omega ref inverter frequency command value , Ω inv is the inverter frequency. Equations (4) and (5) that calculate the governor output using the frequency deviation as an input have a first-order lag characteristic, and can be expected to have the effect of stabilizing the control system.
ガバナ部34は(5)式に従ってPgovを算出し、出力電圧位相算出部36は(2)〜(4)、(6)式に従ってθinvを算出する。
The governor unit 34 calculates P gov according to the equation (5), and the output voltage
2.4 単相有効電力の演算
有効電力出力算出部33は、インバータ31の出力電流iinvからインバータ31の出力電流iinvのα軸成分iinv αおよびβ軸成分iinv βを算出する第1のαβ軸成分算出部331と、電力系統の電圧vgridから電力系統の電圧vgridのα軸成分vgrid αおよびβ軸成分vgrid βを算出する第2のαβ軸成分算出部332と、iinv α、iinv β、vgrid α、vgrid βからインバータ31の有効電力出力Peを算出する単相電力算出部333とを備えている。
2.4 calculating the active power
単相回路における有効電力の演算には、静止座標成分を用いる。単相回路における電圧、電流の静止座標系への変換は、計測した波形をα軸成分とし、α軸成分に対し直交するβ軸成分を生成することで実現できる。これは、SOGI−QSG(second order generalized integrator - quadrature signal generation)と呼ばれる。SOGI−QSGの伝達関数は、共振周波数ω0付近でゲインが0[dB]、α軸成分位相は0[deg]、β軸成分位相は−90[deg]になる。この特性により、SOGI−QSGは、高調波成分を除去することができるとともに、共振周波数ω0を基本波とするα軸成分とそれに直交するβ軸成分を得ることができる。入力信号をu、α軸成分をuα、β軸成分をuβとすると、SOGI−QSGの伝達関数は(7)(8)式のように表現できる。 The static coordinate component is used to calculate the active power in the single-phase circuit. Conversion of voltage and current to a static coordinate system in a single-phase circuit can be realized by using the measured waveform as an α-axis component and generating a β-axis component orthogonal to the α-axis component. This is called SOGI-QSG (second order generalized integrator --quadrature signal generation). The transfer function of SOGI-QSG has a gain of 0 [dB] near the resonance frequency ω 0 , an α-axis component phase of 0 [deg], and a β-axis component phase of −90 [deg]. With this characteristic, the SOGI-QSG can remove the harmonic component, and can obtain the α-axis component having the resonance frequency ω 0 as the fundamental wave and the β-axis component orthogonal to the α-axis component. Assuming that the input signal is u, the α-axis component is u α , and the β-axis component is u β , the transfer function of SOGI-QSG can be expressed as equations (7) and (8).
(7)(8)式中のω0を動揺方程式から得られた単相擬似同期化力インバータ30の周波数ωinvとする(ωinv=ω0)ことで、ωinvを基本波とする静止座標系へ変換する。
(7) By setting ω 0 in Eq. (8) to the frequency ω inv of the single-phase
図4は、SOGI−QSGの制御ブロック図である。ωinvは動的に変動するため、図4に示すように、動揺方程式から求めた値を入力する。kの値によって(7)(8)式の伝達関数のバンド幅が変化するため、静止座標成分演算過程における速応性や高調波成分を考慮して決定する。(7)(8)式を用いて計算した電力系統の電圧Vgridのαβ軸成分、およびインバータ31の出力電流iinvのαβ軸成分を用いると、インバータ31の有効電力出力Peは(9)式で計算できる。
FIG. 4 is a control block diagram of SOGI-QSG. Since ω inv fluctuates dynamically, the value obtained from the sway equation is input as shown in FIG. Since the bandwidth of the transfer function of Eqs. (7) and (8) changes depending on the value of k, it is determined in consideration of the quick response and the harmonic component in the rest coordinate component calculation process. (7) .alpha..beta axis component of the voltage Vgrid of the electric power system calculated by using the equation (8), and the use of .alpha..beta axis component of the output current i inv of the
第1のαβ軸成分算出部331は(7)(8)式に従ってiinv αおよびiinv βを算出し、第2のαβ軸成分算出部332は(7)(8)式に従ってvgrid αおよびvgrid βを算出し、単相電力算出部333は(9)式に従ってPeを算出する。
The first αβ axis
なお、第1のαβ軸成分算出部331および第2のαβ軸成分算出部332は、SOGI−QSGに代えてバンドパスフィルタで構成することも可能である。
The first αβ-axis
2.5 Automatic voltage regulator(AVR)
動揺方程式から求めた擬似回転子角θinvより、単相擬似同期化力インバータ31の仮想的な内部電圧vinv*は(10)式のようになる。
2.5 Automatic voltage regulator (AVR)
From the pseudo-rotor angle θ inv obtained from the sway equation, the virtual internal voltage v inv * of the single-phase
インバータ31の実効電圧指令値Vinvは、自動電圧調整器(AVR)、すなわち、レギュレータ部35により調整される。すなわち、単相擬似同期化力インバータ30は連系点電圧維持のためのAVRを持ち、AVRは指令値に対し一次遅れの伝達関数を持つ制御ブロックにより模擬する。インバータ31の内部直流電圧はインバータ31および蓄電デバイス10に付随するDC/DCコンバータ20により定格値に追従するよう高速に制御されることを想定しているため、同期機が持つ励磁系のうち、時定数が大きい部分を無視して設計することができる。AVRの出力Vavrと検出した電力系統の電圧Vgridの和をVinvとする。AVRのゲインをKavr、時定数をTavr、電圧指令値をVavr*とした場合のAVRの出力Vavrとそれに伴うVinvの変化を(11)(12)式に示す。
The effective voltage command value Vinv of the
電力系統の実効電圧Vgridは、計測した連系点電圧のα軸成分をvα、β軸成分をvβとした場合に、(13)式で計算される。 The effective voltage V grid of the power system is calculated by Eq. (13) when the α-axis component of the measured interconnection point voltage is v α and the β-axis component is v β .
レギュレータ部35は(10)〜(13)式に従ってインバータ31の最大出力電圧値である√2Vinvを算出する。
The
2.6 インバータ保護回路
同期機の動特性を模擬した動揺方程式に基づいた(10)式から得られた電圧vinv*を出力する単相擬似同期化力インバータ30は、定常状態において同期化力により系統安定化に寄与することが可能である。ただし、機械的な構造を持つ同期機とは異なり、インバータ31には変換器の容量から求まる許容電流ilimが存在するため、故障発生時の故障電流からインバータ31を保護するためのインバータ保護回路が必要になる。
2.6 Inverter protection circuit Single-phase pseudo-synchronization power that outputs the voltage v inv * obtained from equation (10) based on the sway equation that simulates the dynamic characteristics of the synchronous machine. The
単相擬似同期化力インバータ30に同期機の動特性を模擬させるには、故障発生によりやむを得ず過電流保護のために出力電圧を絞る場合以外は、(10)式に示した出力電圧vinv*を出力すべきである。しかし、非特許文献3のように電流マイナーループと電圧メジャーループのマルチループがあると同期機の動特性模擬の障害となるため、本実施形態ではそのようなマルチループをなくし代わりにPWM信号生成部38に並列に過電流保護部39を設けている。
In order to make the single-phase
過電流保護部39は、インバータ31の出力電流iinvに過電流が発生していない定常状態では、出力電圧指令値算出部37から出力されるインバータ31の出力電圧指令値√2Vinv・sin(θinv)をそのままインバータ31の出力電圧指令値v*としてPWM信号生成部38に入力させる。一方、過電流保護部39は、インバータ31の出力電流iinvに過電流が流れている呼称発生時において、出力電圧指令値算出部37から出力されるインバータ31の出力電圧指令値√2Vinv・sin(θinv)に保護信号vprotを足し込んで、PWM信号生成部38に入力されるインバータ31の出力電圧指令値v*を制限する。
The
図5は、過電流保護部39の制御ブロック図である。過電流保護部39は、インバータ31の出力電流iinvの過電流を検出する過電流検出部391と、インバータ31の出力電流iinvからインバータ31の出力周波数帯域の周波数成分を抽出するフィルタ392と、フィルタ392の出力値の上限値および下限値を制限するリミッタ393と、リミッタ393の出力値とインバータ31の出力電流iinvとの偏差を増幅する偏差増幅部394とを備えており、過電流検出部391によりインバータ31の出力電流iinvの過電流が検出されたとき、インバータ31の出力電圧指令値√2Vinv・sin(θinv)に偏差増幅部394の出力値vprotを足し込む。PWM信号生成部38は、偏差増幅部394の出力値vprotが足し込まれたインバータ31の出力電圧指令値v*に基づいてパルス変調信号を生成する。
FIG. 5 is a control block diagram of the
2.6.1 基本波成分の抽出
センサにより計測したインバータ31の出力電流iinvは高調波成分を含み、電力系統側での故障発生時にはiinvに過渡的な成分も含まれる場合がある。そのため、SOGI−QSGで構成されたフィルタ392を用い、インバータ出力周波数ωinvと等しい周波数成分を持つ正負対称の正弦波信号を抽出し、これをリミッタ39を介して制限したものを出力電流指令値iinv*とする。これにより、インバータ31の出力電流iinvの変動にかかわらず常に出力電流指令値iinv*が正弦波となる。フィルタ392にSOGI−QSGを用いる理由は、計測した交流波形iinvから高調波成分と正負非対称成分を除去することで、制御系を安定化するためである。
2.6.1 Extraction of fundamental wave component The output current i inv of the
なお、フィルタ392は、SOGI−QSGに代えてバンドパスフィルタで構成することも可能である。
The
2.6.2 交流波形を直接用いた電流フィードバック
正弦波である出力電流指令値iinv*に対し、センサで検出した交流波形iinvを直接指令値iinv*と比較し、偏差をKprot倍したものを、出力電圧指令値算出部37から出力されるインバータ31の出力電圧指令値√2Vinv・sin(θinv)に加える。本方式では、センサで検出した交流波形iinvに対しフィルタ等の遅れを伴う演算を行っていないため、瞬時的な故障に対しても高速な過電流保護が可能である。
2.6.2 Current feedback using direct AC waveform For the output current command value i- invert * , which is a sinusoidal wave, the AC waveform i- invert detected by the sensor is compared with the direct command value i- inv *, and the deviation is K- prot. The doubled value is added to the output voltage command value √2V inv · sin (θ inv ) of the
2.6.3 インバータ保護回路の並列化
本制御系の特徴は、同期機の動特性(10)式を定常状態において阻害せず、故障発生時のみ保護回路が動作する並列構造である。図5に示す過電流検出部391は、インバータ31の出力電流iinvがインバータ許容電流ilimを上回る場合に「1」を出力し、iinvがilimを下回る場合に「0」を出力するトリガの働きを持つ。過電流検知部391から「1」が出力された場合にのみ、インバータ31の出力電圧指令値v*が高速に抑制され、その他の定常状態にはインバータ31の出力電圧vinvが動揺方程式から求めたvinv*になる。これにより、同期機の動特性を阻害する要因を排除している。以上の保護回路内の演算を(14)(15)(16)式に示す。
2.6.3 Parallelization of inverter protection circuit The feature of this control system is a parallel structure in which the protection circuit operates only when a failure occurs without disturbing the dynamic characteristic (10) of the synchronous machine in the steady state. The
(14)式は、出力電圧指令値算出部37から出力されるインバータ31の出力電圧指令値√2Vinv・sin(θinv)と過電流保護部39から出力される保護信号vprotの和がインバータ出力v*になることを表す。(15)式は、過電流検出部391のトリガがオンになった場合のみ、保護信号vprotが出力されることを表す。(16)式は、SOGI−QSGを用いて求めた正弦波に対し、インバータ許容電流ilimをリミッタとしてiinv*を求めることを示す。
In equation (14), the sum of the output voltage command value √2V inv · sin (θ inv ) of the
3.数値シミュレーション
次に、本実施形態に係る単相擬似同期化力インバータ30の数値シミュレーション結果について説明する。図6は、単相擬似同期化力インバータ30のシミュレーションモデルを表す図である。単相擬似同期化力インバータ30が3台並列に無限大母線(3相、6600[V]、60[Hz])へ連系しており、3台とも等しいパラメータを持ち、同じ相に接続する。単相擬似同期化力インバータ30の直流リンク部は直流電圧源VDCで模擬する。単相擬似同期化力インバータ30はフィルタと変圧器を介して無限大母線と連系しており、変圧比は400/6600であり、フィルタは抵抗RおよびインダクタンスLから構成される。インバータ連系点と無限大母線の間には線路Rline+jXlineが存在する。シミュレーションモデルには三相負荷(抵抗Rload)が接続されており、その大きさは独立運転時でも単相擬似同期化力インバータ30により周波数が維持できる大きさに設定している。3台の単相擬似同期化力インバータ30を無限大母線と同期した上でシミュレーションを開始し、t=0.0[s]に無限大母線から開閉器を用いて単相擬似同期化力インバータ30を切り離し、単独運転に移行する。その上で、t=2.0[s]に線路上で三相地絡故障を発生させ、構築した制御系が正常に動作するかを検証する。三相地絡故障は、t=2.05[s]に除去されるものとする。シミュレーション条件を表1に示す。
3. 3. Numerical simulation Next, the numerical simulation result of the single-phase
3.1 独立運転時
図7、8、9、10は、それぞれ、独立運転時(t=0.0[s]〜)の単相擬似同期化力インバータ30の周波数、有効電力出力、出力電圧、および出力電流のグラフである。図7より、独立運転移行時には一旦周波数が低下するが、その後、ガバナとダンピングの効果により周波数が一定の値に収束していることが確認できる。これより、単相擬似同期化力インバータ30が互いに強く同期していることが分かる。また、図8より、周波数を維持するために有効電力出力がPm=1000[W]から自動的に増加している。図9、10からは、単相擬似同期化力インバータ30が適切に正弦波の電圧、電流を出力していることが見て取れる。
3.1 Independent operation Figures 7, 8, 9 and 10 show the frequency, active power output, and output voltage of the single-phase
3.2 線路故障発生時
図11、12、13は、それぞれ、地絡故障が発生したt=2.0[s]後の単相擬似同期化力インバータ30の周波数、出力電圧、および出力電流のグラフである。図11より、故障により単相擬似同期化力インバータ30が加速し、故障除去後に元の周波数に戻っていることが確認できる。図12から分かるように、地絡故障が発生しているt=2.0[s]〜t=2.05[s]の間は瞬時電圧低下が発生しており、インバータ出力電圧が著しく低下している。このように激しい瞬時電圧低下が発生した場合においても、単相擬似同期化力インバータ30を保護するために電流が抑制されていることが図13から確認できる。
3.2 When a line failure occurs Figures 11, 12 and 13 show the frequency, output voltage, and output current of the single-phase
4.実施形態の効果・利点
以上のように本実施形態に係る単相擬似同期化力インバータ30では電流制御系と電圧制御系とによるマルチループを排除することができる。これにより、単相擬似同期化力インバータ30のパラメータチューニングが容易になる。特に電力系統安定化のために複数の単相擬似同期化力インバータ30を連系させる場合における協調設計が容易になる。
4. Effects / Advantages of the Embodiment As described above, the single-phase
さらに本実施形態に係る単相擬似同期化力インバータ30では、インバータ31の過電流を保護する過電流保護部39をPWM信号生成部38に並列に設けたことで下記の利点が得られる。
(1)過電流保護部39は送電線などの故障時にのみ機能し、平常運転時には主回路に干渉しない。
(2)平常運転時に過電流保護部39が主回路に干渉しないため、系統全体の安定化設計などが容易になる。
(3)マイクログリッド構築において連系運転機構を容易に実現できる。
(4)過電流制御系の独立設計も容易であり、FRT(Fault Ride Through)設計が容易になる。
Further, in the single-phase
(1) The
(2) Since the
(3) An interconnection operation mechanism can be easily realized in microgrid construction.
(4) The independent design of the overcurrent control system is also easy, and the FRT (Fault Ride Through) design is easy.
特に本実施形態に係る単相擬似同期化力インバータ30は、電力系統から解列されると多数が連系してインバータ群だけで独立した単相マイクログリッドを構築することができる。そして、本実施形態に係る単相擬似同期化力インバータ30では、電流制御系と電圧制御系とによるマルチループを排除するとともにインバータ31の出力電流の過電流を保護する過電流保護部39を出力電圧位相算出部36および出力電圧指令値算出部37に直列に挿入せずにPWM信号生成部38に並列に設ける構成を採用したことにより、制御系全体の特性を損なうことなく過電流保護を実現することができる。この特徴により、本実施形態に係る単相擬似同期化力インバータ30は、電力系統から独立した単相マイクログリッドの系統安定化に大きく寄与することができる。
In particular, the single-phase
また、本実施形態では図2に示したようにインバータモデルとして同期機モデルを適用したが、本発明に適用可能なインバータモデルは同期機モデルに限定されない。本発明は同期機モデル以外にも電力系統の安定化効果の高い任意のモデルを適用することができる。 Further, in the present embodiment, the synchronous machine model is applied as the inverter model as shown in FIG. 2, but the inverter model applicable to the present invention is not limited to the synchronous machine model. In addition to the synchronous machine model, the present invention can apply any model having a high power system stabilizing effect.
以上のように、本発明における技術の例示として、実施の形態を説明した。そのために、添付図面および詳細な説明を提供した。 As described above, an embodiment has been described as an example of the technique in the present invention. To that end, the accompanying drawings and detailed description are provided.
したがって、添付図面および詳細な説明に記載された構成要素の中には、課題解決のために必須な構成要素だけでなく、上記技術を例示するために、課題解決のためには必須でない構成要素も含まれ得る。そのため、それらの必須ではない構成要素が添付図面や詳細な説明に記載されていることをもって、直ちに、それらの必須ではない構成要素が必須であるとの認定をするべきではない。 Therefore, among the components described in the attached drawings and the detailed description, not only the components essential for solving the problem but also the components not essential for solving the problem in order to exemplify the above technology. Can also be included. Therefore, the fact that these non-essential components are described in the accompanying drawings or detailed description should not immediately determine that those non-essential components are essential.
また、上述の実施の形態は、本発明における技術を例示するためのものであるから、特許請求の範囲またはその均等の範囲において種々の変更、置き換え、付加、省略などを行うことができる。 Further, since the above-described embodiment is for exemplifying the technique of the present invention, various changes, replacements, additions, omissions, etc. can be made within the scope of claims or the equivalent scope thereof.
30 単相擬似同期化力インバータ
31 インバータ
311 IGBT(スイッチング素子)
32 コントローラ
33 有効電力出力算出部
331 第1のαβ軸成分算出部
332 第2のαβ軸成分算出部
333 単相電力算出部
34 ガバナ部
35 レギュレータ部
36 出力電圧位相算出部
37 出力電圧指令値算出部
38 PWM信号生成部
39 過電流保護部
391 過電流検出部
392 フィルタ
393 リミッタ
394 偏差増幅部
30 Single-phase
32
Claims (9)
前記インバータの出力電流および前記電力系統の電圧から前記インバータの有効電力出力を算出する有効電力出力算出部と、
前記インバータの出力周波数が目標周波数となるように前記インバータをドループ制御するためのガバナ指令値を制御するガバナ部と、
前記電力系統の実効電圧が目標電圧となるように前記インバータの実効電圧指令値を制御するレギュレータ部と、
同期機の動揺方程式に基づいて、前記インバータの有効電力出力およびその指令値、前記目標周波数、および前記ガバナ指令値から前記インバータの出力電圧位相を算出する出力電圧位相算出部と、
前記インバータの実効電圧指令値および前記インバータの出力電圧位相から前記インバータの出力電圧指令値を算出する出力電圧指令値算出部と、
前記インバータの出力電圧指令値に基づいて、前記インバータにおけるスイッチング素子を制御するためのPWM信号を生成するPWM信号生成部と、
前記インバータに過電流が発生したとき、前記インバータの出力電圧指令値を制限する過電流保護部とを備えたコントローラ。 An inverter controller that converts DC voltage to single-phase AC voltage and supplies single-phase AC power to the power system.
An active power output calculation unit that calculates the active power output of the inverter from the output current of the inverter and the voltage of the power system.
A governor unit that controls a governor command value for droop control of the inverter so that the output frequency of the inverter becomes a target frequency.
A regulator unit that controls the effective voltage command value of the inverter so that the effective voltage of the power system becomes the target voltage.
An output voltage phase calculation unit that calculates the output voltage phase of the inverter from the active power output of the inverter, its command value, the target frequency, and the governor command value based on the sway equation of the synchronous machine.
An output voltage command value calculation unit that calculates the output voltage command value of the inverter from the effective voltage command value of the inverter and the output voltage phase of the inverter.
A PWM signal generator that generates a PWM signal for controlling a switching element in the inverter based on the output voltage command value of the inverter.
A controller provided with an overcurrent protection unit that limits the output voltage command value of the inverter when an overcurrent occurs in the inverter.
前記インバータの出力電流の過電流を検出する過電流検出部と、
前記インバータの出力電流から前記インバータの出力周波数帯域の周波数成分を抽出するフィルタと、
前記フィルタの出力値の上限値および下限値を制限するリミッタと、
前記リミッタの出力値と前記インバータの出力電流との偏差を増幅する偏差増幅部とを有し、
前記過電流検出部により前記インバータの出力電流の過電流が検出されたとき、前記インバータの出力電圧指令値に前記偏差増幅部の出力値を足し込むものであり、
前記PWM信号生成部が、前記偏差増幅部の出力値が足し込まれた前記インバータの出力電圧指令値に基づいてパルス変調信号を生成するものである請求項1に記載のコントローラ。 The overcurrent protection unit
An overcurrent detector that detects the overcurrent of the output current of the inverter,
A filter that extracts the frequency component of the output frequency band of the inverter from the output current of the inverter,
A limiter that limits the upper and lower limits of the output value of the filter,
It has a deviation amplification unit that amplifies the deviation between the output value of the limiter and the output current of the inverter.
When the overcurrent of the output current of the inverter is detected by the overcurrent detection unit, the output value of the deviation amplification unit is added to the output voltage command value of the inverter.
The PWM signal generation unit, according to claim 1 and generates a pulse modulated signal based on the output voltage command value of the inverter output values of the deviation amplifier is added up controller.
前記インバータの出力電流から前記インバータの出力電流のα軸成分およびβ軸成分を算出する第1のαβ軸成分算出部と、
前記電力系統の電圧から前記電力系統の電圧のα軸成分およびβ軸成分を算出する第2のαβ軸成分算出部と、
前記インバータの出力電流のα軸成分およびβ軸成分ならびに前記電力系統の電圧のα軸成分およびβ軸成分から前記インバータの有効電力出力を算出する単相電力算出部とを有する請求項1ないし請求項4のいずれかに記載のコントローラ。 The active power output calculation unit
A first αβ-axis component calculation unit that calculates the α-axis component and β-axis component of the output current of the inverter from the output current of the inverter, and
A second αβ-axis component calculation unit that calculates the α-axis component and β-axis component of the power system voltage from the voltage of the power system, and
Claims 1 to claim that include a single-phase power calculation unit that calculates the active power output of the inverter from the α-axis component and β-axis component of the output current of the inverter and the α-axis component and β-axis component of the voltage of the power system. Item 4. The controller according to any one of Item 4.
複数のスイッチング素子を有し、前記複数のスイッチング素子がスイッチング動作することにより直流電圧を単相交流電圧に変換するインバータとを備え、
前記コントローラから出力されるPWM信号により前記インバータにおける前記複数のスイッチング素子が制御される単相擬似同期化力インバータ。 The controller according to any one of claims 1 to 7.
It has a plurality of switching elements, and includes an inverter that converts a DC voltage into a single-phase AC voltage by the switching operation of the plurality of switching elements.
A single-phase pseudo-synchronization power inverter in which the plurality of switching elements in the inverter are controlled by a PWM signal output from the controller.
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